S波段光纤放大器（精选6篇）
S波段光纤放大器 篇1
0 引 言
随着数字化时代的到来,数据通信量剧增,光纤通信的C和L波段将不能满足人们对通信带宽的需求。光纤具有丰富的带宽资源,S波段也处于硅基光纤的低损耗窗口(光纤损耗<0.25 dB/km)。因此,开发S波段的光纤有源器件是通信系统扩容的有效途径,已成为光通信器件的研究热点。目前有多种放大器已经能够对S波段的光信号进行放大,如掺铥光纤放大器、拉曼光纤放大器和掺铒光纤放大器(EDFA)等[1,2,3]。其中S波段掺铒光纤放大器(S-EDFA)备受人们关注,这是因为它可以充分利用已经实用化的C+L波段EDFA的研究方法和生产工艺,是实现S波段光纤放大器的一条捷径。本文回顾了S-EDFA近些年来的研究进展。
1 利用掺铒光纤实现S波段信号放大的关键问题
由铒离子的发射谱可知,铒离子在1 530 nm处的发射截面是S波段发射截面的4~6倍。利用标准的掺铒光纤(EDF),若一个放大器在S波段要实现30 dB的增益,那么在1 530 nm处就会有120~180 dB的增益,所以标准EDF的增益区位于C和L波段。因此如何将增益区移至S波段就成了S-EDFA的关键问题。根据EDF结构的不同,我们把S波段EDFA分为基于标准EDF的EDFA和基于W型EDF的EDFA。
2 基于标准EDF的S-EDFA的研究进展
2.1 多级单程结构
考虑到EDF发射谱的特性,2001年,E. Ishikawa等人采用5级单程结构的EDFA首次实现了S波段光信号的放大 [3]。实验采用双向泵浦结构,泵浦光的波长为980 nm,总泵浦功率为480 mW,每一级的EDF长度为4.5 m。相邻两级间利用带通滤波器对C波段的自发放大发射(ASE)进行有效抑制。这样,1 489~1 519 nm波长范围内的信号光经过多级放大后最大增益达到21 dB,噪声系数为7 dB。2002年,H. Ono等人提出了9级放大,8个ASE抑制滤波器和两个增益平坦滤波器结构的放大器。该放大器的增益在1 491~1 518 nm范围内超过21 dB,增益的波动<1.9 dB,噪声系数<6.7 dB。
2.2 单级双程结构
多级单程结构放大器纵然具有很好的性能,但是结构的复杂性和所用光学器件之多必然会使其在实用化方面存在困难。2007年,J. B. Rosolem等人提出了单级双程结构[4]。该放大器采用前向或后向泵浦结构,泵浦光波长为980或1 450 nm,EDF的长度为11.5 m,装置中的滤波元件采用的是1 450 nm/1 510 nm的粗波分复用器(CWDM),其复用带宽为16 nm,对1 530 nm波段的ASE的抑制超过40 dB。滤波器后面是一个法拉第旋转镜,对信号光的反射率大约为80%。实验表明:分别用980和1 450 nm泵浦时,放大器在1 502~1 518 nm范围内小信号增益分别为15~38 dB和5~6.5 dB,噪声系数分别为12~33 dB和5.5~7 dB。
基于标准EDF的S波段放大器在增益介质的选取上完全利用现有材料,可以大大节约成本。但是放大器的工作波段内增益很不平滑,另外,这种利用滤波器来抑制C+L波段ASE的放大器的工作带宽是比较窄的,只能部分覆盖S波段。因此,最理想的解决办法是将EDF的增益区彻底移至S波段。
3 基于W型EDF的S-EDFA的研究进展
3.1 W型EDF
为了将EDF增益区移至S波段,需要改变EDF的折射率分布。2002年美国Lightwave Electronics公司的研究者首次报道了他们研制的新型W型EDF,揭开了用W型EDF研制S波段有源器件的序幕。“W”是指光纤的折射率分布呈W形状,图1是W型EDF的折射率分布图。从图中可以看出W型EDF由3层结构构成:纤芯、凹陷内包层和硅基外包层。W型EDF对波长>1 530 nm的光具有基模截止特性,即波长>1 530 nm的光无法在纤芯中传输,从而大大抑制了C+L波段的增益,使EDF的增益区移向S波段。W型EDF的制造可以运用标准的化学气相沉积(MCVD)技术来实现,但是W型EDF的截止波长对纤芯折射率、纤芯半径和内包层折射率的工艺误差以及光纤的弯曲损耗非常敏感。理论研究表明[5],若纤芯折射率改变±0.000 5,则基模截止波长向长波或短波方向移动约100 nm。若纤芯半径改变±0.1 μm,基模截止波长改变约±45 nm,内包层折射率改变±0.000 5,则基模截止波长向长波或短波方向移动约17~15 nm。因此,在生产制造过程中必须对这3个参数进行精密控制。另外,W型EDF的弯曲损耗对光纤圈的尺寸和形状非常敏感。实验研究表明[6],可以通过挤压光纤圈来改变W型EDF的截止波长,从而抑制C波段增益,实现S波段最佳的增益分布。
3.2 单级单程结构
2005年,F. Poli等人对单级放大器进行了研究。他们用波长为980 nm的半导体激光器进行前向泵浦,泵浦功率为120 mW,所用W型EDF的长度为15 m,研究了不同入射信号功率对放大器增益的影响。实验结果表明,随着信号功率的增加,增益和增益带宽会减小,并且最大增益会向短波长方向移动。当入射信号功率为-25 dBm时,该放大器在波长为1 504 nm处有最大增益25.3 dB,3 dB带宽大约为30 nm。值得一提的是,在1 501~1 515 nm范围内增益波动<1 dB。
3.3 两级单程结构
为了能够得到更好的增益,很多人对两级结构进行了研究,并取得了很好的结果。2003年,M. Arbore等人首先采用这种结构对放大器的性能进行研究[7]。为了得到较好的噪声系数和饱和输出功率,这种结构在一级和二级分别采用前向泵浦和后向泵浦方式,泵浦功率分别为85和175 mW。一级和二级的W型EDF长度分别为15和12 m。隔离器在一、二级中间,防止二级的EDF后向ASE消耗一级反转粒子进而降低增益。当信号功率为-25 dBm时,放大器在波长为1 500 nm处得到最大增益为32 dB,在20 dB以上的带宽有26 nm(1 485~1 511 nm),在1 488~1 508 nm范围内的噪声系数为7~10 dB。
3.4 单级双程结构
与单程结构相比,双程结构能够使放大器充分利用有源光纤粒子数反转,大大提高放大器的增益。J. B. Rosolem等人采用图2所示的装置对双程结构进行了研究[8]。实验采用前向泵浦结构,泵浦功率为180 mW,W型EDF的长度为14 m。法拉第旋转镜对信号光的反射达到95%。图3表示了信号功率为-20 dBm时,测得的双程和单程的增益和噪声系数随着泵浦功率的变化曲线。当泵浦功率>60 mW时,双程结构的增益比单程结构提高了大约9 dB,但是噪声系数却增大了2 dB。这是因为与单程结构相比,双程结构对反转粒子数具有更高的利用率,使反转粒子更有效地转化为放大器的增益,从而提高了双程结构的性能,但同时,反向的ASE功率也得到了增强,噪声系数也变大了。另外,研究者又将双程结构与两级单程结构进行了对比。两级单程结构所用W型EDF长度为28 m,泵浦功率还是180 mW,测得的结果如图3中的小图所示。可以看出,两级单程的增益要比双程结构的低很多。这是因为在28 m长的W型EDF的输出端泵浦光已经很弱了,而对于双程结构在放大器的输出端泵浦光还很强,因此有比较高的增益。
3.5 部分双程结构
单级双程结构放大器能够得到较大的增益,但是同时也增大了噪声系数。为了改善双程结构的噪声系数,S. W. Harun等人提出了一种部分双程结构的放大器[9]。一级采用前向泵浦、短W型EDF以获得低噪声特性。二级采用双程结构以获得高的增益特性。图4显示了传统双程、两级单程、部分双程结构的增益和噪声系数随着泵浦功率的变化曲线。从图中可以看到,传统双程结构获得了最大的增益,但是,噪声系数比两级单程和部分双程结构大了2 dB。两级单程结构获得的增益最低,但噪声系数却比双程结构的要好。相比之下,部分双程结构既能得到比较大的增益,又能得到比较小的噪声系数,其噪声系数与两级单程结构相当。
我们也对S-EDFA进行了初步研究,实验装置如图5所示。这是一种部分双程结构。EDF1和EDF2是我们自己设计
研制的W型EDF,其长度分别为5和8 m。光环行器在一级和二级之间,不仅能够导出放大的信号,而且能够阻止EDF2的后向ASE消耗EDF1的粒子数反转。一个光纤环镜(FLM)放在EDF2的末端,能够保证90%的信号光反射回光路。一个自行研制的可调谐的S波段EDF激光器作为信号源。实验结果如图6所示,该放大器在1 496~1 513 nm波长范围内增益系数>30 dB,噪声系数为5.9~8 dB。在1 487~
1 520 nm波长范围内增益>20 dB,并且在1 501 nm处获得最大增益32.8 dB,噪声系数为5.9 dB。
4 结束语
本文主要介绍了基于标准EDF和基于W型EDF的S-EDFA的实现方法和各种实验结构。基于标准EDF的S-EDFA,结构比较复杂,采用的元件比较多,在实际应用中会存在很多困难。相比之下,基于W型EDF的S-EDFA结构简单,而且可以利用现有的C波段EDF及放大器的生产工艺,有利于降低开发和生产成本,对开发S波段光纤器件和通信扩容具有重要意义。
参考文献
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S波段光纤放大器 篇2
固态放大器因其高可靠的特点受到广大设计师和用户的喜爱。本文中的S波段600W固态功率脉冲放大器是为推动大功率速调管而设计的。按客户要求, 本固态功率放大器要求输出功率大于600W, 输出波形1~6us连续可调, 输出功率连续可调, 波形上下升时间<150nS, 工作占空比3‰, 面板有功率显示功能。
1 实施方案
对于给定的输出功率, 固态功放通常有两种实现方法, 一种是采用多个百瓦级的功率管合成, 另外一种是采用较少的高功率管合成。一般来说前者较容易实现, 后者较难, 在频率较高的S波段更是如此, 因此我们选用前一种方案。
本放大器采用某厂家的65W功率管作为驱动级, 末级功率管选用129W功率管。两种功率管的主要技术指标如表1所示:
具体为一只65W功率管作为驱动级驱动两只129W功率管, 两只129W功率管合成输出220W功率后驱动8只129W功率管, 最后合成输出所需的功率。而65W功率管采用一只13W放大器进行驱动。从体积大小和结构设计考虑, 65W功率管和两只129W功率管制成一个220W功放, 每8只129W功率制成两个400W功放。
综上, 600W功放由电源, 保护电路, 13W功放, 220W功放, 分配/合成器和两个400W功放组成。以上部件放置在一个19英寸机箱内, 部件独立成模块, 输入输出端采用带金属屏蔽层的射频同轴电缆连接。末级功放输出端接耦合器 (耦合器上接检波器, 检波输出电平送给监控电路判断过宽/过比) , 再接可调衰减器 (通过可调衰减器调节旋钮, 对输出功率进行可控, 最后连接安装在功放面板的射频连接器。
1.1 部件的研制
整个放大器内部安装件以模块的形式出现, 每种模块都有自己确定的参数指标, 以便在调试过程中能准确到控制其技术状态, 从而稳定系统的工作状态。各个模块的主要技术指标和信号原理框图如下:
1) 13W功放
主要技术指标:
输入功率:Pin=10mW (连续波)
输出功率:Pout=13W (脉冲信号)
上升沿:rt<100ns;
下降沿:ft<100ns;
2) 220W功放
主要技术指标:
输入功率:Pin=13W
输出功率:Pout>220W
上升沿:rt<120ns;
下降沿:ft<120ns;
220W功率放我们采用一只65W功率管驱动两个129W功率管来实现, 内部功率分配合成网络采用微带型的Wilkinson合成/分配器来实现, 具体原理框图和内部实物图分别见图2和图3:
3) 400W功放
主要技术指标:
输入功率:Pin=100W
输出功率:Pout>220W
上升沿:rt<150ns;
下降沿:ft<150ns;
该功放我们通过合成4只129W功率管来达到输出功率400W, 分配合成网络采用微带型的Wilkinson合成/分配器来实现。具体原理框图见图4:
以上几种功放采用模块化设计, 可根据用户需求设计出不同输出功率量级的功放.例如需要设计输出功率300W的放大器, 可采用一级65W功率管驱动一个129W功率管, 再驱动一级400W功放来实现, 电路可直接借用, 真正实现模块化设计。
2 关键技术
2.1 快速脉冲上升沿的实现。
在窄脉宽情况下获得快速上升时间是本功放的难点。微波功率晶体管本身的上升时间一般在10ns以内, 放大器的上升时间取决直流偏置的性能, 特别是发射极的直流馈电电路;另外由于功率放大器工作在C类状态下, 只有输入了足够的激励功率, 器件才能正常工作。本功放对脉冲上升沿有严格的要求, 为此主要的放大器均工作在深饱和状态, 以保证有足够的激励功率来迅速启动器件。除此之外, 由于放大器工作的瞬态, 放大器的工作电流由储能电容提供, 此电流一般较大, 尤其是末级。因此储能电容的冲放电能力对脉冲上升沿有很大影响, 在实际设计和调试中, 我们采用并联两个或三个电容的方式来提高脉冲上升沿。针对以上影响上升沿的因素, 我们通过选取高性能器件和精心调试等措施使上升时间满足指标要求。
2.2 电磁兼容设计
功放内部有低频、高频电路, 有模拟、数字电路, 有高功率、低功率单元等复杂的电磁环境, 所以其内部的电磁环境非常复杂。且功放离大功率速调管较近, 要求有良好的抗干扰能力。功放的电磁兼容设计的好坏是关系到组件能否长期稳定和可靠的保障, 为此我们设计时采取如下措施:
1) 功放的输入端到驱动功放的输入端采用带金属屏蔽层的射频同轴电缆连接, 以防止外界的电磁干扰。
2) 功率放大链路的各级之间都有隔离器, 保证了功率放大链路级间的隔离。
3) 功率显示电路与射频电路互为独立单元, 射频检波和比较放大电路等与高功率场相隔离, 从而使功率检测电路稳定可靠。
2.3 功率显示电路设计
定向耦合器及发射功率检波输出, 送入保护电路内的运放放大至适当值, 作为A/D转换器的模拟输入。电压基准给A/D转换器提供精确的外部电压电压基准。经过峰值采用, 保持, 放大后送出发射功率值的数字量显示到前面板。将检波电平放大 (根据所选的A/D转换器的电压基准而定) , 根据显示精度选择合适的A/D转换器, 经过采样, 保持, 数据锁存, 数据读取, 驱动, 实现显示功能。实际测试中验证, 该功率显示电路的显示精度可达到±2.5W, 精度较高, 满足可户的使用要求。
3 结束语
129W功率管的技术指标在给定频率输出功率为129W。在我们的工作条件下, 实际输出功率可达140W, 从而整机输出功率比设计指标稍高, 能更好的满足客户要求。
放大器采用先四路功率合成, 再两路功率合成的方式, 每个单管放大器的输出功率为129W, 其电器性能一致性较好, 由于工作频带窄, 合成效率较好, 达到了令人满意的输出功率。同时将四路合成的400W功率放大器作为一个基本的功率模块进行多级功率合成能够得到更大的输出功率, 为后续更大功率放大器的设计打下基础。
放大器所有部件均安装在一个威图19英寸机箱内, 结构紧凑, 体积较小, 使用方便, 实际测试指标完全满足要求, 为后续更功率的功放研制, 特别是800W功放的研制奠定了基础。目前该功放已作为大功率速调管推动级应用于某国家重点实验室, 一直工作良好。
参考文献
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[2]马守全.微波技术基础[M].北京:中国广播电视出版社, 1994.
[3]胡见堂.固态高频电路[M].北京:国防工业出版社, 1999.
[4]刘永, 张福海.晶体管原理[M].北京:国防工业出版社, 2002.
S波段光纤放大器 篇3
新一代半导体功率器件主要有SiC场效应晶体管和GaN高电子迁移率晶体管。有别于第一代的Si 双极型功率晶体管和第二代GaAs场效晶体管,新一代SiC和GaN半导体材料具有宽禁带、高击穿场强、高功率密度以及抗辐射能力强等优点,理论上特别适合应用于高频、高功率、抗辐射的功率器件的场合。由于具备这些优点,宽禁带半导体功率器件可以明显提高电子信息系统的性能,广泛应用于雷达、通信、战斗机、海洋勘探等重要领域。本文使用Agilent ADS 仿真软件设计实现一款GaN 宽带功率放大器,并对放大器进行了详细测试,验证了放大器在S波段2 GHz带宽内的宽带性能。
1 设计目标
设计一款S波段宽带放大器,满足如下指标:
工作频率:S波段;
工作带宽:±1 000 MHz;
输出功率:≥44 dBm;
效率:≥30%。
2 宽带放大器设计
2.1 功率器材的选择
为了在S波段2 GHz带宽内输出25 W的功率,对射频功率管有一定的要求:例如低的输出寄生电容、导通电阻等。常用的硅双极管由于单管胞输出功率有限,在高输出功率下,多管胞合成后的特性不能满足宽带设计要求。因此,具有较高功率密度、低导通电阻、低寄生电容、高输出阻抗的宽禁带器件是实现该设计的首选。
基于GaN器件的宽带功率放大器,国外公开的报道已经完成了三代基于管芯的宽带功放研制。第一代功率放大器采用改进的行波放大器结构,带宽为1~8 GHz,小信号增益为7 dB,Vds=18 V时输出功率3.6 W;第二代功率放大器采用LCR匹配,并使用2个Wilkinson合成器实现4路合成,带宽3~10 GHz,小信号增益是7 dB,在8 GHz处最高输出功率可达8.5 W,功率附加效率达到20%;第三代功率放大器采用改进的2×2矩阵行波功率放大器结构,带宽1~6 GHz,输出功率7.5 W,功率附加效率达到25%。
然而由于宽禁带固态器件目前还处于迅速发展阶段,且在军事及航空航天领域的应用潜力,导致高频、大功率、管芯等器件还处于禁运状态,因此该设计使用的宽禁带功率管为允许对国内销售的货架产品。经综合比较,选定的器件指标如表1所示。
2.2 ADS射频仿真
经典的宽带匹配理论由H·W·Bode发表于1945年,他应用环路积分的方法对RC并联负载计算了匹配网络的增益带宽积,证明其小于等于一个常数。其后R·M·Fano,D·C·Youla等人进一步发展了宽带匹配理论。然而,在工程应用设计中,设计一个宽带功率放大器,需要在宽带匹配理论的基础上,兼顾其拓扑结构、宽带匹配网络和宽带偏置网络等;因此,该设计将基于功率匹配的概念,利用大信号下的输入/输出阻抗、精确的非线性模型、谐波平衡仿真、负载牵引仿真设计等,实现目标频段的射频性能。
在仿真设计过程中,单节拓扑结构电路因其本身Q值较高,匹配的频率范围窄,只有在窄频范围内匹配较好,不能用于宽带匹配。因此,只能利用结构复杂的多节拓扑结构电路进行匹配,并利用负反馈技术提高稳定性和拓展带宽。多节匹配电路的特点相对于单节电路结构复杂,占用几何空间大,可控变量多,仿真分析需要更多时间,但其优点是能够在更宽的带宽中寻求更好的匹配设计。
在多支节匹配网络中,输入端各有多段微带线,每个微带线有长度和宽度两个变量,这样在输入端和输出端都有多个可控变量,进行ADS优化仿真设计。在阻抗匹配电路的设计时,实际上是通过共轭匹配将要匹配的器件的端口逐渐匹配到50 Ω的特性阻抗上。又因为一般器件的输入/输出阻抗在射频频段内是随着频率的变化而变化的,所以在用分布参数进行电路匹配时,不可能在所要求的频段内达到完全的匹配,在宽带要求的情况下,更加难以实现。
因此,只能采用一些拓扑结构形式,设计出符合指标的匹配电路,才可以将输入/输出阻抗匹配到50 Ω的特性阻抗上。
构建的匹配电路仿真模型如图1所示。
在电路的仿真设计中,对功率管进行静态工作点设置、稳定性分析后,利用负载牵引仿真,确定输出阻抗,再利用原牵引仿真确定输入阻抗。在兼顾功率及效率的情况下,考虑实际馈电电路的影响后,对设计好的宽带匹配电路进行大信号S参数、谐波平衡等仿真优化。通过仿真优化,在S波段2 GHz带宽频带范围内(f1~f9),仿真结果如图2所示。
功率管的最高频率点F9附近容性特征比较明显,从仿真图也可以看出,在高频率点F9附近的增益较小。在增加带宽的情况下,损失了一部分的增益和效率。
2.3 制作匹配微带版图
根据仿真结果,该放大器的匹配电路版图,如图3所示。
2.4 宽带放大器测试
设计的宽带放大器在S波段2 GHz带宽内的功率输出大于44 dBm,增益大于7.2 dB,带内增益起伏为1.4 dB,达到设计目标。测试结果如表2所示。
此宽带放大器在确保散热良好的情况下,具有连续波工作能力。脉宽300 μs占空比20%。宽带放大器实物图如图4所示,仪表测试如图5所示。
3 结 语
本文对宽带放大器进行了计算机模拟仿真,详述了电路仿真过程,并对设计的放大器电路进行测试。实验数据表明设计的放大器在S波段2 GHz带宽内可实现功率超过44 dBm的输出,验证了GaN 功率放大器的宽带特性。给出了可用于实际设计的方法,对宽带放大器设计实践工作具有一定的帮助。
参考文献
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S波段光纤放大器 篇4
作为射频接收机的第1级,低噪声放大器在提供一定的增益放大信号的同时,需要尽可能地避免引入噪声,还需要具有很好的线性度。现代无线接收机要求非常灵敏的电路,接收机的动态范围和灵敏度很大程度上都取决于低噪声放大器的噪声性能和线性度。例如,低噪声放大器噪声系数增大0.5 dB就可能对整个接收机的链路产生很大的影响。
在射频集成电路的设计中,CMOS工艺和SiGe BiCMOS工艺已经显示出极强的竞争力。相对于CMOS工艺来说,采用SiGe HBT(异质结晶体管)的SiGe BiCMOS工艺结合了CMOS工艺和双极性工艺的优点,具有更高的截止频率、更低的噪声和功耗,同时也能提供较高程度的集成度,SiGe BiCMOS工艺可以利用成熟的硅基工艺来提供低成本的器件,因此成为非常有前景的工艺。
本文采用AMS提供的0.35 μm SiGe BiCMOS工艺库,设计了用于雷达接收机的工作频率在3 GHz～3.5 GHz的低噪声放大器。根据仿真结果,该电路的功率增益可以达到34.5 dB,噪声系数是1.4 dB,输出1 dB功率压缩点达到了11 dBm。
1 低噪声放大器的电路理论
1.1 SiGe HBT的噪声模型分析
在HBT的二端口噪声模型中主要存在3个噪声源:晶体管的基区电阻引入的热噪声4kTrB;基极电流引入的散弹噪声2qIB;集电极电流引入的散弹噪声2qIC。SiGe HBT的噪声模型如图1(a)所示。
随着工艺的进步,基区电阻rB的阻值不断减小,相应的HBT模型中由基区电阻引入的热噪声也随着减小。在HBT中起主导作用的主要是由基极电流和集电极电流引入的散弹噪声。
如图1(b)所示,将SiGe HBT的噪声模型等效为在输入端包含一个噪声电流源和一个噪声电压源的无噪声二端口网络[1]。
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式中:y11为输入导纳;y21为传输导纳;h21=y21/y11为交流电流增益。
噪声参数NFmin和Rn可以表示为[2]:
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从式(4)可以看出,通过增加电流增益β和工艺
的截止频率fT,减小集电极电流IC和基极电阻rB,可以减小最小噪声系数。
1.2 低噪声放大器中对SiGe HBT的版图尺寸和偏置电路的优化
从式(4)和式(5)可以推出,存在一个最佳偏置电流使得HBT达到最好的噪声性能。但在选择HBT的偏置电流IC和发射极面积AE时,同时也要考虑其他指标如增益和线性度。HBT的增益几乎与IC成正比,而3阶交调点IIP3则在不同的IC和AE下可能有很大的变化。在以HBT为基础的电路设计中,首先要确定IC的一个小范围,以保证在这个范围内的电路可以达到较好的噪声性能,然后选择一个合适的IC和AE使得电路可以达到高增益或是很好的线性度[3]。
1.3 不同拓扑结构的放大器噪声性能分析
对不同拓扑结构的放大器(见图4)的噪声性能进行分析可见,采用共发射极电感负反馈的电路结构可以同时实现最优噪声匹配和输入阻抗匹配。
共基极结构见图2(a)。这种结构通过选择适当的偏置电流和晶体管几何尺寸,使输入阻抗等于50 Ω,就可以实现匹配,不需要任何外部元件,但噪声较大。当工作在高频时,这种结构的噪声可能已经无法忍受。并联电阻结构见图2(b),即将一个50 Ω的电阻直接并联在共发射极晶体管的基极输入端。显然,这种结构直接引入了一个与源电阻一样大的热噪声,并且使信号在到达晶体管之前就已经衰减一半。两种影响的综合使电路的噪声非常高。 并联反馈结构见图2(c),将电阻跨接在输出端与输入端之间。该反馈电阻不会对信号衰减,因此,噪声较并联电阻结构降低很多,但电阻同样会给电路引入热噪声。并且这种电阻实现的宽带匹配,会增加电路的功耗,不适用于功耗要求低的窄带无线系统。
这3种结构所以会产生较高的噪声,主要是在信号传输通道上出现了热噪声电阻。如果能够在信号的传输通道上避免这种热噪声电阻,就可以大大降低电路的噪声。
发射极电感负反馈结构如图2(d)所示,在晶体管的基极和发射极分别接电感,实现匹配,即
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选择适当的发射极电感,使输入阻抗的实部等于50 Ω,基极电感的作用是用来抵消信号通路中的电容,从而使输入阻抗在某一频率上呈现50 Ω的纯电阻。这种结构在信号的通道上避免了噪声电阻,大大降低了噪声系数。
2 低噪声放大器的设计
本文设计的用于雷达接收机的低噪声放大器在保证低的噪声系数的同时,还要提供高于30 dB的增益和不低于10 dBm的输出1 dB功率压缩点,整个低噪声放大器采用3级放大器级联的结构以满足增益大于30 dB的设计要求,为了优化噪声,每级放大器采用发射极电感负反馈结构。第1级主要对噪声进行优化,以满足噪声指标的要求;第2级提供一定的增益和线性度;第3级通过提高放大管的偏置电流和发射极与集电极间电压达到高的输出1 dB压缩点的设计要求。
在低噪声放大器的设计中最常使用的电路结构是单管共发射极结构和共发射极共基极结构。单管共发射极结构与共发射极共基极结构相比,功率增益要小,噪声系数略好,而共发射极共基极结构可能会存在潜在的不稳定。因此,在此次设计中选择的低噪声放大器电路结构是单管共发射极电感负反馈结构。
HBT的偏置电流IC和发射极面积AE是按照同时实现最优噪声匹配和共轭匹配的方法来确定的[4]。从式(4)中可以得出,最小噪声系数NFmin和最优噪声电流密度IC,opt实际上几乎与HBT的AE无关,所以通过调节HBT的AE,可使最优噪声阻抗Zopt等于输入源的阻抗Rs,从而同时实现最优噪声匹配和共轭匹配。如图3所示,由Q1,Q2,Q3,Rno1,Rb1和Rb2组成的电流镜为放大管Q1提供偏置,电阻Rno1的阻抗很大,以抑制偏置电路的噪声进入低噪声放大器的主信号路径。
从式(4)可以看出,当晶体管工作在较低的偏置电流时,NFmin是应该减小的,但是过小的偏置电流下,晶体管的fT也会随之减小,从而增大NFmin。所以对于低噪声放大器的设计来说,存在一个最优噪声电流IC,opt,可以用下式近似[2]:
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通过仔细地选择HBT的最优偏置电流IC和发射极面积AE,可以使得NFmin较小,同时HBT的最优噪声阻抗的实部Re(Zopt)接近信号源阻抗Rs(通常Rs=50 Ω),这样的优化可以使得最优噪声阻抗接近信号源的阻抗,实现最优噪声匹配和共轭匹配。第1级放大器HBT的最优偏置电流IC和发射极长度LE分别是5.7 mA和96 μm。图2所示的用于满足最优噪声匹配和共轭匹配的电感LE和LB是由键合线电感实现的[4],LE是用来产生第1级放大器输入阻抗Zin的实部,LB用以抵消输入阻抗Zin的虚部。根据仿真结果,第1级放大器的噪声系数为1.4 dB,功率增益为14.1 dB,输出1 dB功率压缩点3.2 dBm。
第2级放大器的电路结构与第1级相同,如图3所示。对于第2级放大器来说,不仅要有较低的噪声系数,还要具有更好的线性度和提供较高的增益,以满足整个低噪声放大器对线性度和增益的要求。因此,对于最优偏置电流IC和发射极面积AE选取必须要在噪声性能和线性度之间进行权衡[3]。因为第1级放大器的增益达到了14.1 dB,第2级放大器噪声系数略有增加对整个低噪声放大器的噪声系数的影响几乎可以忽略。第2级放大器的最优偏置电流IC和发射极长度LE分别为7.4 mA和96 μm,噪声系数为1.5 dB,功率增益为13 dB,输出1 dB功率压缩点为6 dBm。
第3级放大器的电路结构如图4所示,晶体管Q7实际上是由两个并联的发射极长度是96 μm的HBT组成,以满足通过较大集电极电流IC的要求。
通过增加晶体管的偏置电流IC 和偏置电压VCE 可以有效地提高放大器的线性度,但同时也会带来更多的功耗。增大发射极负反馈电感同样也可以改善线性度[5],代价就是降低功率增益和抬高了输入1 dB功率压缩点。过大的发射极负反馈电感会使功率增益急剧下降,同时,输入1 dB功率压缩点超过前级放大器的输出1 dB功率压缩点。通过适当选择发射极负反馈电感的大小,可以有效地提高放大器的线性度。第3级放大器的主要设计难点是在尽可能不提高功率的前提下,提高放大器的线性度,采用增大发射极负反馈电感的方法是以降低功率增益为代价的,所以前两级放大器必须提高足够的功率增益。因为第3级放大器的偏置电流超过了在片电感的直流电流限制,所以采用片外电感Lchoke和接地电容Cchoke与在片电感L3和在片电容C3共同组成了放大器的输出匹配网络。在晶体管Q7集电极和基极之间加入反馈电阻Rf和电容Cf以保证放大器的绝对稳定,同时,这个反馈支路也可以改善放大器的线性度。根据仿真结果,第3级放大器的噪声系数为1.5 dB,功率增益为6 dB,输出1 dB功率压缩点为11 dBm。
3 仿真结果
用ADS软件对3级放大器级联的电路结构的仿真结果如图5～图7所示。图5是噪声系数随频率变化的曲线,在3 GHz～3.5 GHz范围内,噪声系数为1.5 dB,低噪声放大器的S21参数如图6所示,工作频段内的功率增益可以达到34.5 dB。图7是低噪声放大器的输出1 dB功率压缩点。电路的供电电压为5 V,在整个频段内低噪声放大器都是绝对稳定的。
4 版图
本次设计采用AMS 0.35μm SiGe BiCMOS工艺,版图见图8,芯片面积为1.5 mm×1.3 mm。每一级放大器都有单独的焊盘连接电源,以避免级间反馈。
5 结束语
本文采用AMS 0.35 μm SiGe BiCMOS工艺设计用于雷达接收机的工作频段为3.0 GHz～3.5 GHz的低噪声放大器,供电电压5 V,采用3级放大器级联的结构以解决设计指标对噪声、增益和线性度的要求。第1级放大器主要是优化噪声,以尽可能减小整个放大器的噪声系数;第2级放大器除了优化噪声外,还需要提供足够的线性度和功率增益;第3级放大器主要是面向线性度优化,以实现大于10 dBm的输出1 dB功率压缩点。低噪声放大器的噪声系数为1.5 dB,功率增益为34.5 dB,输出1 dB功率压缩点为11 dBm。
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S波段光纤放大器 篇5
基于上述背景,利用最新的LDMOS器件,成功研制了应用于CDMA基站的高功率线性放大器,其具有增益高、输出功率平坦的特性,且具有较低的三阶交调失真。其高功率合成采用新颖的方式,为更高功率的合成提供了参考。
1电路原理
1. 1功率管的功率合成
选择合适的功率合成方式是高功率放大器的设计核心,最简单的传统两路等功率分配器［7］如图1所示, 两路功分器相位差为0°。
为保障端口匹配,微带线的阻抗Zc和长度l需要满足下列式( 1) 的条件
式( 1) 中,Z0为系统的特性阻抗; λg为工作频带的波长。这种功分器的主要优点是加工工艺简单、易于实现。当把其中一条支路延长 λg/2,两路的相位差为180°,功分器输出的两路之间构成“虚地”,便于调试。 这种平衡结构的功率合成方式也称为推挽式功率合成,在大功率合成中得到广泛应用。利用推挽电路两路之间的“虚地”,可减小功率合成和调试的尺寸。
1. 2宽边耦合线的理论分析
宽边耦合线［8］构成的耦合器具有高方向性,基本结构如图2所示。
图2中,W为微带线的宽度; S为耦合微带线之间的距离; P为耦合微带线的物理长度; B为介质导体厚度,基片和覆盖介质的介电常数均为 εr,上下基片厚度一致。这种结构中奇、偶模的相速Vpe均衡在千分之几以内,近似相等,能实现耦合器的高方向性。
2电路设计
2. 1单管放大器的设计
高功率放大器的单管电路原理图如图3所示。其输入、输出采用平衡结构的推挽功率分配器和合成器, 对单个功率晶体管内部集成的对管进行合成。
高功率晶体管为LDMOS对管器件,在S波段连续波线性输出功率达到180 W,其内部构造是一对完全相同的功率晶体管芯片封装在一个管壳内,因此对管具有良好的对称性,便于实现功率的合成。该器件的阻抗参数如表1所示。
为得到最大的输出功率,匹配电路和功率器件的匹配需要满足
由式( 2) 可看出,当匹配阻抗与被匹配阻抗成共轭关系时,放大器输出功率达到最大。通过计算机CAD可仿真出功率晶体管匹配电路并输出PCB版图［9］,由于LDMOS功率器件增益较高容易自激振荡, 在仿真优化时稳定系数K值要尽量高。最终的功率晶体管仿真匹配电路PCB版图如图4所示,其中WB1和WB4、WB3和WB2之间形成“虚地”。
2. 2功率合成器的设计
高功率合成有多种方式,90°正交耦合线是一种较好的方式,其截面形体为正方形,方便安装,其由一对导线组成,中心导体周围是一层连续介质绝缘体, 具有半钢性同轴电缆物理特性和精确TEM模式平行耦合线耦合器的电性能。这种电性能包括低VSWR、 低插入损耗、高方向性和对内部调制产物的高抑制性。应用时只要按公式截取相应长度的WIREPAC线直接应用即可。这种耦合器功率容量最大为500 W, 符合使用要求,但该方式的缺点是分配( 合成) 两端口的平衡性较差,且无法调节。而宽边耦合线具有体积小、功率容量大、损耗小、分配( 合成) 端口平衡性能优等特点,因此选用宽边耦合线作为最终的功率合成方式。
宽边耦合线合成器的设计主要分为功率容量和电性能两个方面。设计的功率合成器的功率容量要求为300 W,考虑到功率余量,按照500 W的功率容量来设计。在此种设计中,关键考虑馈线中间层耦合微带板的击穿电压,只要中间层耦合微带板能承受最大击穿电压Vmax,则功率容量P就能满足要求,其中R是微带的特性阻抗,为50 Ω。微带板的击穿电压按式( 3) ,可方便得求得
利用式( 4 ) 可求得Vmax= 158 V。 而选用的TFE( Teflon) 特氟龙材料制成的板材击穿电压为300 000 V / inch,换算成击穿电压为11 811 V / mm。 当选用0. 5 mm TFE时,击穿电压5 906 V,远大于所需,因此功率容量是合适的。利用微波辅助设计软件对宽边耦合线合成器进行了建模和仿真,得到的仿真结果如图5所示。
如图5所示,合成器仿真结果为: 差损≤0. 1 d B; 输入输出驻波VSWR ≤1. 07。实际结果为: 差损≤ 0. 2 d B; 反射驻波比≤1. 15 d B,完全满足使用要求。
2. 3功率放大器的结构设计
S波段300 W连续波功率放大器,由于其增益和功率均较高,末端的功率信号易耦合到输入端引起自激和干扰,因此设计时必须注意前后级之间的隔离,特采取以下措施: 射频链路和电源电路进行分腔设计以防止微波信号通过腔体效应耦合到前级从而引起自激; 馈电采用馈通滤波器和穿芯电容以防止微波信号通过电源线串扰; 射频放大链路适当位置放置隔离器以增加反向隔离,可有效地防止由于增益过高引起自激。
3测试结果与讨论
根据上述理论分析和电路仿真结果设计制作了测试电路,最终调试后的末级电路实物如图6所示,由于输出功率较大,腔体四周贴了吸收材料,电源线上套上了磁环, 这些措施有效屏蔽了电磁辐射,使放大器工作更稳定。
放大器最终测试结果如图7所示,f1为S波段内一频率点,放大器带宽90 MHz,图中曲线为放大器在线性输出功率P－ 1为300 W时的功率增益曲线; 由图中可看出,放大器在频带内增益波动≤ ± 0. 3 d B,达到了较好的平坦度; 由于放大器为CDMA应用,因此测试了三阶互调指标≤ -45 d Bc( 输入两间隔5 MHz,总功率在P－ 1回退7 d B时) ; 幅相变换≤3°/d B( 输出P－ 1时) 。
结果表明,具有“虚地”的推挽电路对对管功率合成具有较好的合成效果; 宽边耦合线合成器也能满足S波段高功率合成的应用,且易于结构排布; 但当输出功率较高时,末端功率容易通过宽边耦合线功率合成器的四周缝隙泄露到前级对整个放大器性能造成影响,这可通过对宽边耦合线功率合成器边缘包裹金属胶带接地、盒体分腔设计等措施来解决。
4结束语
本文介绍了一种S波段高功率线性CDMA应用放大器,其采用两只对管结构的LDMOS功率晶体管进行功率合成。单个对管结构的LDMOS晶体管功率合成采用了相差180°相位( 产生“虚地”) 的推挽电路,最后合成采用了宽边耦合线形式,大幅减小了高功率放大器的尺寸,简化了合成器的工艺安装,提高了生产效率。
摘要：利用推挽电路和宽边耦合线合成器设计了一种S波段300 W固态高线性功率放大器。推挽电路利于宽带功率匹配,宽边耦合线合成器提高了功率合成的功率容量,从而实现了高线性输出功率的平坦特征。该功率放大器在S波段90 MHz频率范围内实现了线性300 W的功率输出,带内增益65±0.5 d B,三阶互调≤-45 d Bc。
S波段光纤放大器 篇6
随着现代雷达技术的迅猛发展,对雷达性能的要求越来越高,低噪声放大器(LNA) 已被广泛应用于雷达系统中,成为了雷达接收系统中必不可少的重要电路。低噪声放大器位于雷达接收系统的前端,其主要功能是将来自天线的微弱信号进行小信号放大。因为LNA位于整个接收放大电路的最前端,所以它的噪声系数直接影响了整个雷达接收系统的噪声系数和灵敏度[1]。同时,LNA的输入/输出驻波比也影响着整个链路的性能。LNA 不仅仅被应用在雷达接收系统中,目前已被广泛应用于通信、电子对抗以及遥控遥测系统接收设备中。研制出性能优良的微波低噪声放大器对满足市场需求具有重要意义。
ADS(Advanced Design System)是Agilent公司推出的微波电路和通信系统仿真软件。其功能非常强大,仿真手段丰富多样,可实现包括时域和频域、数字与模拟、线性与非线性、噪声等多种仿真分析手段,并可对设计结果进行成品率分析与优化,从而大大提高了复杂电路的设计效率,是非常优秀的微波电路、系统信号链路的设计工具[2]。主要应用于:射频和微波电路的设计,通信系统的设计,DSP设计和向量仿真。本文着重介绍如何使用ADS 进行低噪声放大器的设计。
1 宽带及平衡式放大器的设计理论
宽带放大器的设计主要是解决补偿晶体管增益随频率增大而下降的问题。常用宽带放大器主要有以下几种:分布放大器、负反馈放大器、补偿匹配网络放大器和平衡式放大器。分布放大器使用器件过多,调试复杂,一般用于单片宽带放大MMIC;负反馈放大器能反馈有平坦的增益并降低输入/输出电压驻波比,但限制了最大功率增益并增加了噪声系数;补偿匹配网络放大器中的匹配网络还要为获得小的输入/输出驻波比和噪声等指标服务,设计相当困难,并且一般需要多级配合[3]。平衡放大器虽然电路面积和耗电比单路放大器增加了一倍,但有良好的输入/输出驻波比以及增大3 dB的功率容量。成为宽带放大器的一种重要形式[4,5]。平衡式放大器常采用的结构形式如图1所示。
进入输入耦合器端口1的功率在幅度上被分成两部分,它们到达端口2和端口3的时候有90°相位差,而端口4没有功率输出。输出耦合器通过引入90°的附加相移,使两个放大器的输出信号恢复同向,再把功率合成起来。这里将两个放大器分别标记为A,B,其S参数分别为SA11,SA12,SA21,SA22,SB11,SB12,SB21,SB22,则整个放大器的S参数为:
式中1/2为耦合器的3 dB衰减;由于3端口有90°的相移,负号表示信号两次经过3端口所产生的180°总相移。如果放大器的两个支路完全相同,则两路放大器的S参数完全相同,则|S11|=|S22|=0,也就是平衡式放大器有很好的输入/输出驻波比性能,同时平衡式放大器的正向、反向增益等于每个支路的相应增益。
对于LNA而言,由于耦合器的损耗,平衡式放大器的噪声系数有相应的增大。由公式:
可得,输入端耦合器的损耗将直接加在平衡式LNA的噪声系数上。与在LNA前加隔离器等同样改善驻波比的电路相同,这是必须要付出的一个代价。
2 LNA的指标和设计
2.1 LNA设计指标
LNA设计指标如表1所示。
2.2 微带线的设计
S波段的电路主要采用分布式参数进行设计。因为频率较高,所以微带线的性能对信号传输的影响很大。在该设计中,除了微带线采用50 Ω特征阻抗以外,对微带线的拐角用HFSS进行了专门的性能仿真和设计。仿真模型如图2所示。
经过仿真,确定微带线拐角的切角长度大致为50 Ω微带线宽度的20%时传输效果最好。
2.3 分支低噪声放大器仿真和版图设计
平衡式LNA的每一支路的LNA为相同性能的两个LNA。在该设计中重点关注它们的增益平坦度和噪声系数的指标,因为平衡式放大器输入/输出驻波比这一性能由耦合器来决定,所以设计分支放大器时,驻波比可以先不关注。
2.3.1 晶体管的选择和偏置电路的设计
晶体管选择AVAGO公司的EPHEMT(增强型假晶高电子迁移率晶体管)ATF-54143。AVAGO公司提供可以在ADS软件里进行仿真的ATF54143的Spice模型,所以可以直接在ADS里做放大器的直流、交流、S参数、谐波等各类仿真而不必受到在一定偏置条件下S参数的束缚。由ATF54143的芯片资料以及综合考虑噪声系数等因素,该设计确定ATF54143的偏置为Vds=3 V,Id=25 mA。经过仿真优化以及考虑到标称电阻值的问题,最后确定的偏置电路如图3所示。
2.3.2 源极反馈电路的设计
一般的放大器网络为共源极结构,栅极为输入端,漏极为输出端。放大器能正常工作的前提是电路是稳定的,即稳定因子K>1。改善放大器稳定性的途径有在栅极加串联电阻和增加反馈电路等。在栅极加串联电路虽然可以增加稳定性,但恶化了噪声系数,而源极负反馈因为不涉及电路的信号通路,所以对放大网络噪声的影响很小。通过给晶体管加入源极负反馈,可以改善晶体管的稳定状态。通常源极负反馈都是加入电感性元件。但是电感值通常太小,所以不用集总元件实现,而是使用终端短路微带线来实现[5]。该设计采用源极加终端短路微带线的方式,通过ADS仿真可以较为准确的评估晶体管的稳定性。
2.3.3 输入/输出匹配设计和仿真
在设计匹配网络的时候,选择合理的拓扑结构对于低噪声放大器的设计至关重要。本文采用的拓扑结构是并联导纳式结构,即利用串联微带传输线进行导纳变换,然后并联一个微带分支线,微带线的终端开路(或短路),用其输入导纳作为补偿电纳,以达到电路匹配。因为是最前端的低噪声放大器,所以输入端匹配电路按照最小噪声系数进行匹配,当ΓS=Γopt时,噪声系数最小,NF=NFmin。当ΓS≠Γopt时,
选取等噪声系数圆上的最佳噪声系数点的阻抗做输入端匹配。输入端匹配完成之后,输出端匹配按照最大增益进行匹配。 在ADS里可以进行原理图和版图仿真的调谐和优化。因为频带内增益平坦度也是一个重要指标,所以在设计的过程中增益平坦度和噪声系数之间需要做一个折中和妥协。分支LNA的版图如图4所示。
ADS中可以把layout中的无源电路和原理图中的元器件有机结合在一起进行联合仿真,既考虑到了版图的场的效应,又考虑到原理图中有源器件和集总元件的路的效应[6]。这样仿真结果和实测结果可以非常接近,大大缩短制版调试的周期。由仿真结果可以得出:分支LNA的增益达到了10.6 dB,频带内增益平坦度小于0.5 dB,噪声系数小于1.003 dB,稳定性系数K在1.02～1.06之间。放大器为无条件稳定。因为设计中使用的为ATF54143的Spice模型,因此在ADS中可以作谐波仿真。由仿真结果可得,分支LNA的输出P1 dB压缩点为17.7 dBm,此时输入功率为8.5 dBm。由ATF54143的芯片资料可得,该晶体管的输出1 dB压缩点约为20.4 dBm。因为电路采用晶体管源极负反馈以及宽带低噪声匹配牺牲了部分增益,所以电路的1 dB压缩点有约2 dB多的下降。
2.4 90°宽带功分器的仿真和版图设计
在S波段,通常的90°分支线耦合器和Wilkinson功分器要做到3～4 GHz的带宽和较好的性能需要采用两级或更多,尺寸会较大(3～4 GHz两级分支线耦合器在RO4003射频板上的尺寸达到了10 mm×20 mm)。而Wilkinson功分器要达到宽带性能也要牺牲尺寸,并且还需要解决一个宽带90°微带延长线的问题。而采用Mini-Circuits公司的QCS-442+ 90°宽带功分器,在电性能较好的同时可以有很小的尺寸,这给平衡式放大器的设计带来了新的思路。
为了验证QCS-442+ 90°功分器的性能,在ADS里用QCS-442+ 90°功分器的S参数模型进行原理图版图联合仿真,如图5所示。
2.5 平衡式放大器的版图设计和联合仿真
将90°宽带功分器和分支放大器的版图合在一起,进行原理图-版图的co-simulation,如图6所示。
仿真结果如图7～图10所示。由仿真结果可以得出,受益于90°宽带功分器的良好性能,该平衡式LNA的输入/输出驻波比在设计频带内很好。因为输入端90°宽带功分器的插入损耗,所以放大器增益减小,噪声系数增大,但也都在可接受的范围之内。用谐波平衡法仿真该平衡式放大器的P1 dB压缩点等性能。仿真结果如图10所示。
由图10可知,该LNA的输入1 dB压缩点为12 dBm,输出1 dB压缩点为20.5 dBm。正好比每个分支的LNA的P1 dB值大3 dB。
3 结 语
低噪声放大器设计主要考虑的指标是放大器噪声系数和增益,但是这通常会牺牲放大器输入驻波比的性能。并且低噪声放大器为晶体管小信号放大,动态范围较小,又在雷达接收通道的最前端,很容易因为外来的大信号而饱和。平衡式放大器能够在增加一定的噪声系数和损失一定的增益的条件下较好的改善输入/输出驻波比,同时平衡式低噪声放大器的功率容量比单路放大器大一倍,可以有效增大接收机的动态范围。高电子迁移率晶体管具有良好的噪声和增益特性,是设计低噪声放大器的较好选择。同时随着制造技术的提高,新型90°宽带功分器能够比通常的微带形式的耦合器有更小的体积,给相应频段的平衡式放大器带来了新的设计思路。Agilent的ADS是功能强大的射频微波仿真平台,可以提供丰富且精确的器件仿真模型,使得设计更加贴合实际的电路。在射频微波电路的设计中使用ADS 软件仿真可以在设计中预先对电路的性能进行较为精确的优化和评估,减小实际电路制造中的风险,缩短研发周期,节约研发成本。
本文给出了基于ATF54143 的S波段平衡式低噪声放大电路的设计、仿真分析。仿真结果表明,所设计的低噪声放大器在3～4 GHz,噪声系数大小于1.5 dB,增益为(9.6±0.3) dB,输入/输出驻波比不大于1.3,输出1 dB压缩点为20.5 dBm。
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