数字中频的应用前景

数字中频的应用前景（精选10篇）

数字中频的应用前景 篇1

0 引 言

雷达接收机是雷达系统的重要组成部分,他的主要功能是对雷达天线接收到的微弱信号进行放大、变频、滤波及数字化处理,同时抑制来自外部的干扰、杂波以及机内的噪声,使信号保持尽可能多的目标信息,用以进行进一步的信号处理和数据处理。

由于模拟信号在信号传输与变化时存在幅度与相位上的不一致性,以及会产生虚假响应、信号失真及噪声等问题,所以信号失真以及信号的信噪比的恶化是长期困扰模拟接收机的问题,而数字I/Q信号相较于模拟信号具有干扰抑制好、线性动态范围大、一致性好等优点,采用数字化能很好地解决上述问题。随着高速A/D与大规模可编程集成电路FPGA的发展,接收机数字化是雷达的发展趋势之一。

CompactPCI简称CPCI,是国际PICMG提出的与PCI标准完全兼容的一种总线接口标准。CPCI平台整体结构紧凑,抗震性好、散热性强,采用严密的电磁兼容性设计,适应各种运输条件,可靠性高。CPCI平台各功能板卡采用CPCI总线模块化结构,插拔十分安全方便,而且可以根据实际系统的需要设计自定义的协议接口等。

1 中频数字接收机硬件描述

中频数字接收机结构上采用了8U标准插箱,内嵌8槽CPCI总线平台,除去主控器占的1槽,有7槽可灵活应用,本系统硬件上主要由接收控制模块、中频采样模块、信号产生模块组成。

接收控制模块主要用来接收外部系统来的控制命令与时序,与主控器进行数据与命令处理,同时仿真外部系统的控制与时序,对信号产生模块与中频采样模块进行控制,同时接收外部送来的故障识别信息。接收控制模块与外部通讯有两种方式:一种是常规的通过422电平进行收发,另一种则采用现在比较流行的光纤进行通讯;而与主控器则是通过CPCI总线进行数据交换。接收控制模块硬件主要是一片Altera公司的FPGA,型号是EP1SGX40GF1020I6。接收控制模块硬件具有I/O口多,通讯方式多样,容量大,控制方式灵活的特点。

信号产生模块主要接收接收控制模块送来的控制命令与时序,产生雷达所需的激励、模拟中频信号等,可以根据雷达不同的需求,提供不同的模块。有些雷达信号形式简单的,DDS可满足的,可提供AD9858的模块,而信号形式复杂,需产生任意波形形式的,可提供DAC5687的模块,路数也可根据需求的不同分为4路、8路。

中频采样模块主要对变频后的雷达的中频回波信号,通过A/D变换,数字下变频,把基带信号数字化出来,传输给后面的信号处理。中频采样模块主要采用AD6645作为A/D变换芯片,而数字下变频则采用Altera公司的FPGA,型号是EP2SGX90FF1508I4。中频采样模块可以根据雷达需要,在数据传输时选择不同的方式,长距离可选择422电平传输或光纤传输,短距离时可选择LVDS。中频采样模块也可以根据雷达需要提供4路、8路或者16路的选择,随着A/D芯片技术的提高,速度越来越快,精度也越来越高。

2 中频数字接收机数据与控制描述

系统的数据与控制方式与外部通讯主要还是以422电平与光通讯为主,内部的通讯数据主要基于CPCI总线和自定义2_8总线,时序控制主要基于422电平形式。系统的数据与控制流向是用户根据需要通过主控器上的软件向接收控制模块发出接收外部来的控制信息与时序或产生仿真的控制与时序的命令,然后接收控制模块把控制信息与时序送到内部自定义总线上去,同时把控制信息存入模块自带的RAM中,由于外部的控制信息有不同的方式,可能是串行,可能是并行,数据位数也不一定统一,所以在传输之前,需要由接收控制模块转化成符合自定义总线格式的控制信息。当接收控制模块送出数据与控制后,信号产生模块和中频采样模块根据事先的协议从自定义总线上取出各自所需的数据与控制信息,实现各自模块的功能,然后信号产生模块与中频采样模块还需通过自定义总线送出各自的故障信息给接收控制模块,最后主控器通过CPCI总线获取接收控制模块取得的故障信息和存在板上RAM内的控制信息,通过网络上报给上一级系统。

由于雷达系统的实时性要求,需要信号产生与中频采样与系统同步,所以数据与控制信息都是同步传输,不能有通讯传输上的握手信息等,所以特别采用了自定义的2_8总线协议。自定义总线由DATA_START,DATA[7..0],DATA_CLK,DATA_END十一根数据线组成的数据包总线,和一些并行数据线组成,其中数据包总线主要是传输数据,DATA_START作为数据起始标志,DATA[7..0]作为数据线,DATA_CLK作为数据打入时钟,DATA_END作为数据结束标志,而并行数据线主要是传输一些定时信号和系统同步的控制信号,也包括一些BIT信息。自定义总线的特点是实时性、结构简单、数据传输能力强,数据包传输速率根据系统提供的相参基准时钟而变化,一般能达到160 Mb/s的速率,而传输大小根据实际需要可灵活变化,而且在数据包的两端可以设计统一的收发模块,方便灵活,减少了设计量。图3是用QUARTUSⅡ软件里的SignalTapⅡ截取的自定义总线截图。

3 中频数字接收机功能应用

中频数字接收机设计包含了众多基本应用像信号产生,中频采样就不再详述,这里主要介绍一下接收系统独立测试仿真功能与控制校验与故障识别功能。

3.1 独立测试仿真功能

在雷达没有进行整体联调阶段,对于接收分系统独立的联试,以往都需要外部提供许多必备条件,这样往往会导致调试周期的延长与人力物力的浪费。在此次设计中,通过对外部系统的仿真,使接收分系统能在独立情况下能完成系统的联试。流程是这样的:

首先在接收控制模块中,通过外部提供的相参时钟,产生类似于雷达工作的定时时序与回波目标的时序,与外部送来的时序通过2选1开关控制,由主控器里设计的软件通过CPCI总线来控制,通过字定义总线送给插箱里的信号产生模块与中频采样模块,信号产生收到外部来的时序与控制后产生接收系统所需的含基带的中频信号,中频信号通过上变频后变成雷达所需的激励信号,同时通过模拟上变频模块后变成模拟的目标信号回馈进接收前端,与本振混频后进入中频通道,进行信号的放大调整,最后进入中频采样模块,通过A/D变换,数字下变频,变成系统所需的数字基带信息,完成接收系统的独立仿真测试。在这其中可通过主控器软件界面实时改变接收系统里的涉及的STC、AGC、频率码等参数,以达到仿真的目的。图4是仿真的回波采样后取出的基带信号的显示。

3.2 控制校验与故障识别功能

控制校验主要涉及两个方面:一方面是通过接收控制模块把外部来的控制信息寸入板上SRAM(GSI公司,GS864236B,单片容量可达2 M×36 b,速度可达300 MHz),当存储完成后,由主控器软件通过CPCI总线读取出来,通过网络发送给雷达的主控系统进行数据比对,完成数据校验工作,以确定外部对接收系统控制的准确性;另一个方面是通过接收控制模块的光纤口,接收中频采样模块通过光纤送出的基带数字信息,存入片上RAM,由主控器软件读取并显示在软件界面上,然后判断接收系统上下行系统的准确性。而故障识别功能是由接收控制模块把常规的接收系统各个模块送出的故障信息进行汇总,然后进行判别,最后通过网络送给雷达的主控系统,完成故障的上报。图5是故障汇总上报控制程序。

4 结束语

本系统已经在实际产品中成熟应用。随着A/D、 D/A技术不断的发展,使接收系统的数字化方向不断往两端扩展,越来越靠近天线,以后这样的系统设计会越来越多,而基于CPCI总线的中频数字接收机设计基于软件无线电理论基础,通过硬件、软件的模块化设计,使系统设计更适应这一变化趋势,而且具有设计灵活、可扩展化、更新快的特点。

摘要：文中基于软件无线电技术,针对雷达的接收机中频进行了数字化设计,结合实际,对实现数字接收的硬件方案进行了阐述,介绍了基于CPCI总线平台的A/D、D/A数字技术的工程实现方法,讨论了工程实践中的一些关键技术与技术要点。

关键词：软件无线电,直接频率合成,A/D转换,数字下变频

参考文献

[1]戈稳.雷达接收技术[M].北京:电子工业出版社,2005.

[2]丁鹭飞,耿富录.雷达原理[M].西安:西安电子科技大学出版社,2000.

[3]吴利民,薛峰,吴宁生.软件无线电技术及其应用[M].武汉:武汉大学出版社,2000.

数字中频的应用前景 篇2

2.1 ADC器件

ADC的采样率要求20.48MHz.对于2――30MHz的HF信号，在该采样速率下，要求ADC器件的动态范围达到60――90dB.美国AD公司的AD6644是理想的选择。

AD6644是一种具有14位精度、最高采样率为65MSPS的A/D转换器。主要特性有：多音无杂散动态范围(SFDR)达到100dB,典型SNR为74dB,功率耗散为1.3W,数字采样输出为2的补码格式，并且有数据输出指示信号DRY.

AD6644片上提供了采样保持电路和基准电位，使其能成为一个完整的A/D转换解决方案。AD6644的转换灵敏度达到134μV,在奈奎斯特带宽上获得了100dB的SFDR,大大增强了当其输入端存在杂散分量时从中检测出有用小信号的能力，这种突破性的改进放宽了多模数字接收机(软件无线电)的性能瓶颈。AD6644内部采用三级子区式转换结构，既保证了精度又降低了功耗。其内部结构框图如图2所示。

2.1.1 采样电路

AD6644的采样时钟要求质量高且相位噪声低，如果时钟信号抖动较大，信噪比容易恶化，很难保证14位的精度。为了优化性能，AD6644的采样时钟信号采用差分形式。时钟信号可通过一个变压器或电容交流耦合到ENCODE和ENCODE引脚，这两个引脚在片内被偏置，无需外加偏置电路。为了提高时钟信号的差分输入质量，本设计采用了Motorola公司的低压差分接收芯片MC100LVEL16.整个AD6644的采样电路如图3所示。由于采样电路的性能关系到最后的采样精度，所以在布线时，应保证从晶振到时钟输入脚距离尽量短，采样电路与其它数字电路尽量隔离。在整个采样电路下应大面积辅铜接地，以降低可能受到的电磁干扰，同时也可降低对其它电路的干扰。

2.1.2 模拟信号输入

作为新型的高速、大动态范围ADC,AD6644的模拟信号输入也要求差分形式。这样在模拟信号阶段，差分信号可以滤掉偶次谐波分量、共模的干扰信号(如由电源和地引入的噪声)，对晶振的反馈信号也有很好的滤波作用，有利于提高AD6644性能。

AD6644的模拟输入电压在芯片内部被偏置到2.4V,驱动AD6644的模拟信号通过交流耦合送进输入端。AD6644的差分输入阻抗为1k

Ω，差分输入电压的峰-峰值为1.1V,所以模拟输入的功率为-2dBm,这大大简化了模拟信号驱动放大电路。充分利用AD6644输入阻抗高的优点，根据变压器阻抗变换和最佳阻抗匹配理论，在实际应用中可采用如图4所示的参考电路，则信号输入端可接匹配阻抗为50Ω、满量程驱动功率约为4.8dBm的模拟信号源。变压器次级的串联电阻起隔离和限流作用。

2.1.3 应用注意事项

AD6644的供电电源必须稳定性好，由于电源的高频分量容易产生辐射，所以在靠近AD6644各电源引脚的地方，应放置0.1μF的去耦电容。为了防止高速的数字输出变化将开关电流耦合进模拟电源，AD6644的数字电源和模拟电源应该分开。模拟电源应该在5V±5%的范围内，数字电源应为3.3V,同时尽可能地靠近电源放置0.1――0.01μF的陶瓷电容来进行高频滤波，并联放置10μF的钽电容滤除低频噪声。

为了很好地接收AD6644的数字输出信号，应尽量减小容性负载。AD6644的数字输出有一个固定的输出转换摆率(1V/ns)，一个典型的CMOS门加上布线约有10pF的.电容，因此每bit的转换会有10mA(10pF×1V/1ns)的动态电流出入器件，一个满量程的转换动态电流最大可能达140mA(14bit×10mA/bit)。在实际应用中，每条数据输出线上应放置100Ω电阻，目的是要尽量限制这些电流流入接收器件。另外还应注意，额外的容性负载会增加传输时延，要满足数字输出的时延要求，容性负载应限制在10pF以内。

2.2 FIFO器件

AD6644输出的数据率高达286.72Mbit/s.如此高的数据率，如果直接用DSP的EMIF接口接收，会使DSP负荷过重。此外，如果存储控制系统不能及时地接收数据，上次的数据会马上被下次的数据更新，造成数据丢失，因此必须采用高速缓存。目前常用的缓存多为FIFO、SRAM及双口RAM等。双口RAM和SRAM存储量较大，但必须配以复杂的地址发生器。对于FIFO芯片，数据顺序进出，且允许数据以不同的速率写入和读出，并且外围电路简单，所以本设计选用TI公司的触发式FIFO SN74ACT7804作为数据缓存。

SN74ACT7804是一种高速的512×18bit的FIFO器件，存取速度最高可达50MHz,数据访问时间可达15ns.数据在LDCK的上升沿写入，在UNCK的上升沿读出。FIFO的状态可通过状态位：满(/FULL)、空(/EMPTY)、半满(HF)以及近空/近满(AF/AE)获得。SN74ACT7804只能上电复位。

2.3 DSP器件

由于ADC的高数据率输出，用DSP进行实时处理会有很大压力。在DSP进行运算之前，必须先进行数字下变频以降低数据率。通过对DSP算法运算量的整体分析，TI公司的TMS320C6201可满足设计需要。作为定点DSP,TMS320C6201主频可达200MHz,处理速度可达1600MIPS,并且它的外部存储器接口(EMIF)支持各种同步和异步存储器，对FIFO有很好的支持。

图5 AD6644-FIFO-DSP接口框图

2.4 硬件接口设计

为了保证AD6644的采样输出信号准确、高效地送入DSP,在ADC与DSP之间将两片FIFO并列，构成双FIFO缓冲结构，并以32bit总线宽度连接到DSP的EMIF接口，具体连接如图5所示。通过这种接口设计，在充分利用EMIF的32bit数据线宽度的同时，又巧妙地实现了采样数据的奇偶分离，为DSP的数字滤波和FFT运算提供了方便。

首先介绍ADC与FIFO的接口。AD6644的14位采样信号输出D?13?0?与两个FIFO的数据输入D?15?0?相连(FIFO的D15和D14悬空)，DRY信号经二分频后，一路连接低16位FIFO1的LDCK引脚，另一路经“非”门反相后连接FIFO2的LDCK引脚， DRY脚输出的是ENCODE信号的同频反向延迟信号。从时序图图6中可以看出，在DRY的上升沿处，采样信号D?13?0?准备输出，DRY信号可准确地作为后续FIFO的触发存储时钟信号。经二分频后的DRY信号在上升沿处交替触发FIFO1和FIFO2的写时钟，将奇偶采样信号分别存入不同的FIFO.

接着介绍FIFO与EMIF的接口。对于读FIFO的操作，这里用到EMIF异步存储器控制信号：输出使能AOE和读使能ARE、CEn是外部空间选择信号。从图中逻辑关系可看出，当AOE与CEn都有效时，OE有效，片选使能两个FIFO.当CEn和ARE同时有效时，UNCK无效，待读出的数据在此时进行初始化，随后ARE会跳变为正电平?4?，使UNCK产生上升沿，FIFO中数据被读出。图中两个FIFO的半满信号HF经过一个“与”门连接至DSP外部中断引脚EXT_INT,在运行中不断检测HF管脚状态。当两个FIFO皆达到半满时，“与”门输出由低变高，上升沿触发DSP外部中断EXT_INT.DSP启动DMA(直接存储器存取)以突发的方式读取FIFO数据。FIFO1中数据作为低16位，FIFO2中数据作为高16位，合并为32位数据读入DSP内部存储空间。

有一个问题值得注意，两个FIF

O在本次读取完成之前，有可能再次达到半满状态，使得“与”门提前产生上升沿，而当本次读取完成后，“与”门输出已保持为高电平，不会再产生上升沿来触发新的中断，而中断是靠上升沿触发的，所以会导致传输停止。为了解决这个问题，将DSP计时器的TINP0管脚配置为通用I/O口，也与“与”门输出相(接上页)

连，用来辅助检测FIFO的半满状态。这样当本次读操作完成时，如果检测TINP0口为“1”,说明FIFO又一次都达到半满，则再次启动DMA进行数据传输。因此，在程序设计进入外部EXT_INT中断服务程序时，首先屏蔽EXT_INT,保证在本次DMA传输中不对中断的任何触发做出响应，然后启动DMA进行本次数据传输，完成本次传输后，发送一个帧传输结束信号到CPU,DMA传输中断。在此DMA中断服务程序中，检测TINP0,如果为高电平，便再次启动DMA传输;否则使能中断EXT_INT,等待“与”门的下一次上升沿触发。这种中断与轮询方式的双重机制保证了数据传输的可靠性。

3 布线调试经验及结论

由于本模块涉及模数混合的高速电路设计，所以电路板应严格分为模拟区和数字区，以ADC作为两区的交界。内层地也应相应分为数字地和模拟地，并在ADC附近通过磁珠在一点相连，以消除数字地对模拟地的干扰。ADC的时钟与模拟信号的输入应尽量隔离，晶振放置应尽量远离供电电路。对于FIFO,为了使LDCK、UNCK、HF、RESET等信号正确且波形良好，保证数据的读取不会产生丢失和误读，应减少对这些信号线的干扰，可采取走线适当加粗、加信号包地的措施。在实际调试过程中发现，由于AD6644的DRY信号输出的驱动能力较小，使得FIFO数据有时发生漏读现象。采用门电路进行整形和驱动，漏读现象可得到解决。

数字中频的应用前景 篇3

关键词：AIS，分布式算法，FIR，查找表，FPGA

中图分类号：TN911.72文献标识码：A

引 言

船舶自动识别系统（AIS）是由国际海事组织（IMO）、国际助航设备和航标协会（IALA）以及国际电信联盟（ITU-R）共同提出的技术标准，是一种新型的助航系统及设备。AIS在甚高频（VHF）频段上收发信息，用VHF CH87B（161.975MHz）、CH88B（162.025MHz）两个国际专用频道自动发射和接收通信协议规定的GMSK信号，AIS同时在这两个频率上接收信息。

AIS接收机在接收频道上将接收信号下变频到中频，然后通过AD进行采样，采样信号进行后端处理之前，需对接收信号进行滤波，以滤除信号噪声。AIS接收机可采用专用集成芯片（如CMX910和CMX589）在零中频实现，其缺点在于不利于功能扩展和改进。随着FPGA功能的增强、容量的增大和价格的降低，可用单个FPGA实现整个AIS收发信机。

本文首先介绍AIS中频数字接收机的结构，然后对基于FPGA分布式算法的AIS接收滤波器实现结构进行描述，并进行仿真验证。

1AIS中频数字接收机结构

AIS中频数字接收机的结构如图1所示，AIS射频前端将接收信号下变频为中频GMSK信号，通过AD采样后，进入FPGA进行后端物理层上的处理，包括差分解调、低通滤波、位同步与采样判决，最后通过NRZI解码还原为二进制发送数据帧。

AIS输出的中频信号带宽为1MHz左右，经AD采样后在FPGA内部进行数字化滤波处理，以滤除信号带外噪声。因此，接收滤波器带宽设计为1MHz，采用FIR结构。

3 FIR滤波器的FPGA实现

按照传统的线性FIR滤波器的实现结构，本设计中的FIR低通滤波器的实现如图2（a）所示。本设计对该结构采用分布式算法，并对该算法进行改进，得到基于查找表的并行FIR滤波器实现方法，如图2（b）所示。图2（b）结构实现与图2（a）结构相同的FIR滤波器功能，由

（姜黎红，女，助教，主要研究领域为数字信号处理）

于采用并行结构，其运算速度更快，适合在FPGA实现。图中，查找表LUT的尺寸和数据位宽由输入数据和滤波器系数决定。本设计中，采用8位AD进行采样，输入数据为8位有符号数。

图2（b）中的FIR滤波器按其功能结构可划分为多个功能模块实现。包括并行时延模块、加法器组、抽头系数模块和移位相加模块等。

基于matlab设计的滤波系数，在Xilinx的集成开发环境ISE下利用Verilog语言分模块实现图2（b）所示的分布式并行FIR滤波器。用Modelsim进行功能验证。仿真的输入激励信号是matlab算法验证时生成的经过量化的0.5MHZ和2MHZ正弦波相叠加的信号，输入5个周期的该信号进行仿真，滤波结果如下图所示：

为了直观表示，用模拟波形来显示滤波后恢复的信号。由图可见，恢复出的信号为完整的正弦波，说明设计正确实现了功能。

结 语

接收滤波是AIS接收机的重要组成部分，本文结合基于FPGA的AIS数字接收机，基于分布式算法，借助matlab、ISE、modelsim等设计仿真工具对AIS中频滤波算法进行了设计和验证。利用该方法设计的FIR滤波器，很好的利用了FPGA器件结构的灵活性，可移植性好，在设计不同参数的滤波器时，只需改变查找表的内容，即可设计出新的滤波器，并且将分布式算法和FPGA结合可以提高滤波运算速度，是一种可靠的设计方法。

参考文献

[1] 王旭东，周安栋，周冬成.并行分布式运算FIR滤波器的FPGA实现[J]. 舰船电子工程，2005（2）：64-66.

[2] 毕占坤， 吴伶锡. FIR数字滤波器分布式算法的原理及FPGA实现 [J]. 集成电路应用，2004（7）：61-62，66.

[3] 晏金成. 基于DA算法的FIR滤波器的FPGA实现[J].现代计算机，2010（3）：191-193.

数字中频的应用前景 篇4

在雷达和通信系统的应用过程中,为了获得目标的相位信息,一般需要在接收机中将输入的中频信号转换为正交的两路基带信号,这样就能够采用正交检波的方法来处理[1]。采用传统模拟下变频的方法得到的正交IQ通道,由于两路模拟元器件本身无法做到完全一致,而使两路信号的相位正交误差较大,一般为2°~3°,幅度一致性一般相差0.5dB,大大限制了接收机的动态范围,影响了系统整机性能的提高[2],数字化是解决问题的方法之一。对于多天线的阵列信号处理,保证多通道的幅相一致性和大带宽是一个难题。现设计了基于GC5016的20通道中频采样实时数字下变频系统,系统包括信号调理功能模块,中频采样功能模块,数字下变频功能模块和基带信号处理功能模块。解决了多通道数字下变频的数据同步问题,每通道达到20MHz带宽,幅度不平衡优于0.1 dB,相位不一致优于0.05°。

1 数字下变频原理

1.1 带通采样定理与无倒谱最佳采样定理

假设有一带宽为B,中心频率为fC的带通信号,用fS的采样率对该信号进行采样,带通采样定理的表达式为:

式(1)中m—正整数;

fS—带通采样频率,满足fS≥2B,单位:Hz;

fC—被采样信号中心频率,单位:Hz;

B—被采样信号带宽,单位:Hz。

最佳采样频率指的是能使重复谱除在0 Hz处对接以外,在其他频率处都不对接的频率。则得到无倒谱最佳采样定理的表达式为:

由上式可以得出,带通采样的过程其实就是一个频谱搬移的过程,通过带通采样即可实现信号的下变频处理,采样的结果就是把位于[nB,(n+1)B],其中n=0,1,2,…不同频带上的信号都用位于(0,B)上相同的基带信号频谱来表示。公式(1)正是这种带通采样思想的体现。并且进行相应的采样后不会出现频谱倒置的情况,因此将公式(2)称为无倒谱最佳采样定理。已知输入信号的中频为60 MHz,带宽为20 MHz,按照公式(2)可得出采样时钟fS有两种选择:一个是当n取1时,得到的采样率是80 MHz;另一个是当n取2时,得到的采样率是48 MHz。选择80 MHz的采样时钟,虽然经过8倍抽取可以得到10 MHz的输出数据流,采样后的频谱会产生倒置现象,其可以通过设置GC5016的参数解决。

1.2 数字下变频技术与GC5016

中频采样定理的数字下变频方法降低了采样频率,但采样频率仍需要大于信号带宽的两倍。采样频率的降低以及信号的抽取输出,导致了输出信号的频谱混叠。因此,常规的数字下变频采用数控振荡器NCO+正交数字混频MIXER+级联梳状滤波器CIC+有限冲击响应滤波器FIR的方式完成。NCO是实现数字下变频的数字混频不可或缺的重要组成部分,通常产生两路正交数字频率信号输出,具有低正交误差和高精度范围的特点。正交数字混频,就是将ADC数字化后的中频信号分解为I和Q两路正交信号。其中一路信号与cos(2πfn)(其中f为中频)相乘,下变频到零中心频率上,形成与原始信号相位相同的信号。同时另一路信号与sin(2πfn)相乘,下变频到零中心频率上,形成与原信号相位正交的相位分量。积分梳状滤波器(CIC)在数字下变频中的最大作用在于抗混叠[3]。虽然信号在进过积分梳状滤波器之后速率被降低,但高频混叠并没有完全滤除。通过PFIR进一步对信号进行降速处理以达到输出端低速设备的要求,同时进一步滤除高频混叠成分,达到对信号频谱整形的作用。GC5016是TI公司推出的宽带四通道可编程数字上变频/下变频转换器,是业界第一颗集数字上/下变频于一体的芯片,它是为了满足高速、宽带数字信号处理而设计[4]。该芯片提供160 MSPS采样率、内部有可配置的FIR数字滤波器、级联梳状滤波器、多种输入与输出格式。该芯片内部有四个完全相同的处理通道能够独立的配置成四个上变频、四个下变频或者是两个上变频和两个下变频通道。在上变频模式,通道可以接收实数据或复数据,进行1到4 096倍的内插,并将输入信号调制到选定的中心频率上。在下变频模式,通道同样可接收实数据或复数据,并将输入信号解调到选定的载频上,可进行1到4 096倍的抽取,然后进行自动增益控制放大。通道的输出信号经过格式化后可以实数或者复数的形式加到四个输出端口,完成数字信号的下变频。

GC5016的主要指标如下[4]:

(1)单通道最高输入采样率160 MSPS,双通道并行交替式最高输入采样率可达320 MSPS;

(2)输入带宽:20 MHz;

(3)无杂散动态范围(SFDR):115 dB;

(4)可编程滤波器(PFIR)最大头取系数:256;

(5)CIC滤波器上变频为6级,下变频为5级,最高抽取率为:8;

(6)单通道输入输出数据位宽:16位;

(7)温度范围:-40℃至85℃。

2 多通道中频采样数字下变频系统

2.1 系统指标

(1)通道数:20

(2)中心频率:60 MHz

(3)每通道带宽:20 MHz

(4)输出信号频率:10/20/40 MHz可变

(5)输出信号信噪比:大于50 dB

(6)通道幅度一致性:优于0.1 d B,相位一致性优于0.1度。

2.2 系统总体组成

如图1所示,系统由四个功能模块组成:前端信号调理模块,高速ADC采样模块,数字下变频模块,基带信号处理模块。模拟中频信号首先进入差分运算放大器AD8138进行幅度和零点的调整;然后输出一组差分信号到ADS62P45进行数字量化处理,由于确定带通采样时钟为80 MHz,属于高频信号,故输入时钟采用差分形式,以增强时钟的抗干扰能力;采样后输出14位宽度的数据流进入GC5016进行数字下变频处理;完成后输出IQ信号到FPGA中,FPGA与多片DSP有数据线和地址线相连,并且DSP之间也通过链路口级联,这样就形成了一个基带信号处理网络,完成后续的数字信号处理工作。

2.3 通道间幅相一致性的保证措施

雷达整个系统的总体指标是每一个分机的指标的合成。在阵列信号处理系统中,各个通道的一致性的好坏往往对系统产生非常大的影响。由于接收机的高放和中放部分是模拟电路,要保证在不同温度、不同频率和不同极化条件下的通道间的幅相一致性,往往需要在末段由信号处理进行校正。因为在中频采样和数字下变频中载波频率已经变换到中频,因此采取相应的措施能够保证各个通道之间的幅相一致性。第一,对于信号调理模块,主要是有对AD8138进行单端变差分的处理。所有20个通道元器件放置和布线要完全一致,使用的电阻要选用优于0.5%精度的国军标电阻,差分电路要进行对称布线。对于调理电路后面的采样电路和数字下变频电路,布线和元器件放置要完全一致,数据总线需要进行等长布线处理。第二,对于调理和AD采样部分的模拟电源,需要合理使用不同值的滤波电容将纹波控制在10 m V以内。第三,对于GC5016数字下变频芯片,多个芯片的数据地址线要尽量连接在一起,用FPGA芯片进行片选控制,既可以连接在一起也可以独立,这样在配置时能够将所有芯片同时配置。另外,最重要的是确定一个主控芯片,其他作为从芯片,在硬件上将主控芯片的SO引脚联连接至自己的SI引脚和其他GC5016的SI引脚,主控芯片应该选在靠中间位置。第四,对于系统的时序要求,例如波门或同步,应该在FPGA设置成软波门,在数据流上进行波门或其他控制,而不是控制采样或下变频的启停,这样做避免了硬件波门或同步的上升下降沿对整个系统的影响。

2.4 IQ不平衡分析[5,6]

IQ通道不平衡性所造成的影响会产生一个镜像信号,并由此限制接收机的动态范围。假设I路信号为标准信号,Q路信号存在幅度和相位误差,应用第一类贝塞尔函数可复信号将表达式写成

式(3)中a—幅度不平衡简谐波动的振幅,(单位:V);

ω1—幅度不平衡简谐波动的角频率,(单位:rad/s);

b—相位非正交简谐波动的振幅,(单位:V);

ω2—相位非正交简谐波动的角频率,(单位:rad/s)。

由于正交解调误差的影响,输出信号分为两类:一类是原始信号,即公式(3)的前三项;另一类是镜像信号,即上式的后三项。分别假设b=0和a=0,可以容易得到幅度不平衡和相位不平衡对信号的影响。假设相位相差90度,则b=0,输出变为

式(4)中的第一项是原始信号,第二项和第三项则是由幅度不平衡引起的干扰信号,其中第二项是由原始信号产生的干扰信号,第三项是由镜像信号产生的干扰信号。假设幅度平衡,则a=0,输出变为公式(5)所示。

式(5)中第一项是期望的原始信号,该项由于受到了幅度的影响,变为[1+J0(b)]/2,第三项是镜像信号,幅度也变成了[1-J0(-b)]/2,其余两项分别是原始信号和镜像信号产生的干扰。

3 系统测试结果及分析

3.1 幅度和相位不平衡性的测试方法

首先分析幅度不平衡性,先对两路信号分别进行快速傅里叶变换,然后分别求取两路信号的频率最大值点,以此来代表信号的谱峰值,用A(I)路信号的最大值去比B(Q)路信号的最大值,即可得出AB(IQ)幅度的偏差。再计算相位不一致性,先将Q路信号乘以先前求取的幅度偏差,这样就消去了幅度不平衡的影响。这时求取AB(IQ)信号的复数FFT,得到信号的正负谱峰值,其结果做比,即可得到信号的镜像抑制比,再将结果求反余弦,就可得到AB(IQ)偏差的相位。

3.2 多通道同步测试与通道间幅相测试

由于在实际的应用过程中需要准确的相位信息,所以必须保证多片数字下变频芯片具有同步时序和通道间信号的幅度相位一致性。在测试过程中由泰克AWG5012C信号产生一个正弦信号,经功分器后接入系统两两通道进行测试。由TS201读出的测试结果见图2。图中A通道在显示时人为添加了1.5 V的偏置。

对比图中的两个通道四路输出数据,可以看出在A和B两个通道中无论是I路信号还是Q路信号,其初始相位都是一致的,这就说明了,不同信道的输出时序是同步的。在测量通道间的幅度不一致和相位不一致是将GC5016设置成BYPASS模式,这样AD采集的信号将不通过下变频直接尽然到FPGA中,然后通过DSP读取采集的数值,进行计算,结果见表1和表2。

从表中可以看出,通道间幅度不一致性在输入信号10 m V以上最大值为0.015 8 dB,其主要由器件的离散性引起。低于10 m V由于电源纹波的影响而偏大。通道间相位不一致性在输入信号10 m V以上最大值为0.019 5度,其主要由相位噪声引起。低于10 m V由于电源纹波的影响而偏大。

3.3 IQ幅相不平衡测试

将GC5016设置为下变频模式,输出数据频率10 MHz,带宽20 MHz,测试结果如下:

通过表3和表4可以看出,幅相不一致性受频率的影响较小,这是因为数字下变频器的带宽是20MHz,满足信号输入范围;而受幅度的影响较大,这是又因为信号处理机系统存在噪声干扰,输入信号越小受到的干扰也就越大。在具体的应用过程中,要求输入的信号为峰峰值为2 V,从表中可知,幅度不平衡小于0.01 d B,相位不一致小于0.015°,满足系统要求指标。

3.4 噪声测试

首先对试验数据进行求和,取平均值,估算出信号的直流分量,减去这个直流分量得到一组新的数据,然后对其做功率谱分析,即先求取信号的自相关函数,再对自相关函数进行傅里叶变换,得到信号的功率谱。当输入信号为61 MHz是其I路信号的功率谱如图3所示。

测得的其他条件下的信噪比参数如表5所示,F表示输入信号频率。

将表5的8组数据取平均值,以此估算信号处理机的输出信噪比,约为-47.21 dB。从图5中可以看出,影响信噪比参数的主要原因是在距谱峰350 k Hz左右处出现的一个干扰信号,经分析和测量得出,该干扰信号是由系统供电的开关电源的开关频率所产生的,由于电源纹波指标超标,从而使此项指标略低。在对开关电源进行滤波处理后,降低了纹波,上述值普遍提高了近6 dB。

5 结论

系统通过将GC5016、FPGA和DSP相结合,实现了20通道,带宽20 MHz的中频采样和数字下变频系统,解决了各通道数据同步、幅相一致性的技术问题,测试结果表明满足,系统满足总体指标要求,并成功应用到产品中。

摘要：针对多通道数字接收中幅相一致性和大带宽的难点,提出了一个20通道中频采样数字下变频的技术方案。该方案为多通道数字下变频的数据流同步和通道间幅相一致性问题提供了保证措施,对IQ不平衡进行了分析,实现了20通道80MHz中频采样20 MHz带宽的实时数字下变频处理。测试结果表明,系统各通道具有良好的数据同步性、通道间幅相一致性和IQ平衡性。

关键词：多通道数字下变频,数据流同步,幅相一致性,IQ平衡性

参考文献

[1]宋虎,陈建军,吴卫.基于软件无线电的侦察宽带数字接收机的设计.中国电子科技研究院学报,2009;2:76—80

[2]冯振伟,武小冬,游思理,等.基于FPGA的雷达数字接收机设计与实现.现代雷达,2009;31(11):72—76

[3]李义宁,赵杭生,朱爱华.CIC滤波器实现过程中应注意的几点问题.军事通信技术,2004;25(3):30—32

[4] Texas Instruments Inc.GC5016 Reference.2005

[5]刘茁,何子述.一种宽带接收机幅相不平衡的校正方法.信息技术与信息化,2005;2:30—32

数字中频的应用前景 篇5

[关键词]移动搜索；数字参考咨询；前景展望

[中图分类号]G250.76

[文献标识码]A

[文章编号]1008—0821（2012）08—0075-03

近年来，随着网络搜索引擎和移动通信技术的迅猛发展，移动搜索技术日益受到人们的重视。世界各大移动通讯运营商、手机制造终端商、网络信息检索巨头纷纷涉足移动搜索领域，并推出极具代表性的移动搜索业务，如英国的AQA，日本的I—mode，及韩国的June业务等等。在国内，自3G标准推行及其牌照发放后，移动搜索业务有了进一步的发展。百度发布了“掌上百度”和“百度手机输入法”无线产品，Google出推出了语音搜索服务，微软“必应搜索”开展了手机版升级等等。

与之相应的是，图书馆相继推出了手机图书馆、移动图书馆等服务新模式。在此环境下，传统的图书馆数字参考咨询服务已无法满足用户个性化需求和移动信息咨询需求。于是，充分利用先进的移动搜索技术，开展移动的、无线的数字参考咨询服务已成为当前图书馆数字参考咨询服务发展的必然趋势。

1 关于移动搜索

1.1 移动搜索的概念

移动搜索即无线搜索，是基于移动通信网络的网络搜索形式，是指移动搜索引擎系统通过移动通信网络与互联网对接，将包含用户所需信息的内容转换为移动终端所能接收的信息，并针对移动用户的需求特点提供相应的个性化搜索服务的方式。用户通过手机、PDA等移动终端，采用多种不同的接入方式进行搜索，可获取WAP站点的内容，也可获得web网站的内容。借助移动网络移动便捷的特性，移动搜索技术以传统互联网搜索所不具备的优势，使移动终端成为用户随身携带的信息库，让用户随时随地享受信息时代方便快捷的搜索服务。

从接入方式来看，目前的移动搜索主要有短信搜索、WAP搜索和IVR搜索3种。短信搜索是指在短消息中输入关键字或自然语句，并将它发送到移动搜索特服号码，以获取所需信息或答案的搜索；WAP搜索是指通过WAP浏览器，将查询请求发送到搜索平台，以在WAP站点及互联网上获取所需搜索信息的过程；IVR搜索则是用户通过语音输入关键词或自然语句，然后接入到IVR系统，搜索引擎通过智能语音识别系统对用户的输入进行识别和解析，并根据一定的规则，以自动应答或其他方式进行反馈的搜索方式。以上3种方式各具优势，用户可根据实际需求进行选择。

1.2 移动搜索的特点

与传统的互联网搜索相比，移动搜索整合了搜索、智能搜索、语义互联网等概念，并结合多种搜索方法，不仅为用户提供更为广泛的垂直和水平搜索体验，而且还可以为用户带来更大的自由度和灵活性。移动搜索主要具有以下特点：

1.2.1 时效性

较之互联网搜索，移动搜索具有移动通信的绝对优势，它突破了时空的限制，提供了无所不在无所不能的搜索服务，满足了用户随时随地的搜索需求，实现了用户快速、及时、准确获取信息的愿望。

1.2.2 便捷性

移动搜索使用便捷，用户只需随身携带一部手机，便可通过搜索门户、搜索栏、短信、IVR等搜索渠道自由、快速地搜索传统互联网内容和移动互联网内容，从而方便地找到所需信息。

1.2.3 精准性

移动搜索根据用户搜索目的性强、及时性要求高以及移动终端可视空间小、网络接入速度慢等特点，可为用户提供简约化和实效性的查寻服务，同时还可利用其强有力的自然语言分析对答能力，通过智能化的筛选和过滤，为用户提供最精华、最准确的信息。

1.2.4 个性化

移动搜索为用户提供了量体裁衣式的服务。它可以结合移动用户的搜索记录、搜索习惯等个人偏好来进行分析、筛选，以提供最符合用户个性需求的搜索服务。从而真正满足用户多样化的搜索需求。另外，它还可与定位服务相结合，提供更具针对性的信息推送服务。

1.2.5 广泛性

与互联网搜索不同的是，移动搜索拥有更为广泛的用户群体。据相关行业研究预测，未来3年国内手机搜索市场将呈现稳步增长的态势，预计2012年国内手机搜索市场用户规模将至3.22亿人，这就预示着将有更多的用户倾向于使用手机获取信息资源。

1.3 移动搜索的发展趋势

以手机为代表的移动终端的迅速普及，使移动搜索业务得到了快速发展，并从各个方面、各个领域逐渐铺开。从全球范围来看，目前移动搜索的应用主要集中在位置搜索、铃声搜索、图片搜索、新闻搜索、影视搜索、购物搜索、本地生活信息搜索、地图导航搜索等等，并成良好的发展态势。

在以Google和Yahoo为代表的传统互联网搜索服务提供商的推动下，美国移动搜索发展极具优势，许多主流运营商均已推出了移动搜索业务，如Spring和Cingular/AT&T业务等。据美国市场调查公司调查，在美国移动用户中，使用移动互联网的比例已达75%。其中有22%用户使用移动搜索服务。

在日本，目前移动搜索业务已从最初限制的WAP网站搜索发展至开放式搜索服务。用户通过手机终端既可以搜索到WAP网站的内容，也可以搜索到Web网站的内容。如KDDI在其EZweb移动门户上放置的Google搜索框。该业务不但在很大程度上解决了移动搜索信息资源匮乏的问题，还有机地将互联网内容和移动网络的内容整合在一起，实现了真正意义上的移动搜索。

国内早在2000年就已出现了以短信搜索和WAP搜索为代表的移动搜索业务，只是一直处于萌芽阶段。其搜索形式主要分为网页搜索服务和本地信息搜索服务两大类，其内容也仅限于其WAP站内的搜索。如今，随着新一代智能手机的不断发展，以及3G网络建设和覆盖渐趋完善，国内移动搜索的模式也将渐以丰富，也将会有更多的用户使用移动搜索。

2 移动搜索在图书馆数字参考咨询服务中的应用前景

移动搜索的不断发展和深入，使用户通过手机即时获取信息成为一种潮流和趋势。同时也使图书馆数字参考咨询服务呈现出一派蓬勃的生机。

2.1 可加强参考源建设，提高服务效率

传统的数字参考咨询服务大多是围绕馆藏信息资源利用展开的，其服务内容过窄，咨询数量少、利用率低，而且只能解答相对简单的问题，服务的深度也不够，很难开展个性化、专业化的服务。而现在，通过移动搜索技术与互联网内容相结合，可以极大地丰富图书馆网络信息资源，为咨询馆员提供更多的参考源，为更好地解决用户的问题提供丰富的资源支持，从而有效提高数字参考咨询服务的效率和质量。随着用户的参与，数字参考咨询服务的友好性将得以改善，咨询服务内容也将得到拓展，基于移动搜索的图书馆数字参考咨询也将成为人们获取和交流信息的主要途径。

2.2 可优化咨询模式，提升咨询服务质量

图书馆数字参考咨询服务是基于因特网来联系用户与不同学科领域专家的问答型服务，这种服务方式由于受到交流设备的限制，其交流模式存在诸多不足。近年来，随着3G等移动通信技术不断应用于图书馆，使得图书馆开展无线的、移动的个性化数字参考咨询服务成为可能。移动搜索技术应用于图书馆可以将用户通过手机短信发送的所需查询的个人借阅信息、预约图书、续借图书、证明挂失、文献查询、图书馆利用等问题，经过处理后返回给用户，或在一定的条件下，自动向有关用户发送包括催还通知、新书通报、讲座信息、通知公告、图书到期提醒等相关信息，也可以为咨询用户提供实时、简便、直观、免费的IM实时咨询服务，还可以以适当的语音、传真、短信等方式把问题自动回复给用户或分配给不同的专家予以解决，以为用户提供更加个性化、专业化咨询服务，从而提升咨询服务的质量。

2.3 可加强咨询个性化，提供量体裁衣式服务

个性化服务是指根据用户个性需求，对用户个性化特征进行识别，并利用已有信息资源与之相匹配，然后为用户提供满足其个性化需求的信息资源过程。移动搜索可为图书馆用户量身定制新型的数字参考咨询服务模式。这种模式无论从咨询服务的方式，资源提供的种类，还是资源的传输途径，都具有鲜明的个性化特色。它可以实现：①对用户搜索记录、搜索习惯及个人偏好等进行智能分析；②从数据库中自动搜索和过滤用户感兴趣的信息资源；③让用户定制自己感兴趣的内容和经常使用的服务；④自行识别信息内容，并对其进行选择和删减；⑤支持音频、视频、图像等多媒体信息的搜索及P2P对等技术。

2.4 可提高咨询效率，满足用户需求

移动搜索可为用户提供基于网页结构化信息抽取技术的垂直搜索服务，以满足用户对搜索结果少而精的期望和要求。具体表现在它可以对图书馆数字参考咨询服务资源中的某类专门信息进行再次整合，并按不同的标准建立相应的分词库，如新闻分词库、培训通知分词库、服务指南分词库、馆藏书目分词库、图书分词库、期刊分词库、图片分词库以及音视频分词库等等，以实现用户对信息垂直搜索的需求，从而有效地提高图书馆参考咨询服务的效率，更好地满足用户的需求。

2.5 可增强用户体验，提供最大满意服务

“用户体验”一词起源于网络可用性评价和应用程序接口设计领域。过去常用该词来描述理想的客户体验的整套设计方法。Aaron Schmidt曾在《Library Joural》中指出，用户体验设计的目标是通过图书馆流程最小化“疼痛点”，无论是物理的（如图书馆设施）或是数字体验。简单地说，用户体验就是指用户在参与操作、使用一件产品或一项服务时的所感所想。传统的参考咨询服务主要是通过网上虚拟参考咨询模式向用户提供服务。这种方式使用户很难从服务过程中获得愉悦的体验。而移动搜索可以使图书馆数字参考咨询服务更加方便地统计、追踪和分析移动搜索用户的行为，还可以通过统计移动搜索用户的点击互动优化结果排序，实现个性化咨询服务，增强用户体验。这就如同当前较流行的生存体验活动一样，移动搜索让用户在参与的过程中获得最大的满意，体验到服务的简单、有趣。

2.6 可促进咨询馆员素质的全面提高

移动搜索是一种个性化、精准化的搜索方式。这种搜索方式对咨询馆员提出了更高的要求，同时它又极大地促进了咨询馆员素质的全面提高。表现在：①可增强咨询馆员的情报信息能力。通过移动搜索服务，可增强咨询馆员的信息意识和服务意识，可使他们具备搜索、分析、判断、识别、整合、研究、传递信息的能力，使他们能够针对不同的用户需求，全方位、多角度灵活选择各种信息资源，以帮助用户获取所需信息。②可优化咨询馆员的学科专业结构。移动搜索环境下，图书馆数字参考咨询服务往往要解决的是用户提出的不同学科，不同专业甚至是不同语种的各种问题，这就促使咨询馆员不断去优化自己的学科专业结构，进而以广博的学科专业知识，对用户的需求做出正确的判断，从而快速、准确地从海量信息中提取、归纳、整合出用户所需的信息。③可增强咨询馆员的辨析能力。移动搜索在图书馆数字参考咨询中的应用，可增强用户对图书馆开展移动搜索参考咨询服务的认同感，以及确保参考咨询服务的水平和质量，可加强咨询馆员对用户需求正确理解、分析、调研和综合评价等，以确保参考咨询服务的水平和质量。

数字中频的应用前景 篇6

雷达接收机是雷达系统的重要组成部分, 如图1所示, 它的主要功能是对雷达天线接收到的微弱信号进行预选、放大、变频、滤波、解调和数字化处理, 同时抑制外部的干扰、杂波以及机内噪声, 使回波信号尽可能多的保持目标信息, 以便进一步进行信号处理和数据处理。

随着高性能A/D转换器、大规模数字集成电路 (如FPGA) 以及超高速数字信号处理芯片技术的飞速发展, 对雷达回波信号在中频进行数字接收成为可能。图1给出了常用中频数字接收机的原理框图, 与传统模拟零中频鉴相相比, 数字正交鉴相具有I/Q正交度和幅度平衡度高的特点, 可以很好地改善接收机动态范围和雷达动目标改善因子, 因此在现代雷达中得到越来越广泛的应用。

DBF技术是20世纪80年代以来新兴的一门天线波束形成技术, 它对挖掘相控阵雷达固有潜能有重大作用。它的突出优点表现在以下几点:

1) 数据率高, 可同时形成多波束;2) 可实现自适应零点控制, 大大提高雷达抗干扰能力;3) 易于实现精确单脉冲测角;4) 故障弱化, 方便剔除故障通道;5) 具有波束捷变能力;6) 快速形成和差波束;7) 可降低对通道范围以及ADC分辨率要求。

ADS5474芯片是美国德州仪器公司 (TI) 公司的一款高性能模数转换芯片, 其分辨率为14 bit, 采样率高达400Msps, 输入带宽1.44GHz (交流) , 带内ENOB能达到11.2bit。使用16个该芯片可以完成对16通道雷达中频回波信号的模数转换。

Virtex5 FPGA是Xilinx公司的一款高性能FP-GA产品, 其SXT系列主要用于具备高级串行连接功能的高性能信号处理应用, 内部含有丰富的逻辑查找表、触发器资源, 高级时钟管理功能和强大丰富的硬核乘法器DSP48E, 非常适合于高速并行数字信号处理应用。

2 系统架构

整套系统基于两块通用数据采集板、一块定时板、一块数据交换板卡及一块专用接口板, 两块通用数据采集板卡实现对16通道中频数据的同步采集、下变频, 并基于Rapid I/O协议实现板卡间高速串行数据传输, 定时板负责两块ADC板卡的时钟、触发信号与系统同步, 数据交换板实现板卡间数据包交换, 专用接口板实现16通道数据的数字波束形成, 最终形成三通道和差差数据通过Link接口发送至信号处理板进行信号处理。如图2所示。

数字接收系统数据流为:两块ADC板通过16个ADS5474芯片将接收机模拟前端输出的16通道模拟中频信号转换为数字中频信号, 再通过板载Virtex5 FPGA对数字中频信号进行采集, 通过采样波门实现对数据采集起始时刻的控制, 在FPGA内对16通道数据做完并行数字下变频后, 将数据打包通过两个4X Rapid IO高速串行接口传输至专用接口板, 接口板将数据解包后做数字波束形成, 生成三通道和差差数据, 再通过Link接口将数据发送到信号处理板进行处理。

根据数据流功能将系统分成以下几个模块:

(1) 16通道数据同步采集; (2) 数字下变频; (3) 数据高速串行传输; (4) 16通道数字波束形成。

3 功能模块

3.1 16通道数据同步采集

本系统中16通道数据同步采集是基于北京理工大学雷达所自研的400M_ADC_8CH_ZD通用数据采集板卡实现的, 每块ADC板卡板载8片ADC模数转换芯片, 因此使用2块板卡共16片ADS5474芯片, 完成对16通道中频回波数据进行模数转换。

单块ADC采集板卡的功能框图如图3所示。

相参雷达一般对幅相一致性要求较高, 其中, 相位一致性的实现更加关键, 也相对较难, 下文将从两个方面分析系统的相参设计:通道间相位一致性设计和脉间相参性设计。

3.1.1 通道间相位一致性设计

通道间相位一致性可以通过通道间采样时钟的一致性保证。只需保证个通道的采样时钟相位一致, 即可保证通道间采集数据的相位一致性。

单块ADC采集板载有8片ADS5474, 它们的采集时钟来自同一个基于AD9520的时钟网络。

AD9520-0是Analog Devices公司的一款12路LVPECL/24路CMOS输出时钟发生器, AD9520-0提供多路输出时钟分配功能, 具有亚皮秒级抖动性能, 并且片内集成锁相环 (PLL) 和电压控制振荡器 (VCO) 。片内VCO的调谐频率范围为2.53GHz至2.95GHz。

如图4所示AD9520的功能结构图。

AD9520有4个bank的时钟输出, 其内部设计可以确保12路时钟输出的相位偏斜在16ps以内, 完全可以保证一块ADC板内各采样时钟的相位一致性要求。而对于两块板间的采样时钟一致性, 一方面AD9520提供了ZERO-DELAY模式可供选择, 另一方面, 可以通过R/N DELAY等参数的设置确保板间采样时钟的一致性。

3.1.2 脉间相参性的设计

脉间相参性直接影响信号处理相参积累的效果, 进而影响接收信号的信噪比, 对系统指标有着显著影响。

脉间相参性设计的关键是对触发信号的设计。触发信号是由系统控制板产生, 通过传输线缆及机箱底板传输至ADC采集板, 由于传输路径会造成触发信号的抖动, ADC通过触发信号的波门来控制采集启动时必然会受到抖动的影响, 如何消除抖动的影响成为脉间设计的关键。

如图5所示, 采用预锁存时钟对触发信号进行预处理, 利用预锁存时钟的大周期跨过触发信号抖动区间。

图5中, Δt为触发信号抖动区间, ts为预锁存时钟域下所需的建立时间, T为预锁存时钟周期, 为保证预锁存时钟能平稳锁存触发信号, 必须满足如下条件:

3.2 数字下变频设计

数字下变频又称数字正交鉴相。它是从雷达回波信号中同时提取信号幅度和相位信息的有效方法。

传统模拟正交鉴相又称“零中频处理”, 是指因相干振荡器的频率与中频信号的中心频率相等, 使其差频为零, 这种方法是现在模拟域对中频信号进行正交解调成I、Q两路基带信号后, 再使用两个ADC芯片分别对其采样。数字正交鉴相的实现方法是首先对模拟信号进行A/D变换, 然后进行I/Q分离。数字正交鉴相的最大优点是可实现更高的I/Q精度和稳定度。

实现数字正交鉴相比较常用的有数字混频低通滤波法和数字插值法。本系统中使用数字混频低通滤波法实现数字正交鉴相。如图6所示。

图6中, fc为中频回波信号的频率, fs为采样信号的频率。

本系统中, 数字正交鉴相在FPGA中设计实现。首先单板上的FPGA对8通道ADC模数转换芯片输出的中频回波数据进行采集, 在FPGA内生成一个数字NCO与输入信号相乘进行数字正交混频, 得到两路数据后再通过FIR低通滤波器后输出, 得到I/Q两路基带信号。

接收机模拟前端输入的中频信号中心频率为150MHz, 带宽为25MHz, AD芯片采样率为120MHz, 因此在频域频谱经过折叠后, 信号中心频率为30MHz, 带宽25MHz。所以, 在FPGA内生成一个30MHz的数字NCO, 低通滤波器通带设置为12.5MHz, 阻带设置为17.5MHz。

3.3 高速串行数据传输

中频回波信号在ADC’板的FPGA内完成数字下变频功能后, 将单板8通道I/Q基带数据打包交织, 再通过底板链路传输到专用接口板。

本系统中板间高速数据传输采用基于数据包交换的串行Rapid I/O协议, 该协议是基于Xilinx公司在Virtex5 SX95T FPGA内部集成的可编程高速数据收发Rocket I/O模块 (GTP) , Rocket I/O模块是一种高速的串行收发器, 采用两对差分对来进行数据的发送和接收, 可以实现两个单工或一对全双工的数据传输。

本系统使用四通道绑定的4X Rapid I/O传输, 基于数据包交换的Rapid IO协议使系统各节点间的数据传输更加灵活。数据交换板采用雷达所自研的硬件板卡, 支持基于Rapid IO协议的数据交换, 并且节点号灵活可配置。板间数据交换结构拓扑如图7所示。

3.4 数字波束形成

本系统在专用接口板中实现数字波束形成。如图8所示。

首先, 接口板接收到ADC板传输过来的16通道基带I/Q数据。FPGA完成数据解包, 并将一部分数据传输至TS201, TS201计算出DBF系数后, 将其反馈回FPGA, FPGA利用其内部丰富的乘法器资源完成数字波束形成的一系列乘法运算。

FPGA完成16通道的数字波束形成运算后, 形成和差差三通道数据, 通过板间传输链路将数据发送至信号处理板卡, 进行后续信号处理。

综上所述, 这种基于通用ADC数据采集板卡和专用接口板来实现多通道中频信号的数字接收架构, 可以灵活地实现对中频信号的数字接收, 并且通过更新FPGA软件即可实现对系统功能的再次快速配置。

摘要：随着大规模高速集成电路的发展, 数字接收机在雷达接收机系统中的应用越来越广泛, 一般数字下变频是使用专用芯片来完成, 但这种方式灵活性差, 同时, 当接收通道数较多时, 各通道间的相位一致性也是一个棘手的问题。针对这种情况, 提出了一种系统架构来实现对16通道中频回波信号的同步数字接收。整套系统基于通用数据采集板、定时板、数据交换板卡及专用接口板, 完成了从中频模拟信号的同步采集、下变频、打包和传输的功能。

关键词：同步技术,多通道,中频信号,AD9520

参考文献

[1]丁鹭飞, 耿富录, 陈建春, 等.雷达原理[M].北京:电子工业出版社, 2009.

[2]12 LVPECL/24 CMOS Output Clock Generator with Inte-grated 2.8GHz VCO AD9520-0[R].USA, Analog De-vices Inc, 2008.

中频数字高斯白噪声的研究与实现 篇7

为了测试通信设备的性能并减少测试费用, 信道模拟器是十分必要的, 高斯白噪声是信道模拟器的一个重要组成部分, 在信号处理和分析中有着重要作用, 需要利用高斯白噪声信号源测试和检验导航系统的抗干扰性, 导航干扰信号源作为导航对抗信号的生成设备, 实现占用资源少、精度高的高斯噪声源对提高对抗信号的性能有着重大意义。

利用均匀分布和高斯分布之间的映射关系以及折线逼近法, 可以有效地解决芯片资源与精度的矛盾。通过多采样可以在达到相同效果的前提下大大减少滤波器的抽头系数, 大幅度降低占用芯片资源。

2 均匀分布随机序列的产生

2.1 均匀分布随机数的产生

产生均匀分布随机序列的方法有很多种, 本设计采用m序列, m序列是由线性反馈移位寄存器产生的周期最长的一种序列, 如果选用的反馈移位寄存器级数位n, 那么生成m序列的周期为2n-1, 状态的取值范围为1~2n-1, 在给定初始状态为任意非零值时, m序列的周期不变, 移位寄存器的状态值是服从均匀分布的随机数, n越大, 产生的均匀随机序列周期就越长, 相关性就会越小。综合考虑, 本设计采用的是32级线性反馈移位寄存器, 本原多项式为x32+x28+x27+x+1。

2.2 降低m序列自相关性

由于高斯白噪声信号是一个随机过程, 在任意不同的时刻采样信号的统计独立的。但是, 我们从m序列的产生过程可以看出, 相邻的几个状态值之间并不是相互独立的, 显然这会对高斯白噪声采样信号之间的统计独立性产生影响, 为了减小m序列之间的相关性, 需要隔几个时钟周期输出一个状态值, 本设计隔4个时钟周期输出一次状态值。

3 高斯分布随机序列的产生

高斯分布随机序列通过均匀分布和高斯分布的映射关系产生, 考虑到在MATLAB环境下仿真, 随机数位数过多将导致运算量超出内存的限制, 因此, 本方案截取线性移位寄存器产生的32位随机数的低18位作为均匀分布随机数的输出。根据均匀分布与高斯分布的映射函数

式中, x为服从均匀分布的随机数;y为服从高斯分布的随机数, 考虑到高斯分布的实际情况, y仅在[-4, 4]之间取值便可以代表绝大部分数值的分布情况, 故y在[-4, 4]之间取值即可, 对y每隔0.01等间隔采样, 共801个值。

通过Matlab得到映射关系曲线图, 如图1所示, 可以看到, 映射曲线在一定的区间内有线性关系, 并且x绝对值越小, 线性关系越明显, 在考虑到精度的前提下, 对x进行非均匀量化, 用不同斜率的直线对关系曲线进行逼近, 经过实验, 认为23段折线已可以很好地拟合关系曲线, 故本设计采用23段折线逼近法, 映射曲线与23段折线拟合如图2所示。

将得到的23组横纵坐标、斜率存入到FPGA的ROM中以备调用。由于涉及到小数, 本设计以浮点数的形式将横纵坐标值、斜率值存入到.mif文件中。

4 多采样调制

此时我们得到的高斯白噪声序列是基带中的, 在实际应用中, 我们需要产生中频上的高斯白噪声序列进而通过上变频调制到所需频段, 所以对基带的高斯白噪声进行调制也是至关重要的。

本设计通过多采样对基带信号进行调制, 拟产生中心频率为40.92MHz, 采样频率为163.68MH的中频高斯白噪声信号。生成m序列的时钟频率为163.68MHz, 为减小m序列的自相关性, 输出状态值的时钟频率为40.92MHz, 首先经过采样频率为40.92MHz的窗函数, 截出所需的频段范围, 再经过采样频率为81.84Hz的半带滤波器, 最后通过采样频率为163.68MHz的CIC滤波器, 这样可以将基带信号的采样频率提高至163.68MHz, 与NCO核产生的采样频率为163.68M H z、中心频率为4 0.92M H z的载波进行调制, 最终输出所需的中频信号。

5 FPGA实现

5.1 FPGA实现的整体框图

5.2 系统实现与仿真

在Q u a r t u s I I开发环境中使用Ve r i log H DL语言实现上述模块的功能, 本设计采用St r at i x I I:EP 2S9 0F1020I4作为目标器件, 仿真过程中, 系统的输入时钟为10MHz, 通过pll核倍频得到设计中的所需时钟。

将最终得到的高斯白噪声序列导入到MATLAB中进行仿真, 分别调用hist函数和normplot函数得到序列统计直方图和正态检验概率图, 分别如图4、图5所示。从两图可以看出得到的高斯白噪声的概率密度是高斯型的。

为了验证硬件实现的正确性, 将程序下载到开发板中进行测试, 通过频谱仪观察得到的高斯白噪声频谱以及功率谱是否满足要求, 分别如图6、图7所示。从图中可以看出在通带内, 功率谱密度比较平稳, 近似为常数, 这与我们所学的理论一致, 故这种方法可以得到精度较高的中频数字高斯白噪声信号。

6 结束语

采用折线逼近法以及多采样调制实现中频数字高斯白噪声的方案是可行的, 在保证一定精度的前提下, 可以大幅度减少FPGA芯片的占用资源, 且简单易行, 运算量小, 由于采用Verilog HDL语言编写, 有很强的可移植性, 可以灵活的嵌入并应用于其他系统。

参考文献

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[2]任文平, 梁竹关, 李鹏, 申东娅.EDA技术与FPGA工程实例开发.北京:机械工业出版社, 2013

[3]刘福奇, 刘波.Verilog HDL应用程序设计实例精讲.北京:电子工业出版社, 2009

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[5]刘东华.Altera系列FPGA芯片IP核详解.北京:电子工业出版社, 2014

探讨中频数字接收机的设计与实现 篇8

关键词：中频数字接收机,软件无线电,数据采集,成形滤波

软件无线电作为未来无线通信的发展方向，世界各国都在进行深入的研究。基本结构主要有三种：射频低通采样数字化结构、射频带通采样数字化结构和宽带中频采样数字化结构。其中宽带中频数字化结构既降低了中频之前模拟滤波放大处理的难度，也使其较之传统的中频数字化接收机具有更好的波形适应性，信号带宽灵活性及可扩展性。

1 中频数字接收机的设计方案

随着数字信号处理技术的发展，接收机设计经历了从模拟到数字的演变过程，并且因ADC器件水平的提高，数字化程度越来越来高。如何将模拟信号变换为数字信号变成了实现超越以往接收机系统的关键之一。本文的中频数字化方案示意图如图1所示：

经过下变频，将射频信号变换为中频IF信号，在宽带ADC前可用一个中心频率固定的高性能抗混叠滤波器滤除带外无用信号并可在中放级实现自动增益控制，获得最大信号增益，减轻带内信号过载的可能性。同时，ADC后用数字滤波代替了模拟滤波，提高了系统的灵活性和滤波器的选择性。而且，就系统的可编程性而言，宽带中频数字化接收机与射频数字化方案相当。

2 中频数字接收机的实现

2.1 数据采集的实现

为了能采样10 MHz的中频信号，高速数据采集部分采样时钟选定为fs=40MHz。此外，带通采样有可能避开带外的谐波，杂散混叠到带内来，在设计过程中只要精心选择采样频率和IF频率就能避免，因此在系统设计时IF和Fs的选取是关键。本文选用了ANLOGDE-VICE公司的AD6640。

2.1.1 模拟输入电路

一般AD变换器之前要用运算放大器来驱动。AD6640的差分输入方式使用射频变压器，以减小信号失真，其中，模拟中频信号由阻抗为50的同轴电缆输入后，直接经阻抗变换比为4∶1的射频变压器以差分方式送入AD6640。由于AD6640输入阻抗为900，为了阻抗匹配，经阻抗变换比为4∶1变压器后，在差分输入端AIN和/AIN之间要并连一个270的电阻。

2.1.2 电源及地的实现

AD器件是一数模混合器件，模拟电路与数字电路使用不同的电源。模拟部分使用独立的电源供电。数字部分和系统内其它数字电路共用一数字电源。由于本系统采用PCI总线结构，模拟电源由PCI的12V输出经DC-DC转换成5V后供AD使用。数字电源由PCI的5V输出供给。另外，为了系统调试的方便，在设计时也采用了外接电源的方法，为保证电源电压的稳定采用了两片三端稳压管。

2.2 数字成形滤波的实现

成形滤波单元由一个255阶可编程FIR滤波器完成，该FIR滤波器总抽取率16，具体应用可通过编程选择抽取头数，抽头的权系数以及FIR的形成(实系数还是复系数，对称还是非对称)抽取率1～16之间可变。成形滤波器的输出带宽为W (W为调制信号的基带带宽)，输出采样频率大于2W。DSP模块通过对成形滤波器输出的基带信号进行处理，可提取各种误差信息，包括定时误差、载波相位误差、频率误差、增益误差等，将这些误差信息反馈到各部分电路中去，可完成定时同步、AFC等功能。其中，载波相位同步是通过COF反馈控制NCO来实现的。

2.3 控制器的实现

本文研究的中频数字接收机的全局控制针对控制信号数量多，逻辑相对简单的特点，选用了ALTERAMAX7128两片和ATMEL的MCU (AT89C51)，主要功能完成系统复位、时钟处理、写HSP50214B控制字和DMA传输。

2.3.1 时钟电路

本文研究的接收机的时钟电路源为40MHz。采样时钟(SAMP-CLK)、锁存器时钟(LKCLK) HSP50214B的输入时钟(CLKIN)和处理时钟(PROCLK)。通过对40MHz源延时，分频获得。时钟处理由CPLD完成。此外，延时采用了延时单元LCELL、2分频和4分频电路用D触发器实现。每一LCELL大约可以延时6ns，满足处理定时要求。

2.3.2 配置控制字

HSP50214B控制字的写入是由单片机AT89C51和CPLD (MAX7128SLC)做硬件逻辑设计，编程AT89C51实现的。在写控制字期间，禁止采样数据输入，需将输入使能信号置低。根据硬件电路，对AT89C51编程配置HSP50214B内部寄存器。下面给出一个寄存器配置的程序片段：

2.3.3 DMA传输控制逻辑

DMA输，由Vx D设置传输地址寄存器和计数器，控制逻辑确定DMA传输启动条件。由于S5933内部FIFO中断能力强，为避免中断过于频繁，当外部FIFO几乎满时，CPLD产生外部FIFO读和55933内部FIFO写信号。当至少有4个外部FIFO数据写入55933，启动DMA传输。计数器内容递减为零，传输结束，产生中断。

3 小结

本文总设计的中频数字接收机的主要性能指标是：2 bit采样数据输出、TTL/CMOS电平兼容;采样速率高达65 MHz、工作带宽250MHz;模拟信号差分输入，无须外部运算放大器。而且处理选用多种商用处理板，结构设计灵活性强，硬件升级方便，很好地节约了成本。

参考文献

[1]杨小牛等.软件无线电原理与应用[M].电子工业出版社, 2005.

数字中频的应用前景 篇9

随着我国工业化进程的不断推进,数字通信技术在煤矿井下作业中被全面使用,使得煤井下的生产检测安全指挥性能上取得了长足的进步。但是由于井下作业环境条件差、潮湿、粉尘严重、空间狭小、用电设备配置量大、传输失真等问题的存在。许多通信方法都由于噪声大而无法很好地应用,严重影响了通信系统的应用效果。集语音、图像和数据传输为一体的煤矿井下通信技术逐渐受到人们的亲睐,因为数字通信具有抗噪声能力强且可再生的优势,是提高井下与外界通信质量的保证,特别是近年来的通信技术发展很快,在专用电路和音响设备上都有了新的突破,为煤矿井下的数字通信打下了坚实的基础。也为我们实现高质量的全程化通信技术提供了理论依据和实践经验。

1数字电路设计

数字通信专用电路关乎整个在煤矿井下通信系统的畅通程度,正向着小型化、集成化和高度可靠的方向发展,以满足矿井下通信的特殊性。现场可编程门阵列(FPGA)器件代替传统的通用Ic(集成电路)芯片,既能解决煤矿井下空间小的限制又可提高系统的集成密度和性能。将设计转换成位留文件,再将其配置上FPGA芯片,在使用中可根据实际情况修改电路,且能进行正确的仿真输出,实现可编程的自由性。同时,改善其自设电路实现数字转换,可有效改变传统的电路板上搭接电路并多次调试的方式,实现电路全数字化。用FPGA代替原来电路中的PLD、PAL、GAL增大其规模,适合于专用集成电路(ASIC)如兆位FiF0控制器等。新型FPGA不断推陈出新,将其改进用作ASIC具有很广阔的应用前景。

另外,专业的DM电路相比于传统的PVM电路具有简单、易行的优势,这也使得单片数字压扩能够适应增量调制,国外的一些军用数字通信方法采用的就是32kbit/s的数字压扩增量调制通信系统。这种效果好的电路值得煤矿井下数字通信的电路调制的借鉴,但是缺点就是一个通信通道需要一个独立的编码器和译码器。但是恰巧使得这种通信调制电路拥有很大的灵活性和适应性,正好适应了煤矿井下对通信信息量要求小、布点分散的需求。

2数字信号的传输

目前,煤矿井下通信技术主要有载波通信技术、漏泄通信技术、感应通信技术、井下光纤通信技术、井下PHS通信技术、蓝牙通信技术等。他们在信号传输中的功能各不相同,需要根据井下特点从多方面考虑综合选取。

2.1数字信号传输损耗影响传输质量,它与传输信号频率成比例,需按自由空间损耗公式来正确分析其衰减程度。

2.2码间串扰与均衡影响信号的正确判断,数字信号时域有限但频域是无限的,因为这个缺点可以在无限带宽信号特别是窄带信道上,会因为波形的干扰导致影响正确的判断。其特性需要满足满足杂奎斯特准则,若所选技术无法满足其条件时可将信号波形均衡器设置于中继站或收信端,以减小其影响。中继器特性和传输线路特性决定中继段的均衡特性。由于中继器的输出输入采用具有高通特性的变量器,传输线路呈现低通型,因此二者综合特性为带通特性。而中继段的均衡特性是由输线路经和中继器特性所共同决定的,因为传输线路特性主要呈现的是低通性所以合成以后就是会带通特性的。所以为了达到网络的均衡作用,应该适当调整这对通特性的频率和特性,使之能够达到波形均衡的要求。在为满足波形的均衡性可以通过调整截止频率和带通的方式解决。

2.3信道噪声干扰容易导致信号判断错误,信道噪声主要被分为:内部噪声和外部噪声,在电路系统中的内部的电压欺负就造成了内部噪声,其内部噪声为正态分布且均值为零。外部的噪声则是因为机电设备的碰撞或者是停起所造成的物理噪声,这种噪声是复杂的合成,目前还缺乏对外部噪声的成分进行进一步的研究。目前只知道井下的外部噪声的各噪声源是相互独立存在的,也就是来源复杂,近似为正态分布的平稳随机过程。根据中心极限理论分析可得出这种正态分布很近似于70～-100DB,这很大程度上是因为受到干扰判断失误造成的。因此,正确建立信噪比与误码率的关系,有助于选取合理方式。

2.4数字通信中继距离的正确估算是保证传输质量优良的前提条件。主要是在PCM系统下,保证通信质量的要求,具体而言就是要求p值小于10-6,这可以根据码间串扰的信噪比得出。主要是在系统中因为抖动关系会造成信噪比高达3db的误差,这样在考虑电缆与温度变化的偏差时不得不考虑这部分的衰减作用。一般情况下,对于宽带信号来说,将信号信噪比减去附加信噪比损耗量作为通信质量要求的信号比,而附加信噪比损耗量需满足:

通常情况下,选择适合的均衡器,且将其设置在煤矿井下通信设备的收信端,可满足距离要求,但是不可使用中继站。因此,在煤矿井下使用数字通信技术时,需要综合考虑以上四方面在信号传输过程中的影响。根据实际条件选择主要方面来衡量其性能,在未来发展中可以达到最优化效果。

2.5而在数字通信电路在传输信息时,抗噪声性能不得忽视,数字通信的噪音主要分为:量化噪声和信道噪声。而所说的单音信号的调制与量化噪声相比,DM就显得非常有优势,其中DM的误码信噪要比PCM大(从始至终)。实验表明DM在通信应用中的主要优点是对信道干扰严重的煤矿井特别适用。而上面分析的主要是DM下的数字设备,这也是符合煤矿井数字通信应用的原因。

2.6数字调制传输,这可以有效解决无线通信中意外中断的问题,也包括井下感应通信容易受干扰的问题。因为上述所说的DM的抗噪能力特别强,并且码元速率也特别低。而目前应用的难度在于,DM马元率仍然太高,导致频带占得太宽、感应难度大,所以在载波通信设备的使用困难重重。为了解决这一难题,就必须研制出适应能力更强、更能与DM调制兼容的方法。因为之前的难度是难以把马元率调到32kbit/s,现在为了增强其适应能力,不妨调到原来的一半,再把感应载波的频率相应地调高,这样就能吧数字调制感应完美地应用在煤矿井下了。

据多次试验研究,DPSK是数字调制中最为成功的,因为在占用频带和抗噪声性能上都表现得极其出色。这也是数字调制传输在煤矿井下运用提供了依据。

3通信设备的设计制造

煤矿井下通讯设备需要满足防尘除潮、体积小、质量轻、安全性和防爆性的要求,克服较差信道条件和较强干扰的影响,因此在设计制造过程中可从性能和使用功能两方面来考虑。

在使用功能方面,通过元器件选择和功率分配设计实现录音、扩音、选呼叫作用进行生产的有效控制,同时在重要节点上设置双向报警功能,实现应对突发事故的能力。

从性能方面考虑,其设计应将干扰噪声的频谱宽、电平高等考虑在内,以比较确切的信道参数为依据,减小环境因素的影响,如将抗噪的MIC用于终端。同时注重设备优化,通过位同步采样信号的方式设置数字位同步系统结构,确保数据传送的稳定性和可信性。

4系统软件的应用

接下来所提到的PLC行程监视和保护系统是为了老矿井控制系统运用而设计的。它的优点是能够实现安全回路的控制而并非传统的机械式的保护装置。独立操作、灵活简便,并能起到更好的监视和保护作用。据试验,该系统目前在实验室的测试中性能表现得非常出色。

通过以下步骤可以看出该系统软件的流程和各部分功能。首先该程序的组成包括整个用户主体、行程、速度的计算、故障检测和预警。

大致的流程主要是:系统准备期—等速段的行程监视和保护—同步速度计算—完成ZAE201清零,然后再是进入减速段的行程监视和保护—持续投入—停车结束。通过这些清晰的流程可以看出该系统软件能够对矿井内部进行实时监控和保护,并且通过测试也运行良好,效果出色。这是目前矿井下数字应用的新典范。

5小结

伴随计算机技术、微电子技术的不断创新,井下煤矿通信技术也迎来新的发展机遇。虽然目前煤矿井下的数字应用的问题也是很明显的:网络单一化、缺乏集中性、可靠性不足,无法对井下实施全方位的监测和保护,一旦出现意外险灾害,通信系统也会遭到严重的破坏,也就无法及时产生救援。但是未来的发展方向还是比较明朗的,主要朝向集约化、轻质化、通用化、电路简单化、高灵活性和可靠性方向发展。将FPGA芯片融入专业集成电路、优化设计参数,分析信号传输影响因素选取最优通信技术,有利于实现全程数字化和高度同步性。数字通信技术为井下自动化提供了技术平台,为实现安全生产提供了基础,提高其使用水平逐渐引起人们的高度关注,并能有效促进技术的发展和创新。

参考文献

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[3]孙立权.浅论煤矿机电管理.中小企业管理与科技(下旬刊),2011-10-25.

[4]陈亮.浅谈煤矿提升系统的技术改造.中小企业管理与科技(下旬刊),2010-02-25.

[5]唐璞.对煤矿安全生产管理的几点思考.中小企业管理与科技(上旬刊),2010-03-05.

数字中频的应用前景 篇10

关键词：ICS554采集卡,室内GPS信号,PCI总线,天线

GPS信号在室内传播时遭受到严重多路径和信道衰落的影响。为了实现对室内信道衰落等特性的建模,首先要解决的是采集室内原始GPS信号的问题。室内GPS信号极其微弱,以GPS IIR-M型卫星为例,GPS的C/A码到达地面的最小信号功率为-158.5 dB·W[1]。文献[2]也提到,在室内定位需要捕获-160～-200 dB·W范围内的GPS信号。为了完成后续室内信道测量,单独采集如此微弱的室内GPS信号,需要设计极为复杂的捕获算法。文献[3]中提到,GPS接收机差分相干捕获算法在不需辅助数据的情况下能在200 ms内捕获到-177 dB·W的GPS信号,但该算法也有一定的错误捕获概率。为达到实时无误采集处理室内GPS微弱信号的目的,本文提出增加一路室外GPS参考信号辅助捕获跟踪室内GPS信号的方案。室内和室外的GPS原始数据被同步采集和处理,室外参考信号处理得到的捕获和跟踪数据可以向室内信号提供误差较小的近似载波多普勒、码相位等相关参数,另外加上对导航电文的剥离,可以突破相干捕获算法积分时间不超过20 ms的累加限制,非常有利于室内GPS微弱信号的采集与处理。

1 系统总体构架

整个采集系统由射频信号接收、中频数字化处理以及PCI传输三部分组成。卫星信号由天线接收下来后,经射频信号接收单元降频、放大、去噪,传输到中频数字化处理单元采样转化为数字信号,然后由FPGA模块解调、下变频到基带,最后数据经PCI总线传输到PC机进行频谱分析、建模仿真等。如图1。

1.1 射频信号接收单元

如图2所示,天线接收到GPS卫星信号,经过射频信号调整、下变频混频以及中频信号滤波放大,GPS L1信号频率由1 575.42 MHz下变频到中频,再经过低通滤波就进入中频数字化处理阶段。GPS接收机中各级电路内部噪声对级联后总噪声系数的影响各有不同,但级数越靠前对总噪声系数影响就越大,总噪声系数主要取决于最前面几级电路的噪声系数,因此前置滤波器在L1信号1 575.41 MHz频率附近至少应保证C/A 码的2 MHz频谱位于滤波器的通带内,以保证信号的完整性,并且滤波器的通带响应该平稳以保证信号的稳定性。因此,前置滤波器需要选择具有低噪声特点的带通滤波器滤除带外噪声。声表面波带通滤波器(BPF),通带响应平稳,并且通带边缘陡峭,对于处理微弱GPS信号,可以滤除GPS波段之外的各种干扰和噪声。

1.2 中频数字化处理单元

根据GPS信号室内传播特性,本文设计了基于ICS554采集卡的室内GPS中频信号数字化采集平台。ICS554采集卡是具有PCI总线接口的四通道高速数据采集卡,如图3,可以同时对四路模拟信号进行14 bit精度, 30—80MSPS采样速率的采样处理。采样时钟可以由内部或外部提供。对于原始采样数据,用户可以选择是否利用卡上的可编程逻辑资源进行处理。原始数据或者处理后的数据可以通过64 bit/66 MHz的PCI总线传输到PC机。

本文采集平台主要借助了ICS554中AD6645、FPGA以及FIFO功能模块,在充分发挥采集卡本身硬件的同时,增强了伪码解算、跟踪以及信号解调等设计的灵活性。如图4所示。

1.2.1 AD6645的结构和特点

AD6645是一款具有14位精度、4 通道以及每通道最大采样率高达105 MHz的A/D转换芯片,是当前用于中频数字处理的优选器件。采用3级子区式转换结构,这种设计的好处是既保证了转换的精度和速度,又实现了较小的功耗和封装尺寸。输入信号带宽可达50 kHz～200 MHz;双音无杂散动态范围(SFDR)为 100 dB;典型的信噪比74.5 dB;工作带宽270 MHz;数字输出可工作在3.3 V电源上,方便与数字ASIC接口;数字采样输出为二进制补码格式等。AD6645的信号输入方式采用两路差分输入,可实现采样部分与FPGA相结合,而采样频率由外部时钟控制。AD前端驱动目的是使采样信号参考电平与AD6645的模拟信号输入参考电平达到一致。AD前端驱动、采样处理及FPGA关系如图5所示[4]。

1.2.2 FPGA中实现的功能和优化设计

在XILINX公司的ISE9.1开发环境中,选用顶层设计方式,通过verilog语言编写FPGA内部程序,完成正交数字下变频,数字低通滤波以及PCI总线配置等设计和优化,最终实现下变频到基带的信号被送入终端处理PC机中。

1.2.2.1 正交数字下变频(QDDC)

基于正交混频的数字下变频器与模拟下变频器类似,包括数字混频器、数字控制振荡器(NCO)和抽取滤波器3部分(如图6)。从A/D转换器中输出的数字中频信号与本地NCO产生的正弦/余弦信号相乘,相乘结果分为I、Q两路信号。两路信号分别经过抗混叠滤波以及数字抽取,数据流速率降低为基带的信号输出到FIFO。通过配置PCI总线,调整基带数据输出格式,如并行/串行、实数型/复数型、定点/浮点等。

实验模拟信号中频频率18.414 MHz,带宽10 M,采用100 MHz采样,经过正交数字下变频到基带,经数字抽取到10 MHz。C/A码信号频谱主峰宽只有2.046 MHz,数字采样率最终选用10 MHz,是为了保留更多有用信息,提高频率分辨率,利于观察多路径的影响。

1.2.2.2 数字低通滤波器

数字低通滤波能提高信噪比,抑止杂波和镜像频谱。数字低通滤波器采用等波纹最佳一致逼近法设计。根据要求设计的FIR低通滤波器如图7所示。

滤波器的指标如下:

通带:BW=5 MHz ;过渡带:3 MHz;

阻带衰减:≥-50 dB;滤波器阶数:64阶。

1.3 PCI传输单元

PCI总线是一种即插即用的高性能总线标准,支持线性突发模式,速度快,存取延误极小,能独立于CPU同步工作,在高性能计算机和外围设备中得到了广泛的应用。本文中的PCI传输单元采用PCI驱动芯片QL5064,它是ICS554上一款支持64位66 M总线标准的PCI桥芯片,符合PCI v2.2规范,其最大突发传输速率可达528 Mbps。PCI核由控制器和FIFO组成,可实现零等待的突发传输以及本地总线时钟和PCI总线时钟的异步操作,支持主模式、从模式和DMA传输三种模式。FPGA处理后的基带数据先传输到缓存FIFO中,缓存FIFO大小为64 K×72 bit。待缓存FIFO写满后发出中断给PC机程序,pc机程序接收到FIFO的满中断就开始以DMA数据传输模式传输数据,DMA设置传输数据大小也为64 K×72 bit。当数据传输完毕时停止DMA传输,FPGA检测到FIFO空信号后又继续读取64 K×72 bit的数据存入缓存FIFO,重复之前的操作直到PC机读完FPGA中所有数据,PC机程序停止读操作。

我们使用微软公司的程序编程软件VC2005,通过应用程序接口(API)来控制和访问硬件,达到读取数据的目的。ICS公司对应用程序接口做了性能优化,提供了“ICS554Api.h”的头文件以及软硬件开发常用的功能代码,有效加强了开发和调试代码的能力。PC机程序首先通过调用Win32 函数CreateFile( )来获得ICS554采集卡驱动程序的句柄hDevice,然后用Win32函数中ics554LocalControlSet (hDevice)等函数来提交板卡I/O 控制代码和相关输入输出缓冲区到驱动程序。

2 数据存储与实验仿真

因为PCI总线的传输速率和电脑硬盘读写速率不匹配,为实现实时采集,不间断读写,PC机读操作程序采用了乒乓操作的方法[5]。如图5所示。乒乓操作的特点是 “输入数据选择单元”和“输出数据选择单元”按乒乓节拍互相配合,将经过缓冲的数据流不间断输送到“数据处理单元”进行运算与处理。通过观察输入输出两端的数据流,发现读、写数据都是连续不断的,因此非常适合对数据流进行流水线式处理,基本实现数据的无缝缓冲与流畅处理。

任意截取1 ms实验数据在matlab中进行仿真。图9为运用非相关累计捕获算法累计10次捕获到的GPS PRN为29的卫星室内外信号图。从图中可以看出,室内GPS信号被有效捕获。

3 结论

实际实验中,室外参考天线距离室内天线不超过30 m,这样做是尽可能保证GPS信号到达室内外两路天线时室外空间传播阶段带来的时延和多普勒相同。在利用室外参考天线确保室内GPS信号捕获的前提下,剥离室外影响因素利于后续只针对室内信号传播特性的信道建模。 相对于室外环境,室内环境下GPS信号传播规律较难描述,现有的GPS信道模型主要针对的是室外环境,真正适合室内环境的GPS信道模型尚未成熟。本文提出的室内GPS中频信号数字化采集方案,实现了实时、连续采集室内GPS原始信号的目标,满足了室内信道测量与建模对原始数据的要求,也为今后研究室内GPS信号的捕获、跟踪和解调算法等打下了坚实基础。

参考文献

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