地空数据链

地空数据链（精选6篇）

地空数据链 篇1

美国ARINC公司为减轻机组负担,提高地空通信数据的完成与准确性,开发出一种基于甚高频的地空数据通信系统,即飞机通信寻址与报告系统(ACARS,即VDL A模式地空数据链系统);并在1978年正式投入使用。为适应地空通信的需要和航空通信技术的发展,我国民航在20世纪末先后完成了地空数据链通信网络一期、二期工程的建设,实现了绝大部分航路和机场的甚高频数据通信覆盖[1]。地空数据链系统的使用,极大地减少了语音通信带来的语音歧义,提高了飞行员和管制员的效率,并对飞机的远程监控、空中交通管理、地面维修提供了有效支持[2]。因此,地空数据链系统作为地空数据通信的重要手段,在民航运输中发挥了越来越大的作用。

目前,中国民航完成了现役飞机的地空数据链系统改装,并强制飞行过程中使用。伊春空难后,我国民航所有境内飞行的飞机必须具备远程实时监控能力[3],进一步强化了地空数据链系统的应用。事实上,国内关于地空数据链的应用研究从未间断[4,5],但由于缺乏核心技术的支撑,难以形成系统的应用。每次技术升级或新技术应用过程中,不仅需要大量资金购置国外设备和系统,而且也造成了技术上的高度依赖[6]。

对于地空数据链通信技术来讲,报文信号解调是报文译码和处理的关键技术之一[7]。本文通过深入分析典型差分解调算法基础上,提出了满足要求的解调算法,并通过一系列仿真实验,验证了算法的合理性。

1 差分解调算法

频移键控(FSK)是用载波频率传送数字消息,即用所传送的数字消息控制载波的频率[8]。MSK是二进制频移键控(2FSK)的一种特殊情况。差分解调是常用的MSK解调方法,它具有很强的抗干扰能力,解调算法的原理如图1所示。

具体实现如下:

MSK信号的第k个码元可表示为:

$s(t)=\sin \left(\omega {}_{c}t+\frac{a{}_k\text{π}}{2{\rm T}{}_s}t+\phi {}_k\right)$; (k-1)Ts<t≤kTs (1)

式(1)中: ωc=2πfc,为载波角载频;ak=±1(当输入码元为“1”时,ak=+1;当输入码元为“0”时,ak=-1);Ts为码元宽度;φk为第k个码元的初始相位,它在一个码元宽度中是不变的。φk的选取要保证信号在码元转换时刻是连续的[9,10],约束条件如下:

$\phi {}_k-\phi {}_{k-1}=\frac{(k-1)\text{π}}{2}(a{}_{k-1}-a{}_k)(2)$

x(t)是s(t)经相位鉴频器后的表达式,具体如式(3)。

$\begin{array}{l}x(t)=\sin \left(\omega {}_{c}t+\frac{a{}_k\text{π}}{2{\rm T}{}_s}t+\phi {}_k\right)\sin (\omega {}_c(t-{\rm T}{}_s)+\\ \frac{a{}_{k-1}\text{π}}{2{\rm T}{}_s}(t-{\rm T}{}_s)+\phi {}_{k-1})=\\ \frac{1}{2}\cos (\omega {}_c{\rm T}{}_s+\frac{a{}_k\text{π}}{2{\rm T}{}_s}t-\frac{a{}_{k-1}\text{π}}{2{\rm T}{}_s}t-\\ \frac{a{}_{k-1}\text{π}}{2}+\phi {}_k-\phi {}_{k-1})-\\ \frac{1}{2}\cos (2\omega {}_{c}t+\frac{\text{π}}{2{\rm T}{}_s}(a{}_k+a{}_{k-1})t+\phi {}_k+\\ \phi {}_{k-1}-\omega {}_c{\rm T}{}_s-\frac{a{}_{k-1}\pi }{2})=\\ y(t)-z(t)(3)\end{array}$

式(3)中:

$\begin{array}{l}y(t)=\frac{1}{2}\cos (\omega {}_c{\rm T}{}_s+\frac{a{}_k\text{π}}{2{\rm T}{}_s}t-\frac{a{}_{k-1}\text{π}}{2{\rm T}{}_s}t-\\ \frac{a{}_{k-1}\text{π}}{2}+\phi {}_k-\phi {}_{k-1})(4)\end{array}$

$\begin{array}{l}z(t)=\frac{1}{2}\cos (2\omega {}_{c}t+\frac{\text{π}}{2{\rm T}{}_s}(a{}_k+a{}_{k-1})t+\phi {}_k+\\ \phi {}_{k-1}-\omega {}_c{\rm T}{}_s-\frac{a{}_{k-1}\text{π}}{2})(5)\end{array}$

式(3)包含两部分,y(t)为低频分量,是抽样判决的关键;z(t)为高频分量,在处理过程中需要滤除。因此,设计低通滤波器要求最大限度减少z(t)的影响。

滤除z(t)后,对x(t) 进行的抽样判决本质上就是对y(t)在t=kTs时刻的抽样判决。将式(2)、报文信号ωc和Ts的值及t=kTs代入式(4)得:

$\begin{array}{l}y(k{\rm T})=\frac{1}{2}\cos (\omega {}_c{\rm T}{}_s+\frac{a{}_k\text{π}}{2{\rm T}{}_s}k{\rm T}{}_s-\frac{a{}_{k-1}\text{π}}{2{\rm T}{}_s}{\rm T}{}_s-\\ \frac{a{}_{k-1}\text{π}}{2}+\frac{(k-1)\text{π}}{2}(a{}_{k-1}-a{}_k))=\\ \frac{1}{2}\sin \left(\frac{a{}_k\text{π}}{2}\right)(6)\end{array}$

由此可得如式(7)判决规则。

$\{\begin{array}{l}y(k{\rm T}{}_s)>0‚a{}_k=1\\ y(k{\rm T}{}_s)<0‚a{}_k=-1\end{array}(7)$

对于VDL A模式报文信号,ARINC—618协议规定了载波角载频为:ωc=2π×1 800,码元宽度为:Ts=1/2 400。式(3)中y(t)的频率约为1.8 kHz,z(t)的频率略低于3.6 kHz。要有效滤除高频信号,对低通滤波器的要求提出极高的要求。考虑到信号的噪声污染等因素,要完全滤除z(t)是不可能实现的。

2 本文算法

上述分析中可以看出,对于VDL A模式报文信号的高、低频率差异不显著的情况,既然低通滤波器无法满足实际要求,本文提出了基于Ts时间邻域的差分解调方法,直接在x(t)的基础上进行差分解调。其解调原理框图为图2。

对比图1和图2,可以看出其中最大的差别在于对相位鉴频器结果x(t)的处理,图2省略了低通滤波器环节,抽样判决时刻也变为了t=kTs±Δτ。对x(t)在时刻t=kTs±Δτ进行抽样判决得式(8)。

x(kTs±Δτ)=y(kTs±Δτ)-z(kTs±Δτ) (8)

将式中的低频分量y(kTs±Δτ)展开,形式如式(9)。

$\begin{array}{l}y(k{\rm T}{}_s\pm \Delta \tau )=\frac{1}{2}\sin \left(\frac{a{}_k\text{π}}{2}\right)\cos \left(\frac{\text{π}(a{}_k-a{}_{k-1})}{2{\rm T}{}_s}\Delta \tau \right)\pm \\ \frac{1}{2}\cos \left(\frac{a{}_k\text{π}}{2}\right)\sin \left(\frac{\text{π}(a{}_k-a{}_{k-1})}{2{\rm T}{}_s}\Delta \tau \right)(9)\end{array}$

代回式(8)得式(10)。

$\begin{array}{l}x(k{\rm T}{}_s\pm \Delta \tau )=\frac{1}{2}\sin \left(\frac{a{}_k\text{π}}{2}\right)\cos \left(\frac{\text{π}(a{}_k-a{}_{k-1})}{2{\rm T}{}_s}\Delta \tau \right)\pm \\ \frac{1}{2}\cos \left(\frac{a{}_k\text{π}}{2}\right)\sin \left(\frac{\text{π}(a{}_k-a{}_{k-1})}{2{\rm T}{}_s}\Delta \tau \right)-\\ z(k{\rm T}{}_s\pm \Delta \tau )(10)\end{array}$

对式(10)取极限,得式(11)。

$\begin{array}{l}\underset{\Delta \tau \to 0}{{\displaystyle \lim }}x(k{\rm T}{}_s\pm \Delta \tau )=\\ \underset{\Delta \tau \to 0}{{\displaystyle \lim }}\frac{1}{2}\sin \left(\frac{a{}_k\text{π}}{2}\right)\cos \left(\frac{\text{π}(a{}_k-a{}_{k-1})}{2{\rm T}{}_s}\Delta \tau \right)\pm \\ \frac{1}{2}\cos \left(\frac{a{}_k\text{π}}{2}\right)\sin \left(\frac{\text{π}(a{}_k-a{}_{k-1})}{2{\rm T}{}_s}\Delta \tau \right)-\\ z(k{\rm T}{}_s\pm \Delta \tau )=\\ \underset{\Delta \tau \to 0}{{\displaystyle \lim }}\left[\frac{1}{2}\sin \left(\frac{a{}_k\text{π}}{2}\right)\cos \left(\frac{\text{π}(a{}_k-a{}_{k-1})}{2{\rm T}{}_s}\Delta \tau \right)\right]\pm \\ \underset{\Delta \tau \to 0}{{\displaystyle \lim }}\left\{\frac{1}{2}\cos \left(\frac{a{}_k\text{π}}{2}\right)\sin \left(\frac{\text{π}(a{}_k-a{}_{k-1})}{2{\rm T}{}_s}\Delta \tau \right)\right\}-\\ \underset{\Delta \tau \to 0}{{\displaystyle \lim }}[z(k{\rm T}{}_s\pm \Delta \tau )]=\frac{1}{2}\sin \left(\frac{a{}_k\text{π}}{2}\right)-z(k{\rm T}{}_s)(11)\end{array}$

对比式(10)和式(11)可知,z(kTs±Δτ)仍然为高频分量,可通过合理选取Δτ来将其影响降到最小。由式(10)可知,在t=kTs±Δτ时刻进行抽样判决,判决规则表达式为

$\{\begin{array}{c}x(k{\rm T}{}_s\pm \Delta \tau )>0‚a{}_k=1\hfill \\ x(k{\rm T}{}_s\pm \Delta \tau )<0‚a{}_k=-1\hfill \end{array}(12)$

由式(12)可知,简化差分解调算法的关键是抽样判决时刻的确定,也就是t=kTs±Δτ中Δτ的确定。

简化差分解调去掉了需在微处理器中实现的复杂低通滤波算法,既缩短了算法又节省了微处理器空间,从而降低了算法复杂度;采用Ts邻域实现了抽样判决,确保解调算法的稳定性。通过这两方面的改善,使得简化差分解调保留了传统差分解调较高抗干扰能力的同时,改进了解调实时性,从而满足了ARINC—618协议所要求的解调性能要求。

3 算法仿真实验

为了验证本文算法的解调性能,下面通过MSK信号和接收到的真实报文信号分别对本文算法和差分解调算法进行仿真分析。

3.1 MSK信号算法仿真

ARINC—618协议明确规定了地空数据链通信系统解调器性能要求。对于传送过来的报文信号,在加性高斯白噪声信噪比为12 dB的环境下,当接收到的帧长度为100个字符数报文信号时,解调器应该能够成功解调该报文99%的帧。

本仿真实验通过MATLAB仿真出符合报文格式的MSK信号,对其加12 dB高斯白噪声,然后使用差分解调算法和本文算法对其进行解调,观察其解调准确率。MSK波形如图3所示。

下面分别用差分解调算法和本文算法对其进行解调,解调结果如图4所示。

通过图4可以看出,两种算法解调出来的报文数据和编码数据一致。

经过大量实验仿真,简化差分解调算法解调MSK信号准确率为99.6%,满足协议要求。

3.2 真实报文信号算法仿真

本实验采用接收到的过境飞机报文信号进行仿真,使用两种解调算法对其进行解调,观察其解调结果。

图5为电台接收到失真较严重的报文信号及两种算法解调结果。

从图中可以看出,两种算法解调出来的报文数据一致,都为11010101 01010100。

图6为电台接收到失真严重的报文信号及两种算法解调结果。

从图中可以看出,两种算法解调出来的报文数据一致,都为01101000 01101000。

通过上述两组代表性的报文信号仿真实验可以看出, 简化差分解调算法能够解调失真度不同的真实报文信号。并通过大量真实报文信号实验分析得出:简化差分解调算法在kTs+Ts/5时刻抽样判决解调VDL A模式报文数据准确率最高。

4 结论

本文通过分析传统差分解调算法,由于其无法满足协议实时性要求,设计了无低通滤波器的简化差分算法,并且采用Ts邻域实现抽样判决。仿真实验证明了简化差分解调算法可以很好地满足ARINC—618协议所要求的解调实时性和准确性性能。并且实验结果表明,简化差分解调算法解调报文信号时,在kTs+Ts/5时刻抽样判决解调VDL A模式报文数据准确率最高。

摘要：地空数据链通信具有传输速率快、抗干扰能力强、数据通信量大等优点,在民航领域得到了广泛的应用。VDL A模式报文信号以ARINC—618协议为依据,采用MSK编码方式。差分解调技术因其较强的抗干扰能力而在MSK中广泛使用。然而,传统的差分解调需要低通滤波器,算法无法满足实际要求。因此,设计了无低通滤波器的简化差分算法,采用Ts邻域实现了抽样判决,确保解调算法的稳定性。仿真实验证明了算法的有效性和实时性。

关键词：地空数据链,ARINC—618,差分解调,抽样判决

参考文献

[1]毕心安.论两种地空数据链的差别和系统过渡.民航经济与技术,1999;6:57-59

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[10]谢嘉奎,玄月清,冯军.电子线路非线性部分,第四版.北京:高等教育出版社,2000

地空数据链 篇2

Rake概念最早由Price和Green[1]于1958年提出,目前已广泛应用于商业移动通信中。为了实现相干接收,移动通信系统中加入了用于信道估计的导频信号,通过信道估计的幅度和相位来完成信号的Rake接收和相干解调。常用的信道估计方法有:基于导频信道、基于导频符号和信道盲估计等。

与商业通信不同,地空链路无导频信息,如果采用信道盲估计,因为估计的时间较长,不能满足实时性较强的系统,所以如何在无导频的环境下,实现信号的Rake分集接收,是一个值得深入研究的课题。本文提出了一种非相干解决方案,通过采用自调整搜索、分区间加权合并和非相干解调实现了信号的Rake接收。

1Rake接收机结构

扩频技术利用伪随机码良好的自相关性,获得了在抗干扰、抗截获等众多领域的广泛应用。由于扩频时采用的伪随机码速率非常高,因此码片间隔就非常短,通常比信道时延扩展要小的多。 当信道多径时延大于一个码元间隔时,便可以认为这些多径信号互不相关,此时利用伪随机码良好的自相关性就可以将所需信号的各种时延形式收集起来,来改善接收性能,这就是Rake技术。其组成如图1所示。

图1所示为L径Rake接收机。假设接收机使用L个相关器来捕获期望的L个最强多径分量。其工作过程如下:令相关器1与期望码最强的多径分量L1同步,即与L1强相关;相关器2与比L1延迟τ1的多径分量L2强相关,与L1弱相关;依此类推,第L个相关器与比L1延迟τL-1的多径分量强相关,但与L1,…,LL-1等多径分量弱相关。这些相关器的输出根据它们的相对强度进行加权,并把加权后的各路输出延迟到同一时刻,然后合并输出,从而提高了接收信噪比。可见Rake接收的是同一个期望码所有路径上的信号,它是分集接收的一种形式,因此可以克服衰落,改善系统的接收质量。

2Rake接收机实现

Rake接收机首先对接收的信号进行零中频正交采样,然后将所得的数据送入信号处理单元完成信号的路径搜索、解扩、多径合并和判决。设备组成如图2所示(以3径为例)。

由图2可见:接收的射频信号经过中频单元处理后变为零中频I、Q正交信号,该信号经A/D采样后送入路径搜索器。路径搜索器利用扩频码的自相关性,检测出三个最强径,然后把对应的PN码置入相应的相关器中,与匹配的扩频输入信号进行相关运算,完成信号的解扩。然后再将各路径的视频累加值进行分区间加权合并,最后对数据进行判决。

(1) 接收机路径搜索

接收机路径搜索完成的是PN序列码捕获,只不过Rake接收机捕捉的结果是多径,非Rake接收机捕捉的是单径。路径搜索方法如下:本地扩频序列码按滑动窗方式与输入信号序列进行相关匹配运算,本地码每次滑动半个码元,同时把输出的结果及其出现的位置储存下来,然后本地码再向下滑动半个码元,并将输出的结果及其出现的位置储存下来,直到把所有的码元遍历一次,就完成了一次搜索。当相关器将PN码所有的状态遍历一次后,通过比较储存的累积量,选择其中累积量较大的几个值所对应的PN码,并将该PN码的状态输入到控制器中储存起来就完成了信号的多径搜索。路径搜索器不间断地对各多径支路进行搜索,并始终保存着3路最强信号的路径值。当任何一个路径失锁时,路径搜索器便把当前信号最强的路径PN码送入该路径相关器;当多径合并的值低于某个判决量时,将同时对3个路径的PN值进行更新。

路径搜索器采用串-并混合搜索与串行搜索相结合的方法。系统开机搜索或系统失锁需重新搜索时,采用串-并混合方法;当路径相关器工作正常或者部分相关器失锁时,路径搜索器工作在串行方式。这样有以下好处:可以充分利用现有的硬件资源;减少系统的搜索时间。

(2) 接收机多径合并

接收机的多径合并就是将各个多径支路的I,Q视频累积值按一定的规则进行合并,从而使合并后的I,Q值能量达到最大,以提高信号的信噪比。Rake分集合并采用分区间加权合并的算法[2]。具体实现如下:把0～1之间分为M个区间,0≤B1≤B2≤…≤Bn-1≤1。与之相对应有M个加权值0≤X1≤X2≤…≤Xn-1≤Xn=1。当BK≤C1≤BK+1时C1=XK。分区间加权合并只需要判断接收信噪比处于哪个区间,就可得到固定的加权值,因此实现的复杂度大大降低。文献[2]仿真结果表明:分区间加权合并的性能与最大比合并近似,优于等增益合并。

(3) 接收机解调

多径合并后,通过I,Q支路的视频累积值,利用最小二乘法估计频差,从而完成信号的解调。

由于Rake接收机的各支路是单独工作的,所以Rake接收机的多径跟踪与单径跟踪方法相同,在此就不再叙述。

3仿真结果

仿真只考虑系统扩频调制级别上的Rake接收机的误码性能,没有涉及到信道编/解码、交织等部分。传输媒介是受零均值加性高斯白噪声恶化的瑞利信道,Rake模型采用抽头延迟线模型,合并措施为最大比合并图3是对PSK信号进行仿真的结果。

图3中横坐标表示信号功率和噪声功率之比,纵坐标表示比特误码率,L表示Rake接收机的分集重数。图3的结果说明:Rake分集接收可以有效地减少多径衰落的影响,降低系统的误码率。当分集重数L不超过可分离路径总数Lmax时,分集重数L越大越好,因此它是克服衰落引起信噪比严重损失的一个重要手段。

结合图1接收机组成原理,可以更深入地理解Rake技术克服多径衰落的原因。如果图1所示接收机只有一个单独的相关器,一旦该相关器被衰落,接收机将不可能校正此值。这种情况下,只根据单个相关器进行比特判决将可能产生较大的误码率。与之形成对比的是,Rake接收机中,若一个相关器输出被衰落,而其他相关器的输出没有被衰落,那么就可以通过对被衰落的输出加一个很小的权系数,将其压制。因此,Rake接收机基于L个判决统计量的组合提供了分集接收的一种形式,可以改善系统的通信质量。

4结束语

无线通信系统的性能主要受无线信道的制约,地空数据流中,受空间、地面多种环境因素影响,空中平台到地面之间的无线电波的传播途径非常复杂,信道具有极大的随机性,属于随参信道,特别当飞行器处于低仰角状态时,信道传输特征将更加复杂。结合上述分析可见:采用Rake技术可以提高通信系统的整体性能,改善地空通信中“弱区”的影响但是应当指出的是:本方法只是在理想状态下进行的理论仿真,诸多的细节问题还需要在实践中进一步验证和改进。

参考文献

[1]PRICE R,GREE P E.A Communication Technique for Multipath Channel[J].Proc.IRE,1958,(46):555-526.

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[3]PROAKIS J G.数字通信[M].张力军,张宗橙,郑宝玉,等译.北京:电子工业出版社,2003.

[4]吴伟陵.移动通信中的关键技术[M].北京:北京邮电大学出版社,2000.

地空数据链 篇3

地空数据链是一种在飞机和地面系统间进行数据传输的技术, 通过该技术在飞机和地面系统间自动的传输信息 (如飞机当前位置、发动机数据、气象信息、管制指令等) , 一般将VHF、SATCOM、HF、二次监视雷达 (SSR) 的S模式数据链作为传输媒介, 飞机会根据所处的位置自主选择最有效、最经济的数据传输媒介。数据链技术将飞机与地面的人员和空管自动化系统有效联系在一起, 可有效降低航班运行费用、提高航班运行效率。

VHF数据链相对于HF数据链而言, 具有通信可靠性高、信息传输速率快、延迟小的特点, 相对于卫星数据链和S模式数据链而言, VHF数据链则具有投资少、使用简单方便、易于扩展等优势, 因而已经成为地空数据链通信的主要手段。

航空公司的AOC系统 (运行控制系统) 使用地空数据链与飞机进行双向数据通信, 如向飞机传输最新的气象资料和航班计划等。地空数据链系统基于ACARS系统 (飞机通信、寻址与报告系统) 实现, 每架装备ACARS系统的飞机均有唯一的ACARS地址, 地空数据链系统由三部分组成:机载系统 (软硬件) , 地空数据通信网络, 地面系统。

二、国际地空数据通信服务商

数据通信服务提供商在不同地区提供基本相同的数据通信服务, 只是其网络的覆盖情况有所不同, 如表一所示。

三、中国民航地空数据通信系统

中国民航地空数据通信系统建设主要从以下几个方面开展:

1、地空通信网络建设

1998年开始第一期建设, 至2006年12月完成87个VHF远端地面站 (RGS) 建设, 覆盖除部分西部航路外的全部中、高空航路。2007年底, 已在全国建立87个ACARS远端地面站, 同时提供部分机场 (76个) 地面的通信覆盖, 与美国ARINC、泰国AEROTHAI共同成立GLOBALINK/ASIA服务体系, 为国内外航空单位共同提供一体化的国际地空数据通信服务。

2、基础设施建设

建设网络运行控制中心 (NOC) , 以及相关运行辅助系统, 进行数据链系统国际路由器 (ICR) 系统升级, 提高系统服务稳定性与运行效率。

3、人员培训

与ARINC、AEROTHAI进行定期技术交流, 提高NOC人员技术水平与服务水平, 进行定期技术人员专业培训, 确保人员技术水平与服务水平。

4、数据链配套支持系统建设

从1998年开始研制地空数据链配套支持系统, 早期为数据链网关服务系统, 经不断升级换代, 2007年使用3.X版本, 正在进行4.0系统的内部测试, 研制数据链服务网络管理系统、客户支持与服务系统, 研制数据链运行支持等运行配套系统。

5、基于数据链的服务系统建设

建设气象上传服务系统, 提供全球近4000个机场、区域的实况、预报、特选气象资料, AMDAR资料分析与传输系统, 服务于中国国家气象局, 参加WMO全球资料交换, 飞机间数据通信。

四、数据链系统在中国民航的应用

1、飞机起飞前放行服务 (PDC:Pre-Departure Clearance)

该技术在“十一五”期间国内流量前15位机场安装运行。用于机场塔台管制席位, 通过地空数据通信手段进行飞机放行。飞机需具备相应的机载软、硬件设备支持 (ARINC 623) , 较语音放行方式具有不可比拟的优越性, 如放行数据传输准确, 数据传输速度快 (秒级) , 减轻飞行机组与管制人员工作强度。使用申请-回复方式运行, 程序符合ED-85A标准。

2、数字式自动化终端区信息服务 (D-ATIS:Digital Auto Terminal Information Service)

通过地空数据通信方式提供机场ATIS信息服务, 飞机需具备相应的机载软、硬件设备支持 (ARINC623) , 较语音通播方式具有不可比拟的优越性, 如数据传输准确, 数据传输速度快 (秒级) , 减轻飞行机组工作强度。2007年6月新疆乌鲁木齐机场安装运行, “十一五”期间国内流量前15位机场均安装运行。

3、管制员飞行员数据链通信 (CPDLC:Controller Pilot Data Link Communication) 与自动相关监视 (ADS)

数据链通信在空中交通服务中的运用如图1所示。CPDLC提供用于ATS的地空数据通信, 包括与目前使用的话音模式对应的一套放行、请求等标准。可以实现管制员/飞行员信息交互、管制移交和传输下行放行信息等功能。CPDLC管制员与飞行员间的双向数据通信通过地空数据链进行管制命令/应答, 支持快速的、交互式的双向数据通信, 管制命令可多次阅读。CPDLC依赖数据链进行通信, 而VHF为视距通信, SATCOM (INMARSAT) 和HF用于大洋空域和偏远地区。CPDLC具备提供更可靠的地空通信, 减轻管制员与飞行员的工作负荷, 消除话音通信导致的“语义误解”等优点。CPDLC主要应用于L888航路和成都-拉萨航路。

4、自动相关监视 (ADS:Automatic Dependence Surveillance) 的运用

ADS模式下, 飞机通过数据链自动向ATC传输位置信息以及其他相关信息, 飞机位置可显示在类似雷达显示屏的界面上, 主要应用于雷达无法实现覆盖的洋区、远端区域和空域。

自动相关监视分为非相关监视和相关监视。非相关监视从地面测算飞机位置:现在的监视基于话音位置报告或基于雷达监视 (一次雷达 (PSR) 或二次监视雷达 (SSR) 在地面监视飞机距离和方位;相关监视系统中, 飞机自主确定位置并向ATC报告, 当前的话音位置报告为非相关监视系统, 此处的位置从机载导航设备中获取, 由机组通过无线电话向ATC。ADS包括ADS-A或ADS-C (寻址ADS或合同ADS) 基于飞机与地面站端到端发送与接收位置报告, 以及ADS-B (广播式ADS) 无需建立合同或发送前期指令, 飞机自动将信息广播出去。

5、当前所使用的地空数据通信系统——ACARS

ACARS (Aircraft Communication Addressing and Reporting System) ——飞机通信、寻址与报告系统1970年代开始出现, 使用传统的模拟无线电方式收发数据, 速率为2400bps, 调制方式为MSK (Minimum frequency Shift Keying) , 主要用于数据服务提供商向航空公司提供相关服务, 目前已扩展到空中交通管理与服务领域 (PDC, D-ATIS, ADS, CPDLC) 。ACARS系统主要由机载设备系统、地空数据通信网络和地面应用系统和构成。其中机载设备系统主要由 (通信) 管理组件 (MU/CMU/ATSU/AIMS) 、显示组件 (IDU) 、多功能控制与显示组件 (MCDU/MIDU) 或相关设备、甚高频/高频电台, 卫星数据单元 (SDU) 、打印机等及适用的软件构成;地空数据通信网络由远端地面站和网络运行控制中心组成;而地面应用系统由航空公司应用系统和空中交通管制与服务系统 (PDC, D-ATIS, CPDLC&ADS) 以及化共服务与公众服务系统构成。

五、未来展望

1、下一代地空数据通信系统——VDL Mode 2

目前有四种满足7层开放式体系结构的VDL设计标准:VDL Mode 1、VDL Mode 2、VDL Mode 3和VDL Mode 4数据链标准。数据链系统属于通信子网的范畴, VDL标准主要定义传输层以下的物理层、链路层和网络层的相关标准, VDL Mode 1、VDL Mode 2和VDL Mode3数据链的物理层和链路层的分层比较一致, 而VDL Mode 2对现有ACARS网络的兼容性、和对未来ATN网络的无缝隙的结合而成为当前数据链技术的重要选择。较之现有的ACARS、VDL Mode 2在性能上有很大的改善, 面向比特的协议使得接口通用, 增加应用简单规范。采用ICAO的标准, 能够全球兼容, 传输速率有了一个数量级的改善, 从2, 400bps到31, 500bps。使用可靠的面向连接的传输层协议, 使得错误率在1.0E-10, 报文传输延迟减少近一半, 从5s到3.5s。在飞行的各个阶段起到关键作用:

滑行阶段:链路测试/时间校验, 油料/乘客信息, 延迟报, 出跑道, PDC, ATIS, 配载, 机场分析, 飞行计划;

起飞阶段:起飞放行;

离港:发动机状态报告, 飞行计划报告, 天气报告;

飞行阶段:位置报告, 天气报告, 延迟/预计降落时间, 话音请求, 发动机和维护数据, 管制中心海洋放飞, 天气报告, 地面话音请求;

进港:舱门请求, 预计到达时间, 特别请求, 发动机和维护数据, 舱门指定数据, 乘客/机务人员ATIS;

降落:落地信息;

滑行:进跑道, 燃油信息, 乘客和错误信息。

2、未来的发展方向——航空电信网ATN

ATN (Aeronautical Telecommunication Network) 是新一代航空电信网络, 新航行系统的重要组成部分, 由国际民航组织 (ICAO) 于20世纪80年代开始研究, 本世纪初开始实施。ATN并非一种全新的底层通信网络, 而是通过集成多种子网来实现统一数据传输服务的互联网络, 是全球地空一体化的航空专用网络, 可提供安全、可靠、高效的航空通信服务。ATN是民航专用网络, 具备完善的系统安全机制, 支持地空一体的无缝通信, 具备高可靠性, 不因局部故障而失效, 同时具备端到端的可靠通信, 将现有的各种通信子网连结成一个整体, 能够继承和发展已有投资, 做到平稳过渡。

参考文献

[1]中国民航局飞行标准司.航空运营人使用地空数据通信系统的标准与指南.2008.

地空信道特性研究 篇4

关键词：多径衰落,多径时延分布,地空信道,相干时间

0 引言

地空通信主要应用方向包括:空中通信节点(ACN),如美军ACN,主要完成通信中继、信号情报(SIGINT)和电子攻击(EA);大容量侦察图像回传,如无人机通信系统;弹载数据传输系统,如图像制导通信;“低轨小卫星”转发器,如临近空间平台(距离地面20～80 km)。随着通信需求的不断发展,地空通信的发展趋势是远距离、高质量、大容量信息传输。但是,地空信道为典型的变参信道,为达到大容量、高质量平稳传输效果,必须对地空信道有比较明确的了解,以指导相应地空通信系统设计。

1 地空信道的总体特征

地空通信时,电波在传输的过程中受到各种地形、地物和大气等因素不同程度的影响,引起电波的反射、散射和绕射,形成多径传播。特别升空载体在崇山峻岭上空时,山区气候复杂,大气折射系数K值变化剧烈;山区地形复杂,信号在山区传播会产生复杂的反射和绕射,造成严重的多径衰落。飞行器在飞行过程中姿态突变造成天线方向图覆盖阴影,如美军ACN系统中实际天线增益较测试方向图增益考虑降低5 dB。

多径与地面站天线仰角和天线波束宽度有必然的联系,其成因主要包括3个方面:

① 地面站附件地物、地貌反射(平衰与选衰并存);② 机体反射(平衰,主要由于飞行姿态改变造成,衰落速率不高);③ 地面点反射(平衰)。

地空信道类型以地面终端到飞行器平台的仰角(定向天线-全向天线)为参数,初步可按4种类型来近似描述:

① 高仰角区,可用高斯信道来设计。因地面天线方向性差异,仰角下限不清晰,一般约40°左右。此区内,多径影响小,电平波动不大,可完成高速传输;② 中等仰角区,可用视距微波2径或3径信道来近似描述;③ 较低仰角区,除直射分量外会出现较多的多径分量,合成信号幅度呈莱斯分布;④ 更低仰角区,直射分量已弱到不比多径分量强的状态或已埋藏在多径之中。这时的合成信号振幅可用瑞利分布来近似。

其中,低莱斯因子多径信道可定义为莱斯因子k≤6 dB时的信道。信道中除直射分量外会出现较多的多径分量,合成信号幅度呈莱斯分布。电平波动幅度较大,有零点出现。

此外,地空信道的划分还同天线的波束角有关,天线半波束角小于地面天线仰角,则可按莱斯信道进行系统设计。

2 地空信道基本特征

2.1 二径平衰

二径平衰就是地空通信中常说的衰落阴影区,其衰落深度往往决定了系统余量以及相应的抗衰落措施。地面反射引起的二径传播可见于移动通信书籍、资料中,模型如图1所示。直射径和反射径的长

度分别为L1、L2;两径与水平面的夹角分别为θ1、θ2;收发天线架高为hr、ht。

则主径与反射径的路程差有:

$\text{Δ}L=L{}_2-L{}_1=\sqrt{(h{}_t+h{}_r){}^2+d{}^2}-\sqrt{(h{}_t-h{}_r){}^2+d{}^2}$;

由于:

$f(x)=\sqrt{1+x}=f(0)+f{}^{\prime }(0)x+\frac{f{}^{″}(0)x{}^2}{2}+\cdots$;

一阶近似为:

$f(x)=\sqrt{1+x}\approx 1+\frac{x}{2}$;

因此:

$\text{Δ}L=L{}_2-L{}_1=\frac{2h{}_{t}h{}_r}{d}$。

计算两径进入收天线时的夹角:

$\theta {}_1=\text{a}\text{r}\text{g}\text{t}\text{a}\text{n}(\frac{h{}_t-h{}_r}{d}),$

$\theta {}_2=\text{a}\text{r}\text{g}\text{t}\text{a}\text{n}(\frac{h{}_t+h{}_r}{d})$。

但上式并不适用于地空信道中,因为改模型没有考虑地球曲率影响,对于中、远程地空通信系统,上式存在较大的误差,必须考虑地球曲率因素的影响,如图2所示。

在图2中,直射径的长度为L1,反射径发天线到反射点的长度为L21,反射点到收天线的长度为L22;L1、L21、L22对的地心角分别为α、αt、αr;L21、L22与水平面的夹角分别为θt、θr、hr、ht、β。如果将收发2站的球面距离仍计为d,那么根据图2可有下列方程组:

αt+αr=α,

α=d/R,

θt=θr。

L${}_1^2$=(ht+R)2+(hr+R)2-2(ht+R)(hr+R)cos(α)。

L${}_{21}^2$=(ht+R)2+R2-2(ht+R)Rcos(αt),

L${}_{22}^2$=(hr+R)2+R2-2(hr+R)Rcos(αr)。

$\frac{L{}_{21}}{\sin (\alpha {}_t)}=\frac{h{}_t+R}{\sin (90+\theta {}_t)}$,

$\frac{L{}_{22}}{\sin (\alpha {}_r)}=\frac{h{}_r+R}{\sin (90+\theta {}_r)}$,

ΔL=L21+L22-L1,

$\frac{L{}_1}{\sin (\text{π}-\theta {}_t-\theta {}_r)}=\frac{L{}_{21}}{\sin (\beta )}$。

该方程是10元方程组,可最终需解出ΔL和β。

2.2 二径衰落深度估算

如图1所示,则信道存在二径时,接收信号强度可表示为:

Etotal=|ED+ER·ejΔφ|;

则接收到的信号衰落深度可表示为:

$F=\left(\frac{E{}_D}{E{}_{\min }}\right){}^2=\left(1-\frac{E{}_D}{E{}_{\min }}\right){}^{-1}$;

进一步分解可表示如下:

$F{}^2=\left(1-\Gamma \frac{d}{L{}_2+L{}_3}G{}_1(\gamma )G{}_2(\phi )\right){}^{-1}$,

式中,Γ为反射系数,G1(γ)表示地面天线在反射路径方向的方向增益;G2(φ)表示机载天线在反射路径方向的方向增益(均归一化)。

进一步推导,有如下结论:

$\Gamma {}_V\approx 1-2\text{ϕ}\sqrt{\epsilon {}_r}$,

$\Gamma {}_{{\rm H}}\approx 1-2\text{ϕ}/\sqrt{\epsilon {}_r}$,

ΓV≈1/γ2εr;ΓH≈εr/γ2。

式中,εr为地面介电常数,其平均值为15。

当然,以上计算结果是假设多径是由大地地面反射造成的。高速飞行造成通信距离变化,导致接收到的多径信号相位周期变化(衰落与反射系数有着密切的关系,但并不是所有的植被、水面等地形因子都会导致强反射),按照移动通信的统计结果,不同地物的反射系数如表1所示。

2.3 选衰多径

选衰多径主要由地面站附近环境所决定,会引起接收频谱畸变,形成码间干扰。选衰多径将直接影响解调性能。可直接借鉴外军地空通信试验数据,如表2和表3所示。

注:以上试验数据适用于飞行器采用垂直线极化天线,飞行高度小于3 000 m,地面站布置在城市或郊区环境。

2.4 相干时间

地空通信过程中,飞行器高速飞行,在上下行链路中均会引入较大的多谱勒频移,其中最大多谱勒频移为:$f{}_D=\frac{vf}{c}$。

由多谱勒频移可计算出信道的相干时间:

${\rm T}{}_c=\frac{0.423}{f{}_D}$。

若:Tc≥Ts,则由此可确定信道为慢衰落信道,反之,为快衰落信道。由衰落信道快、慢衰落特性将直接决定传输体制以及相应的纠错编码体制。

2.5 空间传输损耗

信号传输损耗可以用下式表示:

L=|d|-n×S(d)×R(d)。

信道对信号的衰减主要有3种:

① 自由空间传输损耗,用表|d|-n示,其中n一般取值2～4;② 阴影衰落,用S(d)表示,它是由于传播环境中的地形起伏以及障碍物对电波的遮蔽引起的;③ 多径衰落,用R(d)表示,是在移动时由多径传输引起的损耗。

传播损耗和阴影衰落都属于大尺度范围的衰落,主要影响无线覆盖范围,必须合理设计来消除它的不利影响;而多径衰落属于小尺度衰落的范围,主要影响信号传输质量,必须采用各种抗多径衰落措施来减少它的影响。

地空通信系统设计时,传输损耗可按自由空间传输损耗公式计算,但必须考虑一定的附加损耗,机载试验也验证了本结论。美军ACN系统设计时,信号传输损耗按自由空间损耗计算,但考虑15 dB(全向天线,若采用定向天线则考虑6 dB)的链路其他性能损失,如:遮挡、衰落、衰减、多径等。

3 地空通信平稳传输措施

为确保地空平稳传输,增加传播可靠度,可考虑从以下3个方面重点考虑:① 削弱多径对传输的影响,主要措施包括:采用分集接收技术,如国外某系统采用四重分集接收技术,满足在250 km通信范围内2 Mbps传输误码率低于10-6;提升系统门限,增大系统余量;天线采用圆极化天线,尽量抑制多径能量;② 消除机载遮挡效应的影响,主要措施是采用机载双天线设计,一方面获得空间分集效果,确保低仰角链路频繁衰落时的传输质量;另一方面克服平台姿态变化引起的链路中断降低天线方向图被破坏的概率(遮挡概率);试验表明,间隔约4 m的机载双天线设计(频差200 MHz),接收的信号选衰明显不相关;③ 选择合适的信号形式,最大程度的降低多径的影响,原则上信号波形具有部分响应波形特征,此外,还需采用适应动态多径的调制解调技术。

4 结束语

本文主要研究了地空信道的一些基本特征,同时总结多次机载试验的数据,以获得对地空信道获得理论和实践的双重认识,指导后续地空通信系统的设计。根据本文所提出的结论,在某地空通信系统中已作了实践和检验,从试验结果来看,效果也较满足,在工程应用中还是具有一定指导意义的。

参考文献

[1]唐贤远,李兴.数字微波通信系统[M].北京:电子工业出版社,2004.

[2]梁保卫,高红涛.无人机飞行过程中信号弱区的分析[J].无线电工程,2006,36(7):36-38.

地空通信信道特性仿真与分析 篇5

地空通信是利用升空平台搭载通信载荷,通过空中中继或交换,实现多个地面台( 站) 间信息交互的一种无线通信方式。其本质是通过升高空中通信设备的办法,变超视距通信为视距通信,具有通信距离远、覆盖面积大、传输带宽宽、易于组网和机动灵活等特点。

地空无线信道衰落的传播模型主要分为自由空间传输、阴影衰落和多径衰落的传播模型3类。其中,自由空间传输和阴影衰落对无线信号产生的影响是缓慢的,通常可以称之为大尺度衰落,也可称为慢衰落; 多径衰落对无线信号产生的影响是快速的,使得接收信号幅度、功率和相位等在很短的时间内即产生迅速的变化,通常称之为小尺度衰落即快衰落,该衰落对传输性能影响十分明显,需采取必要措施予以克服。

分集接收是一种抑制信道多径衰落的有效方法[1]。根据基本的电磁传播理论,对地空信道的多径传输特性进行研究、分析,并针对性的进行分集接收方案设计,对地空通信的实际应用提供参考。

1 信道建模与计算

典型的地空通信系统由一个地面设备和一个机载设备组成,其主要无线通信路径为两者之间的直射路径[2]。但是,在电磁波传播过程中,在地面会发生反射,这部分反射信号也很有可能进入信号接收设备[3],从而造成多径干扰。

为降低研究难度,电磁波的地面反射只考虑地面对信号的反射,不考虑地形对信号反射的影响。因此地空通信信道可以简化为一个典型的二径信道模型[4],如图1所示。

在仿真系统建模中,选择的最终观测量为在一定发射功率和信息速率条件下的信道余量,这样就可以摒弃信道对信号影响的细节部分,只考虑其对信号能量的衰减。

研究地空信道对信号的衰减,除了需要考虑由地面设备和机载设备之间的距离引起的电磁波自由空间损耗外,最主要的就是分析多径干扰对信号的影响。为研究多径干扰,必须得到多径信号相对直射信号的多径时延,以及信号经地面反射后产生的幅度和相位的变化。前者涉及到计算多径和直射路径的路径差; 后者为地面反射系数的计算[5]。

1. 1 链路损耗与系统余量计算

地空信道作为一种无线信道,其亦满足一般的无线信号传输规律,因此可以使用以下的基本链路计算公式[6]。

链路总的损耗SL为:

式中,Lp为路径损耗; Lt为发射机附加损耗; Lr为接收机附加损耗; LA为附加损耗,如雨衰和大气吸收损耗[7]等。

链路总增益为:

式中,Power为发射功率; Gt为发射机天线增益; Gr为接收机天线增益[8]。

则系统余量为:

式中,Threshold为接收机门限。

1. 2反射系数和多径衰减的计算

任意线极化信号可以分解成垂直极化和水平极化信号,假设到达反射点的信号为[9]:

式中,

1. 3 分集合并算法

为了能够有效对抗地空信道中产生的衰落,需要采用分集措施[10]。在仿真中会对不同的分集方式进行仿真、分析。仿真中主要针对机载双天线、双频率分集方式,并兼顾对地面也采用双天线分集的情况进行仿真分析[11]。

合并方式包括选择性合并、最大比值合并以及等增益合并,这里不再细述[12]。

2 仿真软件

MATLAB软件具有强大的计算功能,能够充分满足上文所述算法的计算要求。因此,地空信道仿真系统在MATLAB环境下构建。为了方便使用,提供简单的人机交互功能,基于MATLAB中的GUI组件,设计了软件界面,如图2所示。

3 结论分析

在完成了仿真软件的设计后,通过改变仿真参数,对地空信道各项特性进行详细研究,得出了以下相关结论。

3. 1 单天线工作的链路二径仿真

天线在不同频率上的增益和方向图的不同,会对系统余量产生较大影响。机载天线为全向天线,其方向图虽然也随频率的变化而变形,但通过仿真发现,这样的变化对系统余量并无太大影响。频率变化的影响主要体现在地面天线上。

地面天线采用的是一个1. 2 m口径的定向天线,当工作频率为4 GHz时,其主瓣半功率角为4. 4°,主瓣增益为 37 d Bi。当工作频率升高时,主瓣半功率角被压缩,相应主瓣增益会增高。

当采用较高频率作为工作频率时,信号的自由空间损耗会随频率的升高而有所增加,但主瓣增益也随之增加,因此直射路径信号强度不会有太大变化。

采用单天线—单天线的系统结构,可以通过架高地面天线,飞行器爬升和采用较高频段的方式,减轻信道多径的影响,但无法避免信道多径引起的深度衰落,因此需要采用更多的措施以对抗这种信道衰落。

3. 2地面单天线空中双天线分集接收仿真

由于单天线—单天线结构,并不能完全对抗多径衰落,考虑使用多天线分集合并方式。

首先考虑地面设备单天线—机载双天线的结构,地面为带有自动跟踪伺服系统的定向天线,机载为2个全向天线,分别于机腹和机顶处相对安装。

针对这种单天线—双天线结构在不同频率组合下的仿真对比图如图3所示。

仿真参数设置: 地面天线架高为10 m,飞行器高度3. 5 km,频率选择分别为: 4. 08 GHz + 4 GHz和8 GHz + 2 GHz两种组合。从图3中可以看出,单天线—双天线结构的确可以提供一定的分集增益,但是只有频率间隔很近的情况下( 如图3( a) 所示) ,才能避免衰落“深坑”( 如图3( b) 所示) 。

3. 3地面双天线空中双天线分集接收仿真

当地面也设置为双天线( 垂直布设) ,分别与机顶天线和机腹天线建立2条通信链路链路。选择2条通信链路的工作频率,当2条通信链路的工作频率和相应地面设备天线高度的乘积大致相等时,可以获得较好的分集接收效果。

针对这种双天线—双天线结构在不同频率组合下的仿真曲线如图4所示。仿真参数设置: 飞行器高度3. 5 km,对准机顶天 线的地面天 线架高为10 m,工作频率为4 GHz; 对准机腹天线的地面天线架高为5 m,工作频率为8 GHz。此时,2条通信链路的地面天线架高与工作频率的乘积相等,分集接收后,接收到的信号电平随传输距离变化较为平坦,不会产生衰落“深坑”。

如果不按照上述规则设置工作频率和天线架高,则不能避免衰落“深坑”的出现,分集接收不能取得较好的效果。

3. 4仿真结论

通过仿真发现,地空通信信道中存在较强的多径信号,会产生较深的多径衰落。仅使用单天线结构很难取得较好的通信效果,而采用地面设备双天线—机载双天线结构和地面设备单天线—机载双天线结构2种分集接收方式,通过选择合适的工作频率,可以获得较好的分集接收效果。

4结束语

空管地空通信系统结构方案分析 篇6

(1) 远端甚高频设备设置;

(2) 通信接入设备需求;

(3) 终端内话系统建设, 对空管低空通信系统不同的结构进行分析。

1 远端甚高频设备冗余以及多重覆盖

(1) 远端甚高频设备大部分设备是主备机工作模式, 有单路甚高频信号接口或双路甚高频信号接口。为了实现冗余可靠, 可将单路甚高频接口的设备改造或升级为双路甚高频接口, 可供FA16接入设备和其他冗余接入设备作为信号源最终接入主用内话和应急内话系统中。

(2) 针对主备内话外的应急终端, 为了实现更高的冗余可靠性, 可新建单独的甚高频设备供应急终端使用。

(3) 针对某些区域甚高频不能实现多重覆盖, 新建甚高频台站能够实现管制区域的多重覆盖。区域内实现多重覆盖可以保证单个台站的失效不影响管制工作。

2 通信传输接入设备的冗余

新建备用的通信传输接入设备解决单套传输接入设备的较大风险。可以将多重覆盖的频点迁移到冗余系统中, 这样即可实现同一频点的多地域多传输设备的多重保障。譬如:在老巴山雷达站和大尖山甚高频台有具有频点, 那么可以将大尖山的频点接入冗余设备。

3 终端内话系统设备的冗余

为了实现终端内话系统的真正备份有两种方案:

(1) 扩容已有应急内话系统作为备用内话系统 (对现有的应急内话系统进行升级扩容作为新机场内话备用系统) 。

(2) 新购置一套内话应急终端作为应急使用。

4 远端甚高频、通信接入设备、终端内话系统总体方案

4.1 远端覆盖单一甚高频设备两个信号接口、两套接入设备、三套内话终端

(1) 大尖山主备甚高频设备故障, 则只能使用应急单机甚高频;

(2) 台站FA16设备故障, 冗余接入设备正常, 则主用内话可正常使用;

(3) 台站冗余接入设备故障, 主用内话可通过内话联网使用备用内话资源, 也可以直接使用备用内话;

(4) 台站冗余接入设备和FA16接入设备故障, 该台站频点无法使用。

4.2 远端多重覆盖甚高频设备两个信号接口、两套接入设备、两套内话终端

(1) 大尖山 (梁王山) 主备甚高频设备故障, 可使用梁王山 (大尖山) , 因相互覆盖不影响管制;

(2) 大尖山 (梁王山) 冗余接入设备和FA16设备故障, 则可以使用梁王山 (大尖山) 接入设备, 此时主用和备用内话均可正常使用梁王山频点, 不影响管制工作;

(3) 当大尖山和梁王山甚高频同时故障, 该台站频点无法使用。

4.3 远端多重覆盖甚高频设备灵活信号接口、两套接入设备、三套内话终端

如图1所示。

以上三种方案, 第三种方案, 最为可靠, 投资也会较大。综上所述, 频点各个台站之间能够实现多重覆盖, 同时各个台站设备都有冗余的传输接入设备、同时主备用内话有足够的接口资源, 加上内话之间的内话联网, 能够使整个系统达到较高的可靠性。具体建议如下:

(1) 确保管制区内的各个甚高频区域实现多重覆盖;同时对于多重覆盖的频点, 在覆盖区域选择某个台站新建一台应急甚高频单机;确保远端甚高频信号源有灵活的信号接口, 若主备机损坏, 应急单机可作为应急信号源接入供内话系统使用。

(2) 新建一套传输接入设备同时保证多条通信链路, 确保所有甚高频台站均有两套接入设备。

(3) 建设应急内话终端, 并发挥内话联网共享资源的优势。

参考文献