直驱式波浪发电

直驱式波浪发电（精选7篇）

直驱式波浪发电 篇1

1 引言

波浪能作为一种清洁无污染的可再生能源, 具有很好的开发前景。相比于其他可再生能源 (如风能和太阳能) , 波浪能具有能量密度高、可预测性好等优点[1,2]。全球波浪资源储量丰富, 但分布差异较大[3], 中国波浪能主要集中在东南沿海以及一些海岛地区, 具有很好的开发应用潜力, 但目前相关领域基础研究缺乏, 限制了波浪能的实际应用[4]。

波浪的速度和频率较低, 需要提速环节才能驱动传统电机, 而这会增加系统的复杂性。直驱式波浪发电装置 (Direct-Drive Wave Energy Converter, DDWEC) 采用直线电机直接将波浪能转换为电能, 由于没有提速环节, 其所需的离岸维护最少, 因此成本也大大降低, 具有很高的可行性[5]。

直驱式波浪发电系统也面临着自身的一些问题。一方面, 海面波况变化时, 直驱式系统的输出功率也会波动, 对电网的稳定性及电能质量都会产生不利影响;另一方面, 即使波况恒定, 由于直驱式系统自身的特性, 其产生的功率幅值变化也非常大, 甚至出现零功率时刻。这些特点使得系统输出的电能质量变差, 增大了电力电子设备的容量, 大大降低了其利用率。因此, 如何平抑功率波动成为直驱式波浪发电系统的一个重要研究课题。

对于单个WEC来说, 可以通过一些控制方法以及储能系统来实现功率波动的平抑[6,7], 然而单纯使用这些方法会使系统更加复杂同时成本也会增加。随着波浪发电规模的增大, 可以通过优化发电场排布的方法平抑波动。比较简单的排布方式就是整体布局[8,9], 比如将发电场布置成圆形或方形;另外还有基于系泊装置约束的排布方式[10];文献[11]也对浮子的相对位置进行了分析。但是以上研究都未对浮子间距等因素的影响进行深入分析, 也很少考虑浮子间的相互作用 (称之为“浮子效应”) 。因此, 本文从本质上分析了浮子间距对于平抑功率波动的效果, 同时研究了排布的浮子效应, 优化了波浪发电场的排布。

此外, 波浪发电的转换效率普遍较低, 一般为10%~30%[12], 而通过改善浮子形状, 可以一定程度提高波浪能捕获效率。例如, 经典的点头鸭装置[13], Marine Power System Limited公司设计的环形浮子[14], 以及SEABASED公司设计的多边形浮子[15]等。本文通过对比几种常规形状的浮子, 分析浮子形状的优化特点, 进而提高单个WEC的能量吸收率。

2 水动力分析

2.1 水动力模型

浮子在水中受波浪作用, 有六个自由度的运动。本文研究的直驱式WEC仅限定浮子做垂直方向的振荡运动, 其在水中的受力如图1所示。

由图1可见, 浮子主要受到波浪的浮力 (包括波浪激励力、辐射力和静恢复力) 、电磁力以及重力的作用。根据牛顿第二定律, 其运动方程为:

式中, M为包含浮子和发电机动子等运动部件的总质量;Fex为波浪激励力;Frad为辐射力;Fres为静恢复力;Fg为发电机电磁力。

在规则波中, 辐射力Frad为[16]:

式中, A为附加质量;B为附加阻尼。

静恢复力Fres为:

式中, V (t) 为浮子的吃水体积;ρ为海水密度;g为重力加速度;K为静恢复力系数, 可以表示为K=ρg Sw, 其中Sw为浮子水线面积。

系统线性化, 发电机反电磁力Fg可写为:

式中, Ag为电磁力等效惯性系数;Bg为电磁力等效阻尼系数。

因此, 式 (1) 可以写为:

可以将式 (5) 等效为RLC电路, 如图2所示。

2.2 功率捕获

为了让WEC能够捕获更大的功率, 可以通过控制电磁力等效系数, 使系统频率与波浪频率相匹配, 即:

式中, ω0为波浪频率, ω0=2π/T。

实际上, 这种状况很难实现。当电磁力等效系数达到匹配条件时, 浮子的速度将会非常大, 超出系统的速度及冲程限制, 甚至会损坏装置。因此, 实际WEC的优化控制是在考虑系统各类约束的情况下, 使系统尽量接近频率匹配状态。

浮子运动幅值为:

WEC吸收的平均功率为:

WEC的吸收宽度可以定义为单位波峰长度吸收功率与可用功率的比值[2], 即:

式中, L为波长;λp最大值称为最大吸收宽度。

对于直径为D的浮子, 波浪发电装置的能量吸收效率为:

浮子的形状会影响水动力系数, 进而表现为影响能量的吸收。因此, 需要研究什么样的水动力系数会使系统的吸收效率更高。

一般K>ω2 (M+A+Ag) , 由式 (9) 可以看出, 为了使吸收宽度λp更大, 附加质量A和运动部件质量M需要增大。对于附加阻尼B, 当满足式 (11) 时, 吸收宽度最大。通常B

3 浮子形状优化

浮子是WEC的能量捕获单元, 因此浮子形状的好坏, 直接影响着波浪发电装置的能量捕获效率。本文比较了不同浮子形状、不同吃水深度以及不同浮子半径情况下的能量吸收效果, 从而得到浮子优化的基本原则。

3.1 浮子形状

本文对比了六种浮子形状, 分别为四棱柱、四棱锥、圆柱、半球、圆台以及圆锥, 如图3所示。选取浮子半径R=3m, 吃水深度Dt=3m, 采用流体动力学分析软件WAMIT计算其水动力系数以及激励力等参数, 并进一步计算其输出功率以及吸收效率。水动力系数与激励力的计算结果如图4~图6所示。

从图4~图6可以看出, 对于同一浮子, 当波浪周期不同时水动力系数和激励力也不同, 随着波浪周期的增大, 附加质量逐渐增大并趋于恒定, 附加阻尼逐渐趋于零, 波浪激励力也逐渐增大并趋于一个恒定值。

对比不同类型浮子可以看出, 圆形浮子 (圆柱、半球、圆台、圆锥) 的水动力系数和激励力整体要比方形浮子 (四棱柱、四棱锥) 大, 因此更加适合吸收能量;而对比同类型浮子, 方形浮子的水动力系数大小为:四棱锥>四棱柱, 圆形浮子的水动力系数大小为:圆锥>圆台>半球>圆柱, 对于激励力也有同样的规律, 因而可以发现:“上大下小”型的浮子水动力系数和激励力更大, 更易吸收能量。

为验证上述不同形状浮子的能量吸收效果, 本文进一步对比了吸收功率以及吸收效率。由式 (8) ~式 (10) 可以看出, WEC的吸收功率和效率不仅和浮子本身的特性有关, 还和电磁力等效系数Ag、Bg相关。同时, 实际WEC装置也有速度和冲程等限制, 如AWS系统额定速度为2.2m/s[17]。因此, 本文选取中国沿海常见波况:波浪周期T=6s、波高Hw=2m, 优化电磁力等效系数使浮子运动幅值为2m, 然后比较浮子的功率捕获效果, 如图7和图8所示。

可以明显看出, 能量吸收效率和前面水动力系数优化趋势是一致的, 从而也验证了通过优化浮子形状, 可以提高WEC的能量吸收率。但是, 能量吸收效果越好, 相应付出的代价也越大。图9所示为不同浮子的电磁力等效系数, 很显然, 能量吸收效率越高, 对应的电磁力等效系数越大, 因而对系统的要求也更高。

3.2 吃水深度

为了研究吃水深度对浮子能量吸收的影响, 本文对比了半径R=3m的圆锥形浮子不同吃水深度的能量吸收效果, 同样使用上述条件, 结果如表1所示。

从表1数据可以看出, 随着吃水深度增大, WEC的能量吸收率相应减小, 然而由于圆锥体吃水深度变化引起的吃水体积变化不大, 因此其差异也不是很大。但是依然可以看出, 吃水深度越小, 相应的水动力系数越大, 吸收效果也越好。过小的吃水深度会导致浮子运动时容易冲出水面, 这显然不利于系统稳定性。因此, 通过减小吃水深度改善吸收效果的同时, 还要保证浮子不容易脱离水面。

3.3 浮子半径

对于某一海况, 选择多大半径的浮子, 波浪能的吸收效果最好, 空间利用率最高, 这也需要进行研究。同样对于前述给定条件, 比较不同浮子半径的能量吸收效率, 结果如表2所示。

由表2可以看出, 浮子半径越大, 其能量吸收率也越大。但是在实际选择中, 并不是浮子越大越好, 一方面浮子直径要小于式 (9) 的最大吸收宽度, 和实际波况相匹配;另一方面还要根据应用场合设计合适的浮子大小, 同时也要考虑成本因素。

4 排布结构

通过优化波浪发电场的排布结构, 可以很大程度上平抑输出功率的波动。本节研究了排布结构的优化方法以及浮子效应, 以改善波浪发电场的输出电能质量, 同时提高能量吸收效率。

图10所示为一个波浪发电场的排布结构, 整个波浪发电场可以看做是由虚线框所示的排布列单元组合而成。通过设定每个列单元的浮子数以及不同的列单元数, 可以组合为任意形状的排布结构, 比如圆形、方形等。因此, 可以通过研究排布列单元的排布方式, 来研究整个波浪发电场的排布结构优化。

4.1 功率波动平抑

单个WEC输出功率会出现波动, 甚至在一个波浪周期内出现两次零功率。通过浮子的位置差, 可以使不同浮子的峰谷功率互补, 从而平抑功率波动。图11 (a) 所示为浮子的间距排布与某一时刻浮子位移的关系图, x轴为波浪传播方向, z轴为浮子运动方向。设定其顺波向间距Dh为λ/4, 因此相邻浮子相位相差90°, 输出功率正好峰谷互补。如图11 (b) 所示, 虚线分别为相邻两个单浮子的功率, 实线为相邻两浮子的合成功率, 相比于单浮子输出功率, 其波动大大减少, 平抑效果非常显著。按照此相位差原理, 浮子间距也可以设置成其他值, 只要能够使浮子实现功率错峰, 就可以达到波动平抑的效果。但是当Dh为λ/2的倍数时, 各浮子功率会峰峰相加, 导致功率波动更大, 因此排布时应当避免这种情况的发生。

实际海洋的波浪周期不会一成不变, 而波浪发电场在建成后其排布结构一般是固定的。因此排布结构要能适应不同的波浪周期。图12所示为排布结构固定 (针对波浪周期T=6s设计) 、当波浪周期变为7s时某一时刻各浮子的位移。可以看出, 周期为6s时浮子间距为λ/4, 对应周期7s时其间距约为λ/5, 利用相位差原理可以知道, 其功率波动平抑效果依然很显著。对于小于6s的某个波浪周期, 该排布可能会出现峰峰叠加的情况。因此, 针对某一实际海域进行排布结构设计时, 需要考虑该海域不同的波况, 选择合理的间距来避免峰峰叠加这一情况发生。

4.2 浮子效应

在设计排布结构时, 不仅要考虑功率平抑, 还应尽量减少遮蔽效应等浮子之间的影响, 从而使整个发电场的能量吸收效率更高。因此, 本文利用WAMIT研究了排布角以及排布间距对浮子效应的影响。列单元浮子均采用前述吸收效率较高的圆锥型浮子, 半径R=3m, 吃水深度Dt=3m;波浪采用周期6s、波高2m的常见波况。

4.2.1 排布间距

一般而言, 间距越大, 浮子效应越小。图13所示为β=0°时, 不同间距列单元各浮子的激励力幅值。整体而言, 间距越大, 后方浮子所受遮蔽效应越小, 因而激励力也越大。但是间距Dc=10m时激励力变化较大, 一方面是由于间距过小导致遮蔽效应过大, 后方浮子激励力变小, 另一方面可能是由于后方浮子的反射波和入射波正向叠加, 增大了前方浮子的激励力。

4.2.2 排布角

通过增大间距减弱遮蔽效应, 其效果不是很显著, 同时实际的波浪发电场要考虑空间利用率以及电力传输成本等因素, 浮子间距也不能过大。因此, 可以通过增大排布角β的方式, 进一步减弱遮蔽效应。

图14所示为Dc=10m时, 不同排布角列单元各浮子所受的激励力大小。明显可以看出, 随着排布角的增大, 后方浮子所受的遮蔽效应减弱, 激励力随之增大。由于波浪发电场是由一个个列单元组成, 因此过大的排布角同样会降低空间利用率, 增加系统建设成本, 所以一般选择一个适中的角度, 比如45°。

实际波浪不会一直从一个方向传播过来, 波浪传播方向变化时, 会增大或减小排布角。因此在建设波浪发电场时, 要深入调研该区域的波浪状况。一般靠岸型波浪发电场, 其波浪传播方向垂直于海岸线, 因此比较容易处理;对于离岸型波浪发电场, 其入射波方向可能会由于季风等因素的影响发生变化, 但会有几个主要的传播方向, 因此可针对这几个入射波方向进行优化设计。

5 结论

本文研究了直驱式波浪发电系统的浮子形状以及排布结构优化, 主要结论如下:

(1) 通过浮子形状的优化改善了单个WEC的能量吸收效率, 总结出“上大下小”型的浮子可以捕获更多的波浪能量, 同时浮子半径以及吃水半径对能量捕获效率也有影响, 具体大小要依据当地波况以及系统要求来确定。

(2) 通过排布结构的优化削弱了遮蔽效应, 提高了整个波浪发电场的能量吸收效率;同时通过排布优化, 大大平抑了直驱式波浪发电系统的功率波动, 改善了电能质量, 从而可以减少储能系统的容量以及电力电子设备的功率等级, 降低系统的成本。

直驱式波浪发电 篇2

直驱式风力发电系统其发电机主要采用低速永磁同步发电机,具有性能好、效率高、无需励磁、体积小、重量轻的特点。而且这种发电系统拓扑结构较简单、控制方法相对容易,因此受到了人们的广泛关注。

在大功率风力发电中,为了降低变流器的容量经常采用单位功率因数控制,即电机的端电压和输出电流同相。本文采用双PWM方式实现风机的并网,该方式具有发电机侧和电网侧可以分别控制,无论风速大小,发电机发出的功率均可以并入电网,注入电网的电流为正弦波,功率因数为1等优点。

本文通过对永磁直驱电网侧的控制进行研究,采用了PWM整流器的前馈解耦控制策略和空间矢量脉宽调制SVPWM调制方式,并通过仿真试验验证了采用此控制策略的逆变器具有动态响应快、能够保持直流电压稳定、输出电流可以实现单位功率因数控制、直流母线电压稳定以及THD低等优点。

1 三相PWM逆变器数学模型及前馈解耦控制策略

1.1 三相静止坐标系下的数学模型

三相PWM逆变电路拓扑结构如图1所示。由图可得三相静止坐标系(a、b、c)下的方程为(2)式所示。

式(2)中,Sa、Sb和Sc分别表示三相桥臂的开关函数,S=1代表上管通,下管关;S=0代表下管通,上管关。对三相对称平衡且无中线系统有:

将式(1)代入式(2),整理可得:

1.2 两相旋转坐标下的数学模型

上述数学模型物理意义清晰、直观,但由于整流器交流侧均为时变交流量,不利于控制系统的设计。因此,通过坐标变换将三相静止坐标系(a、b、c)转换成以电网基波频率同步旋转的坐标系(d、q),得到整流器在两相旋转d、q坐标系中的数学模型如下:

1.3 前馈解耦控制

由式(4)可看出,d、q轴电流不独立,存在交叉耦合关系。这是由于整流电路虽是静止电路,但变换至旋转坐标系中,经电感作用会使d、q轴之间产生耦合。控制系统只有通过解耦才能单独控制id、iq。

式(4)中,Vd、Vq分别为电网电压空间矢量Us在两相旋转坐标系下的d、q轴分量,

由式(5)可知,d、q轴电流除受控制量Vd、Vq的影响外,还受到交叉耦合电压ωLiq、-ωLid扰动和电网电压ed、eq的扰动。因此单纯的d、q轴电流负反馈不能实现解耦。为此引入前馈解耦控制。采用前馈解耦控制即可实现由Vd、Vq分别独立控制两电流。此时有:

前馈解耦控制框图如图2所示:

2 空间矢量PWM控制技术

2.1 电网电压和参考电压空间矢量

设电网电压为三相对称电压在采用电压空间矢量PWM控制系统中,定义如下空间矢量:

(1)电网电压空间矢量

式中,a=ei2π/3,Usα、Usβ为电压空间矢量Us在两相静止坐标系(α、β)中的分量。

(2)参考电压空间矢量

式中,a=ei2π/3,Urα、Urβ为电压空间矢量Uref在两相静止坐标系(α、β)中的分量。

2.2 电压空间矢量计算的简化

图3为空间电压矢量分布图。其中,Urα、Urβ为Uref在α、β轴上的坐标值,矢量Uref与α轴上的夹角为γ,且。按传统方法,由tanγ确定Uref在空间矢量上的角度,进而通过反正切、正弦函数求出矢量作用的时间T1、T2。事实上,由于反正切技术复杂,即使采用高速数字处理芯片DSP,也难以用传统方法计算电压空间矢量的位置和作用时间。下面介绍一种电压空间矢量的简单算法,可直接采用参考电压来判断扇区和作用时间。

(1)矢量的作用时间

根据参考电压矢量Uref,可直接计算空间矢量在各个扇区的作用时间。以第一扇区为例,假设参考电压Uref在图3第I扇区所示的位置,则它由第一扇区中相邻的两个有效空间矢量V4、V6和零矢量进行合成。则有:

式中,Ts为采样周期,V*dc为直流侧电压矢量。

根据式(10)和(11),可以算出V4(100)和V6(110)在一个控制周期内的作用时间T1和T2,在其余各扇区内均有此类似关系。

零矢量的作用时间为T0=Ts-T1-T2

(2)扇区的选择

根据参考电压矢量Uref及其在α、β坐标系的分量Urα、Urβ,定义

若X>0,则A=1,否则A=0;Y>0,则B=1,否则B=0;Z>0,则C=1,否则C=0。

设N=A+2B+4C,则参考电压空间矢量所在扇区由N确定。

(3)开关矢量的合成为保证系统在各种情况下,每次切换都只涉及一只开关,电压空间矢量采用七段空间矢量合成方式:每个矢量均以(000)开始和结束,中间矢量为(111),非零矢量保证每次只切换一只开关。各扇区开关矢量分配表如表1所示。图4为第I扇区内空间矢量作用时间图。

通过对矢量作用时间、矢量扇区和开关矢量的分析可知,根据参考电压在不同的扇区,选用适当的开关矢量,计算出矢量作用时间,即可合成所需要的参考电压空间矢量。上述算法无需计算反正切,也无需查表求取角度,明显优于传统算法,且便于数字实现。

双PWM永磁直驱风力发电系统的原理,如图5所示。图中主控系统评估发电机的输出功率,把功率指令传给机侧变流器进行整流,网侧变流器维持直流母线电压的平衡,并把直流电转变成与电网同频、同相的交流电输入电网,当发电机输出功率增加时,直流母线电压升高,网侧变流器向电网馈送的功率增加以维持直流母线电压平衡。

3 系统仿真

由图2可知,系统在实现id、iq解耦控制后,可得到控制量Vd、Vq,然后通过SVPWM调制算法,即可生成相应6路脉冲,从而控制三相整流桥功率管的开断,合成Vd、Vq对应的电网电压空间矢量Us,间接地控制网侧电流。为了实现单位功率因数控制,控制算法采用电网电压定向,即令以同步速度旋转的三相电网电压空间矢量Us=Eq。若要实现单位功率因数控制,则必须使三相网侧电流空间矢量I=iq,即令id=0。整个控制电路由电压外环和电流内环组成,电压外环经PI调节后的输出作为电流环的给定。其中电压外环保证直流母线电压的稳定,电流内环用于提高系统的动态性能和实现限流保护。

图5为直驱式风力发电系统并网控制框图。系统的仿真参数为:角速度100pi,输入电感0.2m H,输入电阻忽略不计,直流母线电压指令为1100V,输入负载电阻3,开关频率20k Hz,采用可变步长ode23tb,仿真时间为0.3s。仿真结果如图6~8所示。其中,图6为直流母线电压波形图,图7为A相电压、电流波形图,图8为A相输入电流总谐波畸变图。

4 仿真分析

由图6可知,PWM逆变器输出直流电压稳定在给定值1100V左右,超调量小(小于4.5%),调节时间短,而且稳态直流电压误差极小(小于0.13%)。图7是系统并网发电稳态时网侧A相电流电压波形,可见网侧输出电流和电压相位相差1800,实现了单位功率因数并网发电。网侧电流动态响应快,电流与电网电压同相。经检测,稳态时的A相输入功率因数为0.9997。图8为A相输入电流总谐波畸变图。经检测,稳态时的THD=0.39%,由此可见A相电流的畸变非常小。产生以上结果的原因是系统采用了在前馈解耦的基础上产生的电压电流双闭环的控制结构。其中电压外环保证了稳定的直流输出,电流内环提高了电流的动态响应速度,并且这种控制方法使电流的相位和输入电压的相位保持一致,从而保证了输入功率因数接近单位功率因数,减小了电流的畸变,同时开关频率的提高也有利于降低电流的畸变。图9、图10反映了并网变流器直流侧发生功率扰动(例如风力发电系统中风速突然变化)时的交流电流和直流侧电压的响应情况,从中可以看出无论功率是正向阶跃还是由发电状态变为电动状态,并网变流器都能迅速的将直流电能装换为交流电能馈入电网以及在发电和电动状态快速切换以避免直流电压突变和风机在切入风速时发生停机现象。反映出系统具有良好的鲁棒性和稳定性。

5 结束语

本文研究了一种用于直驱式风力发电系统的并网控制策略。仿真结果表明,本文采用的控制策略是行之有效的。具有以下特点:

直驱式波浪发电 篇3

1 直驱式风力发电变流系统概述

双PW M全功率变流器是目前投入商业化运行的直驱式风力发电系统中使用范围最广的变流器。在风力发电技术研究起步比较早的欧美国家, 双PW M全功率变流器控制技术已经成熟。以双风力PW M全功率变流器为变流器, 发电机采用永磁同步发电机是直驱式风力发电系统比较常见的配置。与变流器相对应, 目前最常用的的变流器拓扑是如图1所示的变流器拓扑及其变型。其工作原理是:首先, 由永磁同步电机产生幅值和频率都变化的交流电, 经过机侧变流器转换成直流电, 待直流电经过支撑电容滤波和稳压后输送给网侧变流器, 最后, 通过网侧变流器转换为频率和幅值稳定的交流电馈入电网。

通过实践中对图1所示的变流器拓扑及其变型几种拓扑的对比分析, 发现这几种拓扑的性价比程度都差不多。然而, 考虑到长远的发展, 随着风力发电机的运用范围逐渐扩大, 发电机的维护简易性和性能可靠性对发电机发展越来越重要。因此, 虽然国外对双PW M变流器控制的研究已经比较成熟了, 但是对大型直驱式风电系统变流器的研究还是会不断深入, 根据实际检验挑选出最符合实际需要的拓扑。国内的相关研究机构和企业应该抓住这一机遇, 不断研发自己的核心直驱式技术, 提高直驱式风电系统的性能, 争取在将来的风电技术发展中占有一席之地。一般来说, 控制直驱式风力发电变流系统拓扑的基本原则就是:在尽可能提高单台变流器容量的前提下, 采用变流器的多重化并联技术。

2 直驱式风力发电变流系统拓扑控制策略研究

2.1 基于功率模块并联的变流器扩容方案

要构建大功率的机侧变流系统, 关键在于突破单变流器容量。通过并联数个功率模块, 可以提高系统的容量。由于并联功率模块各自拥有独立的驱动电路, 即使进入功率模块的是同一路驱动脉冲, 各功率模块实际的开关动作时刻仍不可避免地存在一定微小差异, 不同功率模块输出电流存在较大的瞬时差异, 导致各并联功率模块的单变流器扩容方案可能存在瞬间电流峰值超限、器件致损的缺陷。要对这个问题进行控制和避免, 就要需要在并联功率模块间额外串入交流电感来对并联功率模块之间输出电流存在的瞬时差异, 即动态环流进行抑制。功率模块并联的数量是限制的, 当数量超过一定限度时, 就会对主电路结构的对称性产生影响。因此, 要进一步扩大系统容量, 就要从变流器并联入手, 研究变流器并联的方案。

2.2 基于变流器并联的系统扩容方案

2.2.1 网侧变流器系统扩容方案分析

网侧变流器在系统中起着稳定母线电压的作用。网侧变流器对电流的无功、有功功率进行控制, 以保证向电网输送的电流符合要求。

将两网侧变流器直接并联主电路拓扑如图2所示, 将数个变流器并联时, 可以借助错时矢量调制技术现谐波对消, 大大减小注入电网的电流谐波。

网侧变流器并联时会出现零序环流的问题, 即当数个变流器的主电路参数和控制存在一定差异时, 会导致变流器发生过电流保护。要控制零序环流就要从根本上消除零序环流, 切断零序环流通路。主要有两种方法, 一是采用多绕组变压器, 侧隔离两变流器的交流;一是采用独立的直流电源。

2.2.2 机侧变流器并联的系统扩容方案

机侧变流器采用矢量控制, 提高电机使用频率的稳定性。机侧变流器控制电机转速及电机电流波形, 并实现最大转矩/电流比最优控制。通过机侧变流器的控制, 能使发电机电流几乎为正弦, 有效解决由低次谐波和同步电抗所带来的效率低、输出功率低等问题, 提高电机的功率因数, 在设计系统时可减小发电机及变流器的设计容量。机侧变流器并联的设计方案如图3所示:

与网侧变流器不同, 机侧变流器与电机直接相连, 没有交感电流通过。当处于同一拓扑的变流器开关动作不一致时就会导致直流电母直接短路。通过在交流侧额外加入适当大小的交流电感可以抑制这种现象的发生。然而这种解决方法存在一定的缺陷:一方面这种方案必然会使系统主电路复杂化, 加大系统运转的工作量, 带来加大维护难度、噪音、机体发热等问题。另一方面, 这种方案采取两台变流器交流侧和直流侧分别相连的方法, 必然会导致零序环流。要同时解决机侧变流器直流瞬间短路和零序环流, 一个简单有效的解决方案是增加永磁同步发电机定子绕组相数, 对变流器交流侧之间进行电器隔离。

3 结语

综上, 可以采取并联功率模块和并联变流器的变流系统拓扑方案来增大直驱式风力发电变流系统的容量。采用功率模块并联扩大单台变流器容量的方案简单易行, 但是对并联数量有所限制, 功能作用一般。利用变流器并联的方案, 操作难度大, 系统的方案设计比较复杂, 但是可以进一步扩大系统容量, 减小注入电网电流谐波。

参考文献

[1]邓小凌, 冯志文.我国风力发电产业发展的现状问题与对策[J].电力环境保护, 2001.

[2]申洪, 王伟胜, 戴慧珠.变速恒频风力发电机组的无功功率极限[J].电网技术, 2003.

直驱式波浪发电 篇4

风力发电是开发和利用可再生能源的最好工具之一,具有广阔的市场前景。省去齿轮箱的直驱式永磁同步风力发电机,因为具有机组寿命长、维护方便、效率高等优点,将成为未来风力发电发展的主要方向。因此,该机型的技术、运行特性、并网后功率的控制也相应地成为风电领域的重要研究课题。

近几十年发展起来的H∞鲁棒控制理论是一种比较成功且完善的理论体系,可以解决干扰抑制、鲁棒稳定、信号跟踪等问题。本文研究直驱式永磁风力发电机的H∞控制,应用Mat lab工具箱进行求解。

1 直驱式永磁同步风力发电系统的组成及其使用

直驱式永磁同步风力发电系统由风轮机、多极永磁同步发电机(PMSG)、PWM整流器、直流环节、PWM逆变器和电网组成(如图1所示),为了增加系统的可靠性和降低维修费用,取消了增速齿轮箱。由于永磁材料磁性能的改善和价格的降低,可用永磁体代替同步电机的励磁绕组,省去了滑环,简化了电机结构,并且永磁发电机与传统发电机相比可以使极距减小,所以电机的转速可以设计得较低,可以在20～200r/min之间,因而永磁发电机可以直接与风轮机相连,由变浆距风轮机直接驱动,构成直驱式永磁同步风力发电系统。

PWM整流器将发电机发出的交流电整流成恒定直流,并提供一个可供最大功率点追踪控制算法使用的直流信号和功率信号,实现最大功率控制;对整流器进行矢量控制,可以实现有功功率和无功功率的解耦控制。直流环节为PWM逆变器提供一个合适的直流电压,使得逆变器向电网输出一个期望的电流,以传输有功功率和无功功率。

发电机的单机容量为3～5 MW,也可以在每一台发电机机端配置整流器,通过直流母线实现与风电场其他机组(群)的并联运行,既提高了可靠性,又改进了效率。风电场由一台大容量公用逆变器把直流母线的直流电转换成50Hz的交流电,电压可以达12kV,以直接并入当地电网使用,还可以经变压器升压至更高电压后并入更高压电网传输到远处。

由于风能本身的波动性、随机性,使得并网运行的风电机群输出的有功功率也具有波动性、随机性,因此机群输出有功功率的控制目标是:在保证单台风电机组安全稳定运行的基础上,最大效率地利用风能,输出恒频恒压的电量。

由于风电机群具有一定的无功功率调节能力,所以无功优化的控制目标为:提高风电机群与接入系统的电压稳定,依据风速预测和地区系统无功优化方案,确定机群的无功输出及电压水平,以保证风电机群并网母线节点及系统关键节点的电压稳定。

本文着力研究利用H∞控制方法对有功、无功功率控制参考值的跟踪及内外部干扰的抑制,保持系统的安全运行。

2 直驱式永磁同步风力发电系统矢量控制时的数学模型

在两相同步速旋转d,q坐标系下,当采用定子磁场定向矢量控制,并将定子磁链矢量定向在d轴上,直驱式永磁同步风力发电系统矢量控制时的数学模型为[1]

式(1)中第1、2式为风力发电机系统的转子运动方程,式中θ,ω为转轴角位移和机械角速度,TW为风能转换到轮毂上的机械转矩

式中:kω=0.5Cp(λ,β)ρπR5/λ3,ρ为空气密度,R为风力机桨叶半径,Cp(λ,β)为风力机的风能利用系数,β为桨距角,λ=ωR/υ为叶尖速比,υ为风速。

J,B,K分别为风力发电系统的机械转动惯量、转动粘滞系数和扭矩系数。

式(1)的第3、4式为基于d-q同步旋转坐标系的发电机电压方程,式中u,i分别表示电压和电流,下标代表d,q轴分量,设d轴和q轴电感相等,即Ld=Lq=L,Ra为定子电阻,np为发电机磁极对数,ψ为每对磁极产生的磁链。

3 直接反馈线性化

直接反馈线性化(DFL)是我国学者提出并发展起来的基于系统输入-输出描述的一种反馈线性化方法[2],可以将非线性系统在全局范围内进行线性化处理[3,4]。与基于微分几何理论的线性化方法对比,它们采用了不同的描述方式和处理方法,得到相同的线性化效果。DFL的优点是所用的数学工具简单,物理概念清晰,适合于工程应用。

对式(3)、(2)进行坐标变换:采用状态变量的偏差量为输出变量,得输出方程

式中θref,ωref,idref,iqref为选定的参考值。将式(4)对t求导得

将不确定参数Ra,B,K用标称值和偏差值之和表示(温度变化引起Ra的偏差,转速变化和转轴的柔性变化引起B,K的偏差)

将式(4)～(6)代入式(1),得出具有参数摄动阵ΔA(t)和有界扰动B1w的不确定系统

式中x=[ΔθΔωΔipΔiq]T

B1w包含非线性内容或不确定值,代入参数的数值后,可估计出其上界B1w[5]。

设B2v第3、4行分别等于v1,v2,它们被称为虚拟控制变量,即

于是,B2v可写成

4 H∞控制器的求解

式(7)符合参数不确定系统的H∞控制标准形式[6],第1式为被控对象,其中ΔA(t)为参数摄动阵,可描述为

为有界干扰项系数,B2为控制项系数。第2式为干扰抑制性能评价指标,其中C1,D12为设定的加权函数,用来调节干扰抑制效果和控制输入大小之间的矛盾。式(7)的增广被控对象为

可用以求解具有鲁棒稳定、干扰抑制性能的状态反馈控制器。式(11)中ε>0,ε越小,意味着系统对干扰抑制性能越好,但过小的ε将会削弱系统的鲁棒稳定性。式中,D11为零矩阵。

式(7)的状态反馈控制器为

式中K为反馈系数,可以用求解Riccati不等式的方法或利用MATLAB软件中μ-分析与综合工具箱的hinffi.m函数求取[7],命令如下P=[A,B1,B2;C1,D11,D12]

sys=pss2sys(P,4)

[K,g,gfin,ax,hamx]=hinffi(sys,2,0.1,20,1,2,1e-6,1e-10)k11=K(1,1),k12=K(1,2),k13=K(1,3),k14=K(1,4)k21=K(2,1),k22=K(2,2),k23=K(2,3),k24=K(2,4)

由式(8)、(12)便可得出直驱式永磁同步风力发电系统的非线性H∞控制律:

5 算例及计算机仿真

直驱式永磁同步风力发电系统的参数如下:额定功率PN=2MW,额定电压UN=4 k V,风机额定转数ωg=23.87 r/min=2.5rad/s,发电机极对数np=40,永磁体磁链ψ=0.5634 Wb,定子电阻RaN=0.01Ω,定子电感L=0.003 H。额定风速υr=13 m/s,空气密度ρ=1.225 kg/m3,叶片半径r=42 m,等效转动惯量J=8000 kgm2,转动粘滞系数BN=3,扭矩系数KN=2。在运行过程中,不确定参数RaN,BN,KN变化可达其标称值±50℅。试设计H∞控制器并进行计算机数字仿真。

取θref=0,ωref=2.5 rad/s,idref=0 A,iqdref=260 A。取可能发生的最大偏差值:p1=0.005Ω,p2=1.5,p3=1,计算式(7)的各项系数,按式(11)指定E,F,取式(12)中ε=100。得

选定加权函数c1和d12,(由式(1)、(13)构成仿真模型来进行加权函数的优化)。

求得状态反馈控制器的反馈系数K

得上述直驱式永磁同步风力发电系统的H∞反馈控制律为

为了节省篇幅,给出下列一种运行情况作为例子进行仿真:设不确定参数Rc=0.01+0.005sintΩ,B=3+1.5sin2t,K=2+sin3t;随着风速变化风力机的转速曲线如图2所示。发电机所希望的输出有功功率(期望值)为1.8MW,试作仿真曲线。

图3给出了当系统具有如上参数摄动和扰动时的仿真曲线,(a)、(b)分别为风力发电机输出有功功率、无功功率,实线为响应值,虚线为期望值(如将视图放大,虚线可以看得更为清楚)。图4(a)、(b)分别为发电机定子d、q轴电流响应值及期望值曲线,图5(a)、(b)分别为H控制器的输出电压ud、uq。

从仿真结果可以看出系统具有很好的跟踪性能,实际响应值跟踪期望值,不受不确定参数和风速变化的影响。

6 结束语

本文对直驱式永磁同步风力发电机的H∞控制进行了研究,建立了直驱式永磁同步风力发电机的鲁棒控制模型,根据H∞控制理论,利用MATLAB工具箱设计了H∞控制器。仿真结果表明,在该控制器作用下,直驱式永磁同步风力发电机具备参数摄动镇定性能和干扰抑制性能,风速变化虽然使风力发电机的转速随之变化,但输出的有功功率、无功功率的实际响应值仍能很好地跟踪期望值曲线,发电机转子d、q轴电流响应值跟踪期望值曲线,安全可靠地获取最大风能,向电网输送恒频恒压的电能。

参考文献

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[6]申铁龙.H__∞控制理论及应用[M].北京,清华大学出版社,1996:136-151.

直驱式波浪发电 篇5

关键词：风力发电机组,水冷系统,变桨系统

0引言

通过对风力发电机组常规控制策略的深入研究可知,其可分为四个阶段[1]:a)风机切入前的阶段;b)最大功率追踪阶段;c)额定转速至额定功率阶段;d)额定功率至大风切出阶段。以永磁直驱同步风力发电机组为研究对象,利用MATLAB/simulink仿真工具搭建1.5 MW直驱式风机系统仿真模型,对风速在3 m/s~10m/s连续变化的情况进行仿真,仿真数据与理论数据基本一致,验证了仿真模型的准确性。

1仿真模型的建立

通过对风机控制策略的深入研究,以永磁直驱同步风力发电机组为研究对象,逐步建立发电机、风机和转速控制数学模型[2]。

风力发电机从风中所能获得的能量为:

式(1)中,P为风力发电机从风中所能获得的能量,k W;ρ为空气密度,kg/m3;A为叶轮扫过的面积,m2;V为风速,m/s;CP为最大风能吸收系数。

风机在最大功率阶段始终在追踪最大风能吸收系数CP,也就是要维持最佳λopt,即:

式(2)中,λopt为最佳叶尖速比;ω为叶轮角速度,rad/s;R为叶轮半径,m。

对于直驱型机组,由式(1)和式(2)可得机组最大输出功率为:

式(3)中,λ为叶尖速比。

从上式可得发电机此时的扭矩为:

式(4)中,Tm为发电机此时的扭矩,N·m;Kopt为最优模态增益值。

其中:

1.1发电机数学模型

最大风能吸收系数CP与叶片设计的桨距角和叶尖速比有关,即:

式(6)中,β为中间变量;θ为桨距角,rad。其中:

由式(1)至式(7)可得风力发电机组传动系统模型为:

式(8)中,Te为电磁转矩,N·m;Bm为转动粘滞系数,N·m/rad;J为机组的等效转动惯量,kg·m2;ω为发电机转子的转速,rad/min。

在dq同步旋转坐标系下建立的永磁同步发电机组数学模型为:

式(9)中,id和iq分别为发电机的d轴和q轴电流,A;Ld和Lq分别为发电机的d轴和q轴电感,H;Ra为定子电阻,Ω;ωe为电角频率,rad/s;λ0为永磁体的磁链,Wb;ud和uq分别为输入电压ug的d轴和q轴分量[3],V。其中:

式(10)中,np为发电机转子的极对数。

定义q轴的反电势:

式(11)中,eq为q轴的反电势,V。

d轴的反电势:

假设发电机d轴和q轴电感相等,即Ld=Lq=L,则式(9)可写为:

由上述分析可得到PMSG(直驱式永磁同步发电系统)的发电机模型,见图1。

图1中,s为拉普拉斯算子。

1.2风机数学模型

根据风速的不同,PMSG有2个控制目标:当实际风速低于额定风速时,使得风机始终处于最大功率追踪阶段,也就是保持最大Cp;当实际风速大于额定风速时,受各种机械强度、发电机及变频器等容量的限值,机组进行变桨,使功率、转速维持在额定值附近[4]。根据以上说明,建立的风机数学模型如图2所示。

图2中,t为时间,s;h为海拔高度,m。

2仿真分析

根据上述理论基础,运用Matlab/Simulink仿真软件建立的PMSG仿真模型进行仿真,具体参数设置如下:PMSG的额定容量Pnom=1.5 MW;PMSG的额定电压Vnom=690 V;频率fnom=50 Hz;直流母线电压VDC-nom=1 200 V;定子电阻Ra=0.006 6Ω;电感L=0.0014 H;极对数np=44;切入风速V切入=3 m/s;额定风速V额定=12m/s;风力机转子半径R=38.5 m;等效转动惯量J=4×106kg·m2;转动粘滞系数Bm=0。

对风速在3 m/s~10 m/s连续变化时发电机组的功率曲线、实际功率曲线及功率偏差曲线进行仿真,由于模型在10 s内控制器需反向调节,调整时间较长,波动较大,故摒除了前10 s的数据,仿真结果见图3至图5所示。

对仿真数据进行拟合,具体数据如表1所示。可见,仿真功率与理论功率基本一致,验证了仿真模型的准确性。

3结语

利用MATLAB/simulink仿真工具搭建的1.5 MW直驱式风机系统仿真模型,对风速在3 m/s~10 m/s连续变化的情况进行仿真,仿真数据与理论数据基本一致,验证了仿真模型的准确性,可用于对风力发电机组的进一步优化设计、优化控制。

参考文献

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[3]郭金东,赵栋利,林资旭,等.兆瓦级变速恒频风力发电机组控制系统[J].中国电机工程学报,2007(6):1-6.

直驱式波浪发电 篇6

随着风力发电技术的不断发展,直驱式风力发电系统因其维护成本低、噪声小、具有较好的低电压穿越能力而受到越来越多的关注。由于永磁材料在性能改善的同时,价格也在不断降低,另外永磁电机不需要电励磁,控制更加简单,用在直驱式风力发电领域具有优势[1,2]。随着电力电子技术的不断发展,原来限制直驱式风力发电系统大力发展的电力电子变换装置已经不再成为难以克服的问题。目前的电力电子变换装置主要有2种结构,一种是不控整流加Boost升压变流器再接并网逆变器;另外一种是背靠背变流器。由于不控整流难以实现对永磁同步发电机的有效控制,发电机侧功率因数不可调,使得发电机的转矩脉动较大,直接影响到发电机的使用寿命[3,4,5]。

利用背靠背变流器可以实现对发电机侧电流的有效控制。其中,控制直轴电流为零可实现发电机最大功率输出,控制发电机的电磁转矩可以控制电机转速,使得风力发电机运行在最佳转速下,以最大的效率捕获风能,同时能够有效减小发电机的转矩脉动,延长发电机的寿命。并且机侧变流器可以提供几乎为正弦的发电机侧电流,因而可以减小发电机侧的电流谐波。直流环节有一个大电容,用以维持电压恒定。电网侧串联电感可用于滤波。电网侧变流器稳定直流侧电压,并且实现电网侧有功、无功功率的解耦控制,实现电网侧功率因数可调。通过对背靠背变流器的控制,将永磁发电机发出的变频、变幅值电气量转化为可以并网的恒频电气量[6]。

以往的仿真大多是利用三相电压源来代替永磁同步发电机,这种方法较为简单但是难以清楚地反映发电机转速、转矩和电流之间的关系。本文在Matlab/Simulink7.1仿真环境下建立了直驱式风力发电系统从永磁同步发电机到电网的模型,完全利用S函数编写的简化SVM控制算法实现了对发电机侧变流器和电网侧变流器的控制。仿真结果表明,直驱式风力发电系统能够在不同风速下稳定运行,永磁同步发电机转矩和转速控制效果良好,发电机侧输出电流近似正弦,谐波含量小,电网侧变流器在风速突变引起的发电机输出功率变化的情况下能够稳定直流侧电压,输出有功和无功功率完全独立可调,既能在单位功率因数下稳定运行,也可以在超前和滞后功率因数下运行。本文最终在实验室搭建的17 kW直驱式风力发电系统平台上验证了所提控制策略的有效性。

1 直驱式风力发电系统工作状态及控制策略

1.1 直驱式风力发电系统的运行状态

图1所示为永磁直驱式风力发电系统示意图。系统大体上包含了3种运行状态[6,7,8,9]。

a.当风速低于系统工作的额定风速时,桨距角基本不变,以保持风能利用系数最大。根据最大功率算法得到系统输入到电网的最大功率,由此得到发电机的最佳转速,通过控制永磁同步发电机的交轴电流使得发电机运行在最佳转速下。电网侧逆变器的无功功率一般给定为零,使得系统工作在最大有功功率输出状态[9],提高系统的效率。当电网需要无功支持时,可以根据需要向电网发送无功功率。有功功率和无功功率能够实现独立调节。

b.当风速高于系统的额定风速时,通过变桨来保持风能利用系数最大[9]。发电机和变流器都运行在额定条件下,系统输出到电网的功率最大。

c.当风速超过系统的切出风速时,系统停机,输出到电网的功率为零。

1.2 永磁同步电机数学模型[10]

根据转子磁场定向得到的同步旋转坐标系下永磁同步发电机的电压方程为

其中,ud、uq和id、iq分别为定子电压和电流在dq轴上的分量,Ld、Lq为定子的dq轴电感,在面装式永磁同步发电机Ld=Lq,ωr为转子角速度,Ψf为永磁体基波励磁磁链,Rs为定子电阻。

转矩方程为

其中,p为转子的极对数。

1.3 电网侧变流器数学模型[11,12,13,14,15]

电网侧变流器的电压方程为

其中,ucd、ucq分别为网侧变流器交流输出电压的dq轴分量,usd、usq分别为电网电压的dq轴分量,isd、isq分别为电网电流的dq轴分量,L为电网侧电感,R为线路等效电阻,ω为电网频率。

根据前面提到的永磁同步发电机和电网侧变流器的数学模型,可以得到整个系统的控制框图如图2所示。发电机侧变流器采样发电机定子电流ia、ib、ic,利用光电码盘或者无速度传感器得到发电机的转子位置角θr,电流经过派克变换(3S/2R)得到dq分量id和iq。机械角速度ωr及其给定值作差后进行PI调节,输出为iq的给定和id给定为,一般为零,使得发电机输出有功功率最大。iq和作差,id和作差后分别进行PI调节后加上各自的前馈补偿项就可以得到电网侧变流器参考电压的dq分量ud和uq,再经过派克反变换(2R/3S)得到uu、uv、uw。最后,经过SVM算法得到发电机侧变流器的控制信号。

电网侧变流器采样电网侧电压usa、usb、usc和输出到电网的电流isa、isb、isc,经过功率计算单元得到实际输送到电网的有功功率P和无功功率Q[8,9,10,11,12]。根据最大功率算法[9],利用有功功率P和发电机机械角速度ω得到发电机最佳机械角速度参考,送到发电机侧变流器参与控制。udc和的误差经过一个PI控制器,得到电网侧变流器的有功电流参考,根据电网侧功率因数的要求确定无功电流给定为。有功和无功电流参考和实际的有功、无功电流分别作差后经过PI调节器再加上各自的前馈补偿项得到电压参考,再经过派克反变换得到ua、ub、uc。最后,经过一个SVPWM控制的PWM发生器控制电网侧变流器工作。电网侧变流器在控制直流母线电压稳定的同时控制并网电流的质量。

2 仿真研究

2.1 仿真模型

为了与实际情况相似,选择多极低速永磁同步发电机,并且令转速缓慢变化到给定值。为观测在发电机转速不变情况下,桨距角变化引起的发电机输出功率变化时系统的响应特性,将发电机驱动转矩给定初始值为-15 N·m,在0.4 s时突变为-25 N·m。为模拟风速变化引起的发电机最佳转速变化时实际转速的跟踪能力,将转速的给定由开始的130 r/min在0.6 s时改为187.5 r/min。为研究在电网侧电流相位与电压相位滞后、相同、超前3种情况下系统的动态特性,电网侧无功电流开始设定为isd=-30 A,在0.8 s时改为isd=0,在1 s时改为isd=30 A。仿真中电容电压初始值设定为560V。选用Matlab/Simulink中的永磁同步发电机模型,电机参数和系统参数分别如下:

a.电机参数额定转速187.5 r/min、额定转矩26.13 N·m、定子电阻0.2Ω、直轴电感9 mH、交轴电感9 mH、磁通0.111 9 Wb、转动惯量0.016kg·m2、极对数16、摩擦系数0.000 2 N·m·s;

b.系统参数母线电压560 V、等效电阻0.01Ω、变流器开关频率2.5 kHz、电容6.8 mF、交流侧电感3.0 mH、电网电压220 V。

S函数程序流程图如图3所示。

2.2 仿真结果

图4和图5所示为发电机转速和转矩的变化曲线。从图4中可以看到,转速n能够很好地跟踪参考值nref,在转矩突变、电网侧无功电流isd突变等情况下,波动很小。从图4和图5中可见,在转速上升期间,电磁转矩小于给定的驱动转矩,这是由于驱动转矩、电磁转矩和机械角速度之间满足[10]Tm-Tc=JdΩ/dt,同样在0.6 s时转速缓慢增加,机械转矩也大于电磁转矩。从图5中还可以看到,系统实现了电磁转矩对给定转矩很好的跟踪,并且电磁转矩脉动很小。从图6中可以看到在0.4 s转矩突变时,有功电流iq也发生突变,这是因为电磁转矩与iq成正比,id在整个过程中基本保持为零,在0.4 s、0.6 s、0.8 s、1 s时id有比较明显的波动,这是由于转矩的突变以及电网侧无功电流isd的突变引起的。图7所示为发电机侧电流ia、ib、ic,可以看出在0.4 s转矩突变时,电流有明显的变化,但是一直保持为近似正弦,谐波含量较小。

图8所示为直流侧电压Udc波形,从图中可以看到不管是发电机侧转速和转矩变化还是电网侧无功电流变化,Udc基本保持在560 V不变。图9所示为电网侧有功电流isq和无功电流isd,从图中可以看到,在发电机转速上升时isq同时增加,在转矩突变时,isq也突变,这是由于有功电流与系统的有功功率成正比,而发电机输入到背靠背变流器的有功功率与发电机转速和转矩的乘积成正比。从图中还可以看到,无功电流isd能够很好地跟踪参考值,并且有功电流的变化基本上不会影响无功电流,反之亦然,系统实现了有功和无功功率的解耦控制。

图10和图11分别为isd从-30 A变到0和isd从0变到30 A时isa与usa波形。从图10中可以看到在isd=-30 A时isa滞后usa,系统在向电网发送有功能量的同时从电网吸收无功能量;在isd=0时,isa与usa同相位,系统向电网只输送有功能量。从图11中可以看到,在isd=30 A时,isa超前usa,系统同时给电网发送无功和有功能量。同时,从2幅图中可以看到,当isd=0时,isa幅值减小,这是由于从0.6 s以后电流有功分量isq保持不变,在无功分量isd的绝对值变大时,电流合成矢量的模变大,isa幅值也相应变大。

3 实验验证

在实验室搭建了17 kW背靠背直驱式风力发电系统实验平台,利用三菱变频器驱动一个异步电动机拖动永磁同步发电机。实验中功率开关管选择三菱IPM,系统母线电压设定为500 V,系统开关频率为5 kHz。考虑篇幅原因,本文只给出发电机侧实验波形,如图12所示。

图12(a)(b)分别为发电机输出16 Hz和40 Hz时发电机定子线电压和定子a、b相电流。图12(a)中交轴电流给定为27 A,直轴电流给定为0,从示波器计算的相电流有效值看基本实现了电流跟踪。图12(b)中有功电流给定为25 A,无功给定为0。从2幅图中可以看到,在发电机输出不同频率时背靠背变流器都能够较好地实现能量向电网的传递。另外,从发电机定子线电压波形可以看出,电网侧变流器基本上将直流母线电压稳定在500 V左右。

4 结论

本文在Matlab/Simulink仿真环境下建立了永磁直驱式风力发电系统的仿真模型,给出了发电机侧和电网侧变流器的控制方法,利用S函数编写了相关控制程序并给出了程序流程图。仿真结果表明,直驱式风力发电系统能够在不同风速下稳定运行,电网侧变流器在风速突变引起的发电机输出功率变化的情况下能够稳定直流侧电压,输出有功和无功功率完全独立可调,既能在单位功率因数下稳定运行,也可以在超前和滞后功率因数下运行。另外,实验表明用S函数编写的控制程序对于实际DSP编程具有一定的可移植性,同时证明文中提出的直驱式风电系统PWM背靠背变流器控制方法可行。

摘要：研究了基于永磁同步发电机的直驱式风力发电系统中PWM背靠背全功率变流器的运行特性，详细介绍了发电机侧和电网侧PWM变流器的运行状态，在数学模型的基础上给出了具体的控制策略。在Mat- lab／Simulink7．1环境下建立了系统从永磁同步发电机到电网的仿真模型，并利用S函数编写了发电机侧和电网侧变流器的控制程序，给出了系统的控制框图及仿真程序流程图。最后，在实验室搭建的17 kW直驱式风力发电实验平台上验证了系统的控制策略。仿真和实验结果都表明系统能够在不同风速下稳定运行，发电机侧输出电流近似正弦，谐波含量小；电网侧变流器在风速突变引起发电机输出功率变化的情况下能够稳定直流侧电压，输出有功和无功电流完全独立可调，并网电流质量较高。

直驱式波浪发电 篇7

风能的不确定性以及风轮机自身特性会使风力发电机输出功率随风速变化而波动，同时，这也会给风力机转速的测量带来很大的困难。为提高风能的利用效率，需使风力机任意风速下运行在最佳转速，从而吸收最大的风能。文献[4]提出一种通过直接检测风速，依据风力机特性曲线实时计算出发电机转速，采用速度闭环控制的方案。但该方案需要增加高精度的风速检测设备，可这会附带着系统的可靠性的降低;另外，由于风力机周围气流受叶片扰动较大，风机叶片上各点风速都不相同，因此难以准确测量当前有效风速。文献[5]提出了一种基于功率给定的最大风能捕获跟踪策略，该策略通过对发电机定子磁场定向矢量的解耦控制，控制发电机的有功功率和无功功率来实现对风力机的输出功率控制。文献[6]通过控制发电机从传动轴上吸收的机械转矩与转子转速符合最佳转矩曲线，来实现最大风能捕获。文献[7]提出以定子端有功功率为控制量，通过功率闭环控制，引入前馈解耦控制，利用功率平衡关系得到最大风能点的最大风能捕获跟踪策略。但是，在传统的基于功率反馈的最大风能捕获控制策略中，一般采用磁场的定向矢量控制发电机输出功率进行调节风机转速，这就必须保证风力机转速和转子位置检测的精确性。通常，实现的方法是在电机轴上安装光电编码器等传感器测量转子位置和风力机的转速，但随之会带来测量精度、环境适应性不强、转子转动惯量增大以及不能保证光电编码器的零刻度与转子磁极初始位置一致等系列问题。

本文分析了风力机自身的运行特性，建立永磁同步发电系统数学模型，在变流器的控制策略上，引入前馈解耦控制和软件锁相环，无需测量装置就可得到风力机转速，根据发电机当前转速变化的情况实时计算最佳功率。通过控制直驱永磁风力发电机的电磁功率来间接控制风力发电机转速以追踪风力机最佳功率曲线，无需检测风速实现对最大风能的捕获以及风力发电系统的单位功率因数控制。最后，建立基于双PWM变换器的直驱永磁同步风力发电实验系统，通过模拟仿真，验证了所采取策略的有效性。

1 基于功率反馈的最大风能捕获原理

1.1 风力机运行特性

风力机从叶片扫过的面积中析取风能为

式中：ρ为空气密度;ρ=1.225 kg/m3;Rw为风轮的半径;vw为上风向自由风速;CP为风力机的功率析取系数。

CP的值与桨距角和叶尖速比有关，其数学表达式为

式中：β为桨距角;λ为叶尖速比，λ=Rwωw/vw;ωw为风力机风轮的转速。

某一风速下，当桨距角β保持恒定时，为使风力机析取的机械功率达到最大，需要调节发电机的转速ωw使CP达到最大值CP max，从而实现最大功率跟踪控制，这时所对应的叶尖速度比λ是唯一的，设为λopt，则风力机析取风能的最大值为

式中：kopt为使得风力机析取风能达到最大值的系数，其数值表达式为0.5ρπR5CP max/λ3opt。

风力机的功率—转速特性曲线如图1所示。

1.2 功率反馈控制原理

实现最大风能跟踪的要求是在风速变化时及时调整风力机的转速，使其始终保持最佳叶尖速，从而保证系统运行于最佳功率曲线上[8]。对风机转速的控制可通过风力机变桨调节，也可通过控制发电机输出功率进行调节。由于风力机变桨调节系统结构复杂，调速精度较低，本文通过变流器控制发电机输出电磁功率来调节发电机转速。

图2所示为基于功率反馈的风电系统最大风能跟踪控制。通过锁相环可以得到风力机的转速，根据风力机的最大功率曲线，计算出与该转速所对应的风力机的最大输出电磁功率，将它作为风力机的输出功率给定值Pe*，并与发电机输出功率的观测值Pe相比较得到误差量，经过调节器对风力机进行控制，以实现对最大风能捕获。

1.3 锁相环原理

由于直驱式永磁发电机转子与风力机经过传动轴直接相连，发电机转子转速与风力机转速相等，所以，发电机的电磁功率可表示为

由式(4)可知，发电机实际输出的电磁功率与其转子转速有关。为此，采用了软件锁相环对转子转速进行测量。软件锁相环是一种自适应闭环系统，能够实时跟踪三相对称电源的频率与相位[9]。通过锁相环无需测量工具就可以得到发电机的转子转速。软件锁相环原理结构框图如图3所示。

图3中，发电机输入机侧变流器的三相电压经坐标变换后得到Uq。取参考值Uq*=0，与Uq比较后的差值，经过PI控制器和滤波器滤波，得到发电机的转子转速，即无需通过光电编码器等测量工具就可以获得风力机的转速ωw，再经过积分环节，可以得到发电机的转子位置θ。

2 永磁风力发电系统的仿真模型

本文采用永磁风力发电系统模型由永磁同步发电机、机侧变流器、直流母线电容以及网侧变流器组成。发电机产生的电能，通过变流器的整流、逆变后，经过变压器，最后流入电网。

2.1 永磁同步发电机模型

以永磁体转子极中心线为d轴，沿转子旋转方向超前90°(电角度)为q轴，dq坐标系随转子同步旋转。定子基于发电机惯例来规定各个物理量的正方向，建立dq0坐标系下PMSG数学模型为

式中：p为微分算子;ud,uq,id,iq分别为永磁同步发电机的d,q轴电压，d,q轴电流;Ld,Lq分别为PMSG的d,q轴电感;R为PMSG定子电阻;p0为PMSG的极对数;Ψ为转子永磁体的磁链最大值;Jeq,DWT分别为发电机组的转动惯量和阻尼系数;Tw,Te分别为PMSG的风力转矩和电磁转矩;ω为PMSG的电角速度。

2.2 机侧变流器

机侧变流器需要将永磁同步发电机发出的频率和幅值均变化的交流电整流为直流电，并控制风力机转速，实现最大风能捕获。取d轴方向为转子永磁体磁链方向，采用电压矢量定向原理，可得到机侧变流器的数学模型为

式中：s1ds1q分别为dq坐标系下的机侧变流器开关量;iL为直流侧负载电流;uduq分别为发电机端口电动势的d,q轴分量;idiq分别为交流电流的d,q轴分量;v1dv1q分别为机侧变流器输入三相电压矢量的d,q分量。

机侧变流器的d轴变量和q轴变量间存在耦合，给控制器的设计带来困难，为此采用前馈解耦控制策略：

式中：s为拉普拉斯微分算子;kiP,kiI分别为PI控制器的比例、积分系数。

联立式(6)和式(7)可得：

这样，通过前馈算法实现了对电流的解耦控制。

锁相后u1q=0，相应的i1d为有功电流，i1q为无功电流。iq的参考值iq*取为0，实现单位功率因数整流。id的参考值id*由永磁同步发电机实际电磁功率与MPPT算法得到参考电磁功率比较后的差值，经过PI控制器运算后给出。机侧变流器控制策略如图4所示。

2.3 网侧变流器

网侧变流器承担着维持直流母线电压基本恒定，将风力机发出的功率传送到电网侧的任务，其运行性能直接决定了送向电网的电能质量，也决定了整个风力发电系统的运行性能。其拓扑结构与机侧相似，采用电压矢量定向原理，可得到网侧变流器的数学模型为

式中：s2ds2q分别为dq坐标系下的网侧变流器开关量;iL为直流侧负载电流;ud′uq′分别为电网侧三相交流电动势的d,q轴分量;id′iq′分别为交流电流的d,q轴分量;v2dv2q分别为网侧变流器输入三相电压矢量的d,q轴分量。

同样，网侧变流器的d轴变量和q轴变量间存在耦合，需要采取前馈解耦控制策略：

联立式(9)和式(10)可得解耦控制方程为

对其控制思路与机侧变流器相似，区别在于原来机侧变流器的功率外环控制改为电压外环控制，控制策略如图5所示。采用锁相环对q轴分量进行锁相，锁相后uq′=0，相应的id′为有功电流，iq′为无功电流。iq′的参考值iq′*取为0，实现单位功率因数逆变。id′的参考值id′*由直流电容参考电压U*dc与当前直流母线电压Udc比较后的差值，经过PI控制器运算后给出。

3 仿真结果及分析

3.1 系统仿真参数及设置过程

为验证本文采用控制方案的可行性，采用Matlab/Simulink软件进行了系统仿真。仿真参数如下。

风力机参数为：风轮半径Rw取42 m，风力机等效转动惯量6.25´106kg×m2，转动粘滞系数DWT取为0。桨距角β=2°，当风速达到vw=11.38m/s，功率析取系数达到最大值CP max=0.402时，风力机的输出功率达到额定功率2 MW。

PMSG参数为：永磁磁链Ψ=10.23Wb，等效转动惯量8 000 kg·m2，直轴电感Ld=1.3mH，交轴电感Lq=2.3mH(插入式转子结构Ld

变流系统参数为：滤波电感L=250μH，滤波电感寄生电阻Rr=0.12mΩ，直流母线电压Udc=1 100 V，直流电容C=28.8 mF。

自然风由慢速变化分量和快速变化分量[10]组成，其中基本风表示慢速变化分量，阵风和噪声风速组成快速变化分量，阵风是快速变化分量的主要组成部分。整个仿真过程设置时长为70 s，模拟自然风速变化如图6所示，风速的变化共分为4个阶段：t=0 s时，初始风速从0 m/s阶跃至8.5 m/s;0～25 s期间，保持基本风速为8.5 m/s，运行风电系统到稳定状态;当t=25 s时，加入噪声风;在t=45 s时，基本风速由8.5 m/s阶跃至10.35 m/s。

3.2 仿真实验结果

图7为风力机叶尖速比在变风速下的情况;图8为风力机功率析取系数变化曲线。可以看出，在t=25 s时，风速从8.5 m/s骤升至10.35 m/s，功率析取系数CP有一个短暂小跌落后，能够较快地恢复到最大值0.402附近并保持稳定。同样风力机叶尖速比短暂跌落后能较快恢复并保持在最佳叶尖速比λ=7.32附近，风力机模型能够很好地响应风速快速的变化，最大功率跟踪效果良好。

图9为风力机实际转速;图10为锁相环估计转速;图11为转速的误差。由图9～图11看出，通过锁相环跟踪风力转速效果良好，转速估计误差限制在0.2 rad/s以内。

图12为直驱式永磁同步发电机输出的电磁功率变化曲线，对比图9所示风力机的转速变化曲线，可以看出，通过机侧变流器的功率反馈控制，控制电磁转矩Te，使得风机转速ωw追踪风速变化，永磁同步发电机输出的电磁功率随着风力机转速ωw的上升而增加，很好地响应了风力机转速的变化。

图13为网侧变流器单相电压和单相电流。由图13可知，在风速变化的情况下，发电系统连接电网侧的相电压和相电流始终保持反相位，网侧变流器锁相环锁相效果良好，实现了风电系统的单位功率因数控制。图14为直流侧电压，可以看出网侧变流器很好地稳定了直流母线电压，波动很小。

4 结论

本文通过分析风力机特性，基于功率反馈控制原理，建立了双PWM变换器的直驱式永磁风力发电系统的数学模型，通过变流器的有效控制，无需测量风速和风力机转速就可实现永磁同步发电机的单位功率因数控制和风能的最大功率跟踪。同时，很好地满足了变速恒频的要求，可为直驱式永磁发电并网系统保持供电稳定提供控制技术手段，具有较好的效果和更好的实用价值。

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