磁控电抗器（精选7篇）
磁控电抗器 篇1
0 引言
可控电抗器对电力系统有着非常重要的作用，磁阀式可控电抗器能随着传输功率的变化自动平滑地调节自身容量，在线路传输大功率时，运行在小容量范围内，当线路轻载或空载时，它会增大容量而呈现出深度的补偿效应，能够起到降低工频电压升高的作用。这在很大程度上提高了电网的经济效益。因此，可控电抗器的控制研究一直是电力系统方面研究的重点。传统磁控电抗器应用于单相情况时[1]，由于缺乏3次谐波补偿回路而产生较大的谐波，为进一步减少磁控电抗器在单相应用条件下的谐波，本文提出一种新型可抑制3次谐波的双级磁控饱和电抗器。
1 传统磁阀式可控电抗器原理
图1为磁阀式可控电抗器原理图，电抗器铁芯磁路由大面积段和小面积段串联而成。因为在磁阀式可控电抗器的整个容量调节范围内，大面积段铁芯的工作状态始终处于磁特性的未饱和线性区，其磁阻相对小面积段铁芯很小，故予忽略。在电抗器的整个容量调节范围内，大截面段始终工作于未饱和线性区，仅有小截面段铁心磁路饱和，且饱和程度很高[2]。在磁控电抗器的工作铁心柱上分别对称的绕有两个线圈，其上有抽头，它们之间接有可控硅T1、T2，不同铁芯的上下两个主绕组交叉链接后并联至电源，续流二极管D接在两个线圈的中间。
2 新型磁控电抗器的结构
为了减小工作绕组对控制回路的影响，减少工作电流的谐波含量，扩大电抗器调节深度，降低可控电抗器的体积和成本，减少漏磁损耗及偏磁磁化容量，提出一种新型磁控电抗器结构，如图2所示。这种结构的突出特点是铁芯的边柱上布置了两级减小截面的部分，这两部分为铁芯磁化区，它们工作在不同的饱和度下，可有效降低工作电流谐波含量。同时其铁芯中间柱上还存在空气隙δ0，该气隙的存在使偏磁强度下的工作电流波形进一步改善，更为关键的是使得可控电抗器的响应速度显著提高，有效的减小所需磁化容量，并使其伏安特性在较低工作电压时仍接近线性。工作绕组有三个线包组成，分别布置在两个边柱和中间柱上，直流控制绕组分别放置在两个边柱上，两绕组反串联，使得工频感应电压相互抵消，在忽略交直流绕组电阻的情况下，控制回路的感应电流将降为零。减小截面的部分分多段布置在边柱上，这种布置的目的是为了提高空间利用系数，减小漏磁通。
3两级饱和电抗器消谐机理
两级饱和可控电抗器铁芯结构如图3所示，绕组铁芯由三段不同面积的铁芯串联组成。图中Ab为大截面段铁芯面积，AS为小截面段铁芯面积，长度为l1,Am为中截面段铁芯面积，长度为l2。两级饱和电抗器的谐波电流为：
选择不同的大截面与小截面面积的比值，可控制等效磁化曲线的值；设计大截面段与小截面段长度的比例，可改变等效磁导率；超过S点后磁导率恒为μ0。当控制增加铁芯的直流磁通时，小截面段与中截面段的磁饱和度将自动满足如下关系：当β1燮π时，β2=0；当π<β1燮2π时，
图4为在该设计条件下的3次谐波抑制效果图，可见当中截面进入饱和工作区后，电抗器输出电流中3次谐波含量大大减小不到1%。图5为单级饱和可控电抗器与两级饱和可控电抗器总谐波含量的比较，可见两级饱和可控电抗器的总谐波含量明显低于单级饱和可控电抗器。
4 结论
本文从减小磁控电抗器自身谐波含量的基础上，研究了一种新型的磁控电抗器的结构。并对该新型可控电抗器的数学模型及谐波产生原因进行分析研究。对比谐波抑制效果表明，通过设置两级饱和区可以大大减小磁控电抗器产生的3次谐波含量。
参考文献
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新型磁控电抗器快速响应技术 篇2
随着电力系统电压等级的不断提高,国内外现有的传统电抗器补偿装置不能很好地抑制电网工频过电压以及电压波动等状况。 作为一种新型连续可调型电抗器,磁控电抗器MCR[1](Magnetically Controlled Reactor)因其调节灵活、可靠性高等优点, 适用于各级电网进行动态无功补偿以及限制系统过电压,具有提高功率因数、降低线路网损、提高输电线传输能力等作用,近年来受到越来越广泛的关注及推广[2,3]。
然而目前的磁控电抗器也有其自身局限性, 主要问题之一便是响应速度较慢[4]。 特别是在应用于抑制电压闪变和自动调谐消弧线圈等情况时, 磁控电抗器响应速度较慢会使控制系统稳定性降低,造成系统振荡。 针对这一问题,文献[5]提出了通过加大抽头比来提高磁控电抗器响应速度的方法,但此方案会增大磁控电抗器的有功损耗,并使得晶闸管两端电压升高,降低系统可靠性。 文献[6] 提出了基于绝缘栅双极晶体管(IGBT)的直流斩波快速励磁方案,通过增大IGBT的脉冲宽度调制(PWM)中的脉宽来提高磁控电抗器的响应速度,该方法在一定程度上提高了磁控电抗器的励磁速度,但未能提高去磁速度。 文献[7]提出采用并入去磁电阻的方法快速去磁,尽管可以提高去磁速度, 但会增大损耗且降低系统可靠性。
针对以上解决方案不同程度的局限性,本文提出基于IGBT的新型快速响应结构,利用IGBT整流电路控制励磁电流的大小及方向,克服现有结构方法的缺陷不足。 通过理论分析磁控电抗器的工作原理及响应特性,提出相应的快速响应结构及其工作状态控制。 仿真试验结果表明,本文提出的磁控电抗器快速响应结构可将磁控电抗器的响应时间减少到30 ms以内,有效提高了磁控电抗器工作性能, 为磁控电抗器的应用推广提供帮助。
1磁控电抗器工作原理分析
图1所示为磁控电抗器的结构原理图,各参数定义详见文献[1 - 2]。 磁控电抗器其结构和外形与普通电力变压器几乎相同,特点在于磁控电抗器的铁芯柱包含一些截面积较小的“磁阀”结构,且其绕组结构具有独特的直流激磁电流回路。
当磁控电抗器接入交流系统中,通过外围控制系统控制电抗器绕组环路中的直流励磁电流大小可以改变电抗器铁芯磁导率,从而达到改变磁控电抗器等效电感的目的。
图2为磁控电抗器铁芯饱和调节的原理图,各参数定义详见文献[1-2]。
由图可知,直流励磁电流实际上控制的是通过铁芯中的磁感应强度的直流分量Bd,该可控的直流分量与铁芯中流过的交流磁感应强度叠加,可精确调节铁芯中通过的总磁感应强度大小,进而改变磁控电抗器容量[8]。
在磁控电抗器的工作中,特别是在动态无功补偿等情况下,调节改变磁控电抗器容量的响应时间极为重要。 经研究推导发现,磁控式电抗器容量从空载到额定的响应周期数估算为:
即磁控电抗器的响应时间与抽头比 δ 成反比。 对大容量的磁控电抗器而言,一般抽头比 δ 取值较小, 因而其容量由空载到额定所需时间过长,响应时间约在0.19 ~ 0.66 s。 在抑制电压波动闪变等情况下, 这是绝对不会被允许的,无法满足工程实际的需要, 必须采取有效措施提高磁控电抗器在稳态、暂态的情况下的响应速度。
图3为磁控电抗器工作原理图。 根据直流励磁电流控制容量的原理可知,快速改变磁控电抗器容量的方法在于快速改变铁芯磁感应强度直流分量, 可通过提高直流控制电压等方法来实现。
图3中,控制回路由直流电压源串联阻抗提供所需直流励磁电流,通过公式推导直流控制电压大小与励磁速度的关系。
直流控制回路方程为:
其中,Rk为控制绕组电阻;ik为控制绕组电流;Nk为控制绕组匝数;Ab为铁芯截面积;B1、B2分别为铁芯 Ⅰ和Ⅱ的磁感应强度。
磁感应强度的直流分量Bd= B1- B2,整理可得:
可知磁控电抗器铁芯磁感应强度直流分量的变化速度与控制电压大小有关,采用较高直流控制电压即可快速增大直流励磁电流,提高励磁速度。
同理,对于去磁过程而言,如何快速降低直流励磁电流的大小直接影响到退磁速度,考虑采用在满容量情况下加入反向励磁电源的方法加速去磁。 则去磁过程中,磁感应强度直流分量Bd下降速度的回路方程可表示为:
可知在需要去磁时,通过接入较高直流反向控制电压,利用消磁作用即可提高去磁速度。
2快速响应结构
由于大容量直流源成本较高且不方便实现,通常采用交流电压源整流提供直流励磁电流。 在传统磁控电抗器的结构基础上,本文提出一种新型的快速响应结构,其原理图如图4所示。
该结构的特点在于采用由IGBT组成的全控整流桥电路作为磁控电抗器的直流励磁电路。 该全控整流电路可以为系统控制部分提供所需的直流励磁电流,通过调节控制绕组直流励磁电流的大小, 即可达到快速调节电抗器输出容量的目的。 由于IGBT通常会内置反并联二极管保护反压,因而采用IGBT串联二极管的方式来完成整流过程并起到保护作用。
通过控制IGBT的占空比,在需要快速励磁时设置为高占空比,利用整流电路为控制回路输出大的直流控制电流,快速增大直流分量,加快励磁速度;在正常运行时,使IGBT工作在较低占空比下, 控制相应的PWM脉冲宽度,提供维持磁控电抗器工作所需的直流控制电流即可;需要快速去磁降低容量时,可通过改变IGBT的导通关断情况,将IGBT调至高占空比状态,使励磁绕组通过反向逆变电路向交流侧输送能量,进而快速降低励磁电流。
2.1快速励磁实现过程
当系统需要快速增大磁控电抗器容量时,即需要提高磁控电抗器的直流励磁电流,使磁控电抗器铁芯尽可能快地达到饱和,直流励磁电流越大,其响应速度也越快。
励磁过程相当于一个整流过程。 当系统检测到需要增大容量的信号后,利用PWM使IGBT转换为高占空比状态,并控制IGBT的导通时间,使其通过整流过程输入大的正向直流控制电流,快速增大磁感应强度直流分量,以实现快速励磁作用。
图5所示为快速励磁过程中电流的流向图。 该过程中IGBT处于高占空比状态,输出较大直流励磁电流。 由于IGBT响应速度快,可迅速导通关断。 当交流电压源输入正向电压时,控制VT 1、VT 4导通;当交流电压源输入反向电压时,控制VT 2、VT 3导通。
2.2稳态过程
在磁控电抗器达到所需容量时,利用PWM控制调节IGBT至低占空比,开关管导通情况与励磁过程相同。 根据所需容量对应的励磁电流大小,控制相应PWM的脉冲宽度,使整流电路输出所需的正向直流励磁电流,在考虑维持电路损耗的基础上, 使磁控电抗器的输出容量维持在系统所需的某个稳定数值上。
2.3快速去磁实现过程
当系统需要快速减小磁控电抗器的工作容量时,迅速改变IGBT导通关断情况,并且将IGBT调至高占空比状态,通过PWM控制使励磁绕组中储存的能量经反向逆变电路向交流侧传输,进而快速降低直流励磁电流,实现快速退磁。
图6所示为去磁过程中2种导通模式下的电流流向图。 对于去磁状态而言,与励磁状态相反,相当于一个逆变过程。 其中储存有大量能量的励磁绕组相当于直流源,当交流电压源输入正向电压时, 控制VT2、VT3导通;当交流电压源输入反向电压时, 控制VT1、VT4导通。
整个去磁过程中,逆变产生的交流电压的方向与交流电压源的方向相反,使原有直流励磁电流快速下降。 该过程也可看作是磁控电抗器向电源侧反向输送能量,与利用串入大电阻实现快速退磁相比, 这种方法可使退磁速度更快,且不损耗能量。
可知该IGBT组成的整流电路能满足电能的双向流动,不仅可以在需要励磁时通过整流输入直流控制电流,还可以在需要去磁时通过逆变向交流侧输送电能,实现环保利用。
3仿真试验分析
为了对磁控电抗器的响应特性进行分析,本文根据磁控电抗器的等效电路模型建立仿真模型。
磁控电抗器快速响应特性仿真模型见图7,主要包括两部分:左边部分采用了2个结构完全相同的饱和变压器来模拟其铁芯的饱和特性[9],右边部分为1个由IGBT构成的全控整流桥实现的直流控制回路,提供各种运行状态下所需的直流控制电流。
磁控电抗器仿真模型的工作电源电压为380 V, 容量为4 k W。 通过仿真模拟磁控电抗器从空载加到满载,并在稳定工作一定时间后由满载降为空载的运行过程。
图8(a)、(b)分别为未采用、采用快速响应结构时,普通外励磁电抗器的工作电流响应波形,以及励磁及去磁时的局部放大波形。
由图8可见,磁控电抗器在0.1 s时从空载加负荷,并在达到满容量后于0.6s从满容量降至空载的响应波形;加入快速响应结构的磁控电抗器工作电流Ig在0.05 s时从0正向增大到额定容量仅需20 ms, 且从额定容量降为0所需时间也在30ms以内。
为了对所提出方法及仿真进行验证,建立了相应的小容量磁控电抗器快速响应模型,模型电抗器的额定电压及容量与仿真一致,为380 V / 4 k W。 利用示波器对磁控电抗器容量调节过程进行测量记录,得到工作电流响应波形如图9所示(图中电流转化为电压表示)。
由试验波形可知,加入快速响应结构的磁控电抗器励磁与去磁过程耗时均在30 ms以内,与仿真结果吻合,验证了所提出结构的有效性。
4结语
通过仿真及试验验证,本文提出的基于IGBT控制的快速响应结构,对于提高磁控电抗器响应速度有着很明显的提高作用,可将响应时间限制在30 ms以内,有效地弥补了磁控电抗器的响应缺陷。
对于电压等级更高的情况下,可利用多组IGBT串联分压的形式提高直流励磁回路的耐压能力,以适应磁控电抗器在特高压领域的推广。
参考文献
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快速响应磁控电抗器及其仿真分析 篇3
磁控电抗器(Magnetically Controllable Reactor,MCR)是一种电抗值可连续调节的电抗器,在电力系统中有着广泛应用[1,2,3]。但现有磁控电抗器的性能欠佳,不能满足电力系统需求。文献[4,5,6]提出了磁控电抗器新方案,以提高磁控电抗器性能。文献[7]提出了一种快速响应磁控电抗器,该快速响应磁控电抗器是在传统磁控电抗器基础上进行改进的,可有效提高磁控电抗器从大电抗值调节到小电抗值的调节响应速度,但从小电抗值调节到大电抗值仍然采用传统方法,效果不好。为此,本文提出一种新型快速响应磁控电抗器,并利用MATLAB/Simulink软件进行仿真分析。
1 新型磁控电抗器结构与原理
图1(a)是本文提出的新型快速响应磁控电抗器的一种结构,为表述方便,称为第一种磁控电抗器。图1(b)是本文提出的新型快速响应磁控电抗器的另一种结构,为表述方便,称为第二种磁控电抗器。图1中,1、2是新型磁控电抗器的两端;3是新型磁控电抗器闭环铁心;D1、D2是晶闸管,控制电路4控制晶闸管触发角的大小;D4、D5是大功率稳压管。线圈L1~线圈L4匝数都等于同电压等级变压器线圈匝数的1/2。线圈L5、线圈L6匝数相等,但与其它线圈不相等,以便晶闸管D1、D2两端获得交流电压。一般情况下,磁控电抗器线圈L5、线圈L6匝数是线圈L3、线圈L4匝数的0.98倍或1.02倍。第一种磁控电抗器的D3是晶闸管,第二种磁控电抗器的D3是二级管。
第一种磁控电抗器正常、稳定运行时,晶闸管D3由控制电路4触发全导通,晶闸管D3实际起到了续流二极管的作用。
第二种磁控电抗器正常、稳定运行时,IGBT由控制电路4控制全导通,电阻不起作用,二极管D3实际起到了续流二极管的作用。
在新型磁控电抗器的1、2两端加额定交流电压,线圈L1~线圈L4两端的电压都等于1/2额定电压,且都流过励磁电流。由于线圈L5(线圈L6)匝数是线圈L3(线圈L4)匝数的0.98倍,因此线圈L5(线圈L6)两端电压比磁控电抗器1、2两端额定交流电压小1%,晶闸管D1、D2两端有交流电压,该电压是额定电压的1%。
如果晶闸管D1、D2截止,线圈L5、线圈L6没有直流电流,那么新型磁控电抗器闭环铁心不会饱和,线圈L1~线圈L4流过的是励磁电流,新型磁控电抗器呈现最大电抗Zmax。
如果晶闸管D1、D2被触发为全导通,晶闸管D1、D2构成半波整流电路。从图1可看出,线圈L5、线圈L2的直流电流向下流,线圈L6、线圈L1的直流电流向上流。但是,线圈L3、线圈L4的旁路作用,使线圈L5的直流电流与线圈L2的直流电流大小不相等,线圈L6的直流电流与线圈L1的直流电流大小不相等。因为线圈L1与线圈L5处于同一铁心柱上,所以线圈L5直流电流在铁心柱中产生的磁通被线圈L1直流电流产生的磁通抵消一部分,还剩余一部分。同理,线圈L2与线圈L6处于同一铁心柱上,所以线圈L6直流电流在铁心柱中产生的磁通被线圈L2直流电流产生的磁通抵消一部分,还剩余一部分。剩余的直流磁通在线圈L5、线圈L6所在的两铁心柱之间形成直流磁通闭环。此时,新型磁控电抗器铁心柱出现饱和,线圈L1~线圈L4呈现较大的过励磁电流,新型磁控电抗器呈现最小电抗Zmin。
通过调节新型磁控电抗器晶闸管D1、D2触发角的大小,可控制线圈L5、线圈L6中直流电流的大小,从而调节新型磁控电抗器铁心的饱和程度。新型磁控电抗器电抗值可在Zmin~Zmax间变化。
如果新型磁控电抗器从大电抗值调节到小电抗值,第一种磁控电抗器的晶闸管D3的状态与新型磁控电抗器正常、稳定运行时一样,不变,仍然由控制电路4触发晶闸管D3全导通,晶闸管D3仍然是续流二极管的作用。
新型磁控电抗器从大电抗值调节到小电抗值的过程中,线圈L1直流电流的流通方向与线圈L5直流电流的流通方向相反,线圈L1电流的暂态过程与线圈L5电流的暂态过程对冲;线圈L2直流电流的流通方向与线圈L6直流电流的流通方向相反,线圈L2电流的暂态过程与线圈L6电流的暂态过程对冲。试验表明,同一铁心柱上的两线圈电流方向发生对冲,可缩短电流暂态过程,加快磁控电抗器响应速度。
第一种(第二种)磁控电抗器从小电抗值调节到大电抗值的过程中,控制电路4调节晶闸管D1、D2的触发角的同时,调节晶闸管D3(IGBT)触发角使其导通不畅或截止。此时,晶闸管D3(IGBT)两端产生的过电压将被大功率稳压管D4、D5限制。一方面,大功率稳压管D4、D5可保护晶闸管D3(IGBT),使其不会因过电压而损毁;另一方面,大功率稳压管D4、D5在过电压时流过电流,将消耗能量(对于第二种磁控电抗器,IGBT两端电压上升,与IGBT并联的电阻R也消耗能量),从而缩短第一种(第二种)磁控电抗器从小电抗值调节到大电抗值时的暂态响应时间,加快响应速度。
2 新型磁控电抗器仿真
用MATLAB/Simulink构建第一种磁控电抗器仿真模型,如图2所示。仿真模型参数:T1变压器容量为577kVA,AC Voltage Source为10 000V;线圈L1电压为5 000V,线圈L2电压为5 000V,线圈L3电压为4 900V。T2变压器的规格参数与T1变压器相同。0s,晶闸管D3触发全导通,晶闸管D1、D2不触发;1s,晶闸管D1、D2开始触发;3s,晶闸管D1、D2、D3停止触发;5s,仿真结束。
对图2仿真模型进行仿真,电流测量示波器显示的电流波形全过程如图3(a)所示。由图3(a)可知,第一种磁控电抗器大电抗值时的电流波形峰值为5A,小电抗值时的电流波形峰值为230A。新型磁控电抗器从大电抗值调节到小电抗值的调节响应速度很快;从小电抗值调节到大电抗值的调节响应速度也很快。对1s时刻从小变化到大的电流变化波形进行放大,由图3(b)可观察到暂态响应时间为115ms。对2s时刻从大变化到小的电流变化波形进行放大,由图3(c)可观察到暂态响应时间为20ms。
3 结束语
综上所述,本文提出的新型磁控电抗器从大电抗值调节到小电抗值和从小电抗值调节到大电抗值的调节响应速度都很快。
参考文献
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磁控电抗器 篇4
磁阀式可控电抗器(MCR)以其无级可调的优点,在电力系统中已经得到广泛的应用[1]。其中单相MCR主要用于电气化铁道动态无功补偿[2]、消弧线圈[3];三相MCR可以用于大型电机软启动[4]、电力系统电压控制及其无功补偿等领域[5,6]。研究基于磁饱和工作原理的MCR谐波分布特性及其优化设计方法,对提高MCR运行性能、保证电网供电质量等方面具有关键性的作用。
为了减小MCR产生的谐波,对MCR谐波产生机理及其抑制方法的研究逐渐成为了热点[7,8,9,10,11,12,13,14]。单相MCR由于缺乏3次谐波补偿回路,如果不加任何谐波抑制的措施,3次谐波含量最大可达额定输出电流的7%。
文献[9]通过2组单相MCR并联,加以适当的控制策略来减小3次谐波,提出了MCR谐波补偿的设计原理。谐波补偿原理是通过2组MCR同时产生2个幅值相等、相位相反的谐波互相抵消从而达到减小谐波的目的,有效抑制了单相MCR输出电流谐波的含量。但是这种方法由于需要协调控制2个单相MCR,同时还要处理较多的模拟量和数字量,因而造成控制策略复杂、响应速度较慢等问题;另外,由于需要投入额外的MCR并配以滤波装置,装置体积偏大,不适合于室内安装,还需要占用室外安装的空间,造成运行成本较高、维护比较困难的问题。
文献[10]在上述谐波补偿原理的基础上设计了双级饱和磁控电抗器(TSMCR),这种结构的磁阀由2个截面积不等、长度相等的铁心柱组成。在设计中,额定电压下、未提供任何直流磁通时,铁心1即工作在临界饱和状态,当直流控制电流逐渐增大时,截面积较小的铁心1立即进入饱和状态,并在随后的控制过程中始终饱和。而截面积较大的铁心2在开始阶段不饱和,随着直流控制电流的增加,当铁心2进入饱和状态时,通过分析发现此时铁心2和铁心1产生的3次谐波大小相同,方向相反,从而达到减小输出电流所含3次谐波的目的。但是由于开始阶段铁心2工作在不饱和状态下,不产生任何谐波分量,因此也无法起到任何谐波补偿的作用,造成TSMCR在输出电流较小时谐波含量较大的问题,限制了该设计条件下TSMCR输出电流的范围。
为了进一步减小TSMCR在输出电流较小时所含的谐波,本文在文献[10]的基础上,研究了铁心截面积Ab、铁心1截面积As1与铁心2截面积As2之间的相互关系对TSMCR输出电流谐波大小的影响,同时考虑到铁心1、2长度不等的情况,引入了2个关键性的设计参数,即As2/As1和ll/(l1+l2),并利用这2个设计参数建立了TSMCR谐波特性的数学模型,揭示了这些参数对TSMCR谐波性能产生的影响。在此基础上给出了TSMCR谐波优化的设计方法,有效抑制了TSMCR输出电流中所含的谐波。仿真和实验结果表明该方法正确、可行。
1 TSMCR谐波分析
TSMCR铁心等效结构如图1所示。为了便于分析双级小截面的磁场强度,引入等效磁场强度He,用于仿真曲线中铁心磁化特性的设置。考虑到铁心1与铁心2长度不同,根据安培环路定律,得:
其中,H1、H2分别为图1左图中铁心1和铁心2中的磁场强度。
文献[10]分析得到He是一个分段函数。通过对铁心1、2的截面积及其长度的比值的改变,即可等效改变TSMCR铁心的磁化特性。借助文献[12]对MCR谐波分析得到的结论可知,TSMCR谐波电流等同于2个铁心所产生谐波的叠加,令Lt1=l1/(l1+l2),Lt2=l2/(l1+l2),并结合式(1),可得TSMCR基波和各次谐波表达式:
其中,i1*为基波电流标幺值;i*2n+1为各次谐波电流标幺值,n=1,2,…;β1、β2分别为铁心1、铁心2的磁饱和度。
在TSMCR中,随着直流控制磁感应强度Bd的增加,β1、β2的值也随之改变,如果能将β1、β2之间的关系通过数学方法表示出来,简化式(2),可有效地降低TSMCR谐波分析的难度。
两者关系如图2所示,其中Bt1、Bt2、Bts分别为铁心1、铁心2和铁心的磁化曲线饱和值。铁心在直流磁通增加的过程中始终保持未饱和状态。曲线l是TSMCR工作在额定工作电压下、未加任何直流磁通时的铁心内磁感应强度,此时铁心1和铁心2都没有饱和;当直流磁感应强度Bd逐渐增加时,曲线l也随之抬升,铁心1立即进入饱和状态,当曲线l到达图中虚线位置时,铁心2进入临界饱和状态,当Bd继续增加时使得曲线l提升到l′处,铁心1与铁心2都开始饱和,其中铁心1磁饱和度为β1,铁心2磁饱和度为β2。
分析该变化过程如下。
初始状态时,即Bd=0时,此时TSMCR输出电流为零:
铁心1饱和,铁心2没有饱和,此时Bs1+Bd
当铁心1、2都饱和时,有Bs1+Bd>Bs2:
由式(5)可推得:
令Bt2/Bt1=k,即铁心2与铁心1的截面积之比,由式(6)可得:
其中,β1值上限βmax由铁心与铁心1的截面积比Ab/As1确定:
综合以上分析,即可得到TSMCR谐波分布的一般数学模型:
其中,k为TSMCR中铁心2与铁心1的截面积之比。
由式(9)可知,TSMCR谐波的大小主要和3个参数有关,即k、Lt1和βmax,进而得到TSMCR谐波抑制优化方法的表达式:
其中,i*rated=max(i1*);ithd为总谐波电流标幺值;imax为总谐波ithd的最大值,k、Lt1的取值不同,imax就不同;iopt代表imax的最小值。
该数学模型中,即式(10)中所引入的3个参数的取值范围都是有其实际物理意义的。其中k取值范围为1~3,表示铁心2的截面积不能和铁心1或者铁心相同;Lt1取值范围为0~1,表示铁心1或者铁心2的长度都不可能为0;而β1取值范围为0~βmax,表示铁心在整个调节过程中都不会饱和。以下分析都假设βmax=2π。
通过对式(10)进行数学分析,可以证明imax在式中约束条件下一定存在最小极值点,数学分析及其证明由于篇幅原因不列出。这里仅画出imax(标幺值)随k和Lt1取值变化的曲面,如图3所示。可见,该曲面存在最小极值点。通过计算得到,当k=1.9、Lt1=0.37时,imax有最小值3.61%,即iopt=3.61%。
2 仿真分析及实验研究
2.1 TSMCR磁化特性
为了验证TSMCR随β1变化的谐波分布特性与k、Lt1取值有关的结论,证明以上理论分析的正确性,采用文献[11,15]中所得到的MCR模型并利用Matlab/Simulink搭建了1 000 V·A/380 V仿真模型如图4所示,对TSMCR的总谐波及各次谐波(主要是3、5、7次谐波)进行了仿真分析和验证。变压器T0和T1则需要根据之前引入的参数k、Lt1,利用文献[10]中对等效磁场强度He的推导得到Matlab/Simulink仿真模型中变压器磁化特性。
仿真模型中,2个变压器磁化特性曲线必须设置为相同。如图5所示(Bts、H为标幺值),曲线1代表普通MCR的铁心磁化特性,曲线2为k=2、Lt1=0.5时TSMCR的铁心磁化特性,曲线3为k=1.9、Lt1=0.37时的铁心磁化特性。当βmax=2π时,Bts为3。仿真模型中其他参数设置如下:Uac=537.32 V,Udc=29.47 V,R1=R2=5.15Ω,R3=0.565Ω,T0、T1的容量为500 V·A。其中R2、R3可用来校正直流磁通的大小,以保证在晶闸管全触发时,变压器的磁饱和度正好等于2π。当变压器容量固定时,较小的R1对仿真结果没有影响。
2.2 仿真结果
将图5中3种MCR的B-H曲线代入图4中所建立的模型进行仿真,仿真结果如图6所示(图中,谐波含量ithd为标幺值,后同)。图中,曲线1、2、3分别为普通MCR、TSMCR(k=2,Lt1=0.5)、TSMCR(k=1.9,Lt1=0.37)的总谐波分布曲线,其输出电流所含谐波最大值分别为7%、4.7%和3.61%。需要指出的是,每次代入不同的B-H特征曲线时,都要重复一次对模型中R2、R3的校对,以保证仿真的正确性。
如图6中曲线3所示,优化设计后的TSMCR有效地减小了装置在工作初期所产生的谐波。当输出电流逐渐增大时,虽然其谐波含量指标略高,但是整个调节过程在不增加任何滤波装置的条件下,输出电流中所含的谐波都不会超过额定电流的3.61%,因此也扩大了TSMCR符合谐波要求的输出电流的范围。
2.3 实验研究
为了进一步验证以上谐波分析结果的正确性,制作了1000 V·A/380 V的TSMCR模型。为了降低引入多个截面积较小的铁心可能造成的边缘效应和漏磁问题,实际制造过程中采用了分布式小铁心的制造工艺[2]。另外,由于引入了多个小铁心,因此在铁心总长度相等的情况下,TSMCR的输出容量要比普通MCR的输出容量要小,但是由于式(9)(10)中采用的是长度比来进行谐波分析,因此也不会对TSMCR的分析结果造成影响。
在调节该模型输出电流从零变化到额定值的过程中,取若干点对TSMCR输出电流所含谐波进行了测量和分析,根据触发角和铁心磁饱和度的关系[12],得到谐波含量随铁心磁饱和度变化曲线,实验结果如图7所示。图7中总谐波曲线与图6中曲线3所示的仿真结果基本一致。实验和仿真数据一致,证明了以上理论分析的正确性。
3 结论
磁控电抗器 篇5
关键词：瞬时无功功率理论,磁控电抗器,无功电流,三相不平衡,无功补偿
0 引言
在电力系统中,有效的无功补偿对其安全、经济、优质运行至关重要。通过合理的无功补偿,使系统功率因数维持在一个较高的水平,可以大大提高系统的供电质量。随着配电网改造及电缆出线的增加,系统电压、无功在负荷峰谷的波幅不断增大,传统投切电容器组的无功补偿方法存在过补偿或欠补偿的问题,且受投切次数的限制,很难满足无功平衡的要求。
通过在传统无功补偿中增加磁控电抗器可有效解决这一难题。磁控电抗器(MCR)是一种新型的可控电抗器,有一段铁芯截面积较小,在容量调节范围内,只有这一段铁芯磁饱和,而其余铁芯均处于未饱和线性状态。因此,通过改变小截面铁芯的磁饱和程度就可改变电抗器的容量。
将磁控电抗器与变电站原有固定电容器组投切相配合构成的无功补偿装置,能够实现无功容量的连续平滑调节]1[。与其他无功补偿装置相比,这种动态无功补偿装置具有控制简单、谐波小、成本低等优点。MCR原理图如图1。
可以看出,MCR由一个四柱铁心和绕组组成,中间两个铁心柱为工作铁心,Nk为控制绕组,N为工作绕组。由于可控硅接于控制绕组上,电压很低,约为系统额定电压的1%左右,大大提高了运行可靠性。当工作绕组两端接上交流电压时,控制绕组就会感应出相应的电压,以Nk的匝数为N的1%计,可控硅T1和T2上的电压仅为工作电压的1%,在电压的正半周T1导通,负半周T2导通,通过控制T1和T2的导通角即可控制直流激磁,进而平滑地调节电抗器的容量。
1 瞬时无功功率理论
瞬时无功功率概念最早由日本学者Akagi H.于1984年提出的,目的是为了解决无功功率的快速补偿问题。
设三相电路各相电压和电流的瞬时值分别为Va、Vb、Vc和ia、ib、ic。为方便分析,把它们变换到α-β两相正交坐标系中,得到α、β两相瞬时电压vα、vβ和两相瞬时电流αi、iβ[2]。
式中
在图2所示的α-β平面上,矢量vα、vβ和αi、iβ分别可以合成为(旋转)电压矢量v和电流矢量i:
式中:V、I为矢量v、i的模;ϕe、ϕi分别为矢量v、i的幅角。
三相电路瞬时有功电流pi和瞬时无功电流qi分别定义为矢量i在矢量v及其法线上的投影。即:
式中,ϕ=ϕe-ϕi。
三相电路瞬时无功功率q(瞬时有功功率p)定义为电压矢量v的模和三相电路瞬时无功电流iq(三相电路瞬时有功电流ip)的乘积。即
把式(6)、(7)及代入式(8)、(9)并写成矩阵形式
在三相电压和电流均为正弦波时,p、q均为常数,其值和按传统理论算出的有功功率P和无功功率Q相同[3,4,5]。
2 无功电流的实时检测
为了分解出电流的有功分量和无功分量,再将α-β坐标系变换到与电源电压同步旋转的d-q坐标系中,并将d轴与电源电压同相位,因此变换后的d轴分量即为有功分量,q轴分量则是无功分量[6,7,8]。假设由α-β变换到d-q坐标的变换矩阵为C:
由式(12)可见,电流的有功分量ip和无功分量iq均是瞬时交变的,除了基波分量外,还含有谐波分量[9,10]。令n=1得基波电流为:
直流分量经过反变换后得到基波电流ia1、ib1和ic1
令ip=0得三相基波无功电流:
该方法中,需用到与a相电网电压va同相位的正弦信号sinωt和对应的余弦信号-cosωt,它们由一个锁相环PLL和一个正、余弦信号发生电路得到,其原理图如图3所示。
3 算例分析
某矿用变电站,35/10 k V电源引自电力系统220k V变电站的35 k V母线。矿井变电站设置两台主变,型号为SFZ10-31500/35 35±3×2.5%/10.5 k V(Ud=8%Yn,d11);35 k V采用双母线接线、10 k V配电装置采用单母线分段接线。10 k V母线的最大短路电流:21.46 k A;10 k V母线的最小短路电流:13.43 k A。10 k V母线计算负荷:有功功率35 344.95k W;无功功率21 406.05 kvar;功率因数0.855。要求补偿后功率因数不低于0.98。主要治理谐波电流分量:5次、7次、11次谐波。
该变电站无功补偿装置需要的容性无功容量为15 000 kvar,需要的动态无功容量为12 000 kvar。因此,固定电容器组的容量为15 000 kvar,而磁控电抗器的容量则为12 000 kvar。
3.1 基于MCR的无功补偿装置构成
基于MCR的无功补偿装置由FC滤波器、MCR和控制保护系统三部分构成。FC滤波器用于提供系统所需的容性无功功率、滤除负载及系统本身所产生的少量谐波。MCR用于平衡系统中由于负载的波动所产生的感性无功功率,并稳定负载冲击所产生的电压波动。控制保护系统则负责对整个系统的无功功率控制提供指令并对整个系统提供相应的保护。
3.2 基本控制策略
电力系统负荷的适度波动,其结果是静止补偿器的端电压在线性可调节区域之内,即Δu≤ΔuH+ΔuL。此时MCR+FC实质上是一个端电压调节器,原理如图4:
图4中系统电源电压为Us,等值电抗为Xs,电源电压由正常电压U0加干扰等效电压UDIST组成,为无功补偿装置联接母线的电压。FC+MCR可以输出容性或感性无功电流,容性电流在Xs上的电压增加端电压UT,感性电流在Xs上的电压降低端电压UT。测量装置测得的端电压UT,与给定的参考电压UREF相比较得出一个偏差信号ΔU,经放大和变换,控制极脉冲发生器发出的脉冲使无功补偿装置的输出抵消干扰,维持UT接近额定值UN。
故障情况下,此时端电压偏差超出了其线性可调区间,即当电压低于可调节区间数值时,可控硅完全切断MCR,无功补偿装置成为一个电容器,其输出无功为FC容量,无功输出功率为Qc=B cU2,Bc为电容器的电纳;当电压高于可调节区间数值时,可控硅完全导通,无功补偿装置成为一个不控电抗器,吸收无功功率为可控硅全导通时的MCR电纳。
3.3 系统不平衡控制策略
系统中的快速冲击性负荷不仅会造成电压的剧烈波动,而且在不平衡运行时,会增加电网的不平衡度,增大交流电动机的功率损耗,因此利用无功补偿装置进行负荷补偿需采用不平衡的控制方法,也即控制器计算出各相应当补偿电纳的大小,而后分别进行输出,如图5所示。即在系统中引入三相补偿电纳来补偿三相不平衡负荷
一般采用对称分量法,利用三相线电流和电压来表示补偿电纳。设系统的线电压为:
其中。选A相为基准时,线电流的对称分量为:
其中,分别表示A相线电流的零序、正序和负序分量,对于三相三线制可以得出流过补偿器电流的零序、正序和负序分量为:
要求补偿器能够完全补偿三相不平衡和无功,需要补偿负荷电流的正序和负序无功分量,即补偿电流的负序分量等于反向的负荷电流负序分量,补偿电流的正序分量等于反向的负荷电流正序无功分量,实现不平衡和无功补偿。
3.4 MCR快速响应方法
普通的饱和电抗器的响应速度都是秒级,即使是MCR,若不采用合理的励磁方法,那么响应速度也很难小于150 ms,这将无法满足补偿无功冲击性负荷的需求。因此采取合理的励磁方法,就成为提高MCR响应速度的关键所在。
将充有一定初始电压的电容器对MCR控制回路进行放电,可在MCR控制回路与放电电容器所构成的L、C串联振荡回路中迅速建立起控制电流,从而提高响应速度。响应时间可以从十几个工频周期改变为两个工频周期以内。
图6给出了具有快速励磁功能的励磁电流与主回路电流的波形,从图中我们可以看出,快速励磁的速度达到了30 ms,在两个工频周期之内。
4 结论
本文提出了基于瞬时无功功率理论的MCR控制方法,研究了基于MCR的智能无功补偿装置的基本控制策略、系统不平衡控制策略以及MCR快速响应方法,实验结果证明了该方法的有效性。
在变电站安装具有动态、连续调节能力的智能SVC,在用户侧大力推广具有连续、动态、不平衡调节能力的高品质无功补偿装置对降低区域电网的损耗,改善电压质量,提高现有线路送电能力,提高电网安全稳定运行水平,延长变电站现有的有载调压开关、电容器、电抗器、电容器与电抗器投切开关的使用寿命,降低它们的故障率都具有重要的意义。
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磁控电抗器 篇6
许多控制监测系统往往需要采集大量的数据进行高速的分析运算, 而且要求系统具备友好的人机交互功能, 这对CPU的处理能力和控制功能提出了很高的要求[1]。目前MCR控制系统多采用单个CPU, 在处理速度上已经受到很大的影响。本项目采用双CPU的处理系统, 选用ADI公司的DSP芯片ADSP-BF506F为主处理器, 来完成对数据的实时采集、处理、控制;ARM嵌入式系统采用ADu C7026微处理器, 来完成MCR现场控制中的液晶显示和键盘操作。为了实现对MCR的远程控制, PC机采用C++Builder 6.0程序语言进行设计, 利用串行通信控件MSComm, 实现了PC上位机平台软件与下位机DSP之间的数据传输。
本文主要针对磁控电抗器控制系统中ADSP-BF506F、ADu C7026、PC上位机三者之间的串行通信进行研究。目前, 该方案正应用于校企合作的MCR型动态无功补偿装置的开发项目中。通过样机试验, 该方案进一步完善了磁控电抗器的控制系统功能, 使磁控电抗器的控制更加可靠、灵活, 稳定, 可以更加有效地实现对电力系统无功功率的连续、平滑调节的要求。
1 磁控电抗器的控制系统功能
(1) 实时快速地采集数据:电网三相电压、电流信号、电网频率、磁控电抗器三相电流信号、磁控电抗器铁芯和铁芯气隙处的温度、瓦斯和压力检测信号。
(2) 处理采集信号:经过快速傅里叶变换 (FFT) , 计算出电网的有功功率, 无功功率、功率因数、晶闸管触发角、谐波含量。
(3) 数据显示:由ADSP-BF506F和ADu C7026之间的串行通信, 通过液晶显示电网三相电压、三相电流、电网频率、有功功率、无功功率、功率因数、晶闸管触发角以及磁控电抗器三相电流;由ADSP-BF506F和PC上位机之间的串行通信, 通过远程操控界面显示控制系统内的各项参数。
(4) 磁控电抗器基波电流幅值I*与铁芯饱和度β, 及饱和度和控制角α之间的关系:
根据处理数据结果计算出相应的晶闸管触发角?, 通过控制磁控电抗器二次侧直流回路晶闸管触发角, 改变二次侧直流的电流[2]。利用控制系统中的串行通信, 通过键盘操作或PC上位机界面输入, 手动和自动改变晶闸管触发角, 达到平滑调节磁控电抗器容量的目的。控制系统功能如图1所示。
2 串行通信的硬件设计
ADSP-BF506F内置两个通用异步串口UART, 即UART0和UART1。它是一个全双工、通用的、异步接收/发送器, 通常称为串行通信接口, 具有5-8个数据位, 1/2个停止位, 奇偶校验位, 灵活的数据发送和接受中断, 独立的DMA数据传输通道等特点[3]592。ADu C7026的UART也是一个全双工、通用的、异步接收/发送器, 在进行串口通信时, 遵循一个非同步的协议, 支持不同的字节长度、停止位和奇偶校验位[4]。
ADSP-BF506F芯片的UART1引脚和ADu C7026芯片UART引脚相连, ADu C7026再通过液晶显示, 本项目设计中采用HS320240E图形点阵液晶。PC上位机的串行口都是RS-232的标准接口, DSP在通讯上采用的TTL电平特性与RS-232电气特性不匹配。为了使DSP的串行口UART0能与RS-232接口通信, 在串行通信的硬件设计中, 采用了MAXIM公司符合RS-232标准的驱动芯片MAX232来实现TTL电平与RS-232接口电平之间的转换[5]。另外, 项目在设计中, 通过在MAX232信号输出端加装光电隔离转换器, 实现RS-232/RS-422转换, 使得串行通信的有效距离从15 m延长到1 200 m, 满足了控制系统的远程控制功能。串行通信的接口电路如图2所示。
3 串行通信的软件设计
3.1 串行通信的初始化设置
在异步串行通信中, ADSP-BF506F、ADu C7026、PC上位机三方均进行数据的收发。为了实现异步串行通信的可靠性, 通信的三方首先必须进行初始化设置。
(1) UART相关寄存器的配置
ADSP-BF506F完成了磁控电抗器控制系统中的数据采集、信号处理、电网参数计算之后, 通过UART1和UART0两个串行口分别与ADu C7026、PC上位机进行串行通信。依据ADSP-BF506F引脚功能, 相关寄存器应设置PG12和PG13引脚为UART0, 设置PG0和PG3引脚为UART1。在项目设计上, ADSP-BF506F采用了DMA的数据传输模式, 它具有独立的接收和发送通道, 不需要内核干预, 极大的提高了传送速度和工作效率[3]238。在程序中, 配置DMA的相关寄存器并使能。
系统运行时, ADu C7026首先在主函数中设置系统时钟、初始化液晶、设置P0.7和P2.0引脚为UART。在串行通信中, ADu C7026使用普通中断 (IRQ) 和快速中断 (FIQ) 进行数据的接收和发送。在程序中, 配置中断相关寄存器并使能。
(2) 通信协议的制定
在串行通信的过程中, 为了保证数据传输的准确, 将通信的三方设置成一致的波特率和数据格式。在项目设计中, 通信三方的波特率均设置成9 600 bit/s, 8位数据位, 1个停止位, 无奇偶校验位。这些规定通过在初始化中设置相关寄存器和控件实现。由于ADSP-BF506F中DMA定义12位二进制发送, 而ADu C7026接收寄存器和PC接收缓冲区只有8位, 因此需要将前后相邻两个接收的数据重新组合, 才能在液晶实现正确显示。
为了保证控制系统的有效性, 通信三方约定相应的通信协议。当ADSP-BF506F在发送数据前, 首先发送数据0x FF作为ADu C7026和PC接收数据的识别码;当ADu C7026和PC发送数据0x FB、0x FC、0x FD、0x FE时, ADSP-BF506F经过串行通信接收识别后, 可判断执行控制系统中相应的各项功能。
3.2 ADu C7026的人机交互功能
ADu C7026程序初始化后, 在与ADSP-BF506F进行数据的串行通信时, 采用了普通中断 (IRQ) 和快速中断 (FIQ) 相结合的方式, FIQ的中断优先级高于IRQ[6]。在普通中断 (IRQ) 下, ADu C7026通过串行口UART不断接收ADSP-BF506F在DMA模式下发送来的数据, 并通过液晶显示;在快速中断 (FIQ) 下, ADu C7026通过键盘操作, 选择不同的控制功能, 再通过串行通信, 向ADSP-BF506F发送指令, 从而实现控制系统的人机交互功能。本项目针对ADu C7026开发的串行通信流程如图3所示。
3.3 PC上位机的远程监控系统
在Windows环境下, 利用C++Builder6.0实现串行通信主要有两种编程方法:一是使用MSComm通信控件, 二是调用Windows的API函数。在项目设计中, 利用MSComm控件来实现PC上位机与ADSP-BF506F之间的串行通信, 在程序的实现上要比调用API函数方式简单、快捷[7]。C++Builder 6.0集成开发环境中并不包含MSComm控件, 需要先从VC或VB中导入, 然后再在Active X页中选择MSComm控件并添加到界面之中[8]。本项目针对PC上位机开发的串行通信流程如图4所示。
4 实验结果
本项目以容量20 kvar, 额定电压为400 V的磁控电抗器为例。通过调试, 验证了控制系统中串行通信的可靠性。实验方案如下:
4.1 不同触发角的晶闸管及二极管相关波形
系统上电之后, 先将控制系统的工作模式设置为手动触发控制模式, 通过PC上位机或ADu C7026外部键盘手动输入晶闸管触发角, 通过输入60°和120°, 分析不同触发角的晶闸管电压波形、晶闸管电流波形、二极管电流波形, 可以看出电抗器分别在60°和120°可以正常触发, 串行通信正常。相关波形如图5所示 (60° (左图) 和120° (右图) ) 。
4.2 ADu C7026中的液晶显示和外部中断
控制器上电以后, 先后按下“液晶复位”和“主板复位”按钮, 系统和液晶均进入初始化状态, 在选择“启动”功能之后, 再切换至“自动触发”功能, 通过串行通信, 可以从液晶中成功显示和控制电网各项参数。ADu C7026液晶显示如图6所示。
4.3 PC上位机的界面显示和远程控制
通过RS-232串口线, 一端与控制器上的RS-232接口相连, 另一端接上光电隔离转换器后与PC机机箱后的RS-232接口相连。系统上电后, 打开PC上位机的界面监控系统, 设置串行通信参数后, 点击“打开串口”按键, 通过变比修改, 启动界面监控系统, 可以从界面上实时显示和控制电网各项参数。PC上位机界面显示如图7所示。
5 结束语
本文基于由ADSP-BF506F和ADu C7026组成的磁控电抗器双CPU控制系统装置, 并通过RS-232串口与PC上位机相连, 重点研究并解决了磁控电抗器控制系统中多通道串行通信的问题。经过调试运行, 证明串行通信在磁控电抗器控制系统中稳定可靠, 具有很强的实时性, 能够实现数据间的准确传输。在具体工程应用上, 通过串行通信, ADu C7026控制下的现场液晶显示、键盘操作和PC上位机的远程界面均能够实现了对电网参数的监控, 对磁控电抗器容量进行有效和平滑地调节, 进而达到了电力系统动态无功补偿的目的。
参考文献
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磁控电抗器 篇7
磁控电抗器控制器作为磁控电抗器调试、运行中的一个必要部件, 在项目开发对前其安全可靠性做全面的考虑, 结合电网运行的实际情况, 分析得到应输入输出的信号信息包括: (1) 采集电网电压、电流, 计算电网有功功率、无功功率和功率因数及相关开关信息; (2) 根据参数设定和实际检测值自动闭环调节磁控电抗器移相触发脉冲信号; (3) 手动、开环调节磁控电抗器移相触发脉冲信号; (4) 控制液晶触摸屏, 实现人机界面; (5) 与变电站综保设备通信, 实现远程控制。
1 控制系统原理
基于磁控电抗器的无功电压综合补偿控制器原理, 采集电压、电流信号, 计算系统的有功功率及无功功率, 快速跟踪电压及无功功率的变化, 动态地调节投入的补偿电抗器容量, 平衡无功及电压。也就是说, 控制器能自动检测系统的电流、电压, 并能根据检测量自动调整晶闸管移相触发角的大小, 进而改变磁控电抗器输出的感性容量。这样, 磁控电抗器就可以根据电压和所需的无功, 自动调节投入的补偿电抗。控制系统原理图如图1 所示。
2 硬件电路设计
控制器硬件部分由8 个独立模块组成, 模块间由母板连接。控制器前部为液晶触摸屏, 后部为各模块的输入输出接口。控制器硬件框图如图2 所示:
(1) 电量采集模块1、2。电量采集模块功能是将输入的电压、电流信号变换为-5~+5V正弦波信号、0~+12V方波信号。
(2) CPU模块。A/D转换部分是将-5~+5V正弦波信号变换为-2.5~+2.5V正弦波信号, 送入AD转换芯片转换为数字量, 再送入DSP芯片;输入输出部分是将CPLD芯片发出的触发信号进行隔离、功率放大, 将输入的开关信号进行隔离再送入CPLD芯片;通信部分将DSP芯片收发的串行通信信号进行隔离和电平变换, 连接至输出RS232 端口与上位机通讯、与液晶屏通信端口通讯。
(3) 光纤输出模块。光纤输出模块功能是将晶闸管移相触发脉冲信号转换为光信号输出。
(4) 开关量输入输出模块。开关量输入模块是将输入开关量通过继电器隔离后, 转换为0~3.3V信号;开关量输出模块是将输出开关量通过继电器隔离后, 转换为机械触点信号。
(5) 工作电源模块。工作电源模块是将输入的AC 220V电源 (含地线) 转换为+5V、±12V、+24V工作电源。
(6) 触摸式液晶屏。触摸式液晶屏可显示和触控, 完成系统运行状态显示和控制参数修改任务。
3 软件系统设计
本系统的程序分为DSP软件程序和CPLD硬件程序两部分, 这两部分程序结合起来共同完成了MCR控制器的控制功能。
系统设计的思路是DSP完成采样、计算、控制、人机交互的工作, CPLD实现逻辑和时序电路。图3 为程序系统设计示意图。其控制过程为: (1) 交流采样的系统参数接入DSP中, 判断系统支行状态, 由CPLD发出相应的触发信号; (2) 通过计算得出每相MCR的控制角; (3) DSP通过总线发送控制角到CPLD; (4) CPLD根据同步电压信号, 生成六路晶闸管触发信号; (5) DSP实现了通信、时钟、键盘、显示等功能;CPLD实现了锁相倍频、键盘处理、开关量处理等功能。
这里的数据采集、处理、控制算法等程序功能都在相应的中断处理程序得到实现。所以主程序主要是用来进行系统初始化和非实时事务的处理, 具体包括以下几个功能:进行系统初始化、完成通讯报文处理、完成人机交互数据处理。
3.1 控制原理及主要控制算法
本次设计的控制器采取了电压无功综合考虑的控制策略, 即用户可以只调无功或只调电压, 也可以电压无功综合调节。其交流采样算法流程如图4 所示。
同步倍频信号输入到AD模块的ADSOC控制口时, 通过软件设置, 使同步倍频信号每一次上升沿触发一次AD转换, AD转换结束后自动触发AD中断服务程序, 中断服务程序的流程图如图5 所示。每采集一个周期的数据, 执行一次瞬时无功计算程序, 计算出电网的电流、电压、无功功率、有功功率、功率因数、视在功率, 再取平均值, 与设定值比较, 其差值来控制触发角, 使检测到的无功逼近设定值。程序里使用的一些子程序, 如定点数正弦运算、定点数开平方、定点数余弦运算等, 可以在DSP定点函数库中得到。
3.2 系统软件设计
本次设计中主要的数据采集、处理、控制算法等程序功能都在相应的中断处理程序完成, 主程序主要是用来进行系统初始化和非实时事务的处理, 即完成系统初始化、通讯、人机交互数据处理等功能。
控制器开机后, 主程序首先进行DSP的初始化, 然后进入程序主循环, 在主循环里, 主要完成液晶屏显示、键盘操作、通信等任务。
DSP主程序流程如图6 所示。
4 结语
本文通过对磁控电抗器的硬件与软件设计的阐述, 可以实现对磁控电抗器感性容量的平滑调节, 达到无功补偿的目的。本系统采用DSP与CPLD相结合的控制方式, 大大提高了运行效率, 保证了设备运行速度, 可以全自动在系统中运行, 有效控制触发导通角, 进而输出系统所需的无功补偿量。
参考文献
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