可控电抗器

可控电抗器（共7篇）

可控电抗器 篇1

1 概述

近年来, 随着我国经济发展对电力需求的迅速增长, 电网建设的速度和规模比以往任何时候都要快, 正在加快建设更高电压等级的特高压交流和直流输电网络, 中国的电网建设以前所未有的速度和规模发展。超高压和特高压输电网络在提高电网输电能力和可靠性的同时, 也带来了其它一些问题, 输电线路容性充电功率相应增加, 系统潮流变化加剧。上述因素导致电网电压变化频度和幅度加大, 其电压调整和控制的难度加大, 由此需要配套相应的无功调节技术措施和手段。

超高压、特高压可控并联电抗器在国内还是一项新的技术, 由于其控制灵活、造价低、可靠性高, 不仅可调节系统无功功率, 还可抑制工频过电压和潜供电流, 提高系统稳定性, 在电网中具有广泛的应用前景。

2 可控并联电抗器在超高压和特高压电网中的作用

可控并联电抗器可有效协调无功调节和过电压抑制之间的矛盾, 在超高压和特高压电网中具有以下作用:限制工频过电压。在电网正常运行时, 可控并联电抗器容量可根据线路所传输的功率自动平滑调节, 以稳定其电压水平。此外, 在线路传输大功率时, 若出现末端三相跳闸甩负荷的情况, 处于轻载运行的可控并联电抗器可通过控制系统快速调整到系统所需的容量, 以限制工频过电压。

消除发电机自励磁。发电机带空载线路运行时, 有可能产生自励磁。可控并联电抗器可以自动调整到合适的补偿容量, 以消除产生自励磁的条件和现象。

限制操作过电压。由于可控并联电抗器的补偿作用使得空载线路的工频电压得以抑制, 从而降低了系统的操作过电压水平。

线路容性功率补偿。对于像华中、西北电网, 由于水电比重高, 汛期和枯水季节潮流变化极大。对于500k V超高压线路, 当传输接近自然功率时, 其容性和感性无功自我补偿, 此时, 应将可控并联电抗器容量调至空载 (接近零) 。相反, 在线路轻载时, 可控并联电抗器容量应增至额定值, 以充分吸收线路的充电无功。可控并联电抗器可快速调节自身无功出力, 是输电电网理想的无功补偿设备。

潜供电流抑制。模拟实验和理论分析表明, 可控并联电抗器配合中性点小电抗和一定的控制方式, 可大大减小线路单相接地时的潜供电流, 有效地促使电弧熄灭。

因此, 可控并联电抗器技术研究和应用的场合有:500k V远距离输电工程、500k V紧凑型线路、500k V联络线等无功需要大、变动大的地方;西北地区750k V电网远距离输电, 且有大规模风电接入电网的地方;对于1000k V级交流输电系统, 随着特高压网架的逐渐加强, 线路输送功率加大, 线路需要吸收大量的无功, 导致系统运行电压下降, 出现小方式下运行电压偏高或大方式下运行电压偏低, 同时无功传输增加导致系统网损增加, 需要应用可控并联电抗器技术[1]。

3 我国超高压可控并联电抗器的研制和运行

超高压可控并联电抗器在前苏联330k V以下电网中开始研究应用, 并研制了500k V的单相试验样机。由于其控制灵活、造价低、可靠性高, 不仅可调节系统无功功率, 还可抑制工频过电压和潜供电流, 提高系统稳定性, 在电网中具有广泛的应用前景。

可控并联电抗器包括磁控式和分级高阻抗变压器式两种主要型式, 其工作原理完全不同[2]。两种可控并联电抗器在国内的研究应用还都比较少, 在超高压输电领域2006年之前没有应用, 特别是作为线路电抗器应用的更是没有先例。2005年国家电网公司立项对可控并联电抗器关键技术进行攻关并开展超高压工程示范应用, 将研究成果成功应用于忻都开关站和江陵换流站工程中, 研制成功国内首套、国际先进、拥有100%知识产权的超高压分级高阻抗变压器式和磁控式超高压可控并联电抗器, 分别于2006年和2007年挂网运行。

3.1 500k V磁控式可控并联电抗器

中国电力科学研究院设计和制造的500k V磁控式可控并联电抗器示范工程于2007年9月在江陵500k V换流站挂网运行, 该装置作为线路并联电抗器, 截止到目前, 运行情况良好, 实现了系统的动态无功调节, 确保了线路电压的稳定, 具有较好的综合经济效益。 (见图1)

江陵磁控式可控并联电抗器本体采用裂相式结构, 铁心为单相双柱带旁轭结构, 两主柱套线圈。每个柱套两绕组, 分别为高压线圈和低压线圈。低压线圈为控制线圈, 用于稳态容量连续调节和线路暂态情况下的快速容量调节。正常情况下, 通过改变流过励磁绕组中的直流电流的大小, 进而改变铁心的饱和程度, 实现可控高抗容量的连续调节;当线路发生故障时, 通过旁路开关动作, 而使可控并联电抗器容量在100ms达到短路容量, 抑制工频过电压, 并配合中性点小电抗实现恢复过电压和潜供电流的抑制, 提高系统重合闸成功率。

3.2 500k V高阻抗变压器式可控并联电抗器

2006年9月, 由中国电力科学研究院设计的忻都500k V高阻抗变压器式可控并联电抗器示范工程成功投入运行, 该装置通过运行方式的切换可分别作为母线并联电抗器和线路并联电抗器使用。

忻都500k V分级高阻抗变压器式可控并联电抗器采用高阻抗变压器型式, 其装置原理图如图2所示, 以4级容量为例, 第一级:100%容量;第二级:75%容量;第三级:50%容量;第四级:25%容量。

其中, ×--表示断开, ○--表示导通

忻都500k V分级高阻抗变压器式可控并联电抗器将变压器和电抗器合于一体, 采用晶闸管投切方式进行调节, 优势非常明显。可分别工作于额定容量的25%、50%、75%及100%四种容量下, 满足对一次系统无功需要的补偿。发生故障时, 可以快速调至100%容量, 达到限制工频过电压, 抑制潜供电流的目的。

4 我国磁控式和分级高阻抗变压器式示范工程运行效果

500k V可控高抗采用两种原理, 在两个地点开展了示范工程, 截止目前均运行平稳, 各项性能指标基本达到了规范要求, 发挥了无功补偿和控制、限制过电压、稳定系统、提高输送能力等作用。

在人工短路试验和峡江II线2008年8月2日实际发生的单相接地短路中, 两套可控并联电抗器装置都快速可靠动作, 有效抑制了潜供电流, 保证了重合闸成功;在线路对称及非对称开断的情况下, 可控并联电抗器可靠动作对过电压起到很好的抑制作用, 为神木电厂和三峡电厂的顺利送出提供了有力的保证。

摘要：超高压、特高压可控并联电抗器是我国电力系统发展中应用的一项新技术, 其控制灵活、造价低、可靠性高, 不仅可调节系统无功功率, 还可抑制工频过电压和潜供电流, 在我国500kV系统应用的两套装置运行平稳, 充分发挥了其设计作用。

关键词：可控并联电抗器,磁控式,分级,高阻抗变压器式

参考文献

[1]王德忠.可控型并联电抗器在紧凑型输电线路中的应用[J].电力设备, 2004, 10.[1]王德忠.可控型并联电抗器在紧凑型输电线路中的应用[J].电力设备, 2004, 10.

[2]灵活交流输电技术在国家骨干电网中的工程应用[M].北京:中国电力出版社.[2]灵活交流输电技术在国家骨干电网中的工程应用[M].北京:中国电力出版社.

可控电抗器 篇2

1 磁饱和式可控电抗器的基本结构

图1为磁饱和式可控电抗器的结构原理图。电抗器有两个等截面、等长度的主铁心1、2组成。为了保证工作时磁压降大部分降落于两个主铁心柱上, 使其容易达到饱和状态, 两个旁轭的截面积要略大于主铁心的截面积[2]。每个铁心上绕有总匝数为NA的上、下两个绕组, 每个绕组各有一个抽头分别与晶闸管VT1、VT2相连。抽头比为δ=N2/NA, NA=N1+N2。不同铁心上的上、下两个绕组交叉顺连后并联至电网, 续流二极管VD跨接在两个绕组的交叉处。铁心1与旁轭1、铁心2与旁轭2分别构成交流磁路, 铁心1与铁心2构成直流磁路。

2 磁饱和式可控电抗器的基本工作原理

如图2所示的铁芯饱和原理, 把铁芯的磁化曲线设为理想的小斜率曲线, 斜率为真空磁导率μ0。当不施加直流励磁时, 工作状态如图 (a) , 铁芯一直工作在不饱和状态, 电抗器的磁场强度很小, 根据安匝平衡原理工作电流也就很小, 电抗器容量也很小。按照图2所加的直流激磁会对于左右两个芯柱分别产生正负两个方向的磁密平移, 也就是会让左右两个芯柱轮流达到饱和状态, 从而得到对称交流的饱和工作电流。工作状态如图 (b) 所示。

磁饱和式可控电抗器的工作原理就是通过改变直流励磁的大小, 改变铁芯的磁饱和度, 进而改变等效磁导率从而平滑地改变电抗值, 从而改变了电抗器容量。

在图1中, 设晶闸管VT1、VT2和二极管VD都是理想开关元件, 则电抗器有以下四种工作状态[3]:

状态1:VT1、VT2、VD都关断;

状态2:VT1、VD关断, VT1导通;

状态3:VT1、VT2关断, VD导通;

状态4:VT1、VD关断, VT2导通。

设电网电压为 , 则上述各种状态与 和晶闸管触发角 之间的关系如图3所示。

3 工作特性分析

3.1 谐波特性。

在设计磁饱和式可控电抗器的时候, 其最大容量所对应的铁芯饱和度称为额定饱和度, 记为βn。理论上βn可以任意选择, 但是选取的βn不同, 产生的谐波情况也不相同。单纯考虑电抗器在不同容量下的各次谐波电流幅值相对该容量下基波电流幅值的百分比没有太大意义。本文的谐波分析方法为:在电抗器整个容量调节范围内, 寻找到各次谐波的最大值, 然后将它们分别与最大基波电流进行比较, 可以很清楚地分析出电抗器所产生的谐波情况[4,5]。当 范围内变化时, 对应的各次谐波幅值的最大公式如下:

式 (1) 中基值为电抗器额定电流最大值。图4为电抗器谐波峰值与饱和度的关系曲线。

由图4可以看出, 如果电抗器的饱和度为 , 则在整个容量调节范围内, 电抗器注入电网的3次、5次和7次谐波与额定电流幅值相比很小。由于各次谐波出现的最大值是相互错开的, 因此得到的电流波形畸变系数将更小。

3.2 伏安特性。

采用数值计算的方法分析磁饱和式可控电抗器的伏安特性[6], 图5是其计算曲线。图中的纵坐标为电压幅值的标幺值, 基准量为额定电压幅值;横坐标为电流基波分量幅值的标幺值, 基准量为额定电流幅值;可见, 磁饱和式可控电抗器的伏安特性近似为线性, 能有效地消除其运行时可能产生的参数振荡现象。

3.3 控制特性。

在额定正弦电源电压下, MCSR电流幅值随触发控制角α变化的关系称为控制特性。

3.3.1 触发导通角α与饱和度β的关系。

根据相关文献, , 其中Bs为磁感应强度的交流分量, Bd为磁感应强度的直流分量[7]。由MCSR的电磁方程可以得出:

式 (2) 中, 当D导通的时候, K (t) 取0, 当D截止的时候, K (t) 取1。

对式 (2) 两边求半周期平均值, 有

令式 (3) 中0, 2, 故

将式 (4) 代入式 (3) 中, 可得

3.3.2 触发导通角与电抗器电流的关系。

联立式 (5) 与式 (1) , 可以得出触发导通角与电抗器电流之间的关系, 图6为 曲线。可见, 磁饱和式可控电抗器的电流幅值与触发导通角α具有明显的非线性, 呈现一定的余弦关系。

3.4 响应速度。

MCSR的响应时间由式 (6) 确定[8]:

其中n为磁控电抗器容量从空载到额定值所需的工频周期数, 而且该值只与抽头比有关。

3.5 有功损耗。

大量的数值计算和实测表明, MCSR的有功损耗也只与抽头比有关, 并且有如下关系[6]:

由此可见, 抽头比越小, 电抗器的有功损耗就越小。对于一台60Mvar/20k V的单相MCSR, 当δ=0.0013时, 电抗器的有功损耗占无功容量的0.17%。

4 结论

概述了磁饱和式可控电抗器的基本结构和工作原理, 分析了它的工作特性, 从分析结果来看, 磁饱和可抗电抗器的谐波污染小, 控制特性呈现余弦关系, 伏安特性近似为线性关系, 响应时间只与其抽头比有关, 响应速度快, 有功损耗只与其抽头比有关, 有功损耗很小。因此, 磁饱和式可控电抗器在无功补偿, 维持线路末端电压水平方面有很好的应用前景。

摘要：概述了磁饱和式可控电抗器的基本结构和工作原理。重点分析了磁饱和式可控电抗器的工作特性, 包括谐波特性、伏安特性、控制特性、响应速度和有功损耗。对磁饱和式可控电抗器的应用研究有一定的理论指导意义。

关键词：磁饱和,可控电抗器,工作特性

参考文献

[1]田铭兴, 励庆孚.磁饱和式可控电抗器的等效电路及仿真分析[J].电工技术学报, 2003, 18 (6) :64-67.

[2]贺定球.可控电抗器控制器的设计[D].吉林:东北电力大学, 2007.

[3]田铭兴, 励庆孚, 王曙鸿.磁饱和式可控电抗器的等效物理模型及其数学模型[J].电工技术学报, 2002, 17 (4) :18-21.

[4]Chen Baichao, Yin Zhongdong.A study on the characteristic of new type controlled arc-extingguishing reactor.In:Proceedings 193-196.

[5]Liu Hong, Yin Zhongdong.Shunt controlled reactor applied in suppressing the closing overvoltage.In:Proceeding of the htemational Conference on Electrical Engineering, Beijing, 1996, 670-673.

[6]周元清.磁控电抗器在特高压交流输电线路中的应用研究[D].长沙:湖南大学, 2007.

[7]陈柏超.新型可控饱和电抗器理论及应用[M].武汉:武汉水利电力大学出版社, 1999:102-106.

可控电抗器 篇3

高压长距离输电线路的传输功率峰值极大,且昼夜传输功率的变化也很悬殊。固定电抗值的电抗器有如下缺点:线路空载或小负荷时,线路电压高,将固定电抗器投入,吸收无功以降低电压,这是有利的;而在线路大负荷时,线路电压低,理应将固定电抗器切除,以求电压不致更低,但是考虑到如果切除了电抗器,万一系统某处故障跳闸使该长线路传输功率骤降或空载,长线对地电容大又无电抗器会造成电压危险升高,严重损坏绝缘。为了避免这种危险,现场在线路大负荷运行时往往不切除固定电抗器,这样固定电抗器就不能满足系统稳定调节电压的要求。

可控并联电抗器能完成系统稳定调节电压的任务[1,2,3,4]。其特性是:长线路传输功率增大,线路电压降低,可控电抗器的电抗值X自动增大,电抗器吸收的无功容量自动减小,起到抬高电压的作用;反之亦然,线路传输功率减小,线路电压升高,电抗器的X值自动减小,电抗器吸收无功自动增大,起到降低电压的作用。可控并联电抗器有2种:一种是分级可调式,例如西电变压器公司生产的500 kV分级式可调可控电抗器,分4级可调,电抗器吸收无功容量随长线路传输功率的变化自动地按4级(100%,75%,50%,25%)变化,这4级无功容量对应的高压侧电抗值为1 665 Ω,2 220 Ω,3 330 Ω,6 661 Ω,这不是平滑调节,是分级调节,见表1。第2种是无级调节式,例如沈阳变压器公司生产的500 kV无级可调可控电抗器,电抗器吸收的无功容量随长线路传输功率的变化自动地平滑调节,它的基本原理是磁控式。

本文按分级调节的可控并联电抗器研制保护。三相分级可控电抗器为Y0,y012接线,由3个单相电抗器组成,单相原理接线见图1,其结构为高漏抗变压器的副边串接3个空芯电抗器XK1,XK2,XK3。三相原理接线见图2。输电线路传输功率分4级变化时,以晶闸管TR1,TR2,TR3自动地导通或断开来控制空芯电抗器投入的数目,从而自动地改变电抗器的电抗。电抗器三相之间有水泥墙隔离,不会发生相间短路,所以只重点考虑电抗器的单相接地及匝间短路保护。

西电变压器公司生产的分级可控并联电抗器的单相容量Q=50 Mvar,相电压$\frac{500}{\sqrt{3}}$kV$\frac{35}{\sqrt{3}}$kV,归算到35 kV侧的各电抗值为:变压器漏抗Xby=8.16 Ω,XK1=2.72 Ω,XK2=5.44 Ω,XK3=16.32 Ω。

2 高压可控并联电抗器匝间短路时负序电流和零序电流的计算

计算的目的是为了论证并选择电抗器匝间短路保护的原理,宜采用负序或零序保护或者二者都采用。

设电抗器A相绕组匝间短路,短路的匝数占A相绕组总匝数之比为β,0<β<1。利用重叠原理,电抗器A相绕组m,n两点之间匝间短路状态$(\dot{U}{}_{mn}^{\text{A}}=0$,见图3(a))相当于正常运行状态$(\dot{U}{}_{mn}^{\text{A}}=\beta \dot{U}{}_{\text{A}}$,见图3(b))与故障分量(m,n两点间出现一个新电动势$\dot{U}{}_{mn}^{\text{A}}=-\beta \dot{U}{}_{\text{A}}$,见图3(c))的叠加。

如图3(c)所示,在A相m,n两点之间出现新电势$\dot{U}{}_{mn}^{\text{A}}=-\beta \dot{U}{}_{\text{A}}$,但在B,C相的相应m,n两点之间并未出现新电势,所以在匝间短路点会出现故障分量的正序电势$\dot{U}{}_{\text{d}1}$、负序电势$\dot{U}{}_{\text{d}2}$、纵向零序电势$\dot{U}{}_{\text{d}0}$。

A相匝间短路时,以A相为故障分量的基准相。则

$\{\begin{array}{l}\dot{U}{}_{\text{d}\text{A}1}=\frac{1}{3}(\dot{U}{}_{mn}^{\text{A}}+a\dot{U}{}_{mn}^{\text{B}}+a{}^2\dot{U}{}_{mn}^{\text{C}})=-\frac{1}{3}\beta \dot{U}{}_{\text{A}}\\ \dot{U}{}_{\text{d}\text{A}2}=\frac{1}{3}(\dot{U}{}_{mn}^{\text{A}}+a{}^2\dot{U}{}_{mn}^{\text{B}}+a\dot{U}{}_{mn}^{\text{C}})=-\frac{1}{3}\beta \dot{U}{}_{\text{A}}\\ \dot{U}{}_{\text{d}\text{A}0}=\frac{1}{3}(\dot{U}{}_{mn}^{\text{A}}+\dot{U}{}_{mn}^{\text{B}}+\dot{U}{}_{mn}^{\text{C}})=-\frac{1}{3}\beta \dot{U}{}_{\text{A}}\end{array}(1)$

为分析匝间短路保护,以下着重计算电抗器匝间短路时其首端的负序电流I2和零序电流I0。其负序及零序网络见图4。

由于:

$\begin{array}{l}\dot{{\rm I}}{}_{\text{A}2}=\frac{\dot{U}{}_{\text{d}\text{A}2}}{\text{j}(X{}_{m2}+X{}_{n2})}=\frac{-\frac{1}{3}\beta \dot{U}{}_{\text{A}}}{\text{j}X{}_{2\text{Σ}}}\\ \dot{{\rm I}}{}_{\text{A}0}=\frac{\dot{U}{}_{\text{d}\text{A}0}}{\text{j}(X{}_{m0}+X{}_{n0})}=\frac{-\frac{1}{3}\beta \dot{U}{}_{\text{A}}}{\text{j}X{}_{0\text{Σ}}}\end{array}$

因此,

$\{\begin{array}{l}{\rm I}{}_2=\frac{\frac{1}{3}\beta U{}_{\Phi }}{X{}_{2\text{Σ}}}\\ {\rm I}{}_0=\frac{\frac{1}{3}\beta U{}_{\Phi }}{X{}_{0\text{Σ}}}\end{array}(2)$

式中:UΦ为相电压;X2Σ,X0Σ为从匝间短路点看进去两侧的负序电抗之和、零序电抗之和,

$\begin{array}{l}X{}_{2\text{Σ}}=X{}_{m2}+X{}_{n2}=X{}_{\text{d}\text{Κ}2}+X{}_{\text{S}2}\\ X{}_{0\text{Σ}}=X{}_{m0}+X{}_{n0}=X{}_{\text{d}\text{Κ}0}+X{}_{\text{S}0}\end{array}$

XdK2,XdK0为电抗器的负序电抗、零序电抗;XS2,XS0为归算到电抗器端部的系统负序电抗、零序电抗。

以晋东南—南阳—荆门1 000 kV特高压实际电力系统荆门侧的并联电抗器匝间短路为例,采用式(2)进行计算(高压固定电抗值的并联电抗器与高压可控电抗器匝间短路的计算方法是完全相同的,晋东南至荆门1 000 kV系统的高压并联电抗器是固定电抗值,当然可以将其视为分级调节式可控电抗器4级中的某一级),计算结果如下。

1)1 000 kV荆门侧并联电抗器匝间短路,β=3%,不管电抗器中性点是直接接地还是经小电抗器XN接地,都是I2/In=1%(I2为匝间短路的电抗器首端的负序电流,In为其额定电流)。

2)1 000 kV荆门侧并联电抗器匝间短路,β=3%,电抗器中性点直接接地时I0/In=1%,而电抗器中性点经小电抗器XN接地时I0/In=0.6%(I0为匝间短路的电抗器首端的零序电流)。

3)荆门侧自耦变压器为1 000 kV/500 kV/110 kV,110 kV低压侧的并联电抗器中性点不接地,该电抗器匝间短路,β=3%,I2/In=1%。

对上述电力系统实例计算结果分析如下。

高压并联电抗器的电抗XdK远大于归算到电抗器端部的系统电抗XS,其差值非常悬殊,XdK2/XS2及XdK0/XS0都为44～220。并联电抗器匝间短路时,X2Σ=XdK2+XS2,X0Σ=XdK0+XS0,XdK2/X2Σ及XdK0/X0Σ都为97.8%～99.5%,所以当电力系统运行方式或运行参数变化时,XS2及XS0虽有变化,但对电抗器匝间短路的X2Σ和X0Σ以及I2/In和I0/In几乎无影响。

不同的高压电力系统,这种XdK≫XS的特性是类同的,所以不同的高压电力系统并联电抗器匝间短路在β值相同的情况下,它们的I2/In和I0/In的标幺值也是类似的。

并联电抗器的负序电抗XdK2与其中性点的接地方式无关,也就是不管电抗器中性点是直接接地或经小电抗器XN接地或不接地,XdK2是相同的。

因此,上述实例中,当荆门侧并联电抗器不管中性点直接接地或经小电抗器XN接地或不接地情况下,以β=3%匝间短路时,I2/In=1%。

并联电抗器中性点直接接地时,其零序电抗XdK0=XdK1=XdK2,所以上述实例并联电抗器中性点直接接地以β=3%匝间短路,I0/In=I2/In=1%。

并联电抗器中性点经小电抗器XN接地时,其XdK0=XdK2+3XN,XdK0显著大于XdK2,所以上述实例并联电抗器中性点经小电抗器XN接地以β=3%匝间短路,I0/In=0.6%<I2/In=1%。

上述结论对设计并联电抗器匝间短路保护特别有意义。当前文献及保护产品中高压并联电抗器的匝间短路保护都是采用零序保护,这有些欠妥。按本文的论证,针对高压并联电抗器匝间短路保护而言,采用负序保护更好些(其理由在第4节中论述)。

3 计算可控电抗器低压侧空芯电抗器单相接地时的短路电流

分级式可控电抗器结构特殊,其中变压器低压侧单相首尾短路时,由于变压器漏抗很大,短路电流不会超过额定电流,因此有些文献轻视低压侧保护的价值。下面以实例计算空芯电抗器(变压器低压绕组同理)单相接地时的短路电流,来论证装设低压侧高性能保护的必要性。

并联可控电抗器低压侧中性点接地,低压侧任一点单相接地时,接地点的零序电势Ud0为:

$U{}_{\text{d}0}=\frac{\alpha U{}_{\Phi }{\rm Z}{}_{0\text{Σ}}}{{\rm Z}{}_{1\text{Σ}}+{\rm Z}{}_{2\text{Σ}}+{\rm Z}{}_{0\text{Σ}}}(3)$

式中:UΦ为相电势;α为单相接地点距中性点的匝数占每相总匝数之比;Z1Σ,Z2Σ,Z0Σ分别为单相接地点与中性点之间的总正序、负序、零序阻抗。

当Z1Σ=Z2Σ=Z0Σ时,Ud0=αUΦ/3;多数情况下Z0Σ>Z1Σ=Z2Σ,Ud0>αUΦ/3,Ud0随Z0Σ/Z1Σ值的增大而增大。

以西电变压器公司分级式可控并联电抗器的参数进行空芯电抗器单相接地计算,低压侧$U{}_{\Phi }=35/\sqrt{3}\text{k}\text{V}$,变压器漏抗Xby=8.16 Ω,只有一个空芯电抗器XK1=2.72 Ω投入运行,相应的单相容量Q=0.75×50 Mvar。系统电抗XS0很小,据前述实例计算,XS0只为电抗器零序电抗的0.5%～4.0%,取XS0=0.02(Xby+XK1)=0.2 Ω。设在空芯电抗器XK1的中心点单相接地短路,α=0.5,零序网络如图5所示。

Ud0>αUΦ/3,取Ud0=0.4αUΦ=4 046 V,则I0′=Ud0/(0.5XK1)=2 975 A,I0″=Ud0/(0.5XK1+Xby+XS0)=416 A。因此,流过XK1故障相一半绕组的短路电流为3I0′=8 925 A,流过XK1故障相另一半绕组的短路电流为3I0″=1 248 A,接地点流入地中的短路电流为Ig=3(I0′+I0″)=10 173 A。

流过XK1的正常负荷电流为:

$\{{\rm I}{}_{\text{f}\text{h}}\}{}_{\text{A}}=\frac{0.75\times 50\times 10{}^6}{\frac{35}{\sqrt{3}}\times 10{}^3}=1854$

则3I0′/Ifh=4.8,Ig/Ifh=5.5。如此大的单相接地短路电流,表明可控并联电抗器低压侧应配置高性能的保护装置。

4 各主要保护的配置及保护原理

4.1 绝对值比较式负序及零序复合型方向保护

负序方向判据的动作方程为:

$|\dot{U}{}_2-\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{d}\text{Κ}2}|\ge |\dot{U}{}_2+\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{S}2}|(4)$

零序方向判据的动作方程为:

$|\dot{U}{}_0-\dot{{\rm I}}{}_0\text{j}X{}_{\text{d}\text{Κ}0}|\ge |\dot{U}{}_0+\dot{{\rm I}}{}_0\text{j}X{}_{\text{S}0}|(5)$

式中:$\dot{{\rm I}}{}_2,\dot{{\rm I}}{}_0$分别为由可控电抗器高压侧首端的电流互感器1LHA,1LHB,1LHC取三相电流(见图2)时保护自产的负序电流、零序电流;$\dot{U}{}_2‚\dot{U}{}_0$分别为由高压母线的电压互感器YH取三相电压时保护自产负序电压、零序电压(也可由YH的二次侧开口三角直接获得$3\dot{U}{}_0)$;jXdK2,jXdK0分别为可控电抗器的负序电抗、零序电抗;jXS2,jXS0分别为系统的负序电抗、零序电抗;以上各值都是归算到电力系统一次侧的值。

如图6所示,式(4)、式(5)两个判据组成或门快速出口作用于跳闸。本保护作为可控电抗器的高压绕组、高压中性点小电抗器、低压绕组、空芯电抗器匝间短路的主保护以及单相接地短路的主保护之一。

4.1.1 高压绕组匝间短路负序方向判据动作

如图7所示,有

$\dot{U}{}_2=-\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{S}2}(6)$

将式(6)代入式(4),得

$\begin{array}{l}|-\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{S}2}-\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{d}\text{Κ}2}|\ge |-\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{S}2}+\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{S}2}|\\ {\rm I}{}_2(X{}_{\text{S}2}+X{}_{\text{d}\text{Κ}2})>0\end{array}$

可得到结论:动作量很大,制动量为0,负序方向判据动作最灵敏。

(XdK2′+XdK2″=XdK2)(XdK2′+XdK2″=XdK2)

4.1.2 高压绕组单相接地短路负序方向判据动作

如图8所示,有$\dot{U}{}_2=-\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{S}2}$,代入式(4),可得到如同上述匝间短路相同的结论,动作量为I2(XS2+XdK2),制动量为0,负序方向判据动作最灵敏。

4.1.3 外部单相接地短路负序方向判据不动作

如图9所示,有$\dot{U}{}_2=\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{d}\text{Κ}2}$,代入式(4),得

$\begin{array}{l}|\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{d}\text{Κ}2}-\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{d}\text{Κ}2}|\ge |\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{d}\text{Κ}2}+\dot{{\rm I}}{}_2\text{j}X{}_{\text{S}2}|\\ 0>{\rm I}{}_2(X{}_{\text{S}2}+X{}_{\text{d}\text{Κ}2})\end{array}$

上式不成立,可得到结论:动作量为0,制动量很大,负序方向判据可靠地不动作。

(XS2′+XS2″=XS2)(XS2′+XS2″=XS2)

另外,可控电抗器低压绕组或空芯电抗器匝间短路以及它们单相接地短路时,有负序电流感应到高压侧,同理,负序方向判据能最灵敏动作。

4.1.4 零序方向判据的动作特性

同理,零序方向判据(式(5))的动作特性与负序方向判据(式(4))的动作特性完全类同,不再赘述,只不过在匝间短路及单相接地时两个判据测量参数的大小及精度有些差异,从而影响它们的动作灵敏度及死区大小有些差异,二者有互补作用。

4.1.5 采用负序及零序复合型方向判据的理由

根据前述1 000 kV电力系统实例计算,并联电抗器中性点经小电抗器XN接地匝间短路时,保护测量的I2>I0,且二者差距较大(β=3%时,标幺值I2=1%,I0=0.6%),又因匝间短路点的Ud2=Ud0=βUΦ/3,保护测量的U2=U0。因此,匝间短路时负序判据的灵敏度高于零序判据;当匝间短路的匝数少时,I0太小,测量精度差,零序判据的死区大些,负序判据的死区小些。

另外需要指出,并联电抗器中性点直接接地情况匝间短路时,I2=I0(β=3%时,标幺值I2=I0=1%),U2=U0,负序判据与零序判据的性能相同。

并联电抗器中性点直接接地情况内部单相接地短路时,保护测量的I0=I2=I1,接地点的Ud2=I2ΣX2Σ,Ud0=I0ΣX0Σ,接地点的电流I0Σ=I2Σ=I1Σ,大多数情况下,X0Σ>X2Σ,Ud0>Ud2,保护测量的U0>U2。因此,内部单相接地时零序判据的灵敏度高于负序判据;当单相接地点位置α小时,U2太小,测量精度差,负序判据死区大些,零序判据死区小些。

可见,电抗器中性点经小电抗器XN接地匝间短路时,负序判据性能好些,而电抗器中性点直接接地内部单相接地短路时,零序判据性能好些;两判据组成或门出口,起到互补作用,也起到主保护双重化作用。

4.1.6 绝对值比较式负序及零序复合型方向保护的整定

式(4)、式(5)中,XdK2,XdK0及XS2,XS0为保护的整定值。

分级式可控并联电抗器的电抗值XdK2,XdK0按输电线路传输功率4级的变化而自动地改变(见表1),要求电抗器的控制回路有以下功能:当电抗器的电抗值改变时能同时给保护装置一个出口信号,则保护可自动地改变XdK2,XdK0的整定值,这仅仅是要求电抗器的控制回路出口多输出一个信号而已,电抗器制造厂家很容易实现。这种整定要求并非本保护的缺点,因为可控电抗器的纵差保护、零序过流保护等的整定值中都包含有电抗器额定电流In,当可控电抗器的电抗按4级改变时,In也随着有大的改变,自然也要求电抗器控制回路出口能自动发一个信号给保护装置,以便相应地改变保护定值In,所以即使不采用本方向保护,仍要求可控电抗器控制回路出口应有这样一个信号给电抗器保护,这是可控电抗器保护的整定特点。

相对于电抗器的电抗值而言,系统电抗XS2,XS0很小。计算出真实的XS2,XS0对保护进行整定固然好,若近似以XS2=(0.03～0.05)XdK2,XS0=(0.03～0.05)XdK0整定也可以。

4.1.7 绝对值比较式负序及零序复合型方向保护的优点

绝对值比较式零序方向判据的优点如下(负序方向判据同理):

1)传统的零序功率方向判据反映的是零序功率方向,其动作方程为:$U{}_0{\rm I}{}_0\cos (\phi {}_{\text{J}}+\alpha )>0,\phi {}_{\text{J}}=\arg (\dot{U}{}_0/\dot{{\rm I}}{}_0),\alpha$为内角,α=-φsen,φsen为最灵敏角,判据的灵敏度与零序功率U0I0有关,当电抗器匝间短路的匝数少或内部单相接地点位置靠近中性点时,故障点的零序电势小,判据测量的U0小、I0小,功率U0I0也小,判据拒动,死区较大。而绝对值比较式零序方向判据反映的是电压绝对值的比较(见式(5)),当电抗器匝间短路的匝数少或内部单相接地点位置靠近中性点时,同样判据测量的U0小、I0小,但判据的动作量$|\dot{U}{}_0-\dot{{\rm I}}{}_0\text{j}X{}_{\text{d}\text{Κ}0}|=|-\text{j}\dot{{\rm I}}{}_0(X{}_{\text{S}0}+X{}_{\text{d}\text{Κ}0})|={\rm I}{}_0(X{}_{\text{S}0}+X{}_{\text{d}\text{Κ}0})$仍相当大,原因是I0虽小但XdK0很大所致,而此时的制动量为0,因而判据仍会动作,死区小,这是绝对值比较式方向判据在原理上的天然优点。

2)某些暂态过程中的干扰信号使$\dot{U}{}_0,\dot{{\rm I}}{}_0$或U0,I0间相位差φJ改变时,对零序功率方向判据的动作方程有直接、集中的影响,而对绝对值比较式零序方向判据动作方程(见式(5))的影响是间接、分散的(经多数据多层次的加减乘运算),也就是后者比前者的抗干扰能力强些,不易误动。

3)绝对值比较式负序判据及零序判据组成或门输出具有互补作用。

绝对值比较式零序方向判据已成功应用于WKB-801A型电抗器微机保护中,通过了中国电力科学研究院动模试验的检验,获得好评,并且近年已陆续投入国内220 kV,500 kV,750 kV系统共20余套,正常运行,性能良好,又刚刚投入晋东南—南阳—荆门1 000 kV特高压电力系统7套。

4.2 高压侧的分侧差动保护

如图2所示,高漏抗变压器高压侧首端电流互感器1LHA,1LHB,1LHC的相电流与中性点侧电流互感器2LHA,2LHB,2LHC的相电流组成高压侧的分侧差动保护,A,B,C三相或门输出,为折线型比率制动式动作特性,作为高压绕组及引出线单相接地短路的主保护之二。

分侧差动保护每相的动作判据为:

$\{\begin{array}{cc}{\rm I}{}_{\text{o}\text{p}}\ge {\rm I}{}_{\text{o}\text{p}0}\hfill & {\rm I}{}_{\text{r}\text{e}\text{s}}\le {\rm I}{}_{\text{r}\text{e}\text{s}0}\hfill \\ {\rm I}{}_{\text{o}\text{p}}\ge {\rm I}{}_{\text{o}\text{p}\text{s}\text{e}\text{t}}\hfill & {\rm I}{}_{\text{r}\text{e}\text{s}}>{\rm I}{}_{\text{r}\text{e}\text{s}0}\hfill \end{array}(7)$

式中:Iop为差动电流,${\rm I}{}_{\text{o}\text{p}}=|\dot{{\rm I}}{}_{\text{t}}+\dot{{\rm I}}{}_{\text{n}}|,\dot{{\rm I}}{}_{\text{t}},\dot{{\rm I}}{}_{\text{n}}$分别为高压绕组首端、中性点端同名相的相电流;Ires为制动电流,${\rm I}{}_{\text{r}\text{e}\text{s}}=|\dot{{\rm I}}{}_{\text{t}}-\dot{{\rm I}}{}_{\text{n}}|/2$;Iop0为非比率制动部分的动作电流整定值;Ires0为非比率制动部分与比率制动部分的分界点的制动电流;Iopset为比率制动部分差动电流的动作值,Iopset=Iop0+S(Ires-Ires0),Iopset自适应地随Ires的增大以S正比例地增大,S为比率制动部分的直线斜率。

式(7)中,Iop0,Ires0,S为保护的整定值,而$\dot{{\rm I}}{}_{\text{t}},\dot{{\rm I}}{}_{\text{n}},{\rm I}{}_{\text{o}\text{p}},{\rm I}{}_{\text{r}\text{e}\text{s}},{\rm I}{}_{\text{o}\text{p}\text{s}\text{e}\text{t}}$为实时值。

区内单相接地短路(并认为系统各元件的零序阻抗角相等)时,故障相(如A相)分侧差动保护的Iop,Ires为:

$\{\begin{array}{l}{\rm I}{}_{\text{o}\text{p}}=|\dot{{\rm I}}{}_{\text{A}\text{t}}+\dot{{\rm I}}{}_{\text{A}\text{n}}|=|3\dot{{\rm I}}{}_{0\text{t}}+3\dot{{\rm I}}{}_{0\text{n}}|=\\ 3{\rm I}{}_{0\text{t}}+3{\rm I}{}_{0\text{n}}\\ {\rm I}{}_{\text{r}\text{e}\text{s}}=\frac{|\dot{{\rm I}}{}_{\text{A}\text{t}}-\dot{{\rm I}}{}_{\text{A}\text{n}}|}{2}=\frac{|3\dot{{\rm I}}{}_{0\text{t}}-3\dot{{\rm I}}{}_{0\text{n}}|}{2}=\\ \frac{3{\rm I}{}_{0\text{t}}-3{\rm I}{}_{0\text{n}}}{2}\end{array}(8)$

式中:$\dot{{\rm I}}{}_{\text{A}\text{t}},\dot{{\rm I}}{}_{\text{A}\text{n}}$为故障相(A相)的首端相电流、中性点端相电流;$3\dot{{\rm I}}{}_{0\text{t}}‚3\dot{{\rm I}}{}_{0\text{n}}$为首端3倍零序电流、中性点端3倍零序电流。

式(8)中,Ires小,则Iopset也小,而Iop很大,Iop>Iopset,分侧差动保护动作。

为何采用分侧差动保护而不采用零差保护,也不采用普通变压器高低压侧电流互感器组成的常规差动保护,原因分析如下。

4.2.1 可控并联电抗器分侧差动保护与零差保护相比的优点

假如高压侧采用零差保护,区内单相接地短路时零差保护的差动电流Iop及制动电流Ires为:

$\{\begin{array}{l}{\rm I}{}_{\text{o}\text{p}}=3{\rm I}{}_{0\text{t}}+3{\rm I}{}_{0\text{n}}\\ {\rm I}{}_{\text{r}\text{e}\text{s}}=\max ({\rm I}{}_{\text{A}\text{t}},{\rm I}{}_{\text{B}\text{t}},{\rm I}{}_{\text{C}\text{t}})=\text{故}\text{障}\text{相}\text{电}\text{流}=3{\rm I}{}_{0\text{t}}\end{array}(9)$

比较式(9)与式(8),零差保护的差动电流Iop与分侧差动保护的Iop完全相等,但零差保护的制动电流Ires=3I0t,远大于分侧差动保护的Ires=(3I0t-3I0n)/2,则零差保护的Iopset远大于分侧差动保护的Iopset,所以区内单相接地短路时零差保护的动作灵敏度远低于分侧差动保护的灵敏度,这是不采用零差而采用分侧差动的原因。

4.2.2 可控并联电抗器分侧差动保护与普通变压器高低压侧电流互感器组成的常规差动保护相比的优点

1)假如可控并联电抗器的高漏抗变压器配置由高低压侧电流互感器1TA和2TA组成的常规变压器差动保护(见图10),设高压绕组内部A相单相接地短路,若磁势$\stackrel{\cdot }{{\displaystyle {\rm I}}}´W^{\prime }>\stackrel{\cdot }{{\displaystyle {\rm I}}}˝W^{″}$,则总磁势$\stackrel{\cdot }{{\displaystyle {\rm I}}}´W^{\prime }+\stackrel{\cdot }{{\displaystyle {\rm I}}}˝W^{″}$的方向与${\dot{{\rm I}}}^{\prime }{W}^{\prime }$方向一致,感应到低压侧的电流$\dot{{\rm I}}$由2TA的负极性端流入,而高压侧的同名相电流$\stackrel{\cdot }{{\displaystyle {\rm I}}}´$由1TA的正极性端流入,对常规的差动保护而言,${\dot{{\rm I}}}^{\prime }$及$\dot{{\rm I}}$为大小不等的穿越性电流。

图10可控电抗器高漏抗变压器内部单相接地故障分析

常规差动保护动作方程为:

$\{\begin{array}{l}{\rm I}{}_{\text{o}\text{p}}=|{\dot{{\rm I}}}^{\prime }+(-\dot{{\rm I}})|=|{{\rm I}}^{\prime }-{\rm I}|\\ {\rm I}{}_{\text{r}\text{e}\text{s}}=\frac{|{\dot{{\rm I}}}^{\prime }-(-\dot{{\rm I}})|}{2}=\frac{|{{\rm I}}^{\prime }+{\rm I}|}{2}\end{array}(10)$

由式(10)可见,Iop减小,Ires增大,常规差动保护

可能拒动或者至少动作灵敏度很低。

鉴于并联电抗器的差动保护的唯一任务是保护电抗器内部单相接地短路,所以并联电抗器差动保护不宜采用高低压侧电流互感器组成的常规变压器差动保护,而宜采用分侧差动保护。

2)并联电抗器为电力系统负载,电抗器外部相间短路时,短路电流不会流经电抗器,因此电抗器差动保护的差动电流最大动作值Iopset,max只需躲开外部单相接地短路时的不平衡电流,无需考虑外部最大相间短路时的不平衡电流。

由于并联电抗器分侧差动保护的2组电流互感器都位于高漏抗变压器的同一侧,因此在整定计算Iopset,max时无需计及变压器分接头系数ΔU,也无需计及平衡系数Δm。这样,分侧差动保护的Iopset,max降低,S降低,比率制动特性折线下倾,内部单相接地短路时的动作灵敏度提高。

并联电抗器若采用高低压侧电流互感器组成的常规变压器差动保护,整定计算Iopset,max时必须计及ΔU和Δm系数,因此Iopset,max高些,S大些,比率制动特性折线上抬,内部单相接地短路时的动作灵敏度低些。

3)可控并联电抗器电抗大,剩磁小,突加电压时励磁涌流较小。由于高压侧分侧差动保护的两组电流互感器都位于高压侧,这个较小的励磁涌流对分侧差动保护为穿越性电流,所以分侧差动保护可以不采用二次谐波制动,这有利于简化保护软件,提高保护动作的快速性。若并联电抗器采用高低压侧电流互感器组成的常规变压器差动保护,就必须采取二次谐波制动或者其他措施来防止励磁涌流对保护的有害影响。

4.3 高压侧中性点零序过流保护

如图2所示,自可控并联电抗器高压侧中性点的电流互感器LH0取3I0,构成零序过流长延时保护,出口跳闸,作为可控电抗器高低压侧及中性点小电抗器XN的匝间短路及单相接地短路的后备保护。保护的动作电流按躲开正常运行时中性点的不平衡电流整定,其延时比高压母线上所有线路接地保护第3段的最长延时高出Δt。

4.4 低压侧的分侧差动保护

如图2所示,高漏抗变压器低压侧的电流互感器3LH与5LH构成反映相电流的分侧差动保护,作为低压侧绕组单相接地短路的主保护之二;又3LH与4LH构成另一组反映相电流的分侧差动保护,作为空芯电抗器单相接地短路的主保护之二;这两组差动保护都是A,B,C三相组成或门出口快速跳闸,都为比率制动式折线型动作特性。

4.5 低压侧零序过流保护

如图2所示,由电流互感器4LHa,4LHb,4LHc取三相电流,保护自产3I0,4LH;由5LHa,5LHb,5LHc取三相电流,保护自产3I0,5LH,构成零序过流长延时保护,保护框图见图11,可作为可控电抗器高低压绕组、空芯电抗器、高压中性点小电抗器匝间短路及单相接地短路的后备保护。

整定值Iset按躲开电抗器正常负荷运行时在低压侧出现的3倍零序(包括3次谐波)不平衡电流计算。当电抗器外部单相接地短路时允许零序过流判据启动,而以长延时保证保护不误出口;长延时比电抗器所在母线上所有线路接地保护第3段最长延时还高出Δt。

高低压绕组、空芯电抗器匝间短路以及高压绕组单相接地短路时,3I0,4LH=3I0,5LH,但低压绕组或空芯电抗器单相接地短路时3I0,4LH≠3I0,5LH。为了保证低压绕组及空芯电抗器单相接地短路时零序过流保护有较高的动作灵敏度,有必要采用两个零序过流判据构成或门输出,不能只采用一个零序过流判据。

摘要：分析了高压可控并联电抗器匝间短路时负序电流和零序电流的计算方法,并以晋东南—荆门1000kV特高压电网实例进行计算,得出了有价值的结论,依据计算所得结论提出了电抗器新原理的绝对值比较式负序及零序复合型方向保护判据,其灵敏度较高、整定方便。分析认为:由于分级式可控并联电抗器的特殊结构及其纵差保护主要是保护高、低压侧的单相接地故障,因此宜采用分侧差动,不宜采用一般变压器常规的高、低压侧电流互感器组成的差动,也不宜采用零差。

关键词：可控电抗器,匝间短路,绝对值比较式,微机保护

参考文献

[1]屠黎明,苏毅,于坤山,等.微机可控高压并联电抗器保护研制.电力系统自动化,2007,31(24):94-98.TU Liming,SU Yi,YU Kunshan,et al.Development of microcomputer protection for a controllable high-voltage shunt reactor.Automation of Electric Power Systems,2007,31(24):94-98.

[2]辛振涛,尹项根,杨经超,等.基于等校电感的超高压并联电抗器匝间保护新原理.电力系统自动化,2004,28(10):73-75.XI N Zhentao,YI N Xianggen,YANG Jingchao,et al.A novel principle of the EHV parallel connection reactor interturn protection based on an equivalent inductance.Automation of Electric Power Systems,2004,28(10):73-75.

[3]陈维贤,陈禾,鲁铁成,等.关于特高压可控并联电抗器.高电压技术,2005,31(11):26-27.CHEN Weixian,CHEN He,LU Tiecheng,et al.Ultra-high voltage controllable shunt reactor.High Voltage Engineering,2005,31(11):26-27.

可控电抗器 篇4

无功电源和有功电源一样, 是保证电力系统电能质量、提高传输效率和安全运行不可缺少的部分, 无功功率不平衡会导致电网电压巨大波动、功率因数低落, 严重时会导致用电设备损坏, 出现系统电压崩溃, 破坏电网系统的安全稳定运行[1-3]。因此, 对工矿、冶金企业电网采取合理的补偿措施, 实现工矿、冶金电网无功功率平衡, 会给企业带来巨大的经济效益。

本文设计了基于磁阀式可控电抗器 (Magnetically Controlled Reactor, MCR) 的无功控制系统。该系统根据电网的具体需求, 采用不同的控制方式, 可实现对MCR输出的感性无功功率的连续调节。该无功控制系统依据设计的特定要求, 提供5种工作模式 (点控模式、功率因数模式、无功功率模式、电压模式和强制模式) , 能满足多种需求的应用场合。同时MCR的低成本、高可靠性、易维护性使得整个系统具有很好的发展前景[4-5]。

1系统结构和工作原理

基于磁阀式可控电抗器的无功控制系统的整体结构如图1所示。工作原理:电压和电流互感器分别同时采集母线的电压和电流信号, 并送至电能监测保护设备SEL-751, SEL-751可以快速计算出母线中的无功功率、功率因数, 再通过设置SEL-751输出端子的工作模式, 可以将无功功率、功率因数和母线电压信号以模拟电压的形式输出。PLC根据触摸屏设置的工作模式, 读入SEL-751送出的无功功率、功率因数和母线电压信号。然后在设定模式下PLC根据当前输入的反馈信号, 运行相应的程序, 计算控制电压的值, 再通过PLC输出控制电压至触发板, 最后, 由触发板控制MCR励磁电路, 以实现对MCR输出的感性无功功率的连续调节。

2系统主要模块简介

2.1 MCR

MCR是通过直流电流控制磁阀的饱和度来平滑调整电抗器的电感量。根据励磁方式的不同, MCR可分为他激直流励磁和自耦直流励磁2种基本类型[6]。自耦直流励磁电抗器工作绕组和励磁绕组合为一个, 励磁电路简单, 易于控制[7]。本系统使用的是自耦直流励磁电抗器。MCR原理如图2所示。

直流励磁MCR等效电路如图3所示。当AB间电势e>0时, 晶闸管T1承受正向电压, 晶闸管T2承受反向电压, 若此时触发T1导通, 其等效电路如图3 (a) 所示。T1导通后破坏了原先MCR上分布对称的绕组, 使得上 (下) 半铁芯上左右两边绕组匝数不等, 上 (下) 半铁芯右边匝数大于左边, 这样就在MCR本体内部形成了上下独立的2个回路 (图3 (a) ) , 且2个回路中的电流区别于工作电流iin (iin为MCR输出的无功电流) , i′1与i″1均逆时针方向只在MCR内部流动, 从而实现对MCR的励磁。

同理, 当AB间电势e<0时, 晶闸管T1承受反向电压, 晶闸管T2承受正向电压, 若此时触发T2导通, 其等效电路如图3 (b) 所示。从图3可以看出, 在MCR内部流动的励磁电流i′2和i″2方向均为逆时针, 与图3 (a) 中的励磁电流方向一致, 即在整个电源周期内, 励磁电流方向保持不变, 也就实现了对MCR的直流励磁[8-9]。

系统中MCR按照三角形方式连接到380V母线, 晶闸管T1和T2两端感应出的交流电压有效值Urms=38.5V。励磁电压与触发角的关系为

式中:Ud为等效直流励磁电压值;Up为自耦励磁电压的峰值;α为晶闸管的触发角。

而对于MCR的阻抗一定时, 触发角α越小, Ud越大, 励磁等效直流电流Id也就越大, MCR饱和度越大。又由于铁芯的磁导率μ不是常值, 在铁芯饱和时磁导率μ会随着磁场强度H的增大而减小[10]。含磁芯电感的电感值为

式中:μ为铁磁材料的磁导率;A为铁芯的截面积; N为绕线的匝数;δ为磁路的气隙长度。

一定条件下, 由式 (2) 可知, 电感量与磁导率成正比。μ减小, 使得电感值l减小。又知MCR输出的无功功率QL=U2/ωL (U为MCR两端电压有效值, ω 为母线电压的角频率) 。电感值减小, 其输出的无功功率QL增大。因此, 只要合理控制晶闸管T1和T2的触发角, 就可以使MCR按照要求输出所需的感性无功功率。

2.2触摸屏与PLC

2.2.1触摸屏

由于系统有5种工作模式, 根据控制参数输入的要求, 选择eView作为触摸屏, eView为本系统提供了一个良好的人机界面。

触摸屏主界面如图4所示, 主界面有5种模式可选择, 点击屏幕左侧的模式选择按钮, 会出现弹出窗口, 再输入相应模式的序号, 点击确定后, 进入对应模式的控制界面。

2.2.2 PLC

PLC是整个系统的核心控制器, 其运行速度影响系统的响应速度, 编程方法直接决定核心算法实现的难易程度。试验中选取基恩士PLC, 该PLC可以将60 000步的梯形图程序在1 ms内执行完毕; 其最大的优势是可以采用脚本进行编程, 这使得控制算法可以像C语言一样编写, 大大减小了控制算法在PLC中实现的难度。

3控制策略与具体实现

为了提高本系统的响应速度, 采用多变量控制策略, 即同时采样多个不同变量的反馈信号, 由多个信号共同作出决策, 对同一目标量进行控制, 以期达到最佳的控制效果。

3.1拟合控制曲线

只有最优的控制策略才能够实现系统的快速准确控制。为了实现这一目标, 必须准确掌握MCR本体的输出特性。运用系统辨识的试验法建模, 即人为地对控制对象施加某种测试信号, 并记录其输出响应, 然后利用这些输入输出数据确定系统的结构和模型参数[11-12]。先测得控制电压与MCR输出感性无功功率值之间的对应关系 (图5) , 再作出MCR的控制曲线。根据所得曲线的特点, 对曲线进行分段后, 运用最小二乘拟合的方法得出MCR的控制曲线。

3.2多变量控制具体实现

现以功率因数控制为例说明多变量控制策略的具体实现, 试验中需同时采集母线的无功功率信号和功率因数2路反馈信号。

功率因数与无功功率映射关系如图6 (a) 所示, 其中cosφ轴表示母线的功率因数, Q轴表示母线的无功功率。cosφ轴由0+、1和0-分为3个区间段, (1, 0+) 表示0

假定要求母线的功率因数cosφ保持在[cosφ0, cosφ1]内, 如图6 (b) 所示。若当负载发生变化时, 控制器还未开始调整, 则此时母线的功率因数存在3种可能:仍在设定范围内;在a点处;在b点处。显然后2种情况需要控制器动作。如果在a点, 功率因数大于0, 则可以映射到Q轴的一点, ΔQL>0;同理, 在b点, 母线发生过补, ΔQC<0。

图5曲线 (0.1, 0.95) 段线性拟合, 其斜率为k, 定义k=ΔQMCR/ΔV。当母线无功功率Q=ΔQL时, 则要求MCR减少输出的感性无功功率, 令 ΔQMCR=ΔQL, 可得控制电压的调整量 ΔV=ΔQL/k, 故输出控制电压值V′o=Vo-ΔV+Vb (V′o为调整后的控制则电压;Vo为调整前控制电压;Vb为偏置电压。当cosφ1=1时, Vb=0, 当cosφ1<1时, Vb>0) ;当母线无功功率Q=ΔQC时, 母线出现过补, 此时需要增大MCR输出的感性无功功率, 取ΔQMCR=-ΔQC, 调整量 ΔV=-ΔQC/k, 输出控制电压值V′o=Vo+ΔV+Vb。

从理论的角度看, 上述方法能够使得MCR的动作一步完成。 试验中为了避免在调整过程中MCR输出无功功率不平稳, 只有当母线功率因数偏离设定范围较大时才自启动上述控制方式;若功率因数偏离设定范围较小时, 直接利用反馈的功率因数信号来调整功率因数。

4试验结果与分析

试验中MCR的总容量为11.4kvar。对5种模式分别进行试验, 结果见表1。

(1) 点控模式, 要求MCR按照用户的设定值输出相应的感性无功功率。由表1可知, 最大偏差率为1.7%。试验结果表明, 点控模式可以准确地控制MCR实现容量范围内任意数值的感性无功功率输出。

(2) 功率因数模式, 图7为功率因数模式时的控制电压调整曲线。如图7中0时刻, 初始功率因数为0.84, 不在期望的[0.90, 0.95]范围内。从图7可明显看到, 控制电压经过2次调整后, 使得MCR输出无功功率减小, 母线无功功率也随之减小, 在小于0.4s的时间内将功率因数调整到目标范围, 最终实现了功率因数控制。

(3) 无功功率模式, 要求三相总无功功率可由用户任意设定。图8为三相总的无功功率曲线, 试验设定了8组值 (分别为1、2、3、4、5、6.5、 7kvar) , 即图8中的“台阶”曲线, 每一级“台阶”均表示一个设定值。从图8中可以看到, 每级“台阶” 处的无功功率值都能较稳定地保持在设定值左右。

(4) 电压模式, 要求母线电压在一定范围能任意控制。 试验中母线电压 (有效值) 最小为178.7V, 通过电力电容进行容性无功补偿, 可以将母线电压上升到230V。图9记录了3组 (要求设定母线电压分别为200、210、220 V) 波形, 可以看出, 未投入电容时, 母线电压为最小, 即178.7 V。 投入电容后, MCR迅速自动调整输出的感性无功功率来平衡电容的容性无功功率, 避免了因投入电容造成无功过补而过电压。投入电容后电压出现陡升, 出现尖刺, 但很快被抑制, MCR在控制系统的调整下, 使母线电压维持在设定值上下。

(5) 强制模式, 即要求MCR能最小输出或最大输出而不失控。在程序中设定了控制电压阈值, 防止MCR励磁电压超过额定值, 造成励磁电流过大而损坏MCR。

5结语

针对MCR在改善电能质量方面的应用, 开发了一种基于MCR的无功控制系统。试验结果表明, 通过控制MCR输出的感性无功, 可较好地实现功率因数控制、母线无功功率和母线电压调整, 满足特定需求下的电能质量控制。

摘要：为了改善电网无功功率不平衡导致的电网电压巨大波动、功率因数低落等问题, 设计了一种基于磁阀式可控电抗器的无功控制系统。该系统采用多变量控制策略, 通过控制电抗器的输出感性无功, 实现功率因数控制、母线无功功率和母线电压的连续调整。试验结果表明, 多变量控制策略能有效应用于系统目标参数控制, 达到了预期的效果。

关键词：磁控电抗器,无功功率,直流励磁,多变量控制,MCR

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可控电抗器 篇5

随着电网规模的不断扩大, 以及各种用电设备接入电网消耗大量的无功, 无功不足和电压波动大的问题日益突出, 这时仅靠调节发电机励磁电流的手段已经不能满足要求, 并联电容器、并联电抗器、串联电容器、现代静止补偿器等无功补偿手段应运而生。控制方式也有集中式控制、分散控制和关联控制等, 控制策略更是从经典线性控制转入了智能非线性控制。

现在比较常用的提高功率因数的无功补偿装置有两种:一是开关投切电容器组, 但是当供电馈线没有无功需求时, 并联的电容器组向系统倒送无功, 而电力部门对无功补偿装置实行“反转正计” (即把用户反送电力系统的无功与取用的无功电量绝对值相累加) , 造成功率因数达不到0.9标准;开关投切电容器组还产生涌流和电磁暂态, 造成过电压, 实际运行曾出现过用开关投切电容器组而引发的系统过电压事故;二是使用晶闸管控制电抗器 (TCR) , 但价格贵, 占地面积大, 谐波含量大。

采用可控电抗器配合并联电容器组, 能满足某些负荷运行方式多变, 负荷变化快的特点, 并且该装置能平滑调节无功功率, 造价低、可靠性高, 产生谐波小, 是动态无功补偿的较好选择。

主要研究内容是:对无功补偿装置的控制方案进行研究, 确定一种有效的、对电网更有利的控制方式;进行基于磁阀式可控电抗器的控制装置的设计。

2 磁阀式可控电抗器的原理及特性

图1为磁阀式可控电抗器的原理。由图1可见, 磁阀式可控电抗器的铁芯磁路由大截面段和小截面段串联而成。两个匝数为N的线圈分别对称地绕在两个半铁芯柱上, 每一半铁芯柱上下两绕组各有一匝数比为k=N2/N的抽头, 它们之间接有可控硅K1 (K2) 。不同铁芯的上下两个绕组交叉连接后, 并联至电网电源。

在可控电抗器整个容量调节范围内, 大截面段铁芯始终处于磁铁性的未饱和线性区, 磁阻相对于小截面段可忽略;小截面段的磁饱和度可设计得接近极限值。此时, 可控电抗器所产生的谐波很小, 大约为晶闸管控制电抗器所产生谐波的一半。此时容量已达到极限值, 所以磁阀式可控电抗器过负荷能力较差, 但其特别适合于高压配电网中调压和无功补偿;若不考虑长线过电压限制问题, 亦可用于线路充电功率的补偿。

在电源的一个工频周期内, 可控硅的轮流导通起全波整流的作用。可控饱和电抗器是通过改变可控硅的触发导通角来改变控制电流的大小, 从而改变铁芯的磁饱和度, 来平滑地调节可控电抗器的容量。

3 动态无功补偿装置原理

图2为供电系统和动态无功补偿器接线方式。动态无功补偿系统由单相可控电抗器和固定电容器组成。当负荷增加时, 固定电容器组补偿感性无功, 可控电抗器的容量调到最小 (空载) ;当负荷减小, 电容器向系统倒送无功, 此时, 迅速调节磁阀式可控电抗器的容量到最大值, 以吸收容性无功;在负荷变化的过程中, 可控电抗器快速跟踪补偿剩余容性无功, 从而保证了高功率因数。与此同时, 电容器组同时还起着3次、5次以及高次谐波滤波器的作用。

为简化分析和实际情况出发, 假定系统电压为正弦波, 电流为非正弦波, 分别表示为:

undefined

式中:I0为直流分量;n为谐波次数 (其中, n=1为基波分量) 。在正弦电压和非正弦电流条件下, 功率因数可表示为:

undefined

式中:I1为基波电流有效值;I为总电流有效值;cosφ1为基波功率因数。

由于系统中可控电抗器和电容器组的主要功能是补偿基波无功, 若补偿前系统的无功功率为Q′, 功率因数为cosφ1′, 补偿后功率因数为cosφ1, 则可得无功Q及补偿容量ΔQ:

undefined

为快速调节可控电抗器的容量, 可以设定一个阈值, 当Q′的绝对值大于此值时, 把电抗器全投入或全退出 (依据ΔQ的符号) 。此阈值的设定要根据动态补偿装置中电容器组的容量来设定, 避免负荷在电感和电容之间不停振荡。当ΔQ的绝对值小于此值时, 依据ΔQ和触发角的关系, 发出相应的触发脉冲。

4 谐波抑制

利用可控电抗器上述的谐波分布和相位特征, 将两组可控电抗器并联, 通过一定的控制策略, 可以使两组电抗器所产生的大部分谐波相互抵消。图3为单相可控电抗器组的接线原理。图3中L1为可控电抗器组第一单元, 其额定工作状态下的磁饱和度为π, 额定容量占总容量的undefined;L2为可控电抗器组第二单元, 其额定工作状态下的磁饱和度为2π, 额定容量为总容量的undefined。

对可控电抗器的控制策略为:在undefined额定容量 (两组电抗器总额定容量) 范围内调节可控电抗器L2, 使满足容量要求;在undefined额定容量范围内变化时, 则协调控制电抗器L1和L2, 使得两者产生的大部分高次谐波相互抵消, 即其中某单元电抗器所产生的谐波由另一单元电抗器所旁路 (吸收) 。

由于电抗器单元L2的额定容量占电抗器组总容量的undefined, 根据可控电抗器谐波分布特性, 所产生的最大三次谐波电流幅值为总额定基波电流的undefined, 故在undefined容量调节范围内电抗器组所产生的最大三次谐波电流约为额定基波电流的4.67%。电抗器单元L2在到达undefined总额定容量时所对应的磁饱和度为β=π。

在undefined的容量调节范围内, 电抗器单元L1的磁饱和度在β1=0～π间变化, 而单元L2则在β2=π～2π间改变。

不难理解, 在上述容量调节范围内, 电抗器单元L2所产生的三次谐波与单元的三次谐波反相。若通过控制, 使β1和β2具有如下的关系:

undefined

则根据上式和谐波电抗器公式:

undefined

5 结论

补偿系统无功, 使功率因数保持在较高水平, 同时抑制谐波, 可以改善供电质量, 提高了供电部门的经济效益。此外, 从平衡负荷的角度考虑, 应采用分相补偿方式。但从经济性和电力部门对无功功率考核方式考虑, 亦可仅在某相装设一组电抗器动态补偿装置。今后, 随着电力部门对用户要求的提高, 将广泛推广分相补偿, 以在提高功率因数的同时改善负荷不平衡的问题。

参考文献

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可控电抗器 篇6

磁阀式可控电抗器成本低、控制方便,在电力系统无功补偿、抑制电压闪变等方面有着广阔的应用前景。但MVCR响应速度过慢,在实际应用中考虑到MVCR的有功损耗,响应时间大约在0.19～0.66s。另外,在抑制电压闪变、自动调谐消弧线圈、动态无功补偿等方面则要求可控电抗器具有很快的响应速度,在几个工频周期,甚至一个工频周期内达到额定工作状态。不采取任何改进措施,MVCR的最快响应时间为0.19s,难以满足动态要求。

增大抽头比虽然可以提高电抗器的响应速度,但必将增加电抗器的有功损耗,按抽头比的典型取值,并根据MVCR有功损耗公式,有功损耗为(1.94%～6.70%)Q。而有功损耗过大不是我们所希望的。

1 基于2倍抽头比的控制方式

本文提出将抽头比增大为额定抽头比的倍方法。控制回路电流公式为:

式中,Id为MVCR控制回路整流后的偏置电流;Ek为控制回路交流电压有效值。抽头比增大后,电抗器额定磁饱和度不变,即偏置直流Id不变,将代入式(1),α值变为90°,即晶闸管触发角的范围变为90～180°。

增大MVCR抽头比、减小晶闸管触发角,既可以在一定程度上提高MVCR的响应速度,又不增加有功损耗,且其它特性维持不变。下面对增大抽头比的电抗器特性进行分析。

2 控制特性分析

Matlab对MVCR模型的仿真分析表明,2Ek下工作电流基波分量与触发角之间的曲线关系如图1中曲线A所示,图1中曲线B为额定抽头比下的特性曲线。与近似余弦的控制特性曲线B相比,在90～180°触发范围内,MVCR的控制特性呈线性化趋势(两者触发角的范围不同,因此归算到同一坐标系下)。特性曲线B起始阶段的触发角度变化了约60°,而输出电流仅减少了10%,线性度很差;而在2Ek控制方式下相当于选取了曲线B中线性度较好的后90°,这有利于MVCR的控制及反馈调节。

3 谐波特性分析

2Ek下的谐波含量如图2所示,以触发角133°(磁饱和度β=π)为轴左右对称,最大次数的谐波仍为3次谐波,其最大值为6.8%;各次谐波分别有n-1个极点、n个零点(n为谐波次数),谐波最大值靠近β=π处。这与用额定控制电压下的谐波含量公式推导的结果完全相同,最大谐波量仍小于7%。由于仿真分析的采样数据量不大,图2中的曲线不够光滑。

4 有功损耗分析

当抽头比变为原抽头比的倍、触发角为90°时,有功损耗为:

在相同的控制电压下,触发角为90°时,有功电流(直流)为0°触发角时的1/2;而在2倍控制电压下触发角为90°时,则与额定控制电压下0°触发角的有功电流相等。通过比较相关文献可知,抽头比变为原先的倍后有功损耗并没有发生变化。

5 响应特性分析

对于要求输出工作电流为MVCR额定值的情况,可以通过计算出响应时间(n为工频周期数)。对非额定工作状态,提出一种新的控制方法:以0°触发角触发晶闸管[倍控制电压],当工作电流达到要求输出值时改触发角为常态值。这与根据工作电流直接使用常态触发角度相比,可提高响应速度数倍。

由于MVCR晶闸管采用移相控制,一旦本周期导通,就只能通过下个触发周期来调节输出电流,因此对不同的输出电流,响应时间是分段的。下面以一个实例进行分析。已知Urms=27.5kV,Q=4mVA,Irms=145.5A,δ=0.03,采用上述控制方式仿真得出的工作电流与响应时间的关系见表1,可见对于12.3～28.9A的工作电流,其响应时间皆为0.04s。

图3中的曲线1为本文提出的控制方式下的仿真波形,输出电流为33A,常态触发角为145°。开始时触发角为0°,当检测到工作电流有效值为33A时,控制触发角被修正为145°。从图3可以看出,总的响应时间大约为0.06s,大为缩短;曲线2为额定控制电压下的响应过程,这个过程非常缓慢;曲线1中的工作电流最大值超过33A,这是移相控制引起的电流过冲。

6 结束语

从以上仿真分析可以看出,提高直流控制电压(抽头比)可以提高响应速度,使用2倍的控制电压可以获得较为理想的效果。进一步分析可知,继续提高控制绕组的电压,还可以缩短响应时间,但是晶闸管的触发角范围也将随之减小。如采用4倍的直流控制电压,则触发角只有40～50°的调节范围。而调节范围变小,就要求提高控制触发角的精度,会增加控制难度。

综合分析,采用2倍抽头比的控制方式,至少可以提高响应速度1倍,同时可以使晶闸管的触发角度保持在90～180°这个比较合理的控制范围内,而且与额定抽头比相比,控制特性的线性度较好,谐波含量及有功损耗不变。

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可控电抗器 篇7

随着风电、水电等不稳定电源大规模集中接入特高压交流系统,使线路无功功率波动频繁,导致无功平衡和电压控制问题。采用可控并联电抗器技术是解决此问题的关键技术之一[1,2,3,4,5,6]。可控并联电抗器技术能够有效调节线路无功和线路电压,并且可控高抗还具有限制工频过电压、限制操作过电压和抑制潜供电流等优点[7,8,9]。

中国已投入使用的有750kV分级式可控并联电抗器和750kV磁控式可控并联电抗器。分级式可控并联电抗器具有响应速度快的优点,但是无法实现容量的平滑调节;磁控式可控并联电抗器具有容量平滑调节的优点,但响应速度相对较慢。晶闸管控制变压器式可控并联电抗器(thyristor controlled transformer type controllable shunt reactor,简称TCT式可控高抗)因其结构独特[10,11,12],兼具分级式可控并联电抗器的响应速度快和磁控式可控并联电抗器容量平滑调节的优点。

TCT式可控高抗的运行范围要求在90°180°之间,在此区间内TCT式可控高抗需要实现容量的平滑调节,而晶闸管控制单元(thyristor controlled uint,TCU)是决定TCT式可控高抗运行范围的主要单元[13,14,15,16],而影响TCU运行范围的主要条件是TCU的取能方式。

TCU的取能方式有电压取能和电流取能两种,这两种取能方式有不同的运行特性[17,18,19]。 如果TCT式可控高抗使用电压取能或电流取能,则TCT式可控高抗不能在不增加任何设备的情况下,实现其在90°180°范围内平滑调节容量。

本文对TCT式可控高抗的工作特点及结构进行分析,阐述TCT式可控高抗使用电压取能或电流取能的运行特点,通过对其工作特点及电压取能和电流取能的运行特点总结,提出TCT式可控高抗晶闸管控制单元使用电压和电流混合取能方式,从而使TCT式可控高抗可靠运行在90°~180°之间。设计电压等级为1.5kV的TCT式可控高抗的等效模型进行试验,试验证明其采用电压—电流取能方式时,TCT式可控高抗能在触发角度90°~180°范围内进行容量的平滑调节,该方法可靠、有效,且易于工程实施,降低了设计成本。

1 TCT式可控高抗的基本原理

TCT式可控高抗连接方式是电抗器一次侧采用星形接法,二次侧控制回路采用三角形接法;另一种连接方式是电抗器一次侧和二次侧控制回路均采用星形接法;控制回路采用的连接方式不影响晶闸管阀的运行特性。晶闸管阀的连接方式有星形接法和三角形接法两种方式。本文阐述的TCT式可控高抗装置结构如图1所示。图中:母线有a,b,c三相;绕组r1和r2分别为电抗器的一次绕组和二次绕组,采用Yy连接方式;QF为二次侧控制绕组的断路器;Valve为晶闸管阀组,采用三角形接法。

当TCT式可控高抗投入运行时,断路器QF闭合,晶闸管阀组开始运行。通过晶闸管阀组控制二次侧回路电流,从而控制电抗器容量输出。晶闸管阀的触发方式采用光—电触发,使用晶闸管控制单元TCU。TCU通过获取外部能量完成晶闸管的触发功能,晶闸管阀的触发范围为90°~180°。

TCT式可控高抗的工作特点是根据容量控制晶闸管阀组的触发角度。当容量输出为零时,晶闸管阀触发角度为180°,阀体流过的电流为零,阀体两端电压为控制回路二次绕组两端电压;当容量输出缓慢增加时,晶闸管阀触发角度缓慢减小,阀体两端电压缓慢减小,流过阀体的电流增加;当触发角度减小至90°时,TCT容量输出最大,此时流过阀体的电流最大,阀端电压为零。 在容量变化过程中,TCU主要任务是获取晶闸管两端电压或流过晶闸管的电流为能量,驱动TCU实现晶闸管的控制,所以TCU的取能方式对TCT的运行至关重要。TCT式可控高抗单相阀体见附录A。

2 晶闸管阀TCU的取能方式

目前晶闸管阀TCU采用的取能方式有电流取能和电压取能两种方式。这两种取能方式单独应用在TCT式可控高抗中时,会直接影响TCT式可控高抗的容量平滑调节性能。

2.1 电压取能方式

电压取能是一种通过获取晶闸管阀两端电压实现TCU正常运行的方法。TCU如果只使用电压取能,虽然TCU可以在触发角θ=180°时取能正常,满足晶闸管阀运行,但是在触发角θ 减小至90°的过程中,因为晶闸管阀两端电压过低导致TCU取能失败,这样会使TCT式可控高抗不能按照目标容量输出,甚至危及输电电路安全运行。

图2所示为TCU电压取能结构,其中T为单只晶闸管,UT为晶闸管两端的电压,R和R1为分压电阻,D1和D2为二极管,T1为晶闸管,DZ为稳压二极管,C为电容器。

电压取能电路的工作过程如下:晶闸管两端电压UT上升,电流i通过二极管D2向C充电,当C两端的电压达到稳压管DZ的稳压值VC时,DZ导通,从而触发晶闸管T1,使T1导通,由于D2的反向阻断作用,使得C上的电压VC保持不变,从而为电路提供稳定工作电源。

在触发角θ 减小到接近90°的某个θ1值时,使TCU无法正常取能导致晶闸管阀不能导通,此时阀端电压升至额定电压UN,TCT式可控高抗输出容量为最小,见附录B图B1。

为了计算θ1,需要简单计算C充电到VC所需要的时间t,设

则

故

式中:UR1为R1两端电压;XC为充电电容器C的容抗;i为充电电流;C为电容器C的充电电容。

将式(1)代入式(3)可得:

由式(4)可知充电时间t与VC/UR1有关,本文中电压VC设计为60V,UR1取最小电压120V,ω=2πf,频率f=50Hz,则有t≈1.6ms。对阻感负载TCT式可控高抗的θ1值计算,取T=20ms,则有

将t≈1.6ms代入式(5)可得θ1=104.4°。本文中θ1取最小值105°。

当90°<θ1<105°时,电压取能方式不能为TCU提供稳定电源,导致TCT式可控高抗在此范围内容量调节失败,所以电压取能方式不能满足TCT式可控高抗在90°~180°范围运行的要求。

如果TCT式可控高抗的TCU只采用电压取能方式,那么为达到TCT式可控高抗在90°~180°稳定运行的要求就必须增添外部设备,晶闸管阀常用的外部供能设备是UPS电源。但如果增添UPS电源,TCT式可控高抗设计成本会增加很多。

2.2 电流取能方式

电流取能是一种通过获取晶闸管阀两端电流实现TCU正常运行的方法。TCU如果只使用电流取能方式,那么TCT可控高抗将无法正常运行。因为在TCT式可控高抗投入运行的过程中,晶闸管阀没有电流流过,TCU不能获得工作能量。

图3所示为TCU电流取能结构。图中:IT为流过晶闸管阀的电流;T为晶闸管;TA为电流互感器;V为整流桥;id为流过电容器C1的直流电流;C和L组成LC滤波电路。

电流取能的工作过程如下:晶闸管T被触发,电流IT流过晶闸管,电流互感器TA的二次电流经过整流桥V的整流变为直流电流id,电流id流过D1向C1充电,当C1两端的电压达到稳压管DZ的稳压值VC时,DZ反向导通,又因为D1的反向阻断作用使C1两端的电压VC保持平稳。

当TCU只采用电流取能方式时,TCU在θ2<θ≤180°范围取能异常,此时TCU取能异常导致晶闸管阀不能正常工作;在90°<θ≤θ2范围TCU取能正常,此时TCU工作正常,见附录B图B2。

触发角θ2的计算过程与触发角θ1一致,则有

式中:UR为电阻R两端电压;C1为电容器C1的充电电容;VC为C1两端的电压;XC1为电容器C1的容抗。

全桥整流电路的直流侧电压UR为:

式中:UR1为整流桥交流侧电压。

本文取UR1=120 V,则有UR=108 V。频率f=100Hz,VC设计为60V,则t≈0.9ms。计算阻感负载TCT式可控高抗的θ2,取T=20ms,则有

将t≈0.9ms代入式(8)可得θ2=171.9°,本文中θ2取最大值170°。

当触发角在170°<θ≤180°时,流过晶闸管阀的电流无法给TCU提供足够的能量来触发晶闸管,导致TCT式可控高抗容量调节失败,因此电流取能方式不能满足TCT式可控高抗在90°~180°范围运行的要求。

如果TCU只采用电流取能方式,那么也需要添加外部设备,从而使TCU能在170°<θ≤180°之间运行。采取方式同样是晶闸管阀常用的外部供能设备UPS电源,但同样大幅增加了设计成本。

3 TCT式可控高抗TCU的混合取能方式

3.1 TCU电压—电流取能特点

电压取能方式或电流取能方式不能满足TCT式可控高抗在90°~180°范围的运行要求,影响TCT式可控高抗容量调节,但通过分析2.1 节和2.2节可知,电压取能和电流取能可以相互补充。TCU如果同时使用电压取能和电流取能方式,TCT式可控高抗可以工作在导通角90°~180°范围。但对于同时采用电压方式和电流取能方式存在两个问题:①电压取能电路和电流取能电路切换问题;②电压取能电路和电流取能电路相互干扰问题。

为解决上述问题,TCU取能电路如图4所示。

采用电压取能电路和电流取能电路并联的方式,使两种取能回路协调工作,实现电压取能和电流取能方式的无缝对接,从而避免了电压取能电路和电流取能电路切换问题。二极管D3和D5的设置有效阻断了电压取能电路和电流取能电路间的干扰。

TCU采用电压—电流取能电路的工作过程如下:当晶闸管阀体在初始时刻上电后,电压取能回路经过一个周期的时间获得稳定的供电电压VC,在未进行容量调节时,只有电压取能电路为TCU提供工作电源。如附录B图B3 所示,随着触发角θ 逐渐减小,当导通角θ2<θ≤180°时,TCU只能通过电压取能电路获取能量使TCU正常工作,能量主要由电容器C提供;当导通角θ1<θ≤θ2时,电压取能电路和电流取能电路同时为TCU提供稳定的工作电压,能量由电容器C和C2提供;当导通角90°≤θ≤θ1时,TCU只能通过电流取能电路获取能量,能量主要由电容器C2提供。

TCU采用电压—电流取能方式,结合了电压取能电路和电流取能电路的特性,满足了TCT式可控高抗的运行范围要求。虽然需要将两种取能电路结合,但增加电路的成本远低于一台UPS电源的成本,所以TCU采用电压—电流取能方式在很大程度上降低了TCT式可控高抗的设计成本。

3.2 TCT式可控高抗晶闸管阀试验说明

通过建立实际的TCT式可控高抗模型对TCU使用电压—电流取能方式进行试验,主要用于验证TCU电压—电流取能方式对TCT式可控高抗晶闸管阀的作用及其可靠性和有效性。试验中TCT式可控高抗的具体参数如下:高压侧额定电压;高压侧额定电流0.635A;控制绕组额定电压;控制绕组额定电流5.5A;网侧绕组三相容量1.65kvar;控制绕组三相容量1.65kvar。试验电路结构如图5所示。根据图5所示的试验电路结构,一次绕组和控制绕组采用Yy接法;TCU采用电压—电流取能方式;试验母线线电压1.5kV。

动态模拟试验的试验方法是控制触发角θ 的范围为90°≤θ≤180°,变化步长为1°。如果晶闸管阀在触发角变化过程中,TCT式可控高抗晶闸管阀均导通正常则证明电压—电流取能方式可靠、有效。本文取4 组特征角度进行测量,分别为δ3区间的180°,δ2区间的150°,δ1区间的90°和95°。

3.3 TCT式可控高抗晶闸管阀试验结果

TCU采用电压—电流取能方式触发晶闸管阀,通过录波仪获得试验波形,试验触发角θ 分别为180°,150°,95°,90°。当触发角θ=180°时,控制侧电压为额定电压,控制侧电流为零;当触发角θ=90°时,控制侧电压为零,控制侧电流为额定值。触发角θ 为150°和95°时的试验波形均正确,见附录C。

4 结语

本文对TCT式可控高抗的工作特点、电压取能方式和电流取能方式进行详细分析,提出TCT式可控高抗TCU采用电压—电流取能方式,解决了电压取能电路和电流取能电路相互干扰的问题,从而实现了TCT式可控高抗在90°~180°范围容量的平滑调节。模拟建立TCT式可控高抗模型进行试验,所得出的试验波形证明TCU采用电压—电流取能方式可靠、有效。电压—电流取能方式在TCT式可控高抗中的应用,对TCT式可控高抗的晶闸管阀研制以及TCT式可控高抗设计具有一定的实用价值。