感应非接触电能传输（共7篇）
感应非接触电能传输 篇1
0 引言
非接触感应电能传输技术是一种新型的电能传输技术, 避免了传统接触式供电的接点随着时间的增长而老化, 导致接触不良、漏电短路故障和安全事故。
非接触感应电能传输技术打破了在化工、钻井、工矿、水下探测等特殊行业的某些场所下的电工设备馈电的限制, 开拓了如在电动汽车、高速磁悬浮列车馈电以及在生物医学、家用电器等方面的应用[1]。
1 非接触式感应电能传输原理
非接触式感应电能系统利用疏松感应耦合系统和电力电子技术相结合的方法, 实现了电能的无物理连接传输。它将传统的变压器紧密型耦合磁路分开, 初、次级绕组分别绕在具有不同磁性的结构上, 实现在电源和负载单元之间进行能量传递而不需要物理连接, 如图1所示, 系统由原边电路和副边电路两大部分组成。
原边电路与副边电路之间有一段空隙, 通过磁场耦合相联系。原边电路把电能转换为磁场发射, 经过这段气隙后副边电路通过接收装置, 匝链磁力线, 接收磁场能量, 并通过相应能量调节装置, 变换为应用场合负载可以直接使用电能形式, 从而实现了非接触式电能传输[2]。
2 系统的硬件设计与分析
2.1 系统的硬件设计
非接触式感应电能系统有以下部分组成:初级变换器、无接触式变压器结构、次级变换器。初、次级子系统之间不含有物理连接。为增大系统的感应能力, 在变压器初级通常采用高频率的交流电流做驱动。系统工作时在输入端将单相交流电经过整流逆变转换成高频率交流电提供给初级绕组, 在输出端将电流的频率从初级的高频率转化为次级端需要的频率, 并通过调节电压、电流和相位来调节次级的输出, 从而给用电负载供电[3]。图2所示为感应耦合电能传输系统的电路结构, 从图中可以看出无接触式变压器是非接触电能传输系统的主要部分, 要提高系统的电能传输能力, 就要优化电磁结构参数及运行参数。图中VT1~VT4构成全桥逆变器, 单相220 V交流电源加到由二极管模块组成的单相整流桥, 经电解电容滤波成平直的电压, 再加到由四个CMOSFET组成的移相全桥谐振变换器上, 逆变器输出的电压在经过线路电容补偿后, 除了很少一部分损失在线路阻抗上, 几乎全部加在同轴绕组上, 副边绕组电压经过整流后给负载供电。变压器原边绕组用于检测原边电压、电流, 控制输出功率[4]。
2.2 分离式变压器的建模与设计
可分离变压器实质上是原副边骨架相互独立的磁耦合线圈, 由于不存在闭合的铁芯磁通路, 因而耦合系数比较低, 可采用互感模型进行分析, 如图3所示为系统采用原边串联、副边并联补偿 (SP) 下的等效电路[5]。
对于谐振变换器, 采用基波分析法可以简化复杂的计算, 同时保证比较精确的结果。副边接收电路对原边的影响可以用反映电阻Rr和反映电抗Xr表示, 因而图3 a) 可以简化为图3 b) 。
采用SP补偿, 原副边的补偿电容分别为:
此时, 原边谐振频率与副边谐振频率相同, 作为系统的工作频率, 则能量传输能力达到最大。补偿后, 谐振状态下的反映电阻简化为:
其中, R为高频整流部分的等效电阻;k为线圈的耦合系数;n为原边自感与副边自感的比值;β为副边线圈电阻Rs与等效电阻的比值。
QS为副边线圈的品质因数:
谐振状态下的原边电流为:
则原边补偿电容上的电压为:
副边线圈的电流大小决定了能量接收效率, 其表达式为:
根据式 (4) 、 (5) 、 (9) , 可分离变压器的传输效率函数可以表示为:
其中, α为原边线圈电阻RP与R的比值, 一般α<
图3 b) 中简化电路的品质因数QP是一个重要的参数, 它决定了电路中正弦波的质量, 当QP大于0.5时, 电路中能产生比较高质量的正弦波。
2.3 系统设计分析
对于SP补偿, 线圈自感比值影响谐振变换器的电压增益、原边补偿电容的电压应力、原边电流以及系统的效率, 因此, 合理地选择自感比值十分重要。谐振变换器的电压增益可以通过匹配变压器变化改变;补偿电容的电压应力则影响系统的体积和可靠性;原边电流的大小决定了功率管电流应力和可分离变压器原边线圈的损耗。耦合系数的大小直接影响原边补偿电容的电压应力以及功率管的电流应力, 耦合系数越小, 应力越大, 这对系统的设计是不利的[6]。图4为65 V/100 W的样机在耦合系数k=0.3、k=0.46时不同自感比值对可分离变压器原边电流和原边补偿电容电压的影响。
选择合适的自感比值可以在一定程度上减轻耦合系数过低带来的影响, 通常选择自感比值在1附近是比较理想的, 如果增大, 则原边线圈体积比较大, 给原边线圈加铁芯可以在比较小的体积增量下增加自感比, 但是如果很大, 对原边补偿电容耐压要求剧增;过小的则会导致原边电流很大, 效率下降[7]。由式 (9) 可知, 可分离变压器的副边电流随QS减少而降低, 则副边损耗下降, 能量接收效率提高, 式 (10) 也反映了这点。但是当QS降低到一定程度时, 副边电流降幅有限, 效率提升缓慢, 同时原边补偿电容急速上升, 选择合适的n与QS最高效率可达90%以上。
2.4 系统设计流程
控制电路利用DSP芯片采用基于TMS320F2812的控制电路对系统控制电路的软硬件进行设计, 实现对电路硬件的控制[8], 如图5所示。
3 非接触式感应电能系统的仿真与实验研究
实验内容: (1) 针对次级匝数变化, 变压器电感量及耦合系数的变化, 以及对传输性能的影响。 (2) 初级变换器工作频率的变化, 对励磁电流以及效率的影响。 (3) 初次级恒流与恒压输出补偿与不补偿对比实验。基于Matlab平台的Simulink为系统的构建仿真模型, 并进行了仿真分析, 如图6所示。
在理想条件下, 当系统工作在谐振状态下, 功率因数cosφ=cos 0°=1, 系统的有用功最大, 无用功为零。理论上, 此时可分离变压器的传输功率以及传输效率达到最大, 最高效率达到90%。表1给出工频220 V输出时的实验结果, 由于补偿电容的等效串联电阻 (ESR) 损耗、滤波电感的磁芯损耗、以及匹配变压器的损耗等因素, 最终测量得到的样机满载效率最高为87.33%。
4 结语
感应耦合式电能无线传输技术借助于现代控制理论和方法实现的不同介质之间的非接触式能量传递, 从而实现了无物理连接的电能传输, 消除了供电系统的摩擦、电弧等危害, 提高了系统的安全性和灵活性。主要完成的工作有: (1) 分析无接触电能传输系统的结构及工作原理, 运用基波模式近似分析法, 建立初级谐振变换器和无接触变压器的数学模型, 研究其能量传输的特点, 从而在理论上得出补偿方法, 以提高系统输出性能。 (2) 讨论了无接触电能传输系统拓扑选择问题, 结合无接触电能传输系统的特点, 选择全桥谐振变换器为主电路拓扑, 分析其主电路的工作过程, 讨论了主要器件参数及驱动的设计问题, 并且介绍了无接触变压器的类型和结构。 (3) 对无接触电能传输系统的频率、效率和补偿等关键问题进行了仿真及实验研究。详细分析了无接触变压器初级和次级绕组设计、初级变换器频率选择、补偿方式及效果等问题。从而确定了工作频率、补偿方式等关键参数。 (4) 详细分析无接触变压器的各种损耗, 提高变压器效率。
参考文献
[1]盛松涛.感应耦合式电能无线传输关键技术研究[D].广州:华南理工大学, 2007.
[2]黄杰.非接触电能传输系统的研究[D].广州:广东工业大学, 2009.
[3]Valtchev S, Borges B, Brandisky K, et al.Resonant Contactless Energy Transfer with Improved Efficiency[J].IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24 (3) :685-699.
[4]王兴, 谢海明.高频逆变电路在非接触感应电能传输系统中的应用[J].电工电气, 2011 (9) :31-34.
[5]刘建.基于松耦合变压器的全桥谐振变换器的研究[D].南京:南京航空航天大学, 2008.
[6]潘冬婷.无接触电能传输系统的设计与实现[D].大连:大连理工大学, 2010.
[7]赵志斌, 孙跃, 周诗杰, 田勇.非接触电能传输系统参数优化的改进遗传解法[J].西安交通大学学报:自然版, 2012, 46 (2) :106-112.
[8]石鑫栋, 戴宇, 张钰, 等.非接触式弱电实验供电平台的设计[J].现代电子技术, 2011, 34 (24) :3-5.
感应非接触电能传输 篇2
感应耦合电能传输( Inductively Coupled Power Transfer,ICPT) 系统能够通过磁场耦合实现能量无接触的传递,从而在能量传递的过程中灵活性好,维护成本低,无摩擦和碳积等问题; 同时,由于无裸露导线,因而绝缘性好,无触电和爆炸等危险。ICPT系统的这些优点使其在交通运输、生物医学、易燃易爆易触电环境下供电等方面具有明显的优势和广泛的应用前景[1,2,3]。
通过合理的参数设置,LCL电路输出电流可以保持恒定而不受负载影响[4]。基于恒流输出型LCL谐振的ICPT系统具有以下特点: 首先,电路输入功率因数很高,这降低了供电电源容量、电路损耗和对器件电压、电流应力的要求[5]; 其次,电路谐振频率在负载变化的情况下保持恒定,避免了频率分裂现象[6,7]; 最后,电路一次侧电流在负载变化的情况下保持恒定,并且电流畸变率小[7,8,9]。这些特点使得LCL型ICPT系统在多负载和变负载应用中具有很大的优势[10]。但是目前大功率器件价格昂贵,器件功率等级难以满足大功率系统的要求,这限制了LCL型ICPT系统在大功率领域的应用。在感应加热、风力发电和UPS电源等应用领域,通过逆变器并联来提高系统功率等级和冗余性已经存在大量的研究[11,12,13]。其中,应用于感应加热领域的恒压输出型LCL电路并联系统控制简单,并且在电路参数保持一定的变化范围内均可以保证各模块工作在感性状态下[14],但是关于应用于ICPT系统的恒流输出型LCL电路并联系统还缺少详细的分析。本文首先介绍了LCL型ICPT系统及其并联系统的参数设置方法,然后对LCL型ICPT并联系统在各模块参数存在偏差情况下模块间均流情况和工作特性进行了分析,并通过实验结果验证了理论分析的正确性。
2 单模块LCL型ICPT系统分析
图1 为一次侧基于LCL谐振网络、二次侧串联补偿的单模块ICPT系统电路组成。其中,Ud为直流电压源,开关管S1~ S4及其各自的体二极管D1~ D4组成了逆变桥,LR、CP以及松耦合变压器原边电感LP共同组成了松耦合变压器原边谐振电路,松耦合变压器副边电感LS和补偿电容CS组成了副边谐振电路,RL为阻性负载。
令系统谐振频率可得谐振状态下副边对原边的反射阻抗Zeq为:
谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IP为:
令LR=LP,可得整个谐振电路在谐振状态下输入阻抗Zin为:
式( 2) 表明,在谐振状态下,松耦合变压器一次侧电流具有负载无关性,可以在负载变化情况下保持恒定,其相位滞后谐振电路输入电压90°。式( 3) 表明,在满足给定条件下,电路整体呈现纯阻性,输入功率因数为1。另外,由系统谐振频率 ωL的公式可以看出,系统谐振频率只与谐振电感和补偿电容有关,不随负载变化。
3 多模块LCL型ICPT并联系统分析
3. 1 LCL型ICPT并联系统参数分析
图2为n(n>1)模块LCL型ICPT并联系统电路组成。
为简化分析,假设并联系统工作在谐振状态下,以反射阻抗Zeq代替二次侧电路,由于谐振状态下反射阻抗为纯阻性,因而图2 中用R表示; Ud为直流电压源; Si1~ Si4及其各自的体二极管Di1~Di4( i = 1,2,…,n) 组成了第i模块的逆变桥; LRi为第i模块的逆变桥侧谐振电感; LR1~ LRn、LP和CP共同组成松耦合变压器原边谐振电路。
基于单模块ICPT系统的分析,在一个n模块并联的LCL型ICPT系统中,参数设置如下:
并联系统等效逆变桥侧电感LR为:
第i模块逆变桥侧电感阻抗ZLRi为:
CP和LP、R组成的并联电路阻抗Z为:
并联系统谐振频率 ω0为:
电路品质因数Q为:
3. 2 LCL型ICPT并联系统特性分析
如图2 所示,各模块间功率分布主要由各模块逆变桥侧谐振电感和各模块逆变桥输出电压的幅值和相位决定。下面针对这三个参数对LCL型ICPT并联系统均流情况和工作特性进行分析。
3. 2. 1 各模块参数无偏差情况分析
各模块参数无偏差,即由此可得谐振状态下第m模块逆变桥输出电流Imb为:
谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IPb为:
谐振状态下第m模块复功率为:
式( 11) 和式( 12) 表明,在参数无偏差情况下,各模块逆变器输出的电流和功率均相等,各模块谐振电路功率因数为1,电源不需要提供无功功率。
3. 2. 2 各模块逆变桥输出电压幅值不平衡情况分析
各模块逆变桥输出电压幅值不平衡,即逆变桥输出电压相位∠ф1= … = ∠фn=∠ф,逆变桥输出电压幅值U1~ Un不完全相同,由此可得谐振状态下第m模块逆变桥输出电流Ima为:
式中
谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IPa为:
谐振状态下第m模块复功率为:
令n = 2,模块一逆变桥输出电压幅值U1= U无偏差,模块二逆变桥输出电压幅值U2存在偏差。为简化分析,不考虑负载变化对系统工作特性的影响。根据文献[9],令Q = 1,此时标准化的各模块逆变桥输出电流幅值、有功功率、无功功率和松耦合变压器一次侧电流幅值与标准化的模块二逆变桥输出电压幅值关系如图3 所示。
由图3 可知,两模块逆变桥输出电流幅值和松耦合变压器一次侧电流幅值随着模块电压幅值的变化而正向变化,当电压幅值变化20% 时,电流幅值近似变化10% 。结合式( 15) 和图3 可知,当并联系统中有模块逆变桥输出电压幅值存在偏差时,逆变桥输出电压幅值小于所有模块逆变桥输出电压幅值平均值的模块将工作在容性状态下。
3. 2. 3各模块逆变桥输出电压相位不平衡情况分析
各模块逆变桥输出电压相位不平衡,即,U1=…=Un=U,逆变桥输出电压相位ф1~фn不完全相同,由此可得谐振状态下第m模块逆变桥输出电流Imp为:
谐振状态下松耦合变压器一次侧电流为:
谐振状态下第m模块复功率为:
令n = 2,Q = 1,模块一逆变桥输出电压相位ф1=ф 无偏差,模块二逆变桥输出电压相位 ф2存在偏差。此时,标准化的各模块逆变桥输出电流幅值、有功功率、无功功率和松耦合变压器一次侧电流幅值与模块二逆变桥输出电压相位偏差角度的关系如图4 所示,图中,φ2= ф2- ф为偏差模块逆变桥输出电压相位相对于无偏差情况的偏差值。
由图4 可知,逆变桥输出电压相位超前的模块逆变桥输出电流幅值反而变小,当偏差角度达到20°时,电流幅值偏差达到20% ,但是模块相位的偏差对松耦合变压器一次侧电流幅值的影响可以忽略。此外,逆变桥输出电压相位超前的模块工作在感性状态下,而逆变桥输出电压相位滞后的模块工作在容性状态下。
3. 2. 4 各模块逆变桥侧电感不平衡情况分析
各模块逆变桥侧的谐振电感值大小不平衡,即U1=…=Un=U,不完全相同,由式(5)和上文GL公式可知L=n LP,由此可得谐振状态下第m模块逆变桥输出电流Iml为:
谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IPl为:
谐振状态下第m模块复功率为:
令n=2,Q=1,模块一逆变桥侧电感LR1=L无偏差,模块二逆变桥侧电感LR2存在偏差。此时,标准化的各模块逆变桥输出电流幅值、有功功率、无功功率和松耦合变压器一次侧电流幅值与标准化的模块二逆变桥侧电感关系如图5所示。
由图5 可知,模块二逆变桥侧电感的增大导致其逆变桥输出电流幅值减小,模块一逆变桥输出电流幅值随之上升,电感偏差达到20% 时,电流幅值变化幅度接近10% 。同时,模块逆变桥侧电感的变化会引起松耦合变压器一次侧电流幅值反向变化,并且当电感偏差达到20% 时,一次侧电流幅值变化幅度也接近10% 。结合式( 21) 和图5 可知,逆变桥侧电感偏差值为正时,所有模块工作在感性状态下;反之,全部工作在容性状态下。
综合以上分析,当LCL型ICPT并联系统模块逆变桥输出电压幅值和相位存在不平衡时,会有模块工作在容性状态下,这将对逆变桥开关器件产生不利的影响; 当各模块逆变桥侧电感实际值大于标准值时,各模块均工作在感性状态下; 反之,工作在容性状态下。因此,恒流输出型LCL谐振ICPT并联系统对模块逆变桥输出电压一致性要求较高,这与应用于感应加热领域的恒压输出型LCL谐振并联系统有很大的不同。设置电路参数时,可以根据电压偏差情况使模块逆变桥侧电感实际值适当大于标准值,以此弥补逆变桥输出电压偏差带来的不利影响。
4 实验验证
为了验证理论分析的正确性,搭建了两模块并联实验电路。以共同的晶振输入作为同步信号,采用FPGA产生四路信号分别送入相应的IR2103 产生八路控制信号控制两个模块的逆变桥,每个模块逆变桥的两个桥臂控制信号间均移相60°。具体电路参数为: 直流输入电压Ud= 5V,谐振电感LR1=LR2= 96μH,原边补偿电容CP= 1. 5μF,松耦合变压器原边电感LP= 42μH,副边电感LS= 53μH,互感M = 19. 5μH,副边补偿电容CS= 1. 2μF,负载RL= 1Ω,工作频率f = 20k Hz 。
图6 给出了模块一和模块二的逆变桥输出电压实验结果。可以看出,模块一和模块二的逆变桥输出电压的幅值、相位几乎一致,通过FPGA控制,可以满足LCL型ICPT并联系统的控制要求。
图7 为模块一的逆变桥输出电压、模块一和模块二的逆变桥输出电流以及松耦合变压器一次侧电流的实验结果。由图7 可知,模块一和模块二的逆变桥输出电流幅值均为0. 25A,两个模块电流分布均匀,相位一致。松耦合变压器一次侧电流幅值为0. 5A,相位滞后模块逆变桥输出电流90°,符合恒流型LCL电路特性。由于电路品质因数Q = 1,所以模块一和模块二的逆变桥输出电流之和等于松耦合变压器一次侧电流大小。由于两模块逆变桥侧电感LR1和LR2稍大于两倍松耦合变压器原边电感2LP,因此电路工作在感性状态下。电路正常工作,实现了并联扩容的目的。
5 结论
本文针对大功率应用场合,提出了LCL型ICPT并联系统,给出了并联系统参数设置方法,并对并联系统在参数不平衡状态下的均流特性进行了分析。虽然LCL型ICPT并联系统在模块逆变桥输出电压幅值和相位不平衡状态下,部分模块会工作在容性状态,但是可以通过适当增大模块逆变桥侧电感值来抵消模块逆变桥输出电压不平衡造成的影响。实验结果表明,通过FPGA控制可以满足LCL型ICPT并联系统模块间同步控制要求,并联拓扑有效实现了系统的扩容。
摘要：单模块LCL型感应耦合电能传输(ICPT)系统由于器件功率等级和大功率器件价格的限制,不适宜应用于大功率场合。本文提出了LCL型ICPT并联拓扑,给出了并联系统的参数设置方法,推导出并联系统在平衡和不平衡状态下各模块分布的功率和电流的表达式,分析了并联系统的均流情况和工作特性。通过合理的参数设置,并联系统可以降低各模块参数不平衡带来的影响,有效扩大系统容量,适用于大功率场合。最后,通过实验结果验证了理论分析的正确性。
感应非接触电能传输 篇3
非接触电能传输技术将耦合器的原、副边绕组分别绕在不同的铁心上,实现了在电源和负载之间非机械连接的电磁能量传递。该技术中发送和接收机构可以自由分开,供电安全、可靠,操作维护方便。特别适用于在易燃易爆、水下、人造器官体内充电等特殊场合使用[1,2,3,4,5,6,7]。
在非接触电能传输技术中,为了增大原边绕组中的交流电流,并给逆变器提供软开关的工作条件,从而提高传输功率和传输效率,在原边回路采用谐振补偿电路是必需的[1,2,3,4]。然而,在工作过程中因补偿电容的不同和负载的改变,会使谐振电路的固有谐振频率发生偏移,导致传输功率和传输效率迅速降低。目前,国内关于这方面的研究较少,只有两篇文献探讨了此类问题。文献[1]提出了利用分段控制方法来调节控制脉冲的移相角,解决多负载切换过程中原边回路的电流变化问题,但此控制方法复杂,文中没能给出实验分析,也没能解决系统如何获得最大传输功率和最大传输效率的问题;文献[2]提出了利用相控电感的动态调谐方式实时调节原边回路的等效固有谐振频率,从而保证系统工作谐振频率的稳定,以实现最大功率传输,但相控电感的控制算法过于复杂,此篇文献中也没能对其进行实验研究,并且只能在确定了负载变化范围后才能设计出使系统固有谐振频率保持稳定的调谐电路。
本文首先通过对耦合谐振电路的分析,证明了谐振状态对提高传输功率和传输效率所起的重要作用,进而提出了基于锁相环的自适应谐振控制策略。通过对逆变器输出电压、电流的检测和计算得到相位差,输入到PI调节器和振荡环节对逆变器的驱动频率进行调整,实现了电路的自适应谐振反馈控制,从而解决了电路参数变化带来的各种问题。最后对该自适应谐振控制系统进行了仿真和实验研究。
2 耦合谐振电路分析
2.1 非接触电能传输典型拓扑结构
非接触电能传输系统的典型拓扑结构如图1所示。
非接触电能传输系统的拓扑结构中,以耦合器为界将电路分为发送和接收两部分。发送部分包括输入直流电源,它可以通过对交流电网整流滤波得到;高频逆变电路,用于给耦合器原边绕组提供高频交流电流。接收部分包括整流滤波电路,用于将耦合器输出的交流电压变换成直流电压,供直流负载使用。在本电路中,耦合器的原边和副边是可分离的,这是和开关电源中的变压器有所不同的。
2.2 谐振原理分析
针对图1所示的非接触电能传输系统的拓扑结构,得到基于互感模型的等效电路,如图2所示。
其中为逆变器输出电压的基波相量,为交流等效电阻RL两端的电压相量,对图2中的原边电路有:
对副边电路有:
将式(2)代入(1)得:
根据式(3)及逆变电路原理得原边基波电流有效值为:
式中Uin为输入直流电压。当不计二极管损耗时,交流等效电阻RL的平均功率近似等于Ro的功率,根据式(2)与(4),求得直流负载功率为:
根据式(3)求得图2电路输入侧功率因数为:
其中:
根据式(4)、(5)、(6)、(7)得到输入电流、输出功率、输入侧功率因数(即逆变器的输出侧功率因数)与负载电阻和频率的关系曲线如图3(a)-(c);考虑到逆变环节的开关损耗,图(d)是根据实验结果所得的系统整体效率(输出负载功率与直流输入功率之比)与负载电阻和频率的关系曲线。
从图3可以看出,当负载固定时,系统的输入电流、输出功率,输入侧功率因数和整体效率都会随频率的变化在相同点取得最大值;当负载变化时,以上最大值点将发生偏移。其中输入功率因数最大值接近于1,即在谐振点处取得。因此,为了获得最大的输出功率和传输效率,必须采取措施保证电路始终工作在谐振状态。
3基于锁相环的自适应谐振控制策略
根据上节的讨论,为了获得最大的传输功率、最大的功率因数和最高的传输效率,电路必须始终工作在谐振状态。这可以通过控制逆变器开关管的触发频率,使其始终跟随补偿电容或负载的变化而变化,以保证逆变输出的电压与电流同相位。根据式(3),逆变器输出电压和电流相位差q为:
当负载或其他环节发生变化时,将导致电压与电流相位差发生变化,变化情况由式(8)决定。在知道变化参量的情况下,可以通过式(8)反解出变化参量的值,进而得出式(8)为零时的固有谐振频率。但这种方法计算复杂,只能在知道变化参量(且仅能是某一参量)的情况下才能进行,实用性很差。图4所示为基于锁相环的非接触电能传输系统的自适应谐振控制原理图。
该控制系统由检测电路、相位补偿环节、鉴相器PD、环路滤波器LPF、PI调节器、压控振荡器VCO和驱动电路七部分组成。检测电路对原边线圈的电流信号进行检测并转换为符合控制电路标准的输入信号;相位补偿环节用于补偿检测电路造成的时间延迟;鉴相器将检测出的电流信号相位与压控振荡器输出信号的相位进行比较,产生对应于两信号相位差的误差电压Ud(t);环路滤波器,一方面利用自身的低通特性,滤除误差电压Ud(t)中的高频成分和噪声,以保证环路所要求的性能,增加系统的稳定性;另一方面利用滤波电容的充放电,使压控振荡器VCO的输入电压发生变化,进而改变VCO的振荡频率;PI调节器,使控制系统具有良好的动态稳定性和较小的稳态误差;压控振荡器VCO的输出频率随PI调节器的输出电压Uc(t)的变化而变化。
逆变器工作在谐振状态时,谐振电路的电压与电流同相位,鉴相环输入为零,PI调节器的输出不变,压控振荡器振荡频率保持不变。当负载或其他环节发生变化时,将导致电压与电流相位差发生变化。此时,鉴相器将输入相位差q转变为对应的误差电压Ud(t),经过滤波环节和PI调节器后得到变化的输出电压Uc(t),压控振荡器的振荡频率随输出电压的变化而变化,并将频率变化信号提供给驱动环节形成相应频率的驱动信号。经过一段暂态过程后,输入电压与电流的相位差为零,电路达到新的谐振状态。
4 仿真与实验结果
4.1 仿真结果
根据上节分析,用MATLAB/SIMULINK搭建了仿真系统,如图5所示,系统由桥式逆变电路、感应耦合器、单相桥式整流电路和基于锁相环的自适应谐振控制环节构成。
设定直流输入电压15V,锁相环中心频率30 k Hz,仿真时间为4 ms。在2 ms时,电阻负载从60 W跳变到120 W,为了验证反馈系统对负载外的其它参数的自适应能力,将串联补偿电容也从0.2μF跳变到1.2μF,得到逆变输出电压、电流波形的局部扩展图如图6。由图可知,采用锁相环控制可以很好地实现逆变输出电压电流同相位的目的,它不仅对负载变化具有控制能力,而且对逆变输出部分所有元器件参数的变化具有调节能力,从而保证系统始终工作在谐振状态下,使输出功率和传输效率达到最大值。
4.2 实验研究
根据上面的仿真系统搭建了实验平台,主要参数见表1。
图7是补偿电容0.247μF,负载电阻为10Ω时,自适应控制环节开锁与闭锁情况下的电压、电流波形;图8(a)是负载电阻为10Ω,补偿电容变为0.2μF和0.1μF时,系统自适应调整后的耦合器输入电压、电流波形;图8(b)是补偿电容为0.247μF,负载电阻分别变为5Ω和35Ω时,系统自适应调整后的耦合器输入电压、电流波形。
从图中可以看出,在没有锁相环反馈控制的情况下,随着补偿电容或负载等参数的改变,电压与电流会出现明显的相位差,使输入侧功率因数降低,原边输入电流下降,输出功率下降;在锁相环加入后,控制系统能够对补偿电容和负载参数的变化进行自适应调节,保证电压与电流相位差为零,系统工作在谐振状态下,使输入电流在频率轴上始终为最大值。
5 结论
由检测电路实时检测谐振网络的电流,通过计算逆变输出侧的电压、电流相位差,据此对逆变器输出电压频率进行控制。这种方法不仅对负载变化具有自适应控制能力,而且对逆变输出部分所有元器件参数的变化都具有调节作用,从而保证系统始终工作在谐振状态,使输出功率和传输效率达到最大值,这对非接触电能传输技术的实际应用具有重要的意义。
参考文献
[1]孙跃,陈国东(Sun Yue,Chen Guodong).非接触电能传输系统恒流控制策略(A constant current control methodfor contactless power transmission systems)[J].重庆大学学报(J Chongqing Univ.),2008,31(7):766-769.
[2]孙跃,王智慧(Sun Yue,Wang Zhihui).非接触电能传输系统的频率稳定性研究(Study of frequency stability ofcontactless power transmission system)[J].电工技术学报(Trans.China Electrotechnical Society),2005,20(11):56-59.
[3]韩腾,卓放,闫军凯,等(Han Teng,Zhou Fang,Yan Jun-kai,et al.).非接触电能传输系统频率分叉现象研究(Study of frequency bifurcation phenomenon of a contact-less power transmission system)[J].电工电能新技术(Adv.Tech.of Elec.Eng.&Energy),2005,24(2):44-47.
[4]武瑛,严陆光,黄常纲,等(Wu Ying,Yan Luguang,Huang Changgang,et al.).新型无接触电能传输系统的性能分析(Performance analysis of new contactless elec-trical energy transmission system)[J].电工电能新技术(Adv.Tech.of Elec.Eng.&Energy),2003,22(4):10-13.
[5]Jinfei Shen,Hongbin Ma.PDM and PSM hybrid powercontrol of series-resonant inverter for induction heating ap-plications[A].IEEE Conf.on Industrial Electronics and Applications[C].2006.1-6.
[6]Ji-Young Lee,In-Jae Lee,Ji-Won Kim.Contactless powertransfer system combined with linear electric machine[A].Proc.International Conference on Elec.Machines and Sys-tems[C].Seoul,Korea,2007.
感应非接触电能传输 篇4
关键词：非接触,能量传输,系统设计
众所周知,接触式能量传输系统主要通过导线进行能量传输。在传输能量的过程中,由于插头与插座的接触摩擦而产生火花,这样在有些场所(如石油、化工企业)就很容易产生危险,甚至引起爆炸,对企业和人身造成重大伤害。由于上述问题的存在,非接触式能量传输系统变得尤其具有吸引力。近年来,非接触式感应能量传输在许多方面都得到了应用,例如:电动剃须刀充电、电动汽车充电、电机驱动等。非接触式能量传输系统的主要优点有:无接触磨损、无接触电阻、无火花等。
1 系统组成及基本原理
非接触式能量传输系统主要应用了电力电子技术和电磁感应原理。系统通常由原边电路、非接触磁系统、副边电路以及驱动电路组成,如图1所示。原边电路与副边电路均有一块磁芯,它们之间有一段空气间隙,彼此通过磁场耦合联系。原边电路将输入的220V交流电整流、滤波,输出稳定的直流电。然后再经过控制电路的驱动,将直流电转换成高频的交流电,作用于原边线圈,从而使原边线圈产生磁场并通过空气间隙将磁场能量传递到副边。根据电磁感应原理可知,副边将产生交流电,对副边采用整流、滤波后得到直流电输出。最终,整个系统实现了非接触能量传输。
2 非接触式磁系统
非接触式磁系统是整个能量传输系统的核心部分,主要由可分离的变压器构成。目前使用比较多的非接触磁系统的绕线方法主要有如图2所示的几种形式。
在实际应用中发现,图2(b)和图2(d)两种绕线方法更加合理,线圈耦合得较好,本文采用的是图2(b)磁系统。但是,无论哪种形式的非接触式磁系统都可以用如图3所示的电路等价,图中,Lh代表非接触式磁系统的主电感,L1σ。和L2σ代表泄露电感,R1和R2代表初、次级线圈的等效阻抗。其中,Lh、L1σ以及L2σ可以用相应的仿真软件来获得,例如FLUX2D[1]仿真工具。但是,在实际的应用中,如果忽略R1、R2的影响,主电感Lh及泄露电感L1σ、L2σ完全可以根据下面的经验公式[2]来获得:
式中,Lh和L1σ是在次级线圈空载的情况下求得的,L2σ是在次级线圈带负载的情况下求得的。
在实际的应用中发现,影响非接触能量传输效率的因素很多,如初、次级线圈的尺寸以及匝数的多少,线圈中是否有高频磁芯,初、次级空气间隙的大小,传输频率等。其中空气间隙的大小是影响系统能量传输效率的最主要因素。在系统设计的过程中得到了如表1所示的实验数据,实验中选取的磁芯为E型高频软磁铁氧体,如图4所示,初、次级线圈的匝数均为60匝,线径为0.4mm。从表1中可以看出,在不同空气间隙下,主电感Lh和泄露电感L1σ、L2σ之间的参数值的变化情况,随着空气间隙的不断加大,主电感Lh急剧减小,泄露电感L1σ、L2σ急剧增加,从而严重影响了系统能量传输的效率。在实验中还发现,提高传输频率可以增加Lh的值,进而提高能量传输的效率,但是当传输频率太高时(超过100kHz)会导致线圈的交流阻抗迅速增加,使得电路中线圈的能量消耗巨大,反而又影响了整个系统的能量传输。
3 泄露电感的补偿
非接触磁系统的一个重要特性就是它的主电感较小而泄露电感较大,这就严重影响了能量传输的效率。因此,如何对非接触能量传输系统的泄露电感进行很好的补偿将成为提高系统传输效率的关键所在。目前采用的方法主要有串联补偿和并联补偿,即在原边线圈和副边线圈中串联或并联高耐压值的电容,以达到补偿泄露电感的目的,本文采取的方法是在副边电路串联电容C2,如图1所示。串联电容的计算公式[3]如下:
在实际应用中发现,电路中加入电容C2后,系统的传输效率得到了显著的提高。
4 高频逆变电路
高频逆变电路也是非接触式能量传输系统的重要组成部分。本系统的高频逆变电路主要由4个绝缘栅双极型晶体管(IGBT)构成,如图1所示。IGBT的优点有饱和压降小、开关损耗小、耐压高,并且每个IGBT内部反并联了快速恢复二极管,可以及时地释放掉线圈中储存的能量。高频逆变电路的驱动部分由STC系列单片机和EXB841芯片构成,首先由单片机产生50kHz的高频脉冲信号,然后作用于EXB841的输入端产生专门用于驱动IGBT的电压信号,驱动电压为15V,具体的时序图如图5所示。从图中可以看出,4个IGBT(S1/S4与S2/S3)交替导通与关断,从而将原边输入的直流信号转变成高频交流信号。为了防止逆变电路出现短路现象,即防止4个IGBT同时导通,加入延时tc是十分必要的。图中φ的变化范围为0～180°,当φ=0时,S2和S3同时导通,原边电路压降最小;当φ=180°时,压降最大。
5 实验结果
图6给出了在50kHz条件下高频逆变电路的电压输出波形。从图中可以看出,整个电压波形近似于方波,而且具有很小的谐波信号(主要原因是IGBT具有微小的开关损耗),因此高频逆变电路的损耗功率是很小的。图7给出了在空气间隙为10mm的条件下原边能量耦合到副边后的高频电压波形。从图中可以看出,副边电路输出的电压几乎是方波信号。副边电路经过高速整流桥整流及电容滤波后得到稳定的直流信号供负载使用。
非接触式感应能量传输作为一种新的能量传输形式变得越来越具有吸引力。本文首先介绍了非接触式感应能量传输系统的组成及基本原理,然后详细分析了系统的各个部分,给出了影响能量传输效率的几种因素,并且给出了相应的解决方案。实验结果表明,本系统实现了较好的能量传输。
参考文献
[1]YANG Y,JOVANOVICE M.Contactless electrical energy transmission system.U.S.Patent 6 301 128,Feb.9,2000.
[2]SUGIMORI K.A study of contactless chargers for electric vehicles.Doctoral dissertation,1999.
[3]Trends in contactless energy transmission systems.Market Share Monthly by Yano Research Institute Ltd,2001,(145): 68-73.
[4]ELLIOTT G,STIELAU O H,GREEN R M.Design of the contact-less battery charging system for the people-movers. New Zealand,2000.
[5]李宏．感应电能传输——电力电子及电气自动化的新领域[J]．电气传动，2001，(2)：61-64．
感应非接触电能传输 篇5
目前,电能主要是由导线通过插头插座直接接触进行传送的。这种电能传输方式由于存在物理接触和电气接触,在诸如潮湿、易燃易爆等环境中的应用受到限制,而且可靠性差。新型无接触供电系统综合运用电磁感应耦合技术、高频变换技术以及电力电子等新技术,通过采用一、二次侧可分离的松耦合变压器将电能从电源侧经气隙传递给一个或多个负载,从而安全、高效、可靠、灵活地实现了电能的无接触传输,克服了传统的电能传输中存在的裸露导体、接触火花、电击、短路等不安全因素,广泛应用于喷漆车间、石油、医疗、军事等领域,应用前景十分广阔[1]。
实现非接触电能传输的关键组成部分是初、次级可分离的松耦合变压器。此外,松耦合变压器原、副绕组可以保持相对静止或是运动状态,使之应用场合更加广泛。但是由于松耦合变压器磁路中存在气隙,变压器漏感较大,耦合系数不高,因此严重影响了功率传输能力和传输效率。本文针对影响变压器耦合系数的因素,利用有限元软件ANSYS分别对U、E型两种形状磁芯的磁场分布随气隙大小和绕组位置进行有限元仿真研究,进而提出一种可以提高耦合系数的改进磁结构的松耦合变压器,并以实验验证了理论分析。
2 拓扑结构和工作原理
新型无接触能量传递系统的基本构成包括:交流电源,初、次级整流、逆变电路,感应松耦合电磁结构。初、次级子系统之间不存在物理连接,为了提高供电系统的输出功率、传输效率,提高供电质量,通常在初、次级加入补偿环节[2]。图1给出了系统构成框图。相对于传统的感应能量传递系统,非接触能量传输系统耦合程度较小。为了提高系统的功率传输能力,初级绕组通常采用高频交流驱动[3]。
系统工作时,在输入端将单相工频交流电经整流、逆变转换为高频交流电流供给初级绕组。次级端口输出的电流为高频电流,根据负载用电需要,若为直流负载,则将高频电流经过整流为负载供电;若为交流负载,则还需要进行变频处理。新型无接触感应电能传输系统发展的主要问题是提高效率和适用性。
松耦合变压器是非接触电能传输系统的关键部分。它和常规变压器在工作原理上类似,都是应用电磁感应原理实现电能从变压器原边到副边的变换。但是松耦合变压器的原、副边之间存在较大的气隙,空气磁路长度远远超过了常规变压器的空气磁路长度,使之相当一部分磁动势消耗在空气磁路部分,变压器漏感较大,耦合系数不高。而常规变压器的磁路中气隙很小,其磁动势主要分布在磁芯磁路部分,磁芯所具有的高磁导率决定了常规变压器的磁阻较小,需要的激磁电流较小。松耦合变压器属于疏松耦合磁结构,不仅影响能量传输的功率和效率,而且会加大功率器件的电应力。通过补偿的方式可以减小开关器件的应力。但是变压器原副边分离所带来的耦合系数低这个问题却没有办法解决,补偿电容并不能增大互感值,因为耦合系数由变压器的结构本身决定。所以如何提高松耦合变压器的耦合系数是研究非接触式能量传输系统中的一个重要问题。在相同气隙下选择合适的电磁结构和参数,从而增强感应耦合能力,提高供电系统的传输效率及供电能力,对非接触电能传输系统具有重要意义。
3 影响松耦合变压器耦合系数的因素
图2为除耦合系数k以外的其他一切电路参数相同的情况下输出电压随耦合系数变化的仿真。由图可以看出相同负载下松耦合变压器的耦合系数越高输出电压越高。因此要提高系统的传输能力,就要尽量提高松耦合变压器的耦合系数。通常影响松耦合变压器的耦合系数的因素主要有磁芯材料、磁芯形状、绕组位置、气隙大小等。本文在相同磁性材料前提下,研究磁芯形状以及绕组位置对于耦合系数的影响。
3.1 气隙大小对耦合系数的影响
常用的磁芯形状有U型、EE型、EI型、EC型和罐型等多种结构,可以根据不同的应用场合选择合适的铁芯。下面以U型和EE型磁芯为例进行分析,其它形状的磁芯也可以得到相同的结论。图3为U型磁芯不同绕组位置的示意图。图3(a)中绕组缠在松耦合变压器磁芯底部,这是一种传统的绕法;在图3(b)中,绕组是缠在了松耦合变压器磁芯的端部,这样原副边绕组的距离拉近,这是一种新型的缠绕方法[4]。
图4所示为U型磁芯变压器相同气隙不同绕组方式时的磁场分布和磁力线走向。图4(a)是4 mm气隙时中心绕组的情况;图4(b)是4 mm气隙下端置绕组的情况;图4(c)是8mm气隙下中心绕组时的情况;图4(d)是8mm气隙下端置绕组的情况下ANSYS磁场分布仿真。对比这四幅图我们可以清楚地看到相同绕组下随着气隙的增大,匝链原副边绕组的磁通变少,漏磁变多,耦合系数也相应地降低。这与理论分析一致。
3.2 绕组位置对松耦合变压器参数的影响
磁性材料、磁芯形状、气隙大小相同的情况下绕组位置的不同也会影响松耦合变压器的耦合系数。图4(a)与(c)和(b)与(d)是相同磁芯型号,相同匝数,不同绕组布置的仿真结果。对比看出,相同气隙下,采用图3(a)绕组方式时变压器的漏磁较多,耦合系数将受影响有所减小,采用图3(b)的方式将绕组拆分成两半后放置在U型磁芯的芯柱端部时,变压器的漏磁变少,相对图3(a)绕组方式,耦合系数可以得到提高。可知在图3(b)的绕组缠绕方式中,原、副边绕组的线圈接触比较紧密,更多的磁力线可以在原、副边绕组之间垂直地通过,漏磁较少,有利于提高耦合系数。
E型磁芯两种不同绕组方式具有和U型磁芯相同的结论。这里不再给出仿真图。
4 绕组位置对耦合系数影响的测试
图5是改变绕组位置前后,两种松耦合变压器耦合系数的测试结果。磁芯型号同为E55,原边15匝,副边20匝。可见,通过改变绕组布置,松耦合变压器的耦合系数可以得到显著提高,从而为变换器传输功率能力的提高创造了条件。另外,漏感在一定程度上得到了降低,将使变换器对环境的电磁干扰也相应地有所降低。
虽然两种结构的变压器唯一不同的是绕组位置,然而,由图5实验数据可以看出随着气隙的增大,耦合系数都逐渐减少,但是端置绕组变压器的耦合系数要明显高于中心绕组变压器的耦合系数。尤其是在气隙较大的时候,端置绕组变压器的优势更加明显。
5 高耦合系数变压器绕组和磁结构
前面的研究表明:当原、副边绕组中心位置距离较近时,相同气隙下耦合系数较大。磁芯面积较大时漏磁较少。基于这样的认识,本文从改进松耦合变压器的磁芯形状以及绕制方法两方面入手,提出了一种采用平面磁芯和平面绕组的松耦合变压器。磁芯及绕组缠绕方式如图6所示。因为目前没有成品磁芯可用,磁芯采用超扁E型代替,绕组做成平面式放置在图中所示最大的矩形面上。这样做既可以实现两绕组中心位置具有最近的距离又使磁芯有效面积得以增加,并且由于绕组外围也存在形成的磁路,所以可以有效降低磁阻,有利于原、副绕组的匝链。
图7为气隙0.8cm时磁场分布的ANSYS仿真。由于磁芯的巧妙利用,使得原、副边绕组接触得比较紧密并且由于横截面积变大,磁力线可以在原、副边绕组之间垂直地通过,从而原、副边匝链的磁力线增多,而漏磁较少。
6 新磁结构松耦合变压器测试
图8是本文所提出的新型平面磁路结构结合端置绕组方式的松耦合变压器耦合系数测试结果。与图5对比,新型松耦合变压器有效地提高了耦合系数,对提高功率传输能力十分有利。
7 应用效果的实验对比
图9为采用前述E55磁芯,原边15匝,副边20匝的端置绕组松耦合变压器在气隙分别为2mm,4 mm,8 mm时,原边串联补偿,副边未补偿时效率实验数据对比,谐振频率为35k Hz,由图可以看出随着气隙的增大变压器的效率降低了,这是由于气隙变大导致松耦合变压器的耦合系数下降;工作频率在谐振频率附近传输效率明显增加,偏离谐振频率时传输效率逐渐减小。
图10为变换器输入电压和负载相同,气隙4 mm,采用不同绕组位置的变压器和改进的变压器的效率随工作频率变化的曲线图。谐振频率为35k Hz。由图可以看出工作频率接近谐振频率时效率最高;改进绕组的变压器,由于绕组位置的调整从而使其耦合系数得到提高,使改进的变压器效率要大于传统绕组结构的变压器;测试表明由于耦合系数的提高,不但提高了变压器效率,效率曲线也变得更加平直。
8 结论
有限元ANSYS的磁力线分布和走向的研究表明,当原、副边绕组位置距离较近时,相同气隙大小下耦合系数较大。使用相同磁芯时,使绕组扁平尽量靠近气隙,可以有效提高松耦合变压器的耦合系数;采用平面磁芯和平面绕组,适当增加磁芯面积能够更有效地提高变压器的耦合系数。提出的新型磁绕组结构在气隙7mm时耦合系数0.56,远远大于普通的松耦合变压器。样机测试结果表明新型磁绕组结构变压器效率要大于其它两种绕组方式。如果采用特殊设计的专用磁芯和绕组结构,有望进一步提高松耦合变压器的耦合系数。
摘要：松耦合变压器作为非接触供电系统的关键部分之一,由于磁路中有较大距离的空气磁路,变压器漏感较大,耦合系数不高,因此严重影响了能量传输功率和效率。文中针对影响变压器耦合系数的因素,利用有限元软件ANSYS分别对U、E型两种形状磁芯的磁场分布随气隙大小和绕组位置进行有限元仿真研究,由磁力线的分布和走向可以看出这两个量对耦合系数的影响。进而提出一种可以提高耦合系数的改进磁结构的松耦合变压器,实验验证了理论分析。
关键词：松耦合变压器,非接触供电,ANSYS
参考文献
[1]J T Boys,Hu A P,Covic G A.Critical Q analysis of acurrent-fed resonant converter for ICPT applications[J].Electronics Letters,2000,36(17):1440-1442.
[2]Jin Kang-Hwan,Kim Ji-Min,Kim Soo-Hong.Design andanalysis of a rectangular type core for a contactless powertransmission system[J].Trans.of the Korean Institute ofElectrical Engineers,2008,(27):52-57.
[3]武瑛,严陆光,徐善纲(Wu Ying,Yan Luguang,XuShangang).新型无接触电能传输系统的性能分析(Power transmission performance analysis of new non-con-tact system)[J].电工电能新技术(Adv.Tech.ofElec.Eng.&Energy),2003,22(4):10-13.
[4]韩腾,卓放,王兆安(Han Teng,Zhuo Fang,WangZhao’an).可分离变压器实现的非接触电能传输系统研究(Contactless power transfer system using isolationtransformer)[J].电力电子技术(Power Electronics),2004,38(5):28-30.
感应非接触电能传输 篇6
非接触电能传输技术 (CPT) 是一种借助于空间软介质 (如磁场、电场、激光、微波等) 实现将电能由源极 (电源端) 传递至用电设备 (受电端) 的一种电能全新供给方式, 是电工技术领域一个研究和开发热点。它改变了只能“依靠导电体 (电线) 直接传输电能”的传统供电模式 (接触式电能传输模式) , 该技术有效克服了传统接触式电能传输和接入模式所存在的灵活性差、不美观、接触火花等问题, 是电能传输和电源接入方式的一种革命性的进步。该技术的发明和推广应用, 一方面解决了电能的远距离无线输电问题, 另一方面, 解决用电设备以非接触方式的电源接入问题, 真正实现“电能的无线传输”。
非接触电能传输 (CPT) 系统采用电磁感应耦合方式实现电能的非接触传输, 克服了传统的导体接触传输方式带来的一系列缺点与不足。对该系统的研究必将导致大量新的研究领域的出现和产生新的经济增长点, 带动相关技术的发展。
早在公元1889年, 著名物理学家特斯拉便开始展开对于远距离无线传输电能的研究, 他在当时就预言:“几十年后, 人类将彻底解决无线输电问题”。该技术可广泛应用于城市电气化交通 (轻轨电车、电动车) 、厂矿吊装和运输设备、自主移动机器人、人体内置电机构等领域实现便捷、可持续化供电, 具有非常广泛的市场前景。
该项技术真正实用化开发起源于上世纪90年代中期, 目前, 已经在部分小功率领域得到较好的发展, 作为大容量应用开发还处在初步探索阶段, 尚有大量的关键技术亟待解决。特别是随着电动车的发展, 该项技术是解决电动车便捷充电和持续实时供电的很好解决方案。由此, 引起国际上的高度重视, 新西兰、德国、日本、美国等国家正积极进行该技术的实用化开发。
重庆大学自动化学院孙跃教授带领的非接触电能传输技术研发课题组自2001年便开始了对国内外“CPT技术”相关基础理论与实用技术的密切跟踪和研究, 并与国际上在该领域研发工作处于领先水平的新西兰奥克兰大学波依斯 (Boys) 教授为首的课题组有着广泛的学术交流与科技合作, 是国内最早最系统从事该技术研究与开发的团队。经过多年研究他们已基本形成具有自身特色的理论技术体系, 并具备开发功率达10 kW等级的非接触电能传输装置。先后在《IEEE Transactions on Power Electronics》、《中国电机工程学报》、《自动化学报》以及《电工技术学报》等国内外重要刊物上发表高水平论文35篇, 申请并获得授权发明专利10项。该技术目前在国内还处于推广应用的起步阶段。
感应非接触电能传输 篇7
由于非接触式电能传输属于松散耦合，电能传输效率较低。一般采用高频逆变电路，通过提高频率来提高传输效率。在高频逆变电路中，许多控制芯片价格昂贵，使用复杂。SG3525是美国硅通用半导体公司推出的一款用于驱动n沟道功率MOSFET的控制芯片[4]，可通过调节相应参数设置频率，并可调整死区时间。而且，芯片具有软启动端和关闭端，可实现过流保护功能。其外围电路简单，每片不足1元，被广泛应用于开关电源，在非接触式电能传输方面，应用较少。文中以SG3525为控制核心，设计了一种具有过流保护功能的非接触式小功率电能传输系统。
1 系统拓扑及工作原理
非接触式电能传输系统主要由能量发射和能量接收两部分组成，系统拓扑如图1所示。能量发射部分包括整流滤波、控制电路、逆变电路、原边补偿和原边绕组，将电能转化为磁能;能量接收部分包括副边绕组、副边补偿和调节电路，将磁能转化为电能。非接触电能传输的工作原理是:工频交流电经降压，全桥整流电路，滤波电路变为可供使用的直流电，通过高频逆变电路产生高频交变电流，完成了从低频交流电到高频交流电的转换，产生的高频交流电供给原边线圈，从而在原边线圈产生变化的磁场，副边线圈通过感应耦合接收电能，经整流滤波等调节电路之后，即可向负载提供参数合适的直流电。
2 系统主要组成部分设计
由于工频电频率较低，使得非接触电能传输的效率受到限制。逆变电路可以产生高频交变电流，因而成为系统的重要组成部分。控制电路用以控制逆变电路的频率，并通过接受检测电路的反馈信号，实现对系统的保护。
2.1 控制电路设计
控制电路用来产生高频PWM(Pulse Width Modulation)信号，以控制相应开关管的导通，从而实现DC-AC的转换。本设计以SG3525作为控制核心，SG3525是一款性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片[5]，简单可靠，输出驱动为推拉输出形式，增强了驱动能力;内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器，频率可调，并可限制最大占空比，外围电路设计如图2所示。
在1脚和9脚间通过连接电阻、电容，可构成PI调节器，补偿系统的幅频和相频响应特性。8脚外接电容C3，由内部50μA的恒流源进行充电，实现软启动功能。10脚接反馈信号，正常工作时为低电平。当输入为高电平时，8脚的外接电容开始放电，SG3525停止工作。当10脚恢复低电平时，8脚充电，芯片再次工作。
系统的输出频率与5脚外接电容C1,6脚外接电阻R3和死区电阻R4相关，调节其参数可产生100～400 kHz的矩形波。通过调节死区电阻R4，可调节死区时间。频率
设计选择R4=100Ω，C1=0.01μF,R3=2 kΩ，计算可得频率为58.8 kHz，在11和14脚输出互补的脉冲波形，如图3所示。
2.2 串联全桥谐振逆变电路设计
逆变电路采用全桥逆变电路，驱动电路采用两片IR2111。IR2111是功率MOSFET和IGBT专用栅极驱动集成芯片，外围电路简单，内置650 ns的死区时间，防止上下管直接导通。由SG3525的11脚和14脚输出的互补脉冲信号分别输入两片IR2111的信号输入端，如图4中A、B。每片IR2111可产生两路反相的脉冲信号，即可控制全桥逆变电路Q1、Q2、Q3、Q4的导通和关闭。
在全桥逆变电路中，由于频率较高，开关器件损耗较大。为降低开关损耗，需采用软开关技术，如图4中，通过L1和C12的谐振，对功率MOSFET的开关轨迹进行整形，以实现零电压或零电流关断，从而降低开关损耗。
2.3 过流保护电路设计
在全桥谐振逆变电路中，串接电流采样电阻，如图4中的R12。通过测量采样电阻上的电压，可实现对电路中电流的采样。将采集到的电压反馈到控制芯片SG3525，从而实现电路的过流保护，如图5所示。由于采的电压较小，因此需经运算放大器进行放大，放大后的电压与参考电压进行比较，比较结果输入到SG3525的10脚。经放大后的采样电压若小于参考电压，则输出低电平;若大于参考电压，则输出高电平，使SG3525关断，实现过流保护功能。
3 系统其他部分的设计
3.1 原副边电容补偿的分析
非接触电能传输系统中变压器原、副边相互分离，耦合系数较小，变压器的耦合方式属于松散耦合[6]。在这种情况下，变压器的传输效率较低，为提高变压器的功率传输能力，尽量减少系统消耗的无功功率，一般采用补偿容抗来平衡电路中的感抗。电容补偿有串联补偿和并联补偿两种。由于补偿方式的不同，补偿效果也不尽相同。
由于变压器属于松散耦合，需采用耦合电感模型分析。以下以原、副边电容串联补偿为例进行分析，耦合电感模型如图6所示。
副边到原边的反射阻抗
将
代入式(1)得
副边为电容串联补偿时，阻抗为
代入式(3)，可得原边的反射阻抗为
当副边补偿电容时，容抗和感抗互消，理论上电能传输不受限制，输出功率最大。由式(5)可得，此时在原边的反射阻抗为为纯电阻。原边若要工作在谐振状态，只需
表1列出了在谐振频率下，副边采用电容串、并联补偿时在原边的反射阻抗。从表1可看出，副边在电容并联补偿时，在原边的反射阻抗非纯电阻，原边设计较复杂。因此本设计采用原、副边串联电容补偿方式。
3.2 松耦合变压器设计
(1)耦合器的选择。单纯的线圈，电感值较小，可通过将线圈绕制在铁芯材料上来提高电感值。耦合器的形状取决于铁芯结构的形状，常见的铁芯结构有U型，E型，RM型，EI型，它们的感应特性不尽相同。选择合适的磁芯结构和材料，可提高系统的传输效率。为减小磁芯损耗，应选择高磁导率、小矫顽力、高饱和磁感应强度的磁芯材料[7]。本设计选用常用的EE型铁氧体磁芯。
(2)线径的选择。线圈绕制在铁芯材料上，在通过高频交变电流时，会发生“集肤效应”，使高频交流电阻大于直流电阻，且交变频率越高，穿透深度越小。为保证高频电流完全穿透导线，导线的直径不应大于两倍的穿透深度。穿透深度铜导线的电导率γ=5.8×107s·m-1，磁导率μ=4π×10-7H·m-1，当开关频率为60 kHz时，带入公式可得Δ=0.27 mm，所以铜导线直径应<0.54 mm。
由于功率较小，导线的电流密度可取J=3×10-6A·m-2，电流有效值取I=1 A，则导线的截面积由此，可选取线径为0.5 mm的铜导线双股并绕。
4 系统实现及性能测试
设计以SG3525为控制核心，设计工作频率为58.8 kHz，实测频率为56.7 kHz，驱动芯片为IR2111，开关管选用IRF540n，磁芯为软磁铁氧体磁芯EE42，线圈选用线径为0.5 mm的铜导线双股并绕，原边绕制20圈，电感值为47.9μH，副边绕制21圈，电感值为50.8μH。
系统输入直流电压15 V，负载为100Ω电阻，原、副边间距为1 mm时，测得:副边电流0.15 A，原边电流0.19 A，经计算可得，功率传输效率为78.9%。当原、副边间距为3 mm时，功率传输效率为53.7%。随着距离的增加，功率传输效率将降低。当原、副边间距为7 mm时，功率传输效率较低，视为系统停止工作。
5 结束语
实验结果表明，设计的以SG3525为控制核心的小功率非接触式电能传输系统简单可靠，可实现电能的高效传输。若将接收到的电压经整流滤波和稳压管7805后，供给单节锂电池管理芯片TL4906，即可实现对单节锂电池的无线充电。
摘要：SG3525是一款单片集成PWM控制芯片。文中以SG3525为控制核心,运用高频逆变、软开关和电容补偿等技术,设计了一种具有过流保护功能的非接触式小功率电能传输系统样机。经实验表明,该系统原、副边距离为1 mm时,电能传输效率可达到78.9%,实现了能量的高效传输。
关键词：非接触,SG3525,电能传输
参考文献
[1]杨唐纯.无线感应充电模块的研制[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学,2009.
[2]毛赛君.非接触感应电能传输系统关键技术研究[D].南京:南京航空航天大学,2006.
[3]潘冬婷.无接触电能传输系统的设计与实现[D].大连:大连理工大学,2010.
[4]王晓锋,王京梅,孙俊,等.基于SG3525的开关电源设计[J].电子科技,2011,24(6):118-121.
[5]王松平,沈凤,时志苹,等.基于SG3525的全桥变换器控制驱动电路设计[J].电子设计工程,2011,19(24):174-176.
[6]马皓,孙轩.原副边串联补偿的电压型耦合电能传输系统设计[J].中国电机工程学报,2010,30(15):48-52.