不可控性（精选5篇）
不可控性 篇1
0 引言
近年来,在低压配电系统中广泛使用的家用电器,例如紧凑型荧光灯(CFL)、台式计算机、笔记本电脑、液晶电视机等都是可用单相桥式整流电容滤波电路等效的非线性负荷,这些负荷的电流畸变率甚至超过100%[1]。越来越多的非线性负荷产生的谐波注入配电系统,造成供电电压严重畸变[2],而针对这些谐波,相关文献也提出了一定的治理措施[3]。另外,这些非线性电路的参数可能与系统中线性电感参数匹配,将发生串联或并联谐振,激发或升高系统中原本存在的谐波电压或电流[4,5]。
有关单相桥式整流电容滤波电路谐波模型研究已有大量成果。最初,这种电路产生的谐波电流被等效为一个恒流源[6,7],但这种等效不能反映谐波电流与系统背景电压之间的关系。近年来,有学者又提出基于时域仿真的方法对单相桥式整流电路进行谐波建模[8,9]。然而建立一个详细的模型并对多种情况进行仿真研究是非常困难的。针对谐波电压与谐波电流之间相互的影响,文献[10,11]提出了一种较精细、准确的频域谐波耦合导纳矩阵模型。该模型既可以用于研究电路的衰减效应还能进行潮流计算。
学者对于这类电路的谐波衰减效应也作了大量的研究[12,13]。这种特性表征了电压源与谐波电流之间的相互作用。文献[13]主要是针对分布式谐波源衰减效应的实验研究,研究结果表明:衰减效应在分布式谐波源中普遍存在。文献[14]用电压的波峰系数作为非线性负荷谐波电流的衰减效应的衡量指标,并指出在民用低压配电系统中,非线性负荷谐波电流几乎均使供电端电压呈平顶波的趋势,从而导致衰减效应的发生。
单相桥式整流电容滤波电路在各次谐波处会随着参数的不同而各异。当某次谐波出现,电路表现出容性特性时,该电路与系统电抗在参数匹配的情况下可能发生非线性容性谐振。造成系统电能质量的恶化。因此,需要研究该类电路的谐波容性和感性特性及其对应的电路参数范围,以规避有可能出现的谐波谐振现象。目前,尚未见对此问题的研究成果报道。本文在单相桥式整流电容滤波电路的频域谐波耦合导纳矩阵模型的基础上,对该电路进行等效变换。通过对等效电路的分析,分别说明该电路在理想电压和畸变电压下产生容性特性的机理。结合算例分析及实验验证,研究了不同负载参数下,电路所表现出的不同特性。最后通过计算分析得出在同一电压条件下,使得该电路呈容性特性的负载参数范围。
1 单相桥式整流滤波电路频域模型及其等值电路
低压配电系统,特别是民用系统中使用的大部分非线性负载电源为如图1所示的单相桥式整流滤波电路,如CFL、台式计算机、笔记本电脑、电视机等。其中C,R分别为负荷侧滤波电容和负载等值电阻。
文献[10]提出了该电路的频域谐波耦合导纳矩阵模型。即
式中:和分别为与谐波电压矩阵Y+、谐波电压共轭矩阵Y-相关的导纳矩阵元素;下标k和h分别为谐波电流次数和谐波电压次数;ω为基波角频率,ω=2πf,f=50 Hz;α和δ分别为电路的导通角和截止角;Ii,Vi,φi分别为i次谐波的电流幅值、电压幅值和相位。
式(1)可简写为:
式中:I为电路输入侧电流相量;V和V*分别为输入端电压相量和其共轭相量。
图2所示为该电路的交流侧电压、电流波形。
为分析该电路各次谐波电流与电压间的相位关系,根据该频域谐波耦合导纳矩阵模型导出电路的谐波等值电路如下。
1.1 理想电压下的等值电路
当输入端电压为vac=V1cos(ωt)时,由式(5)可得基波电流为:
各次谐波电流为:
由式(2)可得：
考虑到直流负荷侧滤波电容C和负载等值电阻R的并联等效导纳为:
于是
另外由式(3)可得:
式(11)中,若cos A为正,则R1是一个正电阻,C1表现为一个感性性质的元件;若cos A为负,则R1是一个负电阻,C1表现为一个等效电容。R2,C2的特性分别类似于R1,C1。
于是,理想电压下的基波等效电路可由图3所示电路等值。
1.2 畸变电压下的等值电路
k次谐波电流可表达为:
式(12)中,等号右侧第1个式子是一个流过k次谐波等效导纳的总电流,等号右侧第2个式子是一个与基波电压和除k次以外的各次谐波电压相关的分量,姑且将其看成是一个受供电点基波和谐波电压控制的受控电流源。一般来讲,配电系统中的谐波电压主要由负荷谐波电流流过系统等值阻抗形成,即供电点电压畸变特性由系统中所有负载共同决定,受某一单独负载的直接影响较小。
与理想电压情况下的推导类似,式(12)中的和可以表示为:
作为一个受控源(受基波和除k次以外的其他谐波电压控制),与各受控量间具有非线性关系,其表达式如下:
所以可将电压畸变情况下的k次谐波电路作如图4等效。图中,R1=R/cos B,R2=-1/(kωCsin B),C1=-Ccos B,C2=-sin B、(kωR)。
可见,理想电压下的只受基波电压控制;畸变电压下,不受k次谐波电压直接控制,但k次谐波电压的变化会影响导通角、截止角,从而间接地改变的值。
2 单相桥式整流滤波电路在理想电压下的容性特性机理分析
理想电压下基波等效电路的容、感性特性取决于交流侧的电压与电流的相位差,而基波电流的相位则由图3中的相位共同决定。
由式(6)可知,理想电压下的基波电流与电压的相位差即为的相位。而的相位φ1=arctan(ωRC)仅与滤波电容C和负载等值电阻R有关,必然是容性导纳。对于实际负载,其相位接近90°。例如一只14 W的CFL,其滤波电容C=15μF,负载等值电阻R=5 400Ω,相角φ1=87.7°;一台式计算机,其滤波电容C=400μF,负载等值电阻R=500Ω,相角φ1=89°。由此可见必定是容性电流。的相位则要受多种因素影响,在不同参数下相对于基波电压可能表现出容性或感性特性。但由式(7)和式(10)的比较可知,的幅值一定比大,且的相位接近90°。于是和叠加后的导纳特性仍然是容性。单相桥式整流滤波电路在理想电压下的基波电流都是容性电流。因此,基波电流的容性特性本质上是由于电路的滤波电容导致的。对一些使用该类电路的负载在理想电压下(标准余弦电压且初相位为0°)进行的实测结果,如表1所示,也表明了其基波的容性特征。
3 单相桥式整流滤波电路在畸变电压下的容性特性机理分析
3.1 机理分析
根据图4所示的k次谐波等值电路图,其中的分析同理想电压下的基波电流。其结果为和叠加后表现为容性导纳,则相对于Vk为容性电流,即k次谐波等值阻抗为容性,其原因也是由于滤波电容器的作用。但此时整个电路的交流侧k次谐波总电流中还有受其他次数谐波电压控制的等值电流源的电流成分,除了与基波电压和除k次以外的谐波电压有关外,还与滤波电容C、负载等值电阻R、电路导通角α及截止角δ相关。因此相对于k次谐波电压的特性是不确定的。若也是容性电流,则整个电路就呈容性;若是感性电流且其对电路的影响大于等值导纳所产生的影响,则电路呈感性。
因为不受k次谐波的直接控制,为了分析所表现的特性,通过2种方式(①改变不直接控制的k次谐波电压的幅值和相位;②改变可以直接控制的h (h≠k)次谐波电压的幅值和相位),来研究对电路特性的影响。现以和为例,设定滤波电容C=15μF,负载等值电阻R=2 000Ω,电源电压为基波、3次谐波和5次谐波的叠加。分别按照以下情况进行仿真分析。
1)v (t)=V1cos(ωt)+V3 cos (3ωt+φ3)+V5cos(5ωt+φ5)。基波相位为0°。并且,V5=2%V1,φ5=120°。改变3次谐波电压的幅值V3和相位φ3,观察和幅值和相位的变化情况。
2) v (t)=V1cos (ωt)+V3 cos (3ωt+φ3)+V5cos(5ωt+φ5)。其中V3=3%V1,φ3=60°。改变5次谐波电压的幅值V5和相位φ5,观察和幅值和相位的变化情况。
图5为改变2种谐波电压的幅值和相位时,和幅值的变化情况;图6则为其相位的变化情况,都以基波电压相位为基准。
图5和图6表明,k次谐波电路中,谐波电压相位的变化对其受控电流源幅值的影响很小,但对其相位的影响则非常明显。
图6(a)表明,当3次谐波电压变化时,相位的变化比的更大;图6(b)表明,当5次谐波电压变化时,的相位变化更大。这也因为k次谐波电压相位对的直接影响不显著,所以当k次谐波电压发生变化时,只在很小的范围内变化。例如:当3次谐波电压相位从一180°～180°变化,3次谐波受控电流的相位相对于基波相位为63°～79°。这样当3次谐波电压相位小于63°时,此时3次谐波受控电流超前于电压,呈容性;当3次谐波电压相位大于79°时,此时滞后于此电压,呈感性。5次谐波也类似于以上情况。在负荷参数确定的情况下的相位只在很小的范围内变化,所以其容、感性特性取决于k次谐波电压的相位。改变参数可得到类似的结论。由此可见,k次谐波等值电路中的等效电流源可以看成是一个基本恒定、不受交流侧k次谐波电压影响的电流源。
3.2 算例分析
按照图4的等效,对3次谐波电路特性进行分析。分别对图4中(k=3)对应的和的叠加以及3次谐波电流进行计算比较。各电流表达式中包含导通角α和截止角δ。根据单相桥式整流滤波电路的工作原理,文献[10]分析得出导通角α和截止角δ的计算表达式分别为:
式中:α'=α+π,为下个周期的导通角。
计算条件为:v(t)=V1cos(ωt)+V3 cos(3ωt+90°),V3=3%V1,滤波电容C=15μF,负载等值电阻R分别取400,600,800,1 000,1 600,1 800,2 200Ω。在这一参数下由式(16)和式(17)计算出相应的(α,δ)如表2所示,再分别计算出以上各电流,如表3所示。
此处3次谐波电压相位为90°,所以超前于该相位的电流都呈容性,如表3中加粗数字所示。另外,改变负载等值电阻R时,相对于3次谐波电压都为容性且相位集中于180°,与之前提及的的相位接近90°相符(此处3次谐波电压相位相对于基波为90°);相对于3次谐波电压相位呈现出容性或感性特性,相位分布较分散,且幅值较更小,使得更接近于,表现为容性;正如3.1节所述,的2种特性都存在,所以使得单相桥式整流滤波电路在3次谐波处表现为容性或感性特性。
3.3 实验验证
为进一步研究在畸变电压下不同负载谐波的容感性特性,现对CFL、笔记本电脑、显示器、台式机在实际环境中进行实验测量。实验中测得的所有电压均符合IEEE 519标准《IEEE推荐的电力系统中谐波控制的措施和要求》。实验结果只分析了具有代表性的3次、5次谐波,如表4所示。
4 种实验设备的负载参数都不一样,以表征不同的负载参数情况。从表4中可以看出,在畸变电压下谐波对外所表现的特性确实有如上分析所示的容、感性特性均存在的可能。
4 单相桥式整流滤波电路容性特性参数范围
4.1 谐波电压对电路特性的影响
因系统电压幅值和相位的变化都会引起导通角α和截止角δ的变化,从而影响电流的值。这里以电压中含3次谐波的电源为例,研究谐波电压对该电路特性的影响。其中v(t)=V1cos(ωt)+V3cos(3ωt+φ3),V3分别为V1的1%,2%,3%,3次谐波电压相位φ3相对于基波相位在[0°,330°]区间内以每步30°单步变化。此时单相桥式整流滤波电路的特性随着3次谐波电压幅值和相位的变化情况如图7所示。图中红色曲线表示电路呈容性,蓝色曲线表示电路呈感性。计算过程如4.2节中的步骤1至步骤5所示。
可见,3次谐波电路的特性与3次谐波电压幅值和相位都有关且相位对电路特性的影响较幅值更明显。当3次谐波电压相位与基波相位差Δφ3位于60°～270°之间时,使得3次谐波电路呈容性的截止角δ范围随着3次谐波电压幅值的增大而增大;当Δφ3取0°,30°,300°,330°时,3次谐波电路在所有满足条件的(α,δ)下都呈现出容性,而Δφ3等于其他相位时,感性和容性都会呈现出来。因此,当3次谐波电路感性与容性都存在时,在滤波电容C确定的情况下找出临界负载电阻R尤为重要。对于电源中含有其他次谐波时也可以类似地得出单相桥式整流滤波电路在某次谐波处呈容性的δ范围。
4.2 单相桥式整流滤波电路呈容性的R值范围
从4.1节得知,当电源电压处于某一条件下时,单相桥式整流滤波电路可能呈现出容性特性或感性特性,而此时决定电路特性的是滤波电容C和负载等值电阻R的值。对于一个负载,在特定电压下,其C和R是确定的,所以为了抑制谐波谐振的产生,可以按照以下方式找出在确定的电压条件和C下使得谐波电路呈容性的R的范围。其确定过程如下。
步骤1:确定负荷侧电压。
步骤2:设定截止角δ在区间[0,π/2]内取值。
步骤3:按照确定的电源电压和δ利用式(16)求出ωRC的值。
步骤4:将每一个δ所对应的ωRC值代入式(17),利用牛顿迭代求出α',进而得α。
步骤5:再将(α,δ)及对应的ωRC代入次谐波电流中,找出使得k次谐波电流相位超前于k次谐波电压的δ范围,利用式(16)得出ωRC的范围。
步骤6:设定负荷侧滤波电容C,求出使得k次谐波电路呈容性的负载等值电阻R的范围。
假设电源电压v(t)=V1COS(ωt)+V3COS(3ωt+φ3)。以V3=3%V1,φ3=90°,C=15μF为例,此时呈容性的负载等值电阻R的范围便可以获得。R电流电压相位差与δ的关系如图8所示。
从图8(a)中可以看出,R与δ成反比例变化,而随着δ的增大,3次谐波电流相位从滞后于3次谐波电压变为超前,此时单相桥式整流滤波电路也从感性变为容性。从图中1,2点可以看出R有一个临界值使得3次谐波电路的特性发生变化,即当3次谐波电流与3次谐波电压的相位差为0°时R的值。
从图8(b)可见,当R>1 480Ω时,3次谐波电流电压的相位差小于0°,即3次谐波电路呈感性,电路在3次谐波处没有发生谐波谐振的可能性。而当R<1 480Ω时,3次谐波电流电压的相位差大于0°,电路在3次谐波处呈容性。对于其他次数的谐波也能得到类似的分析结论。
5 结语
本文从频域谐波耦合导纳矩阵模型的角度出发,分别推导出单相桥式整流滤波电路在理想电压和畸变电压下的谐波等值电路。根据这一等值电路分析了2种电压条件下电路产生容性特性的机理,并说明了电路在理想电压条件下基波电流都呈容性特性。通过仿真及实验验证了该电路在畸变电压下会呈现容性或感性特性。最后通过计算得出在谐波电压不变的条件下使得电路呈容性的R的范围,为以后研究该类电路的谐波谐振提供参考。
基于不可控整流的单相PFC研究 篇2
传统不可控整流技术凭借其价格低、无需控制回路等优点被大量使用,但不可控整流会使输入电流呈现高幅值尖峰脉冲,引入大量谐波造成功率因数严重下降,给电网和用电设备带来危害;在风力发电领域谐波还会引起风机震颤,缩短使用寿命。以提高功率因数并提供稳定输出电压为目的的有源功率因数校正(APFC)技术成为电力电子领域的研究热点[1,2]。
针对APFC技术的研究得到多种拓扑结构及控制策略,其中Boost APFC拓扑凭借其高效、电流连续等优点被广泛采用。文献[3]、[4]分别对平均电流控制的Boost型PFC和单周期控制Boost型PFC进行仿真,在仿真条件下功率因数接近1;文献[4]、[5]采用双闭环控制策略搭建单相不可控PFC实验平台, 功率因数分别为0.96和0.945,还存在一定的提升空间。本文以不可控整流为例,采用Boost变换器为主拓扑结构,提出了工作在连续导通(CCM)模式的双闭环融合电流前馈APFC解决方案,搭建了单相Boost APFC小型实验平台加以验证,实验结果表明, 本控制方式具有功率因数高(功率因数在0.98以上)、输出电压稳定、动态响应效果好等优点。
1 不可控整流Boost电路分析
基于Boost变换器的PFC电路拓扑结构如图1所示,交流信号经过不可控整流成为脉动的直流,通过Boost电路实现电压提升并稳定。电路结构简单, 已广泛应用于整流器、逆变器、蓄电池充电机、风力发电等领域,但电路在工作期间会给交流侧电流带来大量有害谐波,产生严重畸变,成为尖峰脉冲电流,如图2所示。
功率因数PF表示为[5]:
式中,cosφ为相移因数; φ为功率因数角,φ =φ u - φi;THD为总谐波失真。
功率因数由cosφ与THD共同决定。cosφ反映了输入电抗的大小,电感、电容以及整流桥都会使输入电流相位改变。THD反映了电路输入阻抗中的非线性成分,这来源于输出电容、电感等非线性元器件。所以欲提高功率因数,必须使电压与电流的变动比(uN/iN)近似为固定值,即电路的输入端呈现近似纯阻性时,功率因数将接近1。
输入正弦电压信号经过整流桥变为正弦绝对值信号,所以校正目的是让电感电流连续,并使其电压与电流的变动比为一个近似固定值。假设电感电流iL 连续、输出电压uo恒定的情况下,得占空比为[5]:
可知占空比D(t)与输出电压uo和整流输出电压瞬时值UN|sinωt|有关,在输出电压恒定的情况下,整流电压越小,占空比越大,占空比变化的电量波形如图3所示。基于SPWM的单极性调制,为保证电感电流在过零点附近连续同时维持输出电压稳定,开关管占空比的变化规律与整流输出电压幅值变化规律相反,在过零点处占空比最大,整流输出为峰值电压时占空比最小。调制信号Iref与三角载波比较,当三角载波频率足够高时,电感电流iL的波形较为平滑。
图3电量波形(参见右栏)
2 不可控整流Boost APFC控制策略
APFC技术不同于传统的“功率补偿”,是针对畸变的电流波形而采取的提高功率因数,迫使交流电流跟随电压的瞬时轨迹,并使电压与电流同相位的技术。电路多采用升压式,主要原因是输入电流连续,输入波形较好并有较小的传导性干扰。本文基于Boost型PFC电路,采用双闭环控制策略并融合电流前馈项,如图4所示。整流输出电压ud、电感电流iL和输出电压uo的采样信号分别用VIN、IL和VDC表示。
2.1 双闭环控制策略
传统双闭环控制策略选择不可控整流输出电压VIN作为波形控制信号,输出电压VDC的瞬时差值经电压环后与波形信号相乘,控制其幅值进而生成电流参考信号Iref。电流参考信号与电感电流IL的瞬时差值经电流环输出控制开关管。电流环的控制命令由整流后的电感电压决定,使转换器的输入阻抗呈现电阻性;而输出电压的控制是由改变电流参考Iref 的平均值来实现的。在双闭环控制基础之上,有人提出了诸如模糊控制、滑膜控制等多种新型控制算法并且有很好的控制效果,但其算法相对复杂、不易于实现,为此本文仍采用PI控制。
2.2 对双闭环控制策略的改进
针对传统PI控制对动态信号跟踪能力不足的问题,本文在双闭环控制策略基础之上融合电流前馈环节对电流波形进行校正。所谓电流前馈就是将实际电感电流反映于波形控制信号VIN中,通过判断电感电流的变化趋势实现对电流波形的校正,当电压与电流的变动比未维持固定值,即输入电流未按正弦规律变化时,波形控制信号Vm会发生改变,进而影响电流参考信号,从而实现对电流的进一步控制。双闭环控制算法融合电流前馈如图5所示。
2.3 内外环PI公式推导
由图5所示,电压外环的传递函数为:
令e1=Vref-VDC,采用双线性变换 来消除高频(fs/2)部分的影响[6],对式(3)进行Z变换得:
通过化简得:
令 得到电压外环PI控制算法公式:
同理,由电流内环传递函数
,得电流内环PI控制算法公式:
由图5可知,电压外环与电流内环的关系为:
3 实验结果分析
根据以上单相PFC方案,本文选择TMS320F 28035为主控芯片,搭建了单相Boost APFC验证平台,如图6所示。实验样机参数:输入电压20~26V, 输出电压50V,功率80W,Boost电感0.8mH,滤波电容2200μF。
使用LCTA21E型电流互感器获取输入信号的连续波形,如图7所示,可见电流波形经过校正已为正弦波。使用CA8335型电能质量分析仪获取单个周期波形并进行电能质量分析,如图8、图9所示,功率因数为0.986,相移因数cosφ为0.999,达到功率因数校正的目的。
实验目的是在稳定输出电压的前提下校正输入电流波形,以获取较高的功率因数,通过检测分析可以发现输入电流波形良好,保持功率因数在0.98以上。为保证系统具有一定的抗扰动能力,当输入电压在一定范围内波动时输出电压需维持稳定,输入电压在20~26V范围内动态波动条件下的输出电压波形如图10所示,t0时刻实验装置上电,采用软启动方式,t1时刻PI控制开启,可见经过PI控制,输出电压稳定并无较大波动,满足实验要求。
4 结论
研究了基于Boost电路的APFC拓扑结构模型, 搭建了单相Boost APFC实验平台,验证了理论分析的正确性,功率因数和输出电压等条件均满足实验要求,达到实验目的,获取基于双闭环控制策略的实验数据。针对APFC技术的研究对于解决谐波问题具有重要的现实意义,其在风力发电、可调光电子镇流器等领域具有广阔的应用前景[7]。
摘要：电力电子设备在各工业领域的广泛应用造成了日益严重的谐波污染问题,有源功率因数校正技术成为解决这一问题的有效方法。文章在分析传统Boost电路导致功率因数降低的原因和Boost APFC原理的基础上,针对目前功率因数校正效果偏低的问题,提出了双闭环融合电流前馈技术的控制策略,搭建了单相Boost APFC实验平台加以验证。实验结果表明,本控制方式具有功率因数高、输出电压稳定、动态响应效果好等优点。
关键词：不可控整流,双闭环控制,APFC,功率因数
参考文献
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不可控性 篇3
CCAR25-R4运输类飞机适航标准中25.901 (c) 条款中规定:对于动力装置和辅助动力装置的安装, 必须确认任何单个失效或故障或可能的失效组合都不会危及飞机的安全运行。一般情况下, 飞机的主制造商都认为存在某种单个失效和可能的失效组合会导致机组无法通过正常的方法来减少过大的发动机推力 (功率) , 例如油门杆卡阻、燃油计量阀故障或者发动机控制在“固定故障”模式下等。
1 发动机不可控高推力的故障描述
工程模拟器试验和飞机运营数据分析, 包括在1997年沙特阿拉伯航空公司B737-200空难事故, 都表明在丧失发动机推力 (功率) 正常控制的情况下, 即使通过独立的燃油切断开关关闭故障发动机, 飞行机组不能总是有能力安全地处理这样的故障。
传统发动机控制系统内部的多数单个失效和预期的故障组合会导致丧失正常的方法控制过大的发动机推力 (功率) 或者发动机推力方向。当油门杆指令在低推力 (功率) 时, 可能会存在任一发动机推力 (功率) 增加到显著高于油门杆指令的情况, 或者是保持在高推力状态。例如, 当燃油计量装置卡在某位置时, 飞行机组丧失用油门杆或者自动油门控制推力的能力。当燃油计量装置卡在最大燃油流量位置时, 发动机推力持续增加, 直至达到发动机限制或采取某些干预措施为止。“发动机限制”可能是独立的发动机控制限制, 如发动机超速保护系统;也可能是发动机的固有物理限制, 如发动机失速。同时, 干预措施也包括一些恢复正常控制的操作, 或者利用独立的燃油切断阀关闭故障发动机等。
2 发动机不可控高推力的失效状态分析
发动机不可控高推力的故障及其危害, 长期存在于运输类飞机设计之中。实际上, 传统的发动机一般采用“失效—安全”方式进行发动机高推力的保护, 并且允许飞行机组在适当的时机或者飞行阶段关闭故障发动机。美国联邦航空局表明:绝大多数的飞机都存在可预知的故障状态, 机组无法在其演变为重大危害或灾难性故障前意识到并且采取措施减轻此类故障。此类故障的失效状态需要强调在以下九种情况重点分析:
2.1 起飞异常中断情景1#
不可控高推力故障在起飞滑跑期间, 处于功率设置和决断起飞速度之间时发生。由于不正常的发动机运行导致起飞异常中断 (如无法达到推力等级、超过推力等级或红线, 油门杆不响应, 发动机之间的参数不匹配等) ;工作正常的发动机推力正常下降, 但是故障发动机仍处于高推力状态, 由此导致的推力不对称致使飞机偏出跑道, 如果跑道没有足够的有效安全区域, 则容易发生灾难性事故。
2.2 起飞异常中断情景2#
不可控高推力故障在起飞滑跑期间, 处于功率设置和决断起飞速度之间时发生。由于不正常的发动机运行导致起飞异常中断 (如无法达到推力等级、超过推力等级或红线, 油门杆不响应, 发动机之间的参数不匹配等) ;工作正常的发动机推力正常下降, 但是故障发动机仍处于高推力状态, 由此导致的过高净推力致使飞机冲出跑道, 如果跑道没有足够的有效安全区域, 则容易发生灾难性事故。
2.3 复飞情景1#
不可控高推力故障状态在进近/拉平时出现, 飞行员无法对准跑道中心线而开始复飞, 但是如果不能及时克服飞机的下降率, 有可能在跑道侧面降落 (灾难性故障状态) 。
2.4 复飞情景2#
不可控高推力故障状态在进近/拉平时出现, 飞行员试图对准跑道中心线而开始复飞, 但是如果不能及时克服飞机的下降率, 则发生飞机翼尖触地的灾难性失效状态。
2.5 复飞情景3#
不可控高推力故障状态通常发生在最后进近阶段, 飞行员试图通过方向舵输入进行补偿, 但是无法对准跑道便开始复飞;当正常工作的发动机加速到复飞推力时, 故障发动机达到其超速限制, 突然被发动机超速保护系统切断燃油流量, 此时需要飞行机组额外的技巧才能完成方向舵反向以保持安全状态。如果飞行机组失去对飞机的控制, 则没有足够的高度可以恢复 (灾难性失效状态) 。
2.6 着陆情景1#
不可控高推力故障状态发生在最后进近阶段, 飞行机组试图对准跑道并继续着陆, 结果发生飞机翼尖在跑道内或者跑道外触地 (灾难性故障状态) 。
2.7 着陆情景2#
不可控高推力故障状态通常发生在进近的最后阶段, 飞行机组无法对准跑道并继续着陆, 工作正常的发动机推力正常下降, 但是故障发动机仍处于高推力状态;由此导致的推力不对称致使飞机高速偏离跑道 (灾难性故障状态) 。
2.8 着陆情景3#
不可控高推力故障状态发生在最后进近阶段, 工作正常的发动机推力正常下降, 但是故障发动机仍处于高推力状态, 飞行机组对不对称推力进行补偿操作, 延长着陆距离, 并最终关闭发动机。然而延长着陆对着陆性能的影响和额外时间的高推力导致飞机高速偏离跑道 (灾难性故障状态) 。
2.9 着陆情景4#
不可控高推力故障发生在着陆时反推力装置应用的初始阶段, 故障发动机的反推力增加。飞行机组认为横向控制问题是由于反推力的展开, 收回反推力;正常发动机的推力减小, 反推力按命令收回, 而故障发动机处于高推力状态时, 反推力装置由于过高的气动压力无法收回, 发动机推力的不对称导致飞机高速偏离出跑道 (灾难性故障状态) 。
3 发动机不可控高推力的故障风险计划
如果要向美国联邦航空局表明CCAR25-R4运输类飞机适航标准中25.901 (c) 条款的符合性, 那么基于以上九种失效状态需要提供以下风险计划:
1) 确定并描述可能导致不可控高推力故障的部件故障, 通过系统的故障分析完成每个部件和部件组合的故障概率分析。
2) 确定所有定义的不可控高推力故障符合所有适航条款的工作和环境条件, 通过飞行试验、工程模拟器试验的方法验证。
3) 确定并描述定义的不可控高推力故障状态不符合现有的25.901 (c) 的环境条件。
4) 确定并描述定义的不可控高推力相关的不符合性, 应该包括最严重的预期结果。
5) 通过系统的故障分析进行数值分析不可控高推力故障状态会危及飞机“不能持续安全飞行”的概率。
6) 制定对策方案, 如设计补偿特征、改进程序、部件寿命、故障检查和在役监控程序, 使在机队运营的整个寿命期间, 不可控高推力故障导致的风险减到最小。
7) 评估采取何种措施可以使改进方案完全符合25.901 (c) 的要求。
摘要：当飞机或者发动机出现油门杆卡阻、燃油计量阀故障或者发动机控制在“固定故障”模式下, 发动机会出现不可控高推力, 造成灾难性事故。本文简单分析了发动机在发生不可控高推力后的失效状态和风险计划。
关键词：航空发动机,不可控高推力,失效状态,风险计划
参考文献
[1]Federal Aviation Administration.Memorandum-Policy statement on Thrust control malfunction airworthiness program[Z].2003.
不可控性 篇4
影响施工项目管理的因素可分为可以控制因素和不可控制因素两种。施工项目管理实施风险,归根结底是由影响管理效果的不可控因素决定的。实际上,施工项目管理实施的不可控风险因素的真正风险不在于它的不可控,而是在于它的不可预测性。因此,能准确的预测不可控因素可能导致的各种结果,积极制定各种预测方案,对施工项目管理的实施具有重要作用。
不可控因素是指在管理活动中不可人为加以调控的、无法通过试验选择出其最佳水平的因素。施工项目中不可控因素来源很多,不同施工项目的不可控因素也有所不同。分析施工项目中不可控因素首先要确定因素来源。
分析影响施工项目中的不可控影响因素,首先要基于一般项目管理风险知识,通过分析、归纳方法,找出影响施工项目不可控因素的一般性指标。而后,通过专家二次评定法,对找出的一般性不可控因素进行评价、筛选,确定影响施工项目不可控因素的评价性指标。最后对这些不可控因素进行评价、反馈。
2模型理论背景分析
因为施工项目的复杂性,施工项目管理活动中涉及到很多的参与单位。如何选择合理的评价主体至关重要。不同的评价主体在同一条件下对同一评价对象的评价结果也会有所不同。因此,必须选择合适的评价专家对施工项目中不可控因素进行评价。一般来说,施工项目中不可控因素评价主体的选择要遵循以下几点:
1)选择的评估主体必须对施工项目有全面的了解,这是确定评价主体的基本前提,评价主体必须熟悉施工项目管理活动报告的全过程。
2)选择施工项目评价主体必须综合考虑施工项目各方全过程,主体的选择必须要综合考虑施工项目业主、投资者、承包商和分包商、设计单位、监理单位及其他方,不要把施工项目的评价简单的理解为施工项目建设过程的评价。
3)要求选择的评价主体要有一定的责任心,并能客观的对待施工项目其他方和施工项目中的各项不可控因素,做到公正、公平,不能谋求私立。
4)要求选择的评价主体对评价方法和评价过程有一定的了解,熟悉施工项目不可控因素评价的基本原理,最好有过类似的评价经验。
关于不可控因素评价方法总体来讲有以下两种:基于模糊理论评价法和二值逻辑的传统评价法。
1)基于模糊理论评价法。
美国著名控制论专家L.A.Zadeh于20世纪70年代提出了用模糊集研究解决自然语言评价信息融合的语言变量体系结构模型方法。其评价其理论如下:
设U={u1,u2,…,ui,um}为因素集,V={v1,v2,…,vj,vn}为评语集,ui评价为vj的可能性度量为rij(i=1,2,…,m,j=1,2,…,n),则有R=(rij)m×n,称R为单因素评价矩阵,U上的一个权向量为A=(a1,…,ai,…,am)。
模糊综合评价结果是V上的模糊集B=A。 R=(b1,…,bj,…,bn),其中,“。”为(∧,∨)合成运算。按模糊评价思想,设某单因素S评价语集为AS,如果不考虑专家评价结果重要性的差异,按模糊集合成方法有:
按照最大隶属度原则,可确定评价客体的评价结果是“较好”。
2)基于二值逻辑的传统评价法。
经典二值逻辑数学理论认为:论域U中每个元u,对于子集A⊂U来说,要么u∈A,要么u∉A。即集合A可由特征函数表示:
传统评价采用了普通集合下具有判断{是,不是}意义的{1,0}值,在表达概念方面认为事物“非此即彼”,二者必居其一,不存在中间状态或模棱两可状态。按这种思想,其指标评价过程反映如表1所示。最终评价结果即根据评价者人数决定,如表1中某指标其评价等级为“一般”。
3模型理论基础及应用实例
基于模糊理论评价法引入了模糊概念,体现了自然语言评价的模糊性与不确定性特点,是一种科学的评价方法。但现实中自然语言变量评价结果往往具有很大的差异性,这种评价结果的差异性一方面源自评价者评价标准的不同,另一方面是评价专家的认知水平不同所致。而模糊评价法,对于语言变量评价结果的差异性要求相对较高,当多位评价主体给出同一指标评价的结果有明显差异时,模糊综合评价的方法往往是无效的。
基于二值逻辑的传统评价法显然不符合自然语言评价的不确定性与模糊性特点,容易造成信息评价的失真;而且仅从表面上根据评价人数的最大化片面地进行评价,也容易出现评价无效。
通过对模糊理论评价法和二值逻辑的传统评价法的比较可以看出,若考虑评价指标或评价主体的权重影响,采用模糊评价法其评价冲突影响较小。而二值逻辑的传统评价法主要进行单因素且不考虑评价主体的权重影响。证据理论法适合用于多因素多主体评价。
该方法引入了信度函数,满足比概率更弱的公理,其评价规则中既能反映“确信”“反对”的概念,也包含了评价者“无知”的状态(即对事实缺乏认知),更加符合评价者的思维特点。同时,证据理论把每个专家的意见看成是一条证据,按照科学的方法进行有效合成,有效解决了模糊评价法的语言变量评价结果的差异性问题。
在证据理论中最基本的概念是信度函数与似真度函数,信度函数Bel(A)表示所有A的子集的精确信任程度的和,似真度函数pl(A)表示不否定A的信任程度。而[Bel(A),pl(A)]表示了A的不确定区间,也称为概率的上下限。D-S合成公式为:
设m1,m2,…,mn为2Ω上的几个Mass函数,则它们的正交和为:
m=m1♁m2♁…♁mn。
即:
其中,k为Mass函数间冲突程度的度量,表示各评估人评判中的冲突值。0<k<1表示虽有冲突,但有一致之处;k=1时表示完全冲突,意见对立,此时无法用D-S法则进行合成。一般情况下,如果评估人的评判未产生大的分歧,则可利用证据合成法则进行评判综合。
例如,评价小组对某施工项目中材料设备价格评价如表2所示,评价结果见表3。
根据公式计算冲突值k:
k=0.9×0.8×0.7×0.8×0.8×0.7×(0.1+0.1)+0.9×0.8×0.7×0.8×0.8×0.3×(0.8+0.1+0.1)+ 0.9×0.8×0.7×0.8×0.2×(0.7+0.3)×(0.8+0.1+0.1)+0.9×0.8×0.7×0.2×(0.8+0.2)×(0.7+0.3)×(0.8+0.1+0.1)+ 0.9×0.8×(0.2+0.1)×(0.8+0.2)×(0.8+0.2)×(0.7+0.3)×(0.8+0.1+0.1)+0.9×0.2×(0.7+0.2+0.1)×(0.8+0.2)×(0.8+0.2)×(0.7+0.3)×(0.8+0.1+0.1)+0.1×(0.8+0.2)×(0.7+0.2+0.1)×(0.8+0.2)×(0.8+0.2)×(0.7+0.3)×(0.8+0.1)。
计算得出k= 0.825 817 6。
根据公式:
计算得出m(S1)=m(S4)=m(S5)=0。
m(S2)=0.999 973 43。
m(S3)=0.000 026 57。
则S2为该项指标评价的结论,即“材料设备价格”指标反映的环境有利度程度为“有利”。
4结语
施工项目的复杂性决定了施工项目实施过程中的不确定性。为了保障施工项目的有效实施,必须要在项目部建立时就找到影响其实施的不可控因素,并制定相应的预防措施,降低施工项目风险。文章基于证据理论法,确定了施工项目管理不可控因素来源和评价主体,并建立了一套施工项目不可控因素的评价体系,对我国施工项目的实施具有一定的理论意义和实践经验。
摘要：结合不可控因素的定义,基于证据理论评价法,对施工项目中的不可控因素进行了确定,建立了相应的因素评价体系,并进行了实证分析,对我国施工项目的实施具有一定的指导意义。
关键词：施工项目,不可控因素,评价体系
参考文献
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不可控性 篇5
不间断电源是一种在主供电电源失电或异常时能够提供持续电能供应的电源,在实时性很强、对电能质量要求较高的用电场合具有重要的实用价值。但早期的技术方案存在耗能高、对电网谐波污染大、断电后持续工作时间有限等问题[1,2,3]。随着可再生能源发电技术的发展,将其与传统电能变换技术相结合,在获得系统优良控制性能的同时,还可以起到显著的节能作用[4,5]。太阳能发电在各种可再生能源发电技术中因其优良的清洁特性而具有广泛的发展前景[4,5,6,7]。而将太阳能发电与不间断逆变电源相结合的混合式发电技术,不仅能够起到节能作用,还能够延长电网失电后的运行时间,成为当前的研究热点。现有混合式供电技术主要有3种方案。
a.方案1:太阳能电池和蓄电池联合供电[8]。
b.方案2:太阳能电池为蓄电池充电,再由电网和蓄电池共同为负载供电[9]。
c.方案3:太阳能电池、电网和蓄电池通过交流母线连接后共同为负载供电[10]。
方案1由于受光照、环境等因素的影响,电能的持续输出难以保证,只适合于负载恒定、功率较小的场合。方案2能够长期输出稳定电能,但是没有考虑太阳能的最大化利用问题,在蓄电池充满电后,太阳能电池处于开路或弱发电状态,系统总体效率没有达到最优。方案3能够保证系统的长期运行,但是由于各个发电源基于交流母线并联,需要增加直流-交流逆变器以及相应的同步均流算法,系统复杂,成本较高,同时由于输出电压相角、幅值等误差产生的环流使系统效率降低,可靠性下降。
本文将PWM整流技术以及太阳能发电技术用于不间断电源,采用共用直流母线实现能量耦合,无需复杂的同步均流并联技术;通过对网侧电能、光伏电能以及蓄电池的电能进行协调控制,在实现不间断电源的长期持续运行的同时还可以将多余电能回馈到电网,以达到充分利用太阳能、提高系统运行效率的目的。网侧输入端采用PWM控制技术还可以实现网侧输入电流正弦化运行[11],最大限度地降低对电网的谐波污染。
1 逆变电源系统结构及电能协调控制策略
所提出的电网功率可控型太阳能电池-电网-蓄电池混合供电不间断逆变电源的系统结构如图1所示,各个模块通过直流母线连接进行电能的传递。输入侧的PWM整流器用于控制电网功率、输入电流波形以及网侧功率因数;升压电路用于控制太阳能电池的输出功率并具有最大功率跟踪功能;储能电容用于缓冲直流母线的电能;充放电控制模块用于蓄电池的充放电控制;能量管理模块用于整个系统的电能协调管理与控制。
电能协调控制策略的流程图如图2所示。下面对电网正常和电网异常2种情况进行分析。
1.1 电网正常
电网正常时的稳态功率模型为
其中,Ppv为太阳能电池输出功率;Pgrid为电网输出功率,当电网提供电能时大于零,回馈电能时小于零;Pbt为蓄电池输出电能,处于充电模式时大于零,处于放电模式时小于零;Pload为负载消耗的功率。
电网正常时的控制原则是,太阳能电池处于最大功率输出模式,PWM整流器工作于直流电压恒定控制模式,若蓄电池电压低于充电允许值,则充放电控制电路工作于充电模式,充电完成后,停止工作,不输出电能。
下面分析电能流动过程。
光线不足时,即Ppv
光线充足或轻载运行时,即Ppv>Pbt+Pload,则有Pgrid<0,此时系统向电网回馈电能,同时保持直流电压恒定。在整个过程中,太阳能电池始终处于最大功率输出模式,进而充分利用了太阳能。
1.2 电网异常
电网异常时PWM整流器停止工作,由蓄电池和太阳能电池共同为负载供电,其稳态功率模型为
光线不足时,即Ppv
光线充足或轻载运行时,即Ppv>Pload,同样由式(2)可知,Pbt>0,即允许对蓄电池进行充电,若蓄电池未充满,则太阳能电池仍然工作于最大功率输出模式,充放电控制电路在对蓄电池进行充电的同时,保持直流母线电压恒定。若蓄电池已充满,则充放电控制电路停止工作,Pbt=0,多余电能将存储在储能电容中,此时的动态功率模型为
其中,CSE为储能电容值;UDC为直流电压正常工作值;uDC(t)为直流电压瞬时值。
由式(3)可知,直流电压uDC(t)将上升,设定略高于直流电压正常工作值的直流电压限定值,若直流电压达到直流电压限定值,升压电路工作于直流电压限压控制模式,此时太阳能电池的实际输出功率Ppv1为
Ppv1将小于最大输出功率。通过这种方式,可以解决在蓄电池和太阳能电池共同为负载供电时的电能耦合以及蓄电池的投入与退出的控制问题。
2 各模块的控制策略
根据上述电能协调控制策略对各个模块的功能要求,各个模块采用了下述相应的控制策略。PWM整流器的结构原理图如图3所示。采用直流电压外环、输入电流内环的双闭环控制结构[12]。
输入电流内环采用电流前馈解耦电压定向矢量控制VOC(Voltage Oriented Control)策略,控制器的表达式为
其中,Kd P、Kd I、Kq P、Kq I分别为d、q轴电流调节器比例、积分系数;Ud*、Uq*为逆变电压d、q轴分量给定值;id*、id、iq*、iq为网侧电流d、q轴分量的给定值与实际值;ω为电网角频率。这样d、q轴电流可以实现解耦独立控制。
直流电压外环用于直流母线电压恒定控制,采用PI调节方式,调节器输出作为q轴电流给定,d轴电流给定为零,以实现单位功率因数运行。在电网输出电能时,q轴电流为正值,而向电网馈入电能时,q轴电流为负值,这样在保持直流电压恒定的同时,能够实现电能的自动双向流动。
升压电路原理图如图4所示,包括采用电导增量法的最大功率点跟踪MPPT(Maximum Power Point Tracking)控制[13]和采用PI调节器的直流电压限压控制2种模式,直流电压限定值略大于直流电压正常工作值,用于在电网异常且太阳能电池发电功率大于负载功率时保持直流电压稳定,以保证系统可靠运行。本文采用2路控制器的占空比加和的方式来获得最终的占空比,在直流电压低于限定值时,直流电压环输出值为零,功率器件的占空比等于最大功率点跟踪控制环的输出,在直流电压达到限定值时,占空比的值为2个控制环的和dsum,由于直流电压控制环的输出占空比值为负值,因此直流电压瞬时变化越高,则dsum越小,进而可以实现太阳能电池输出功率的控制。该方案与传统设置滞环控制器的方法[6]相比,可以实现2种模式的柔性切换,并减小直流电压的波动。
充放电控制电路原理图如图5所示,采用双向变换器结构,有升压和降压2种工作模式,降压模式用于实现蓄电池的充电控制,采用先恒流后恒压的控制方式[14]。升压模式用于对蓄电池输出功率进行控制,通过采用直流电压恒定控制来实现。根据当前直流电压值、电网是否正常和蓄电池的电压来决定充放电控制电路的工作模式。
直流-交流逆变电路采用三相结构,采用输出电压外环、电感电流内环的双闭环电压定向矢量控制策略,以产生对称的三相输出交流电压[15]。
能量管理模块接收PWM整流器传送的电网状态信号,以及升压电路、充放电控制电路和输出侧的直流-交流逆变电路的状态,并采用图2的协调控制策略,向各个模块发出相应的控制命令。
3 系统性能仿真
根据所提出的逆变电源系统及电能协调控制策略,采用PSIM仿真软件根据图1搭建了仿真模型,对其性能进行仿真。仿真参数为:系统额定功率10 k W,电网输入电压为三相380 V,直流电压正常工作值600 V,限定值620 V,输出电压为三相380 V,频率50Hz。为分析方便,系统带动三相额定对称电阻负载。
下面首先分析电网正常时的系统工作情况。在初始时刻,太阳能电池输出功率为零,此时完全由电网提供电能;在0.25 s将太阳能电池最大可输出功率变为5 k W,此时由电网和太阳能电池共同为负载供电;在0.3 s将太阳能电池最大可输出功率变为10 k W,此时由太阳能电池单独为负载供电;在0.35 s将太阳能电池最大可输出功率变为15 k W,此时太阳能电池的发电电能一部分向负载供电,另一部分回馈到电网。仿真结果如图6所示,由图可见,网侧输入电流为正弦波形,谐波含量较低,其幅值随着供电功率的变化而变化,各个模块的输出功率随着太阳能电池的变化而变化,在0.35 s之后,网侧电流相位与电网电压相位相反,电能回馈到电网。在整个变化过程中,直流电压处于给定值,其误差小于0.25%。在整个过程中,输出电压、电流为正弦波形,幅值保持恒定。
下面分析蓄电池和太阳能电池共同为负载供电时的控制性能,以模拟电网异常的情况。直流电压正常工作给定值为600 V,限定值给定为620 V。在初始时刻太阳能电池不输出电能,负载由蓄电池单独供电;在0.25 s将太阳能电池最大可输出功率变为5 k W,此时由蓄电池和太阳能电池共同为负载供电;在0.3 s将太阳能电池最大可输出功率变为10 k W,此时由太阳能电池单独为负载供电;在0.35 s将太阳能电池最大可输出功率变为15 k W,此时升压电路工作于限压控制模式,太阳能电池发出一部分电能。仿真结果如图7所示,由图可见,各个模块很好地跟随功率的变化,直流电压保持平稳,在0.35 s之后,升压电路工作于限压模式,直流电压维持在限定值。
4 实验验证
搭建了小功率实验平台,参数如下:三相交流输入相电压50 V,直流母线电压150 V,三相输出相电压48 V,频率50 Hz。带动三相对称阻性负载,阻值为15Ω,太阳能电池采用可调直流电压源串联电阻的方式模拟。图8为电网和太阳能电池共同供电时的稳态实验波形,由图可知,输入电流为正弦波形,输出电压幅值恒定,具有较好的正弦性。
图9给出了突变太阳能电池输出功率时的直流电压和网侧输入电流波形,由图可知,在太阳能电池功率突增时,直流电压上升,网侧电流下降,电网输出功率下降;太阳能电池功率突减时,直流电压下降,网侧电流上升,电网输出功率上升。2种情况下均最终使直流电压保持平稳。
5 结论