变压器式可控电抗器论文（共7篇）
变压器式可控电抗器论文 篇1
摘要：在变压器式可控电抗器(CRT)运行时的任一确定工况下,合理地选择短路与调节控制绕组可有效减小CRT向电网注入的谐波电流含量。为此,给出CRT单绕组调节模式的明确定义,通过求解CRT的自、互电感电路方程,得到工作绕组瞬时电流的分段表达式,并推出工作绕组电流基波及各次谐波分量有效值的计算公式;引入调节过程及容量区间等概念,给出了CRT单绕组调节模式的通用分析方法;在此基础上,对所有适合给定输出功率的调节过程进行筛选比较,得到使CRT对电网造成的谐波污染达到最小的调节过程及相应调节控制绕组的触发角,实现了单绕组调节模式下CRT的谐波电流优化。分析和算例结果说明CRT的任意一个单绕组调节模式均可看作是若干个特定调节过程的一个排列;与已有的3种单绕组调节模式进行对比,说明所给谐波电流优化方法是有效的。
关键词：变压器式可控电抗器,单绕组调节模式,调节过程,容量区间,谐波分析,优化
0 引言
无功平衡是电网安全经济运行的重要保证[1,2,3], 在国内外科技工作者的长期努力下,各种基于不同工作原理的无功补偿设备相继出现[4,5,6,7]。 1995年,俄罗斯学者G. N. Aleksandrov首次提出了变压器式可控电抗器CRT(Controllable Reactor of Transformer type)的基本工作原理[8],此后大批学者对此进行了深入研究[9,10,11,12,13,14,15,16],指出CRT具有响应速度快、谐波含量较小的优点,是一种适用于超高压输电线路的无功补偿装置。
研究表明CRT的调节模式(工作模式[9])对其谐波含量的大小具有重要影响,是其优化设计的关键因素[9,10]。 文献[9]初步研究了CRT的调节模式,并在考虑控制绕组之间耦合的情况下推导了顺次单支路模式下CRT工作绕组电流基波与谐波的计算公式,而对于固定单支路和转移单支路模式等其他调节模式的研究则没有考虑控制绕组之间的耦合;此外,文献[9]对于调节模式的定义相对比较模糊。 由于顺次单支路、固定单支路、转移单支路这3种调节模式都是通过让CRT的多个控制绕组中的其中一个处于部分导通状态来平滑调节CRT的输出功率, 因此可将它们统称为单绕组调节模式。 CRT以单绕组调节模式运行时控制简单、运行可靠,对其进行深入研究具有很大的实用价值。
事实上,CRT的单绕组调节模式远不止以上3种。 由于CRT在不同调节模式下运行时对电网造成的谐波污染差异很大,因此有必要在众多的单绕组调节模式中选择一种污染最小的调节模式,这对于进一步简化CRT设计结构、提高其运行性能具有重要意义。
为此,本文首先基于单绕组调节模式的共同特点,在考虑控制绕组间电磁耦合的情况下,求出CRT工作绕组电流的瞬时表达式及其基波与各次谐波电流有效值的计算通式,并给出CRT向电网注入的谐波电流含量的近似计算公式;然后引出调节过程及容量区间等一系列基本概念,建立了分析CRT单绕组调节模式的统一方法;在此基础上设计详细的优化流程,实现了CRT以单绕组调节模式运行时的谐波电流优化。
1 工作绕组瞬时电流表达式
CRT的工作原理如图1所示 ,图中共有n个绕组,其中W1为工作绕组,W2、W3、… 、Wn为低压控制绕组,T2、T3、… 、Tn和X2、X3、 … 、Xn分别为串联在各个控制绕组中的反并联晶闸管和限流电抗器。 设工作绕组端口所加电压为u = 姨2 U cos(ωt),以u的正峰值时刻作为各反并联晶闸管的触发角在每个工频周期的计时起点,则T2、T3、…、Tn的触发角的取值范围为[0,π / 2]。 通过调节各反并联晶闸管触发角的大小,可使CRT输出介于空载与满载之间的任何容量;另外,满足同一输出容量的触发角组合往往远不止一组。 因此,本文将CRT从空载运行到满载(或从满载运行到空载)的过程中,各控制绕组触发角的变化规律称为CRT的调节模式;若在CRT全程调节时的任何工况下始终只有1个控制绕组的触发角介于0 ~ π / 2,而其余控制绕组的触发角为0或者为 π / 2,则称之为单绕组调节模式。
不考虑铁芯的磁饱和特性,忽略所有电阻。 若某一时刻所有控制绕组的反并联晶闸管均处于导通状态,则各绕组所满足的电路方程组如式(1)所示:
其中,Lk表示绕组Wk的自感系数(1≤k≤n);Mkq表示Wk和Wq间的互感系数(1≤k≤n,1≤q≤n);LXk表示和控制绕组Wk相串联的限流电抗器的电感系数;ik表示绕组Wk的瞬时电流;p=d / dt。
图1所示CRT共有n-1个控制绕组,设某一稳态下,CRT按单绕组调节模式运行,其中触发角不等于 π/ 2的控制绕组共有h-1个(1≤h≤n,h为CRT在1个工频周期 里参与运 行的绕组 (包括W1) 个数),则触发角等于 π/ 2的控制绕组应为n-h个,称之为截止控制绕组。 在h - 1个触发角不等于 π/ 2的控制绕组中有h - 2个控制绕组的触发角均等于0, 称之为短路控制绕组 ; 而剩余的那一个控制绕组的触发角(设为 α)介于0~π/ 2,称之为调节控制绕组。
由于CRT绕组电流波形1 / 4周期对称,因此只需计算[0,π/ 2]时段上的电流表达式即可知道1个周期的电流波形。
按照上述假设与分析,在(0,α]上,CRT各绕组满足的电路方程组如下:
其中,Lh - 1、ih - 1、uh - 1分别为从矩阵Ln、in、un中划掉截止及调节控制绕组对应的行、列元素而来的子矩阵。
由式(2)可得工作绕组电流i1满足如下微分方程:
其中,1 / L1,h-1为Lh-11的第一行第一列元素,Lh-1-1为Lh-1的逆阵。 在该时段,i1的初始条件为i1 ω t = 0= 0,由此
解得:
同理,在(α,π / 2]上,工作绕组电流满足如下微分方程:
其中,1 / L1,h为L-h1的第一行第一列元素,L-h1为Lh的逆阵,Lh是删去矩阵Ln中所有截止控制绕组对应的行、列元素而来的子矩阵。 以上个时段的终值作为当前时段的初值条件,解得:
综上可得,在单绕组调节模式下,当CRT在1个工频周期中有h个绕组参与运行,其调节控制绕组的触发角等于 α 时,CRT工作绕组的电流瞬时值在 [0,π/ 2]时段上的表达式为:
2 谐波分析
由于i1的波形符合1 / 4周期对称,其中只含基波和奇次谐波中的正弦项,因此可分解为如下形式的傅里叶级数:
其中,m=1,2,3,…。
将式(7)代入式(9)中进行分段积分并整理化简,可得工作绕组电流的2 m -1(m =1,2,3,…)次谐波电流(m=1时为基波)的有效值为:
其中,m=2,3,4,…。
由于CRT应用于三相输电系统之中,当其使用三角形接法连接时3的整数倍次谐波电流不会流入电网而对电网造成污染;另外,由式(10)、式(11)可知高次谐波的含量非常小,可以忽略不计,若记CRT注入电网的总谐波电流含量为IH,则在计算IH时可只考虑N(如N = 31)次及以下的低次谐波。 于是IH的近似计算形式为:
其中,M和C分别取使2M-1和6C- 3不超过N的最大整数。
把式(10)、式(11)代入式(12)可得IH的近似计算公式:
IH=πU ωL1,1 h1-L1 1,h 姨m M = 鄱 2 f2m(α) -c = C鄱 1 f2 3c-1(α)(13)
3 调节过程与容量区间
式(10)、式(13)给出了单绕组调节模式下CRT工作绕组电流基波及谐波有效值的计算公式,结合前文的推导可知,当短路及调节控制绕组给定之后, 式中的系数便是确定的,从而CRT工作绕组电流基波及谐波有效值便由调节控制绕组的触发角 α 唯一确定。 为了方便分析,将调节控制绕组的触发角 α 从 π/ 2减小到0(或从0增大到π/ 2)这一过程称为一个调节过程,将对应的容量(工作绕组基波电流有效值)变化范围称为一个容量区间,记作[Imin,Imax]。
取式(10)中的m=1,并将式(11)里的f1(α)代入式(10),可得工作绕组基波电流有效值与触发角 α 之间的关系式,根据f1(α)在 [0,π/ 2]上的单调性可知此时式(10)绝对值里恒为正值,从而可得:
I1=U 姨π +姨 1-1 姨[2 α + sin(2α)] 姨(14) πω L1,h L1,h-1 L1,h
令 α 分别取 π/ 2与0,可得:
由第1节的分析可知,当h = 1时,CRT空载运行;当h=n且h-1个控制绕组全为短路控制绕组时, CRT满额运行。 于是由式(14)可得:
其中,IO为空载电流;IN为额定电流。
当CRT有n个绕组时,其调节过程的总数应为:
其中,C1n - 1是指调节 控制绕组 有C1n - 1种可能取法; Cin - 2是指当短路控制绕组总数为i(0≤i≤n - 2)时, 短路控制绕组应有Cin-2种可能取法。 由此可见,调节过程的总数是CRT绕组个数的一元函数,绕组数越大,则调节过程越多。
为方便后续的研究,本文使用一个2n-2行、n + 3列、n- 1层的三维数组(记作Rn)来保存所有调节过程的信息,其中Rn每行每层的1 ~ n - 1列依次保存控制绕组Wn~ W2在相应调节过程下的状态。 由于每个控制绕组均有短路、截止、调节3种可能状态,因此可使用3个数字来标识这3种不同的状态:“2”表示调节、“1” 表示短路、“0” 表示截止。
为方便实现各种不同的单绕组调节模式,可按一定的规律来存储各控制绕组的状态,首先将第1层第n-1列的所有2n-2个元素置为“2”,表示第1层存储W2为调节控制绕组的所有调节过程,而第1层第i(1≤i≤2n-2)行的1 ~ n - 2列可按行序号 “i”生成 ,办法如下。
将“i - 1”转化为一个n-2位的二进制数(不够n - 2位时,将高位用“0”补齐),然后将该二进制数的每一位从最高位到最低位逐个置于Rn第i行的第1 ~ n - 2列依次来标识Wn~ W3的状态。
第1层2n-2个调节过程的W2~ Wn的状态标识完成后,第j(2≤j≤n-1)层W2~ Wn的状态则可由第1层向左循环移位j -1次来得到。
当Rn中所有调节过程下各控制绕组的状态标识完成后便可按照第1节所给的办法生成各调节过程对应的Lh与Lh -1, 进而求得相应的1 / L1 ,h与1 / L1,h-1,并将其存入对应调节过程的第n列与n + 1列,然后可由式(15)、式(16)求得Imin和Imax, 并将其存入对应调节过程的第n+2列与n+3列。 如此,用于保存所有调节过程信息的三维数组Rn便生成了。
为方便分析,可将Rn各层各行存储的调节过程看作一个元素,在后文分析中,Rn(i,j) (1≤i≤n-1, 1≤ j≤2n-2)就表示Rn的第i层、第j行所存储的调节过程。
由于Rn存储了单绕组调节模式的所有调节过程,因此要完成CRT输出功率从空载到满额(或从满额到空载)的连续调节,可先从Rn中选择若干个调节过程,然后组成特定的排列来实现;原则是所选各调节过程的容量区间的并集等于[IO,IN], 否则无法保证CRT输出功率全程连续。 另外,值得注意的是,各调节过程之间可能存在重叠现象(容量区间彼此之间存在交集),因此,在有的调节模式中,各调节控制绕组触发角的变化范围往往不是[0,π/ 2],而可能是[0,π/ 2]的某个子区间。
4 谐波优化
根据调节过程的相关说明,对于坌Iref [IO,IN], Rn中至少存在1个调节过程,使得Iref属于该调节过程的容量区间[Imin,Imax],显然 ,按照该调节过程下各控制绕组的触发方式,CRT可以输出这一容量,为方便分析,若Iref属于某一调节过程的容量区间,则称该调节过程适合Iref,设相应的调节控制绕组的触发角为 αt,则由式 (14)—(16)可知 αt应满足如下非线性方程:
从方程(20)中解出 αt,然后将其代入式 (13)便可求得相应的IH。 由于在[0,π/ 2]上方程(20)只有1个根,因此当调节过程选定之后 ,某一输出容量下的IH就是确定的。
由此可见,对于结构参数确定的CRT,当其按照单绕组调节模式工作时,同一输出容量下CRT向电网注入的谐波电流大小完全取决于所选择的调节过程而与其他因素无关。 由于适合Iref的调节过程往往不止1个,因此需要进行筛选比较从中选出IH最小的调节过程,并按照其所对应的各控制绕组的触发方式来控制各反并联晶闸管的开断,这样便可实现CRT在给定容量Iref下的谐波电流含量优化。
根据以上分析,可设计如图2所示的流程来实现任一确定容量下CRT的谐波电流优化。
图2所示的流程相当于对适合Iref的所有调节过程所对应的谐波含量进行了比较,并从中选出最优的调节过程。 在实际中为降低设备的制造成本, CRT的绕组数一般较小 ,由式(19)可知CRT的调节过程也不会很多,因此,图2所示的优化方法搜索范围较小,操作简单,易于编程实现,能方便实现任一确定容量下CRT的谐波电流优化。
若按图2所示流程来确定CRT从空载运行至满载时任意工况点下各触发角的变化规律,则CRT对电网造成的谐波污染始终是所有单绕组调节模式中最小的,因此可将这种调节模式称为谐波优化调节模式。
5 算例分析
为说明本文分析方法的合理性,本文以文献[9] 中提供的CRT模型为例进行分析计算。
文献[9]给出了一6绕组CRT,并求出了其中的6绕组变压器各绕组之间的自 、 互阻抗矩阵 ( 文献 [9]已将各绕组的匝数和所有物理量归算到了高压侧工作绕组,CRT工作绕组所加正弦交流电压有效值为500/ 姨3 k V,频率为50 Hz,额定电流为208 A), 将阻抗矩阵转化为自、互电感矩阵用M表示,结果如下(单位为H):
各控制绕组所串联的限流电感的取值应根据电网对CRT的性能要求来具体确定,取法比较灵活,但任何调节模式必须能够全程连续调节,否则就是无效的。 根据第4节的分析,谐波优化模式总能连续。 已有的3种典型单绕组调节模式中只有固定单支路模式会因限流电感的取值不当而导致容量断续。
在本例中,限流电感的取值首先应保证CRT的额定电流为208 A,然后能使固定单支路模式的容量全程连续且该模式中的各调节过程之间的重叠最少,根据以上要求,其具体取值如下所示(单位为H):
LX= [24.929 5 24.862 1 12.202 4 5.835 3 2.312 5]
其中,LX的第i(1≤i≤5)个元素表示Wi + 1所串联的限流电抗的电感大小。
根据M及LX,可求得:
由式(17)、式(18)可求得IO=2.03 A、IN=208 A。 由式(19)可得CRT的调节过程总数为P = 80,由第3节的分析可知,R6共分5层、每层有26-2=16行,即R6每层包含16个调节过程,根据第3节所述的R6的生成方法可得R6第1层的16个调节过程的信息如表1所示。
对第1层的前5列向左循环移位1次可得第2层的前5列,即生成了第2层各绕组的触发状态,然后仍然按照第3节所述的方法便可求得第2层的后4列,结果如表2所示。
同理可求得R6的第3、第4、第5层,此处不再赘述。 式(10)—(14)给出了CRT工作绕组电流基波、各次谐波及总谐波含量的计算公式,其形式在所有的调节过程下都是一致的,只是在不同的调节过程下式中的系数1 / L1,h与1 / L1,h-1有所差异,这里以表1中的第4个调节过程(W6、W5、W4、W3、W2的触发状态为“00112”)为例来形象地展示其变化趋势,见图3。
根据第3节的分析,CRT的所有单绕组调节模式均可由R6中的某些调节过程组成特定的排列来实现,文献[9]中所述的3种典型单绕组调节模式也不例外,根据文献[9]中关于3种典型单绕组调节模式的详细说明,3种典型单绕组调节模式可分别用下列切换流程表示。
特点:设CRT绕组总数为n,则顺次单支路模式总共由n - 1个调节过程排列而成。 若用i表示Rn的层序号,j表示行序号,则对于顺次单支路模式的切换流程中的任一调节过程,其i与j满足如下关系:
在本例中n = 6,因此,j=17 - 25-i,比如R6(2,9), 9 = 17 - 25-2。
特点:设CRT绕组总数为n,则固定单支路模式总共由2n-2个调节过程排列而成;它们全部来自Rn的第1层。 在本例中n = 6,构成固定单支路模式的16个调节过程的信息如表1所示。
特点:设CRT绕组总数为n,则转移单支路模式总共由n(n-1) / 2个调节过程排列而成;其中来自Rn第i(1≤i≤n-1)层的共有n-i个。 在本例中n=6,转移单支路模式共由15个调节过程构成,其中有4个来自R6的第2层。
当CRT按照上述3种调节模式中的某一种从空载运行到满载时,对于其中的任意容量,总可以在该调节模式对应的切换流程中找到适合该容量的调节过程,值得注意的是,流程中相邻两调节过程可能存在重叠(如本例中固定单支路模式中的R6(1,5)R6(1,6)),此时适合该容量的调节过程会有2个 ,结合文献[9]中关于3种典型单绕组调节模式的说明, 应选择前者(R6(1,5))作为适合该容量的调节过程 , 调节过程选定之后,便可根据R6中保存的容量区间建立方程(20),然后解出相应调节控制绕组的触发角并根据式(13)算出相应的谐波含量。 根据图2所示的优化流程,可算出CRT运行中的任意输出容量对应的最小谐波电流及相应的各控制绕组的触发角大小。 按照以上分析,可得CRT按不同模式从空载调节到满额时,各控制绕组的触发角随输出容量的变化曲线,如图4所示;而图5所示则为不同模式下CRT向电网注入的谐波电流含量随输出容量的变化趋势。
从图4可以看出顺次单支路模式下各调节控制绕组触发角均是从 π/ 2变化到0,而其余3种调节模式的各调节控制绕组的触发角大多是[0,π/ 2]的子区间,从而进一步说明第3节的分析是合理的。 需要指出的是按照图4(d)所示的各控制绕组触发角的变化曲线反推出来的切换流程并不符合严格意义上的转移单支路模式,其中并没有经过R6(2,1)、 R6(2,5)、R6(2,7)、R6(2,8)这4个以W3为调节控制绕组的调节过程,这可看成是在经过上述4个调节过程时各调节控制绕组的触发角变化范围为空集(仍为[0,π / 2]的子区间);出现这种现象的原因是本例中选择的限流电抗能够保证固定单支路模式全程连续(其他模式总能连续),但此时转移单支路模式下R6(2,1)、R6(2,5)、R6(2,7)、R6(2,8) 的容量区间总会被R6(1,1)、R6(1,9)、R6(1,13)、R6(1,15) 的容量区间完全包含,因此无需再经过这3个调节过程。
从图5可以看出CRT按4种不同模式运行时对电网造成的谐波污染差异很大,在任何容量下,当以谐波优化模式运行时,CRT向电网注入的谐波含量总比其他3种调节模式的要小,这说明本文所给谐波优化办法是有效的;而在3种典型单绕组调节模式中固定单支路模式的谐波水平则最接近谐波优化模式。
为进一步说明本文所给谐波优化方法的可行性,本文借助文献[9]中提供的CRT等值电路模型进行仿真验证。
图6为CRT的等值电路模型,其核心部分为6绕组变压器的多边形等效电路,根据文献[9]提供的详细计算流程,该等效电路中各支路的电感可由CRT的自、互电感(M矩阵)求得,本文只给出其最终结果 (用矩阵l6表示),其详细计算过程可参考文献[9], 此处不再重复。 需要说明的是l6的各行号与列号分别对应于等效电路的6个节点,主对角线上的元素 “*” 表示无效 ; 另外 ,l6中各电感参数具有等效的性质,因此出现负值时只有数学意义,并不具有物理意义。
按照图6所示的等 效电路可 在MATLAB / Simulink中搭建CRT的仿真模型,并利用傅里叶分析模块测量CRT按上述4种调节模式运行时其工作绕组电流基波分量有效值I1及谐波含量IH。 现任给CRT调节范围中的一个容量 (如Iref= 129 A),根据前文所述的推理过程可分别得出CRT按照上述4种调节模式输出该容量时所选择的调节过程及各控制绕组晶闸管的触发角大小如表3所示。 表3中模式1、2、3、4依次代表谐波优化模式 、顺次单支路模式、 固定单支路模式、转移单支路模式;后同。
按照表3所示4种调节模式下的触发角大小来控制仿真模型中各控制绕组晶闸管触发脉冲的相位进行仿真实验,便可测得4种调节模式下CRT工作绕组电流基波分量有效值及总谐波含量。 另一方面, 根据式(11)、(13)也可由表3中的触发角分别计算出4种调节模式所对应的谐波含量。 将其与仿真测量所得结果进行对比,情况如表4所示。
表4显示仿真结果与计算结果比较吻合,该误差主要是由于文献[9]在建立多绕组变压器的等值电路模型时忽略了激磁电流所致;从中可以看出工作绕组基波电流有效值的测量结果普遍略小于给定容量129 A。 另外,仿真模型的测量结果显示谐波优化模式下CRT注入电网的谐波含量比其他3种调节模式的都小,其中固定单支路模式最接近谐波优化模式,这与图5所反映的结果是一致的;表3、4的结果是针对其中一确定容量得出的,其实对于任何容量都可以得到类似的结论。 由此可见,本文所给的谐波优化方法是合理的。
6 结论
a. CRT所有单绕组调节模式的计算工作绕组电流基波及各次谐波有效值的公式在形式上是一致的。
b. 当CRT按照单绕组调节模式工作时 ,同一输出容量下CRT对电网造成的谐波污染只会随着所选调节过程的不同而有所差异。
c. CRT的任何一个单绕组调节模式均可看成是Rn中若干个容量区间的并集为[IO,IN]的调节过程的一个排列。
d. 仿真和算例结果说明对于一个结构参数已给定的CRT,按照本文所给的谐波优化模式运行能有效减小其向电网注入的谐波电流含量。
变压器式可控电抗器论文 篇2
随着超高压长距离高自然功率紧凑型输电线路和电缆输电线路的建设，线路容性充电无功大为增加，设备绝缘余量越来越小，使得无功平衡和电压控制日益成为电力系统亟待解决的重要课题。可控电抗器不仅可实现容量大范围快速平滑可调，而且结构坚固、维护简单、运行可靠，在补偿线路容性无功、消除发电机自励磁、限制工频过电压、抑制潜供电流、增大系统稳定性、提高输电能力等方面具有重要作用。文献[1,2]是关于可控电抗器应用研究方面较早的论文，它们指出在新建的电网中应该广泛使用可控电抗器。之后，可控电抗器的研究和应用在国内外日新月异，得到了长足发展[3,4,5]。可控电抗器种类较多[6,7,8]，文献[8]对此进行了最新总结。其中，磁饱和式可控电抗器MSCR(Magnetically Saturation Controlled Reactor)在我国研究成果较多，并得到了实际应用[9,10,11]。
建模仿真方法是MSCR研究中值得关注的重要问题。文献[12,13,14]提出基于微分方程的建模仿真方法，该方法需要对电抗器工作原理具有深入的理解并自己编写仿真计算程序。文献[10,11]提出基于磁路分解法和PSCAD/EMTDC的建模仿真方法，该模型对MSCR结构尺寸等参数依赖性较强。文献[15,16]通过研究MSCR的等效物理模型、数学模型和等效电路，建立基于MATLAB的仿真模型的方法。相对前2种方法，第3种方法具有避免或减轻自己编写仿真计算程序的繁重工作和只关注MSCR的电气特性而不使用其结构尺寸等参数方面的优势。文献[17]针对文献[15,16]未明确给出仿真模型参数和MSCR参数间的定量关系的缺陷，研究了MSCR额定容量、额定电压、自耦比等参数之间，及其与模型参数之间的定量关系。但是，因为文献[17]是基于MSCR等效电路建立的仿真模型，未能充分体现MATLAB/Simulink直观简单的特点，更重要的是不能仿真晶闸管、二极管、各个绕组的电流/电压等物理量以及换流等重要的物理过程。
本文根据MSCR的结构特点，提出基于MATLAB多绕组变压器模型的MSCR仿真建模方法，深入研究模型参数与MSCR参数之间的定量关系，明确仿真模型参数的设置方法，并通过示例说明该方法的正确和优越之处。
1 基本结构与基本参数关系
超高压大容量MSCR通常采用三相电抗器组，其中一相MSCR的结构原理图如图1所示[13,14]。图中，铁芯1、2的等效磁路长度为l，等效磁路截面积均为A;N1、N2为绕组匝数;uA为工作电压，其额定频率为fN;iA为工作电流;VT1、VT2为晶闸管;VD为二极管。
定义自耦比(抽头比)为：
其中，NA=N1+N2。
若NA匝绕组的电阻为RA，则：
其中，R1、R2分别为匝数为N1、N2的绕组的电阻。
若UAN为MSCR额定工作电压有效值，则：
其中，U1N、U2N分别为匝数为N1、N2的绕组的额定电压有效值。
若IAN为MSCR额定工作电流有效值，则：
其中，I1N为匝数为N1的绕组的额定电流有效值。
若SAN为MSCR额定容量，则：
其中，S1N为匝数为N1的绕组的额定容量。
由文献[11]知：
其中，BS为铁芯饱和磁密;μ0为空气磁导率。
2 铁芯磁化饱和特性
设图1中铁芯等效磁化饱和特性为：
对匝数为N1的绕组而言有：
其中，ψS为铁芯饱和磁链;im为磁化电流。
把式(9)—(11)代入式(8)得：
把式(10)代入式(6)得：
把式(12)、(14)代入式(13)可得：
取磁链基值为：
把式(3)代入式(16)可得：
把式(17)代入式(15)可得：
其中，ψ*=ψ/ψbase，为磁链标幺值。
取电流基值为：
把式(3)、(5)、(7)代入式(19)可得：
把式(20)代入式(18)可得：
其中，im*=im/Ibase，为磁化电流标幺值。
3 建模
如图1所示，MSCR的每个铁芯及其绕组可以看作1个4绕组变压器，而MATLAB的Powersystem Blocksets中提供了多绕组变压器模型Multi-Winding Transformer。所以，用2个多绕组变压器模型，以及晶闸管、二极管、电源等模型，并根据图1所示的连线方式就可以建立MSCR的仿真模型。其中，核心模型是2个完全一样的多绕组变压器模型MultiWinding Transformer。所建的MSCR仿真模型在形式上与图1所示MSCR结构完全一致，直观简单，且可仿真出图1中所有元器件的电压、电流的变化过程。
在建立了MSCR仿真模型之后，各子模型参数的正确设置对仿真结果的正确性就尤为重要。其中，主要是对多绕组变压器模型参数的设置，说明如下。
a.额定功率：由式(5)算得的S1N(V·A)。
b.额定频率：MSCR的额定频率fN(Hz)。
c.绕组额定电压：4个绕组额定电压依次是U1N(V)、U2N(V)、U2N(V)、U1N(V)，由式(3)算得。
d.绕组电阻：4个绕组电阻依次是R1(Ω)、R2(Ω)、R2(Ω)、R1(Ω)，由式(2)算得。
e.绕组漏电感：本文忽略绕组漏感，此时所有绕组漏感可以设定为0。
f.励磁电阻：本文忽略铁芯损耗，所以磁化电阻可以设置为足够大的数，如1015Ω。
g.铁芯磁化饱和特性：由几个由(0,0)开始的磁化电流/磁链数据点(p.u.)给定。这些数据点可由式
由以上分析可以看出，多绕组变压器模型参数设置(如式(2)、(3)、(5)、(21)所示)与MSCR的结构尺寸没有关系，只要给定电抗器额定容量、额定电压、绕组电阻和自耦比就可以对MSCR进行建模。其他子模型都是MATLAB中的常规模型，它们的参数设置不再赘述。
4 仿真举例
MSCR参数：额定容量SAN=60 MV·A;额定电压额定频率fN=50 Hz;绕组电阻RA=40Ω;自耦比δ=0.047 4。
当晶闸管触发角为0°(对应MSCR带额定负载)时，仿真结果如图2所示(限于篇幅，图2给出了部分仿真结果)。
由图2可以看出，基于MATLAB多绕组变压器模型的MSCR仿真模型不仅可以仿真出工作电流波形，而且可以仿真出各绕组、晶闸管、二极管等元器件的电流波形(电压波形当然也可以仿真出)，这是文献[14,15,16]所不具备的。
另外，根据文献[16]所给出的过渡时间tgd计算公式可得：
该结果与图2(a)—(f)比较可知，由仿真所得的过渡时间和公式计算所得的过渡时间是一致的。
根据文献[11,12]所给出的晶闸管、二极管换流时间thl计算公式可得：
该结果与图2(g)比较可知，由仿真所得的换流时间与公式计算所得的换流时间是相同的。
上述通过仿真所得的过渡时间tgd和换流时间thl与通过公式计算所得数值的一致性，更加说明了本文所建模型是正确和有效的。
5 结论
a.基于MATLAB多绕组变压器模型的MSCR仿真模型参数只与电抗器额定容量、额定电压、额定频率、自耦比、绕组电阻和铁芯磁化饱和特性有关，而与电抗器几何尺寸无关。
b.基于MATLAB多绕组变压器模块的MSCR仿真模型可以对各绕组、晶闸管、二极管等元器件的电压、电流，以及对晶闸管和二极管的换流过程进行分析。
变压器式可控电抗器论文 篇3
1 磁饱和式可控电抗器的基本结构
图1为磁饱和式可控电抗器的结构原理图。电抗器有两个等截面、等长度的主铁心1、2组成。为了保证工作时磁压降大部分降落于两个主铁心柱上, 使其容易达到饱和状态, 两个旁轭的截面积要略大于主铁心的截面积[2]。每个铁心上绕有总匝数为NA的上、下两个绕组, 每个绕组各有一个抽头分别与晶闸管VT1、VT2相连。抽头比为δ=N2/NA, NA=N1+N2。不同铁心上的上、下两个绕组交叉顺连后并联至电网, 续流二极管VD跨接在两个绕组的交叉处。铁心1与旁轭1、铁心2与旁轭2分别构成交流磁路, 铁心1与铁心2构成直流磁路。
2 磁饱和式可控电抗器的基本工作原理
如图2所示的铁芯饱和原理, 把铁芯的磁化曲线设为理想的小斜率曲线, 斜率为真空磁导率μ0。当不施加直流励磁时, 工作状态如图 (a) , 铁芯一直工作在不饱和状态, 电抗器的磁场强度很小, 根据安匝平衡原理工作电流也就很小, 电抗器容量也很小。按照图2所加的直流激磁会对于左右两个芯柱分别产生正负两个方向的磁密平移, 也就是会让左右两个芯柱轮流达到饱和状态, 从而得到对称交流的饱和工作电流。工作状态如图 (b) 所示。
磁饱和式可控电抗器的工作原理就是通过改变直流励磁的大小, 改变铁芯的磁饱和度, 进而改变等效磁导率从而平滑地改变电抗值, 从而改变了电抗器容量。
在图1中, 设晶闸管VT1、VT2和二极管VD都是理想开关元件, 则电抗器有以下四种工作状态[3]:
状态1:VT1、VT2、VD都关断;
状态2:VT1、VD关断, VT1导通;
状态3:VT1、VT2关断, VD导通;
状态4:VT1、VD关断, VT2导通。
设电网电压为 , 则上述各种状态与 和晶闸管触发角 之间的关系如图3所示。
3 工作特性分析
3.1 谐波特性。
在设计磁饱和式可控电抗器的时候, 其最大容量所对应的铁芯饱和度称为额定饱和度, 记为βn。理论上βn可以任意选择, 但是选取的βn不同, 产生的谐波情况也不相同。单纯考虑电抗器在不同容量下的各次谐波电流幅值相对该容量下基波电流幅值的百分比没有太大意义。本文的谐波分析方法为:在电抗器整个容量调节范围内, 寻找到各次谐波的最大值, 然后将它们分别与最大基波电流进行比较, 可以很清楚地分析出电抗器所产生的谐波情况[4,5]。当 范围内变化时, 对应的各次谐波幅值的最大公式如下:
式 (1) 中基值为电抗器额定电流最大值。图4为电抗器谐波峰值与饱和度的关系曲线。
由图4可以看出, 如果电抗器的饱和度为 , 则在整个容量调节范围内, 电抗器注入电网的3次、5次和7次谐波与额定电流幅值相比很小。由于各次谐波出现的最大值是相互错开的, 因此得到的电流波形畸变系数将更小。
3.2 伏安特性。
采用数值计算的方法分析磁饱和式可控电抗器的伏安特性[6], 图5是其计算曲线。图中的纵坐标为电压幅值的标幺值, 基准量为额定电压幅值;横坐标为电流基波分量幅值的标幺值, 基准量为额定电流幅值;可见, 磁饱和式可控电抗器的伏安特性近似为线性, 能有效地消除其运行时可能产生的参数振荡现象。
3.3 控制特性。
在额定正弦电源电压下, MCSR电流幅值随触发控制角α变化的关系称为控制特性。
3.3.1 触发导通角α与饱和度β的关系。
根据相关文献, , 其中Bs为磁感应强度的交流分量, Bd为磁感应强度的直流分量[7]。由MCSR的电磁方程可以得出:
式 (2) 中, 当D导通的时候, K (t) 取0, 当D截止的时候, K (t) 取1。
对式 (2) 两边求半周期平均值, 有
令式 (3) 中0, 2, 故
将式 (4) 代入式 (3) 中, 可得
3.3.2 触发导通角与电抗器电流的关系。
联立式 (5) 与式 (1) , 可以得出触发导通角与电抗器电流之间的关系, 图6为 曲线。可见, 磁饱和式可控电抗器的电流幅值与触发导通角α具有明显的非线性, 呈现一定的余弦关系。
3.4 响应速度。
MCSR的响应时间由式 (6) 确定[8]:
其中n为磁控电抗器容量从空载到额定值所需的工频周期数, 而且该值只与抽头比有关。
3.5 有功损耗。
大量的数值计算和实测表明, MCSR的有功损耗也只与抽头比有关, 并且有如下关系[6]:
由此可见, 抽头比越小, 电抗器的有功损耗就越小。对于一台60Mvar/20k V的单相MCSR, 当δ=0.0013时, 电抗器的有功损耗占无功容量的0.17%。
4 结论
概述了磁饱和式可控电抗器的基本结构和工作原理, 分析了它的工作特性, 从分析结果来看, 磁饱和可抗电抗器的谐波污染小, 控制特性呈现余弦关系, 伏安特性近似为线性关系, 响应时间只与其抽头比有关, 响应速度快, 有功损耗只与其抽头比有关, 有功损耗很小。因此, 磁饱和式可控电抗器在无功补偿, 维持线路末端电压水平方面有很好的应用前景。
摘要：概述了磁饱和式可控电抗器的基本结构和工作原理。重点分析了磁饱和式可控电抗器的工作特性, 包括谐波特性、伏安特性、控制特性、响应速度和有功损耗。对磁饱和式可控电抗器的应用研究有一定的理论指导意义。
关键词：磁饱和,可控电抗器,工作特性
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变压器式可控电抗器论文 篇4
高压长距离输电线路的传输功率峰值极大,且昼夜传输功率的变化也很悬殊。固定电抗值的电抗器有如下缺点:线路空载或小负荷时,线路电压高,将固定电抗器投入,吸收无功以降低电压,这是有利的;而在线路大负荷时,线路电压低,理应将固定电抗器切除,以求电压不致更低,但是考虑到如果切除了电抗器,万一系统某处故障跳闸使该长线路传输功率骤降或空载,长线对地电容大又无电抗器会造成电压危险升高,严重损坏绝缘。为了避免这种危险,现场在线路大负荷运行时往往不切除固定电抗器,这样固定电抗器就不能满足系统稳定调节电压的要求。
可控并联电抗器能完成系统稳定调节电压的任务[1,2,3,4]。其特性是:长线路传输功率增大,线路电压降低,可控电抗器的电抗值X自动增大,电抗器吸收的无功容量自动减小,起到抬高电压的作用;反之亦然,线路传输功率减小,线路电压升高,电抗器的X值自动减小,电抗器吸收无功自动增大,起到降低电压的作用。可控并联电抗器有2种:一种是分级可调式,例如西电变压器公司生产的500 kV分级式可调可控电抗器,分4级可调,电抗器吸收无功容量随长线路传输功率的变化自动地按4级(100%,75%,50%,25%)变化,这4级无功容量对应的高压侧电抗值为1 665 Ω,2 220 Ω,3 330 Ω,6 661 Ω,这不是平滑调节,是分级调节,见表1。第2种是无级调节式,例如沈阳变压器公司生产的500 kV无级可调可控电抗器,电抗器吸收的无功容量随长线路传输功率的变化自动地平滑调节,它的基本原理是磁控式。
本文按分级调节的可控并联电抗器研制保护。三相分级可控电抗器为Y0,y012接线,由3个单相电抗器组成,单相原理接线见图1,其结构为高漏抗变压器的副边串接3个空芯电抗器XK1,XK2,XK3。三相原理接线见图2。输电线路传输功率分4级变化时,以晶闸管TR1,TR2,TR3自动地导通或断开来控制空芯电抗器投入的数目,从而自动地改变电抗器的电抗。电抗器三相之间有水泥墙隔离,不会发生相间短路,所以只重点考虑电抗器的单相接地及匝间短路保护。
西电变压器公司生产的分级可控并联电抗器的单相容量Q=50 Mvar,相电压
2 高压可控并联电抗器匝间短路时负序电流和零序电流的计算
计算的目的是为了论证并选择电抗器匝间短路保护的原理,宜采用负序或零序保护或者二者都采用。
设电抗器A相绕组匝间短路,短路的匝数占A相绕组总匝数之比为β,0<β<1。利用重叠原理,电抗器A相绕组m,n两点之间匝间短路状态
如图3(c)所示,在A相m,n两点之间出现新电势
A相匝间短路时,以A相为故障分量的基准相。则
为分析匝间短路保护,以下着重计算电抗器匝间短路时其首端的负序电流I2和零序电流I0。其负序及零序网络见图4。
由于:
因此,
式中:UΦ为相电压;X2Σ,X0Σ为从匝间短路点看进去两侧的负序电抗之和、零序电抗之和,
XdK2,XdK0为电抗器的负序电抗、零序电抗;XS2,XS0为归算到电抗器端部的系统负序电抗、零序电抗。
以晋东南—南阳—荆门1 000 kV特高压实际电力系统荆门侧的并联电抗器匝间短路为例,采用式(2)进行计算(高压固定电抗值的并联电抗器与高压可控电抗器匝间短路的计算方法是完全相同的,晋东南至荆门1 000 kV系统的高压并联电抗器是固定电抗值,当然可以将其视为分级调节式可控电抗器4级中的某一级),计算结果如下。
1)1 000 kV荆门侧并联电抗器匝间短路,β=3%,不管电抗器中性点是直接接地还是经小电抗器XN接地,都是I2/In=1%(I2为匝间短路的电抗器首端的负序电流,In为其额定电流)。
2)1 000 kV荆门侧并联电抗器匝间短路,β=3%,电抗器中性点直接接地时I0/In=1%,而电抗器中性点经小电抗器XN接地时I0/In=0.6%(I0为匝间短路的电抗器首端的零序电流)。
3)荆门侧自耦变压器为1 000 kV/500 kV/110 kV,110 kV低压侧的并联电抗器中性点不接地,该电抗器匝间短路,β=3%,I2/In=1%。
对上述电力系统实例计算结果分析如下。
高压并联电抗器的电抗XdK远大于归算到电抗器端部的系统电抗XS,其差值非常悬殊,XdK2/XS2及XdK0/XS0都为44～220。并联电抗器匝间短路时,X2Σ=XdK2+XS2,X0Σ=XdK0+XS0,XdK2/X2Σ及XdK0/X0Σ都为97.8%～99.5%,所以当电力系统运行方式或运行参数变化时,XS2及XS0虽有变化,但对电抗器匝间短路的X2Σ和X0Σ以及I2/In和I0/In几乎无影响。
不同的高压电力系统,这种XdK≫XS的特性是类同的,所以不同的高压电力系统并联电抗器匝间短路在β值相同的情况下,它们的I2/In和I0/In的标幺值也是类似的。
并联电抗器的负序电抗XdK2与其中性点的接地方式无关,也就是不管电抗器中性点是直接接地或经小电抗器XN接地或不接地,XdK2是相同的。
因此,上述实例中,当荆门侧并联电抗器不管中性点直接接地或经小电抗器XN接地或不接地情况下,以β=3%匝间短路时,I2/In=1%。
并联电抗器中性点直接接地时,其零序电抗XdK0=XdK1=XdK2,所以上述实例并联电抗器中性点直接接地以β=3%匝间短路,I0/In=I2/In=1%。
并联电抗器中性点经小电抗器XN接地时,其XdK0=XdK2+3XN,XdK0显著大于XdK2,所以上述实例并联电抗器中性点经小电抗器XN接地以β=3%匝间短路,I0/In=0.6%<I2/In=1%。
上述结论对设计并联电抗器匝间短路保护特别有意义。当前文献及保护产品中高压并联电抗器的匝间短路保护都是采用零序保护,这有些欠妥。按本文的论证,针对高压并联电抗器匝间短路保护而言,采用负序保护更好些(其理由在第4节中论述)。
3 计算可控电抗器低压侧空芯电抗器单相接地时的短路电流
分级式可控电抗器结构特殊,其中变压器低压侧单相首尾短路时,由于变压器漏抗很大,短路电流不会超过额定电流,因此有些文献轻视低压侧保护的价值。下面以实例计算空芯电抗器(变压器低压绕组同理)单相接地时的短路电流,来论证装设低压侧高性能保护的必要性。
并联可控电抗器低压侧中性点接地,低压侧任一点单相接地时,接地点的零序电势Ud0为:
式中:UΦ为相电势;α为单相接地点距中性点的匝数占每相总匝数之比;Z1Σ,Z2Σ,Z0Σ分别为单相接地点与中性点之间的总正序、负序、零序阻抗。
当Z1Σ=Z2Σ=Z0Σ时,Ud0=αUΦ/3;多数情况下Z0Σ>Z1Σ=Z2Σ,Ud0>αUΦ/3,Ud0随Z0Σ/Z1Σ值的增大而增大。
以西电变压器公司分级式可控并联电抗器的参数进行空芯电抗器单相接地计算,低压侧
Ud0>αUΦ/3,取Ud0=0.4αUΦ=4 046 V,则I0′=Ud0/(0.5XK1)=2 975 A,I0″=Ud0/(0.5XK1+Xby+XS0)=416 A。因此,流过XK1故障相一半绕组的短路电流为3I0′=8 925 A,流过XK1故障相另一半绕组的短路电流为3I0″=1 248 A,接地点流入地中的短路电流为Ig=3(I0′+I0″)=10 173 A。
流过XK1的正常负荷电流为:
则3I0′/Ifh=4.8,Ig/Ifh=5.5。如此大的单相接地短路电流,表明可控并联电抗器低压侧应配置高性能的保护装置。
4 各主要保护的配置及保护原理
4.1 绝对值比较式负序及零序复合型方向保护
负序方向判据的动作方程为:
零序方向判据的动作方程为:
式中:
如图6所示,式(4)、式(5)两个判据组成或门快速出口作用于跳闸。本保护作为可控电抗器的高压绕组、高压中性点小电抗器、低压绕组、空芯电抗器匝间短路的主保护以及单相接地短路的主保护之一。
4.1.1 高压绕组匝间短路负序方向判据动作
如图7所示,有
将式(6)代入式(4),得
可得到结论:动作量很大,制动量为0,负序方向判据动作最灵敏。
(XdK2′+XdK2″=XdK2)(XdK2′+XdK2″=XdK2)
4.1.2 高压绕组单相接地短路负序方向判据动作
如图8所示,有
4.1.3 外部单相接地短路负序方向判据不动作
如图9所示,有
上式不成立,可得到结论:动作量为0,制动量很大,负序方向判据可靠地不动作。
(XS2′+XS2″=XS2)(XS2′+XS2″=XS2)
另外,可控电抗器低压绕组或空芯电抗器匝间短路以及它们单相接地短路时,有负序电流感应到高压侧,同理,负序方向判据能最灵敏动作。
4.1.4 零序方向判据的动作特性
同理,零序方向判据(式(5))的动作特性与负序方向判据(式(4))的动作特性完全类同,不再赘述,只不过在匝间短路及单相接地时两个判据测量参数的大小及精度有些差异,从而影响它们的动作灵敏度及死区大小有些差异,二者有互补作用。
4.1.5 采用负序及零序复合型方向判据的理由
根据前述1 000 kV电力系统实例计算,并联电抗器中性点经小电抗器XN接地匝间短路时,保护测量的I2>I0,且二者差距较大(β=3%时,标幺值I2=1%,I0=0.6%),又因匝间短路点的Ud2=Ud0=βUΦ/3,保护测量的U2=U0。因此,匝间短路时负序判据的灵敏度高于零序判据;当匝间短路的匝数少时,I0太小,测量精度差,零序判据的死区大些,负序判据的死区小些。
另外需要指出,并联电抗器中性点直接接地情况匝间短路时,I2=I0(β=3%时,标幺值I2=I0=1%),U2=U0,负序判据与零序判据的性能相同。
并联电抗器中性点直接接地情况内部单相接地短路时,保护测量的I0=I2=I1,接地点的Ud2=I2ΣX2Σ,Ud0=I0ΣX0Σ,接地点的电流I0Σ=I2Σ=I1Σ,大多数情况下,X0Σ>X2Σ,Ud0>Ud2,保护测量的U0>U2。因此,内部单相接地时零序判据的灵敏度高于负序判据;当单相接地点位置α小时,U2太小,测量精度差,负序判据死区大些,零序判据死区小些。
可见,电抗器中性点经小电抗器XN接地匝间短路时,负序判据性能好些,而电抗器中性点直接接地内部单相接地短路时,零序判据性能好些;两判据组成或门出口,起到互补作用,也起到主保护双重化作用。
4.1.6 绝对值比较式负序及零序复合型方向保护的整定
式(4)、式(5)中,XdK2,XdK0及XS2,XS0为保护的整定值。
分级式可控并联电抗器的电抗值XdK2,XdK0按输电线路传输功率4级的变化而自动地改变(见表1),要求电抗器的控制回路有以下功能:当电抗器的电抗值改变时能同时给保护装置一个出口信号,则保护可自动地改变XdK2,XdK0的整定值,这仅仅是要求电抗器的控制回路出口多输出一个信号而已,电抗器制造厂家很容易实现。这种整定要求并非本保护的缺点,因为可控电抗器的纵差保护、零序过流保护等的整定值中都包含有电抗器额定电流In,当可控电抗器的电抗按4级改变时,In也随着有大的改变,自然也要求电抗器控制回路出口能自动发一个信号给保护装置,以便相应地改变保护定值In,所以即使不采用本方向保护,仍要求可控电抗器控制回路出口应有这样一个信号给电抗器保护,这是可控电抗器保护的整定特点。
相对于电抗器的电抗值而言,系统电抗XS2,XS0很小。计算出真实的XS2,XS0对保护进行整定固然好,若近似以XS2=(0.03～0.05)XdK2,XS0=(0.03～0.05)XdK0整定也可以。
4.1.7 绝对值比较式负序及零序复合型方向保护的优点
绝对值比较式零序方向判据的优点如下(负序方向判据同理):
1)传统的零序功率方向判据反映的是零序功率方向,其动作方程为:
2)某些暂态过程中的干扰信号使
3)绝对值比较式负序判据及零序判据组成或门输出具有互补作用。
绝对值比较式零序方向判据已成功应用于WKB-801A型电抗器微机保护中,通过了中国电力科学研究院动模试验的检验,获得好评,并且近年已陆续投入国内220 kV,500 kV,750 kV系统共20余套,正常运行,性能良好,又刚刚投入晋东南—南阳—荆门1 000 kV特高压电力系统7套。
4.2 高压侧的分侧差动保护
如图2所示,高漏抗变压器高压侧首端电流互感器1LHA,1LHB,1LHC的相电流与中性点侧电流互感器2LHA,2LHB,2LHC的相电流组成高压侧的分侧差动保护,A,B,C三相或门输出,为折线型比率制动式动作特性,作为高压绕组及引出线单相接地短路的主保护之二。
分侧差动保护每相的动作判据为:
式中:Iop为差动电流,
式(7)中,Iop0,Ires0,S为保护的整定值,而
区内单相接地短路(并认为系统各元件的零序阻抗角相等)时,故障相(如A相)分侧差动保护的Iop,Ires为:
式中:
式(8)中,Ires小,则Iopset也小,而Iop很大,Iop>Iopset,分侧差动保护动作。
为何采用分侧差动保护而不采用零差保护,也不采用普通变压器高低压侧电流互感器组成的常规差动保护,原因分析如下。
4.2.1 可控并联电抗器分侧差动保护与零差保护相比的优点
假如高压侧采用零差保护,区内单相接地短路时零差保护的差动电流Iop及制动电流Ires为:
比较式(9)与式(8),零差保护的差动电流Iop与分侧差动保护的Iop完全相等,但零差保护的制动电流Ires=3I0t,远大于分侧差动保护的Ires=(3I0t-3I0n)/2,则零差保护的Iopset远大于分侧差动保护的Iopset,所以区内单相接地短路时零差保护的动作灵敏度远低于分侧差动保护的灵敏度,这是不采用零差而采用分侧差动的原因。
4.2.2 可控并联电抗器分侧差动保护与普通变压器高低压侧电流互感器组成的常规差动保护相比的优点
1)假如可控并联电抗器的高漏抗变压器配置由高低压侧电流互感器1TA和2TA组成的常规变压器差动保护(见图10),设高压绕组内部A相单相接地短路,若磁势
图10可控电抗器高漏抗变压器内部单相接地故障分析
常规差动保护动作方程为:
由式(10)可见,Iop减小,Ires增大,常规差动保护
可能拒动或者至少动作灵敏度很低。
鉴于并联电抗器的差动保护的唯一任务是保护电抗器内部单相接地短路,所以并联电抗器差动保护不宜采用高低压侧电流互感器组成的常规变压器差动保护,而宜采用分侧差动保护。
2)并联电抗器为电力系统负载,电抗器外部相间短路时,短路电流不会流经电抗器,因此电抗器差动保护的差动电流最大动作值Iopset,max只需躲开外部单相接地短路时的不平衡电流,无需考虑外部最大相间短路时的不平衡电流。
由于并联电抗器分侧差动保护的2组电流互感器都位于高漏抗变压器的同一侧,因此在整定计算Iopset,max时无需计及变压器分接头系数ΔU,也无需计及平衡系数Δm。这样,分侧差动保护的Iopset,max降低,S降低,比率制动特性折线下倾,内部单相接地短路时的动作灵敏度提高。
并联电抗器若采用高低压侧电流互感器组成的常规变压器差动保护,整定计算Iopset,max时必须计及ΔU和Δm系数,因此Iopset,max高些,S大些,比率制动特性折线上抬,内部单相接地短路时的动作灵敏度低些。
3)可控并联电抗器电抗大,剩磁小,突加电压时励磁涌流较小。由于高压侧分侧差动保护的两组电流互感器都位于高压侧,这个较小的励磁涌流对分侧差动保护为穿越性电流,所以分侧差动保护可以不采用二次谐波制动,这有利于简化保护软件,提高保护动作的快速性。若并联电抗器采用高低压侧电流互感器组成的常规变压器差动保护,就必须采取二次谐波制动或者其他措施来防止励磁涌流对保护的有害影响。
4.3 高压侧中性点零序过流保护
如图2所示,自可控并联电抗器高压侧中性点的电流互感器LH0取3I0,构成零序过流长延时保护,出口跳闸,作为可控电抗器高低压侧及中性点小电抗器XN的匝间短路及单相接地短路的后备保护。保护的动作电流按躲开正常运行时中性点的不平衡电流整定,其延时比高压母线上所有线路接地保护第3段的最长延时高出Δt。
4.4 低压侧的分侧差动保护
如图2所示,高漏抗变压器低压侧的电流互感器3LH与5LH构成反映相电流的分侧差动保护,作为低压侧绕组单相接地短路的主保护之二;又3LH与4LH构成另一组反映相电流的分侧差动保护,作为空芯电抗器单相接地短路的主保护之二;这两组差动保护都是A,B,C三相组成或门出口快速跳闸,都为比率制动式折线型动作特性。
4.5 低压侧零序过流保护
如图2所示,由电流互感器4LHa,4LHb,4LHc取三相电流,保护自产3I0,4LH;由5LHa,5LHb,5LHc取三相电流,保护自产3I0,5LH,构成零序过流长延时保护,保护框图见图11,可作为可控电抗器高低压绕组、空芯电抗器、高压中性点小电抗器匝间短路及单相接地短路的后备保护。
整定值Iset按躲开电抗器正常负荷运行时在低压侧出现的3倍零序(包括3次谐波)不平衡电流计算。当电抗器外部单相接地短路时允许零序过流判据启动,而以长延时保证保护不误出口;长延时比电抗器所在母线上所有线路接地保护第3段最长延时还高出Δt。
高低压绕组、空芯电抗器匝间短路以及高压绕组单相接地短路时,3I0,4LH=3I0,5LH,但低压绕组或空芯电抗器单相接地短路时3I0,4LH≠3I0,5LH。为了保证低压绕组及空芯电抗器单相接地短路时零序过流保护有较高的动作灵敏度,有必要采用两个零序过流判据构成或门输出,不能只采用一个零序过流判据。
摘要：分析了高压可控并联电抗器匝间短路时负序电流和零序电流的计算方法,并以晋东南—荆门1000kV特高压电网实例进行计算,得出了有价值的结论,依据计算所得结论提出了电抗器新原理的绝对值比较式负序及零序复合型方向保护判据,其灵敏度较高、整定方便。分析认为:由于分级式可控并联电抗器的特殊结构及其纵差保护主要是保护高、低压侧的单相接地故障,因此宜采用分侧差动,不宜采用一般变压器常规的高、低压侧电流互感器组成的差动,也不宜采用零差。
关键词：可控电抗器,匝间短路,绝对值比较式,微机保护
参考文献
[1]屠黎明,苏毅,于坤山,等.微机可控高压并联电抗器保护研制.电力系统自动化,2007,31(24):94-98.TU Liming,SU Yi,YU Kunshan,et al.Development of microcomputer protection for a controllable high-voltage shunt reactor.Automation of Electric Power Systems,2007,31(24):94-98.
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变压器式可控电抗器论文 篇5
随着电网规模的不断扩大, 以及各种用电设备接入电网消耗大量的无功, 无功不足和电压波动大的问题日益突出, 这时仅靠调节发电机励磁电流的手段已经不能满足要求, 并联电容器、并联电抗器、串联电容器、现代静止补偿器等无功补偿手段应运而生。控制方式也有集中式控制、分散控制和关联控制等, 控制策略更是从经典线性控制转入了智能非线性控制。
现在比较常用的提高功率因数的无功补偿装置有两种:一是开关投切电容器组, 但是当供电馈线没有无功需求时, 并联的电容器组向系统倒送无功, 而电力部门对无功补偿装置实行“反转正计” (即把用户反送电力系统的无功与取用的无功电量绝对值相累加) , 造成功率因数达不到0.9标准;开关投切电容器组还产生涌流和电磁暂态, 造成过电压, 实际运行曾出现过用开关投切电容器组而引发的系统过电压事故;二是使用晶闸管控制电抗器 (TCR) , 但价格贵, 占地面积大, 谐波含量大。
采用可控电抗器配合并联电容器组, 能满足某些负荷运行方式多变, 负荷变化快的特点, 并且该装置能平滑调节无功功率, 造价低、可靠性高, 产生谐波小, 是动态无功补偿的较好选择。
主要研究内容是:对无功补偿装置的控制方案进行研究, 确定一种有效的、对电网更有利的控制方式;进行基于磁阀式可控电抗器的控制装置的设计。
2 磁阀式可控电抗器的原理及特性
图1为磁阀式可控电抗器的原理。由图1可见, 磁阀式可控电抗器的铁芯磁路由大截面段和小截面段串联而成。两个匝数为N的线圈分别对称地绕在两个半铁芯柱上, 每一半铁芯柱上下两绕组各有一匝数比为k=N2/N的抽头, 它们之间接有可控硅K1 (K2) 。不同铁芯的上下两个绕组交叉连接后, 并联至电网电源。
在可控电抗器整个容量调节范围内, 大截面段铁芯始终处于磁铁性的未饱和线性区, 磁阻相对于小截面段可忽略;小截面段的磁饱和度可设计得接近极限值。此时, 可控电抗器所产生的谐波很小, 大约为晶闸管控制电抗器所产生谐波的一半。此时容量已达到极限值, 所以磁阀式可控电抗器过负荷能力较差, 但其特别适合于高压配电网中调压和无功补偿;若不考虑长线过电压限制问题, 亦可用于线路充电功率的补偿。
在电源的一个工频周期内, 可控硅的轮流导通起全波整流的作用。可控饱和电抗器是通过改变可控硅的触发导通角来改变控制电流的大小, 从而改变铁芯的磁饱和度, 来平滑地调节可控电抗器的容量。
3 动态无功补偿装置原理
图2为供电系统和动态无功补偿器接线方式。动态无功补偿系统由单相可控电抗器和固定电容器组成。当负荷增加时, 固定电容器组补偿感性无功, 可控电抗器的容量调到最小 (空载) ;当负荷减小, 电容器向系统倒送无功, 此时, 迅速调节磁阀式可控电抗器的容量到最大值, 以吸收容性无功;在负荷变化的过程中, 可控电抗器快速跟踪补偿剩余容性无功, 从而保证了高功率因数。与此同时, 电容器组同时还起着3次、5次以及高次谐波滤波器的作用。
为简化分析和实际情况出发, 假定系统电压为正弦波, 电流为非正弦波, 分别表示为:
undefined
式中:I0为直流分量;n为谐波次数 (其中, n=1为基波分量) 。在正弦电压和非正弦电流条件下, 功率因数可表示为:
undefined
式中:I1为基波电流有效值;I为总电流有效值;cosφ1为基波功率因数。
由于系统中可控电抗器和电容器组的主要功能是补偿基波无功, 若补偿前系统的无功功率为Q′, 功率因数为cosφ1′, 补偿后功率因数为cosφ1, 则可得无功Q及补偿容量ΔQ:
undefined
为快速调节可控电抗器的容量, 可以设定一个阈值, 当Q′的绝对值大于此值时, 把电抗器全投入或全退出 (依据ΔQ的符号) 。此阈值的设定要根据动态补偿装置中电容器组的容量来设定, 避免负荷在电感和电容之间不停振荡。当ΔQ的绝对值小于此值时, 依据ΔQ和触发角的关系, 发出相应的触发脉冲。
4 谐波抑制
利用可控电抗器上述的谐波分布和相位特征, 将两组可控电抗器并联, 通过一定的控制策略, 可以使两组电抗器所产生的大部分谐波相互抵消。图3为单相可控电抗器组的接线原理。图3中L1为可控电抗器组第一单元, 其额定工作状态下的磁饱和度为π, 额定容量占总容量的undefined;L2为可控电抗器组第二单元, 其额定工作状态下的磁饱和度为2π, 额定容量为总容量的undefined。
对可控电抗器的控制策略为:在undefined额定容量 (两组电抗器总额定容量) 范围内调节可控电抗器L2, 使满足容量要求;在undefined额定容量范围内变化时, 则协调控制电抗器L1和L2, 使得两者产生的大部分高次谐波相互抵消, 即其中某单元电抗器所产生的谐波由另一单元电抗器所旁路 (吸收) 。
由于电抗器单元L2的额定容量占电抗器组总容量的undefined, 根据可控电抗器谐波分布特性, 所产生的最大三次谐波电流幅值为总额定基波电流的undefined, 故在undefined容量调节范围内电抗器组所产生的最大三次谐波电流约为额定基波电流的4.67%。电抗器单元L2在到达undefined总额定容量时所对应的磁饱和度为β=π。
在undefined的容量调节范围内, 电抗器单元L1的磁饱和度在β1=0～π间变化, 而单元L2则在β2=π～2π间改变。
不难理解, 在上述容量调节范围内, 电抗器单元L2所产生的三次谐波与单元的三次谐波反相。若通过控制, 使β1和β2具有如下的关系:
undefined
则根据上式和谐波电抗器公式:
undefined
5 结论
补偿系统无功, 使功率因数保持在较高水平, 同时抑制谐波, 可以改善供电质量, 提高了供电部门的经济效益。此外, 从平衡负荷的角度考虑, 应采用分相补偿方式。但从经济性和电力部门对无功功率考核方式考虑, 亦可仅在某相装设一组电抗器动态补偿装置。今后, 随着电力部门对用户要求的提高, 将广泛推广分相补偿, 以在提高功率因数的同时改善负荷不平衡的问题。
参考文献
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变压器式可控电抗器论文 篇6
磁阀式可控电抗器成本低、控制方便,在电力系统无功补偿、抑制电压闪变等方面有着广阔的应用前景。但MVCR响应速度过慢,在实际应用中考虑到MVCR的有功损耗,响应时间大约在0.19～0.66s。另外,在抑制电压闪变、自动调谐消弧线圈、动态无功补偿等方面则要求可控电抗器具有很快的响应速度,在几个工频周期,甚至一个工频周期内达到额定工作状态。不采取任何改进措施,MVCR的最快响应时间为0.19s,难以满足动态要求。
增大抽头比虽然可以提高电抗器的响应速度,但必将增加电抗器的有功损耗,按抽头比的典型取值,并根据MVCR有功损耗公式,有功损耗为(1.94%～6.70%)Q。而有功损耗过大不是我们所希望的。
1 基于2倍抽头比的控制方式
本文提出将抽头比增大为额定抽头比的倍方法。控制回路电流公式为:
式中,Id为MVCR控制回路整流后的偏置电流;Ek为控制回路交流电压有效值。抽头比增大后,电抗器额定磁饱和度不变,即偏置直流Id不变,将代入式(1),α值变为90°,即晶闸管触发角的范围变为90～180°。
增大MVCR抽头比、减小晶闸管触发角,既可以在一定程度上提高MVCR的响应速度,又不增加有功损耗,且其它特性维持不变。下面对增大抽头比的电抗器特性进行分析。
2 控制特性分析
Matlab对MVCR模型的仿真分析表明,2Ek下工作电流基波分量与触发角之间的曲线关系如图1中曲线A所示,图1中曲线B为额定抽头比下的特性曲线。与近似余弦的控制特性曲线B相比,在90～180°触发范围内,MVCR的控制特性呈线性化趋势(两者触发角的范围不同,因此归算到同一坐标系下)。特性曲线B起始阶段的触发角度变化了约60°,而输出电流仅减少了10%,线性度很差;而在2Ek控制方式下相当于选取了曲线B中线性度较好的后90°,这有利于MVCR的控制及反馈调节。
3 谐波特性分析
2Ek下的谐波含量如图2所示,以触发角133°(磁饱和度β=π)为轴左右对称,最大次数的谐波仍为3次谐波,其最大值为6.8%;各次谐波分别有n-1个极点、n个零点(n为谐波次数),谐波最大值靠近β=π处。这与用额定控制电压下的谐波含量公式推导的结果完全相同,最大谐波量仍小于7%。由于仿真分析的采样数据量不大,图2中的曲线不够光滑。
4 有功损耗分析
当抽头比变为原抽头比的倍、触发角为90°时,有功损耗为:
在相同的控制电压下,触发角为90°时,有功电流(直流)为0°触发角时的1/2;而在2倍控制电压下触发角为90°时,则与额定控制电压下0°触发角的有功电流相等。通过比较相关文献可知,抽头比变为原先的倍后有功损耗并没有发生变化。
5 响应特性分析
对于要求输出工作电流为MVCR额定值的情况,可以通过计算出响应时间(n为工频周期数)。对非额定工作状态,提出一种新的控制方法:以0°触发角触发晶闸管[倍控制电压],当工作电流达到要求输出值时改触发角为常态值。这与根据工作电流直接使用常态触发角度相比,可提高响应速度数倍。
由于MVCR晶闸管采用移相控制,一旦本周期导通,就只能通过下个触发周期来调节输出电流,因此对不同的输出电流,响应时间是分段的。下面以一个实例进行分析。已知Urms=27.5kV,Q=4mVA,Irms=145.5A,δ=0.03,采用上述控制方式仿真得出的工作电流与响应时间的关系见表1,可见对于12.3～28.9A的工作电流,其响应时间皆为0.04s。
图3中的曲线1为本文提出的控制方式下的仿真波形,输出电流为33A,常态触发角为145°。开始时触发角为0°,当检测到工作电流有效值为33A时,控制触发角被修正为145°。从图3可以看出,总的响应时间大约为0.06s,大为缩短;曲线2为额定控制电压下的响应过程,这个过程非常缓慢;曲线1中的工作电流最大值超过33A,这是移相控制引起的电流过冲。
6 结束语
从以上仿真分析可以看出,提高直流控制电压(抽头比)可以提高响应速度,使用2倍的控制电压可以获得较为理想的效果。进一步分析可知,继续提高控制绕组的电压,还可以缩短响应时间,但是晶闸管的触发角范围也将随之减小。如采用4倍的直流控制电压,则触发角只有40～50°的调节范围。而调节范围变小,就要求提高控制触发角的精度,会增加控制难度。
综合分析,采用2倍抽头比的控制方式,至少可以提高响应速度1倍,同时可以使晶闸管的触发角度保持在90～180°这个比较合理的控制范围内,而且与额定抽头比相比,控制特性的线性度较好,谐波含量及有功损耗不变。
参考文献
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变压器式可控电抗器论文 篇7
随着风电、水电等不稳定电源大规模集中接入特高压交流系统,使线路无功功率波动频繁,导致无功平衡和电压控制问题。采用可控并联电抗器技术是解决此问题的关键技术之一[1,2,3,4,5,6]。可控并联电抗器技术能够有效调节线路无功和线路电压,并且可控高抗还具有限制工频过电压、限制操作过电压和抑制潜供电流等优点[7,8,9]。
中国已投入使用的有750kV分级式可控并联电抗器和750kV磁控式可控并联电抗器。分级式可控并联电抗器具有响应速度快的优点,但是无法实现容量的平滑调节;磁控式可控并联电抗器具有容量平滑调节的优点,但响应速度相对较慢。晶闸管控制变压器式可控并联电抗器(thyristor controlled transformer type controllable shunt reactor,简称TCT式可控高抗)因其结构独特[10,11,12],兼具分级式可控并联电抗器的响应速度快和磁控式可控并联电抗器容量平滑调节的优点。
TCT式可控高抗的运行范围要求在90°180°之间,在此区间内TCT式可控高抗需要实现容量的平滑调节,而晶闸管控制单元(thyristor controlled uint,TCU)是决定TCT式可控高抗运行范围的主要单元[13,14,15,16],而影响TCU运行范围的主要条件是TCU的取能方式。
TCU的取能方式有电压取能和电流取能两种,这两种取能方式有不同的运行特性[17,18,19]。 如果TCT式可控高抗使用电压取能或电流取能,则TCT式可控高抗不能在不增加任何设备的情况下,实现其在90°180°范围内平滑调节容量。
本文对TCT式可控高抗的工作特点及结构进行分析,阐述TCT式可控高抗使用电压取能或电流取能的运行特点,通过对其工作特点及电压取能和电流取能的运行特点总结,提出TCT式可控高抗晶闸管控制单元使用电压和电流混合取能方式,从而使TCT式可控高抗可靠运行在90°~180°之间。设计电压等级为1.5kV的TCT式可控高抗的等效模型进行试验,试验证明其采用电压—电流取能方式时,TCT式可控高抗能在触发角度90°~180°范围内进行容量的平滑调节,该方法可靠、有效,且易于工程实施,降低了设计成本。
1 TCT式可控高抗的基本原理
TCT式可控高抗连接方式是电抗器一次侧采用星形接法,二次侧控制回路采用三角形接法;另一种连接方式是电抗器一次侧和二次侧控制回路均采用星形接法;控制回路采用的连接方式不影响晶闸管阀的运行特性。晶闸管阀的连接方式有星形接法和三角形接法两种方式。本文阐述的TCT式可控高抗装置结构如图1所示。图中:母线有a,b,c三相;绕组r1和r2分别为电抗器的一次绕组和二次绕组,采用Yy连接方式;QF为二次侧控制绕组的断路器;Valve为晶闸管阀组,采用三角形接法。
当TCT式可控高抗投入运行时,断路器QF闭合,晶闸管阀组开始运行。通过晶闸管阀组控制二次侧回路电流,从而控制电抗器容量输出。晶闸管阀的触发方式采用光—电触发,使用晶闸管控制单元TCU。TCU通过获取外部能量完成晶闸管的触发功能,晶闸管阀的触发范围为90°~180°。
TCT式可控高抗的工作特点是根据容量控制晶闸管阀组的触发角度。当容量输出为零时,晶闸管阀触发角度为180°,阀体流过的电流为零,阀体两端电压为控制回路二次绕组两端电压;当容量输出缓慢增加时,晶闸管阀触发角度缓慢减小,阀体两端电压缓慢减小,流过阀体的电流增加;当触发角度减小至90°时,TCT容量输出最大,此时流过阀体的电流最大,阀端电压为零。 在容量变化过程中,TCU主要任务是获取晶闸管两端电压或流过晶闸管的电流为能量,驱动TCU实现晶闸管的控制,所以TCU的取能方式对TCT的运行至关重要。TCT式可控高抗单相阀体见附录A。
2 晶闸管阀TCU的取能方式
目前晶闸管阀TCU采用的取能方式有电流取能和电压取能两种方式。这两种取能方式单独应用在TCT式可控高抗中时,会直接影响TCT式可控高抗的容量平滑调节性能。
2.1 电压取能方式
电压取能是一种通过获取晶闸管阀两端电压实现TCU正常运行的方法。TCU如果只使用电压取能,虽然TCU可以在触发角θ=180°时取能正常,满足晶闸管阀运行,但是在触发角θ 减小至90°的过程中,因为晶闸管阀两端电压过低导致TCU取能失败,这样会使TCT式可控高抗不能按照目标容量输出,甚至危及输电电路安全运行。
图2所示为TCU电压取能结构,其中T为单只晶闸管,UT为晶闸管两端的电压,R和R1为分压电阻,D1和D2为二极管,T1为晶闸管,DZ为稳压二极管,C为电容器。
电压取能电路的工作过程如下:晶闸管两端电压UT上升,电流i通过二极管D2向C充电,当C两端的电压达到稳压管DZ的稳压值VC时,DZ导通,从而触发晶闸管T1,使T1导通,由于D2的反向阻断作用,使得C上的电压VC保持不变,从而为电路提供稳定工作电源。
在触发角θ 减小到接近90°的某个θ1值时,使TCU无法正常取能导致晶闸管阀不能导通,此时阀端电压升至额定电压UN,TCT式可控高抗输出容量为最小,见附录B图B1。
为了计算θ1,需要简单计算C充电到VC所需要的时间t,设
则
故
式中:UR1为R1两端电压;XC为充电电容器C的容抗;i为充电电流;C为电容器C的充电电容。
将式(1)代入式(3)可得:
由式(4)可知充电时间t与VC/UR1有关,本文中电压VC设计为60V,UR1取最小电压120V,ω=2πf,频率f=50Hz,则有t≈1.6ms。对阻感负载TCT式可控高抗的θ1值计算,取T=20ms,则有
将t≈1.6ms代入式(5)可得θ1=104.4°。本文中θ1取最小值105°。
当90°<θ1<105°时,电压取能方式不能为TCU提供稳定电源,导致TCT式可控高抗在此范围内容量调节失败,所以电压取能方式不能满足TCT式可控高抗在90°~180°范围运行的要求。
如果TCT式可控高抗的TCU只采用电压取能方式,那么为达到TCT式可控高抗在90°~180°稳定运行的要求就必须增添外部设备,晶闸管阀常用的外部供能设备是UPS电源。但如果增添UPS电源,TCT式可控高抗设计成本会增加很多。
2.2 电流取能方式
电流取能是一种通过获取晶闸管阀两端电流实现TCU正常运行的方法。TCU如果只使用电流取能方式,那么TCT可控高抗将无法正常运行。因为在TCT式可控高抗投入运行的过程中,晶闸管阀没有电流流过,TCU不能获得工作能量。
图3所示为TCU电流取能结构。图中:IT为流过晶闸管阀的电流;T为晶闸管;TA为电流互感器;V为整流桥;id为流过电容器C1的直流电流;C和L组成LC滤波电路。
电流取能的工作过程如下:晶闸管T被触发,电流IT流过晶闸管,电流互感器TA的二次电流经过整流桥V的整流变为直流电流id,电流id流过D1向C1充电,当C1两端的电压达到稳压管DZ的稳压值VC时,DZ反向导通,又因为D1的反向阻断作用使C1两端的电压VC保持平稳。
当TCU只采用电流取能方式时,TCU在θ2<θ≤180°范围取能异常,此时TCU取能异常导致晶闸管阀不能正常工作;在90°<θ≤θ2范围TCU取能正常,此时TCU工作正常,见附录B图B2。
触发角θ2的计算过程与触发角θ1一致,则有
式中:UR为电阻R两端电压;C1为电容器C1的充电电容;VC为C1两端的电压;XC1为电容器C1的容抗。
全桥整流电路的直流侧电压UR为:
式中:UR1为整流桥交流侧电压。
本文取UR1=120 V,则有UR=108 V。频率f=100Hz,VC设计为60V,则t≈0.9ms。计算阻感负载TCT式可控高抗的θ2,取T=20ms,则有
将t≈0.9ms代入式(8)可得θ2=171.9°,本文中θ2取最大值170°。
当触发角在170°<θ≤180°时,流过晶闸管阀的电流无法给TCU提供足够的能量来触发晶闸管,导致TCT式可控高抗容量调节失败,因此电流取能方式不能满足TCT式可控高抗在90°~180°范围运行的要求。
如果TCU只采用电流取能方式,那么也需要添加外部设备,从而使TCU能在170°<θ≤180°之间运行。采取方式同样是晶闸管阀常用的外部供能设备UPS电源,但同样大幅增加了设计成本。
3 TCT式可控高抗TCU的混合取能方式
3.1 TCU电压—电流取能特点
电压取能方式或电流取能方式不能满足TCT式可控高抗在90°~180°范围的运行要求,影响TCT式可控高抗容量调节,但通过分析2.1 节和2.2节可知,电压取能和电流取能可以相互补充。TCU如果同时使用电压取能和电流取能方式,TCT式可控高抗可以工作在导通角90°~180°范围。但对于同时采用电压方式和电流取能方式存在两个问题:①电压取能电路和电流取能电路切换问题;②电压取能电路和电流取能电路相互干扰问题。
为解决上述问题,TCU取能电路如图4所示。
采用电压取能电路和电流取能电路并联的方式,使两种取能回路协调工作,实现电压取能和电流取能方式的无缝对接,从而避免了电压取能电路和电流取能电路切换问题。二极管D3和D5的设置有效阻断了电压取能电路和电流取能电路间的干扰。
TCU采用电压—电流取能电路的工作过程如下:当晶闸管阀体在初始时刻上电后,电压取能回路经过一个周期的时间获得稳定的供电电压VC,在未进行容量调节时,只有电压取能电路为TCU提供工作电源。如附录B图B3 所示,随着触发角θ 逐渐减小,当导通角θ2<θ≤180°时,TCU只能通过电压取能电路获取能量使TCU正常工作,能量主要由电容器C提供;当导通角θ1<θ≤θ2时,电压取能电路和电流取能电路同时为TCU提供稳定的工作电压,能量由电容器C和C2提供;当导通角90°≤θ≤θ1时,TCU只能通过电流取能电路获取能量,能量主要由电容器C2提供。
TCU采用电压—电流取能方式,结合了电压取能电路和电流取能电路的特性,满足了TCT式可控高抗的运行范围要求。虽然需要将两种取能电路结合,但增加电路的成本远低于一台UPS电源的成本,所以TCU采用电压—电流取能方式在很大程度上降低了TCT式可控高抗的设计成本。
3.2 TCT式可控高抗晶闸管阀试验说明
通过建立实际的TCT式可控高抗模型对TCU使用电压—电流取能方式进行试验,主要用于验证TCU电压—电流取能方式对TCT式可控高抗晶闸管阀的作用及其可靠性和有效性。试验中TCT式可控高抗的具体参数如下:高压侧额定电压;高压侧额定电流0.635A;控制绕组额定电压;控制绕组额定电流5.5A;网侧绕组三相容量1.65kvar;控制绕组三相容量1.65kvar。试验电路结构如图5所示。根据图5所示的试验电路结构,一次绕组和控制绕组采用Yy接法;TCU采用电压—电流取能方式;试验母线线电压1.5kV。
动态模拟试验的试验方法是控制触发角θ 的范围为90°≤θ≤180°,变化步长为1°。如果晶闸管阀在触发角变化过程中,TCT式可控高抗晶闸管阀均导通正常则证明电压—电流取能方式可靠、有效。本文取4 组特征角度进行测量,分别为δ3区间的180°,δ2区间的150°,δ1区间的90°和95°。
3.3 TCT式可控高抗晶闸管阀试验结果
TCU采用电压—电流取能方式触发晶闸管阀,通过录波仪获得试验波形,试验触发角θ 分别为180°,150°,95°,90°。当触发角θ=180°时,控制侧电压为额定电压,控制侧电流为零;当触发角θ=90°时,控制侧电压为零,控制侧电流为额定值。触发角θ 为150°和95°时的试验波形均正确,见附录C。
4 结语
本文对TCT式可控高抗的工作特点、电压取能方式和电流取能方式进行详细分析,提出TCT式可控高抗TCU采用电压—电流取能方式,解决了电压取能电路和电流取能电路相互干扰的问题,从而实现了TCT式可控高抗在90°~180°范围容量的平滑调节。模拟建立TCT式可控高抗模型进行试验,所得出的试验波形证明TCU采用电压—电流取能方式可靠、有效。电压—电流取能方式在TCT式可控高抗中的应用,对TCT式可控高抗的晶闸管阀研制以及TCT式可控高抗设计具有一定的实用价值。