超宽带开关

2024-06-28

超宽带开关（精选7篇）

超宽带开关篇1

0 引言

随着光信号处理和全光信息系统的飞速发展,人们迫切需要新型全光逻辑器件,它是当前全光信号处理领域的研究热点之一。全光波长转换开关作为一项重要的技术,可以用来增强光网络的重构性、无阻塞能力和波长复用[1,2]等性能。与基于光电混合的波长转换器相比,全光信号波长转换技术具有抗电磁辐射及处理速度快这两大独特优点,可应用于近地面爆炸辐射、空间辐射等检测[3,4,5]。

迄今为止,已经有很多种实现全光波长转换开关的方法被验证。主要方法有交叉增益调制(XGM)[6,7],交叉相位调制(XPM)[8,9],四波混频(FWM)[10,11]。交叉增益调制一般是由半导体光放大器(SOA)来实现的。但是由于SOA的载流子恢复时间较长,大大限制了波长转换开关的速度。XPM和FWM是两种响应时间在亚皮秒(或飞秒)量级的三阶非线性效应。光纤由于其极小的纤芯和极长的相互作用长度,是一种很好的实现XPM和FWM的非线性材料。一般来说,波长转换的效率取决于泵浦光的功率、光纤长度、非线性系数以及色散。为了获得较高的转换效率,通常采用几公里长的普通单模光纤或者几百米长的传统高非线性光纤[12,13]。如果使用高非线性的非石英光纤,可以将光纤长度减小到十几米甚至几米[14],这将增加系统的紧凑性和鲁棒性。但由于高非线性非石英光纤具有较大的色散,这将降低脉冲的质量且限制可用的带宽[15]。

2005年,K.K.Chow等人使用64m长的PCF光纤实现了波长转换,波长转换范围可以达到40nm(1535～1575nm)[16]。2012年,John P.Mack等人使用20 m长的非线性双折射PCF光纤实现了四通道全光波长转换[17]。本文提出了一种基于10m长的PCF光纤组成的非线性光纤Sagnac环的全光波长转换开关。使用这种结构,我们实现了在同一个非线性光纤环镜中基于XPM和FWM的波长转换,并且产生的闲频光可以覆盖整个C+L波段。本文采用的实验装置简单且易于实现,仅采用10m长的PCF光纤就实现了更大的波长调节范围,可以覆盖整个C+L波段。

1 实验系统装置图

实验系统装置如图1所示。系统由一个分光比为1:1的耦合器(OC2)和一个分光比为1:9的耦合器(OC1)组成Sagnac环非线性光纤环镜,并且在Sagnac环中接入一段10m长的PCF光纤。信号光由可调激光器产生,经过掺饵光纤放大器(EDFA)放大后,分别经过隔离器(ISO)、偏振控制器(PC)、可调衰减器(VOA)后,由1:1耦合器(OC2)的一个端口接入Sagnac环中。飞秒激光器产生的泵浦光经过带宽为Δλ=1.9nm,中心波长可调λ=1550nm的带通滤波器(BPF)后,经过EDFA放大,再经过ISO、PC和VOA后,输入到1:9耦合器(OC1)的分光比为9的端口。实验中使用的飞秒激光器重复频率为37 MHz,平均输出功率大于40mW。PCF光纤[18]在1550nm处的非线性系数γ=～11(Wkm)-1。信号光和泵浦光同时注入Sagnac非线性光纤环镜后,其输入光功率足够大,并且PCF光纤具有很高的非线性系数,从而在环中产生了FWM现象。

2 实验结果及分析

2.1 全光波长转换开关的实现

首先信号光波长被设定为λc=1500nm,经过EDFA、隔离器,偏振控制器和可调衰减器后,由OC2的一个端口输入Sagnac环。输入OC2之前,信号光平均功率约为10dBm。泵浦光由飞秒激光器产生,经过带宽Δλ=1.9 nm,波长λ=1550nm的带通滤波器,再分别经过EDFA、ISO、PC和VOA后,由OC1的分光比为9的端口输入Sagnac环。输入OC1之前,泵浦光的平均功率约为11dBm。

图2全光波长转换开关实验结果(参见右栏)

(a)信号光和泵浦光同时输入后产生的四波混频光谱图;(b)只有泵浦光输入的光谱图;

(c)带通滤波器滤出的闲频光光谱;(d)使用示波器测量的泵浦光和闲频光的时域脉冲

在Sagnac环的输出端口,使用光谱仪和示波器同时观测实验结果。通过优化实验系统中的三个PCs,可使得输出光谱的FWM效应达到最佳状态,结果如图2所示。图2(a)为信号光和泵浦光同时输入时产生的FWM效应,可以看出,FWM产生的新频率分量(闲频光)和信号光对称分布在1550nm的泵浦光两侧,闲频光波长为1600 nm。图2(b)是只有泵浦光输入的情形,此时没有FWM效应。图2(c)是在Sagnac环的输出端口,使用带宽为14 nm的带通滤波器滤出的闲频光光谱。由图2(a)可以看出,信号光和泵浦光频谱均被展宽,这是由于在发生FWM效应的同时,还发生了自相位调制和交叉相位调制。由于PCF光纤具有很高的非线性系数,因此在本论文实验中很容易满足交叉相位调制产生的条件[19]:

式中γ是光纤的非线性系数,是光脉冲的峰值功率,l是光纤环路长度。值得一提的是,PCF光纤的高非线性系数和平坦的低色散特性可大大降低光纤长度并且可以在C+L波段上忽略走离效应。

产生FWM效应必须满足如下相位匹配条件[20]:

式中Ωs表示频率偏移,β2表示群速度色散系数。本文实验中所使用的PCF光纤的色散变化在1510～1620nm波长范围内小于1.7ps/nm/km[18],可确保在带宽高达100 nm范围内产生FWM效应。

图2(d)是使用示波器同时观测到的泵浦光和闲频光的时域脉冲。可以看出闲频光脉冲和泵浦光脉冲的重复频率都是37MHz,证明它们之间是完全同步的,从而验证了其全光波长转换开关特性。但由于非线性光纤环镜自身具有一定长度(包括PCF光纤和耦合器),因此闲频光和泵浦光之间存在一个固定的时延。

2.2 信号光波长的依存性

保持泵浦光波长λp=1550nm不变,通过改变信号光波长,我们重复了上述实验,其结果如图3所示。图3(a)、(b)分别为信号光波长λc=1510nm和λc=1520nm时的FWM;图3(c)、(d)分别为λc=1510nm和λc=1520nm对应的时域响应结果。实验结果验证了全光波长转换开关可对宽带范围内的不同信号光波长均有效响应。

(a)信号光波长为1510nm的四波混频;(b)信号光波长为1520nm的四波混频;(c)信号光波长为1510nm的波长转换开关时域图(d)信号光波长为1520nm的波长转换开关时域图

2.3 泵浦光波长的依存性

为了研究泵浦光波长对全光波长转换开光和FWM的影响,我们还开展了如下实验。信号光波长固定在λc=1500nm;泵浦光波长λp由1545nm增加至1555nm,每增加1nm的实验结果在图4中比较。可以看出,固定信号光波长不变,随着泵浦光波长变化,产生的闲频光随着泵浦光波长的变化而变化,并始终保持与信号光关于泵浦光中心波长对称。

(a)泵浦光波长由1550nm增加至1555nm;(b)泵浦光波长由1550nm减小至1545nm

3 结束语

本文基于10m长的PCF光纤实现了重复频率为37MHz的全光波长转换开关。利用PCF光纤的高非线性及超宽带色散平坦特点,我们在同一个非线性光纤环镜中实现了覆盖整个C+L波段的全光波长转换开关。我们的实验系统具有结构简单、鲁棒性强、抗电磁干扰等优点,其响应速度高达亚皮秒量级,有望在宽带全光网络、辐射检测等中得到应用。

蝴蝶仿生超宽带天线篇2

自然界一直都是人类各种技术思想、工程应用以及重大发明的源泉,在长期的观察和实践当中,人类不断模仿生物的行为和形态并从中受益。仿生学是研究生物系统的结构、功能等来改进工程技术系统的科学。仿生天线是根据仿生学原理运用到天线中,通过模仿生物的模型运用于天线的几何外形达到某种特定的性能。例如:仿生向日葵和动物触角设计的,具有RCS(Radar Cross-Section,雷达散射截面)减缩效果的天线[1,2];模拟蝴蝶翅膀在阳光下呈现的深色区域设计天线开槽形状的仿生天线,该天线能有效地降低天线RCS[3];仿生章鱼外形设计的L波段单极子天线[4];仿生银杏树叶外形设计的小型化宽带天线[5]。

随着无线通信技术的迅猛发展,越来越多的天线被应用于各类通信设备中。但在当前许多通信系统中,人们出于美观或军事上保密等原因,往往尽可能地将天线隐藏,典型例子就是绝大多数移动手机天线采用了隐藏式天线。若设计为仿生天线,天线不仅不会影响通信设备外观,还可以提升设备的美观度,军事上仿生天线能够有效地隐藏和伪装天线。

为满足高速数据通信和无线通信应用日益扩展的需求,UWB(Ultra-wideband,超宽带)天线已成为现代天线发展的热点和潮流。传统的宽带天线主要有行波天线、非频变天线、喇叭天线等多种类型。微带单极子天线是一类应用非常广泛的超宽带天线[6,7,8,9,10],它能够实现非常宽的工作频带,同时天线制作可以应用加工简便、精度高和成本低廉的微带印刷技术,有利于天线批量化生产。

本文探讨利用仿生学原理,设计具有UWB特性的微带单极子天线。蝴蝶是自然界中一种非常美丽的生物,其对称、较为宽阔和圆滑流畅的外形曲线也正好和UWB单极子天线要求相吻合,因此本文借鉴蝴蝶外形实现UWB仿生天线的设计。

1 天线结构

蝴蝶的身体结构包括头部、纺锤形身体和一对分布有花斑的翅膀,头部有一对棒状或锤状触角。借鉴蝴蝶外形,本文设计的蝴蝶仿生天线如图1所示。整只天线制作在一片相对介电常数εr=2.65,厚度为h=1 mm的聚四氟乙烯微波介质基板上,基板长L=27.8 mm,宽W=26 mm。在该天线基板正面,蝴蝶外形被用于设计天线辐射单元,蝴蝶身体连接一条宽度为W1=2.8mm,特性阻抗为50Ω的微带线,用于对该天线馈电。天线基板背面印制有宽和长分别为W=26mm和L1=10.8 mm,倒角为e=11.5 mm的金属地。其仿真天线的其他结构参数见表1。

2 主要结构参数分析

本节将采用CST MICROWAVE STUDIO软件进行数值仿真的手段,分析天线主要结构参数对天线性能的影响,为天线设计提供指导。

2.1 花斑和条纹

对本文的蝴蝶仿生天线,其翅膀上的花斑和条纹很大程度上提升了天线外形美观,但花斑和条纹结构复杂,是该仿生天线设计的主要难点之一。图2给出了有和无花斑和条纹时的天线S11仿真数据,可以看出,花斑和条纹对该天线的阻抗带宽影响很小。该蝴蝶仿生天线的超宽带特性主要来自于天线的蝴蝶外形,因此设计者可以在设计花斑和条纹时可基本上只考虑天线外形美观,在一定程度上减轻了该仿生天线的设计难度。

2.2 金属地倒角

图3对比了金属地倒角对天线S11值的影响。随着金属地倒角增大,金属地逐渐从矩形变化为半圆形,由于金属地的宽度和长度分别为W=16 m和L1=10.8 mm,倒角的最大值为e=11.5 mm。从图3中可看出,随着倒角e增大,天线的阻抗带宽相应地增大。因此本文中倒角大小选择为e=11.5 mm。

2.3 辐射贴片与金属地之间缝隙

图4分析了天线辐射贴片与金属地之间的缝隙宽度g对天线|S11|的影响。可以清楚地看出,缝隙宽度g对天线|S11|影响显著,需要在设计中对该参数仔细地调节。当缝隙宽度g变大时,低频段|S11|值增大而高频段|S11|值减少,而缝隙宽度g减小对|S11|的影响正好相反。因此设计中对缝隙宽度g的取值需要适当,本文选择为g=0.5 mm。

2.4 介质板厚度和介电常数

本文设计的仿生天线为微带天线,基板介电常数和厚度的误差常常是影响微带天线性能的主要因素之一。在图5中,仿真计算了不同程度基板介电常数和厚度变化时的天线|S11|,可以看出,本文仿生天线的性能稳定,基板介电常数和厚度的较小不会对天线性能产生显著的不良影响,这对天线批量化生产和工程应用十分重要。

3 天线仿真测试结果分析

加工制作的天线实物如图6所示,该天线的尺寸为26 mm×27.8 mm×1 mm。

图7对比了该天线的仿真和测试|S11|曲线,可看出仿真和实测结果吻合较好,在低频处仿真和测试结果差异稍明显,根据分析主要来源于加工和焊接误差。测试得到的|S11|<-10 dB的阻抗带宽达到107%(3.2~10.6 GHz),这表明该天线具备了良好的超宽带特性。

图8给出了该天线在3.5 GHz,6.8 GHz,9 GHz下的辐射方向图。可以看出,该天线在各频点的辐射方向图为典型单极子天线方向图,有较良好的准全向辐射特性。天线增益为2.2~5.6 dBi。

4 结论

本文根据仿生学原理,模拟蝴蝶外形设计了一种具有超宽带特性的微带单极子天线。该天线外形美观,酷似蝴蝶。仿真和测试表明,该仿生天线的|S11|<-10 dB的阻抗带宽达到107%(3.2~10.6 GHz),而该天线尺寸仅为26 mm×27.8 mm×1 mm。该天线的仿生外形和良好超宽带特性使其在军用和民用无线通信等领域有广泛的应用前景。

参考文献

[1]JIANG Wen,GONG Shu-xi,LIU Ying,et al.Method of reduc ing antenna RCS using bionics principle[C]//Proceedings ofAsia-Pacific Microwave Conference.[S.l.]:APMC,2010:2135-2137.

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[3]李文强,曹祥玉,高军,等.低雷达散射截面的微带仿生天线[J].现代雷达,2011,33(10):63-66.

[4]JIANG Wen,GONG Shu-xi,HONG Tao,et al.PrintedL-band monopole antenna with a bionical structure[J].Micro wave and Optical Technology Letters,2011,53(5):1004-1006.

[5]张昊明.银杏页状仿生天线的构想和设计[J].新疆师范大学学报,2012,33(1):33-39.

[6]钟顺时,梁仙灵,延晓荣.超宽带平面天线技术[J].电波科学学报,2007,22(2):308-315.

[7]LIANG Jian-xin,CHEN Xiao-dong,PARINI C G.Study of aprinted circular disc monopole antenna for UWB system[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation,2005,53(11):3500-3504.

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超宽带室内信道仿真分析篇3

目前为止,人们对于超宽带信号的传播问题进行了大量测量,尤其是集中在室内环境信道下的测试较多,由于进行分析的数据量不足,对不同的测量不能进行统一的规范化,已有的超宽带室内统计模型中较为著名的是S-V信道模型[2],这是一种描述多径按簇分布的信道模型,文中进行仿真研究了修正S-V信道模型,保留原有S-V信道模型中多径成簇到达和能量服从双指数分布的特点,但修正S-V信道模型中每一径的幅度不再服从瑞利分布,而是根据实测结果更加符合对数正态分布,成为研究超宽带系统性能的更好的信道平台。

1 信道测量技术

由于UWB信号的射频带宽通常达到GHz量级,信号传播特性与传统的窄带或宽带连续波信号有着明显的不同,特别在非视距环境下对超宽带信道的测量、分析以及建模将不同于传统的方法,如何获得信道冲激响应是研究信道传播特性的核心问题,因此信道测量是研究信道传输特性的基础。

超宽带通信信道测量技术是利用适当的UWB信号来探索信道,主要有两种测量方法,一是时域测量技术;二是频域测量技术,该技术是利用矢量网络分析仪,在指定频带上选择若干等间隔的离散频率点发射单频信号,得到信道的时域冲激响应及统计量,UWB信道可以用一个时变的脉冲响应表示为[3]

$h (t, τ) = \sum_{n = 1}^{Ν (t)} a_{n} (t) δ (t - τ_{n} (t) \exp) (j θ_{n} (t)) (1)$

其中,第n径的参数an,τn,θn分别是幅度、时延、相位;N表示多径数目。UWB信道也可以描述为频域自回归模型,表示为

$Η (f_{n}, x) - \sum_{i = 1}^{p} b_{i} Η (f_{n - 1}, x) = V (f_{n}) (2)$

其中,bi是模型参数;p是模型阶数;V(fn)是复白噪声;H(fn,x)是位置x处复频率响应的第n个抽样。

2 信道数学模型的建立

2.1 S-V信道模型

由于超宽带技术主要应用于室内环境,所以人们对超宽带信道的建模主要集中在室内环境。由于墙壁、家具、人等障碍物的存在,UWB脉冲通常会发生反射、衍射等现象,且发送端与接收端很少存在视距传播路径(LOS),因此UWB室内传播时的多径现象严重且第一径通常不具有最大能量。到目前为止,人们已经提出了多种UWB室内信道模型,如Δ-K模型、POCA- NAZA模型、S-V模型和IEEE802.15.3a室内标准信道模型等。目前普遍认可的对于室内超宽带传输特性描述较好的是基于分簇方式的模型,该模型首先由Turin于1972年提出,后来Saleh和Valenzuela在对宽带信号的研究中提出了进一步规范化的模型,得到了普遍认可,即S-V模型,基物理描述如下:多径信号不是按着固定的速率均匀到达接收机,而是以簇(Cluster)的形式,分成一簇一簇地到达。S-V信道模型是一个统计模型,由实测数据建模而成,在该模型中,来自同一个脉冲的多径分量以簇的形式到达接收机,簇到达时间被建模成一个速率为Λ的泊松过程[4,5,6]

$p (Τ_{l} | Τ_{l - 1}) = Λ \exp [- Λ (Τ_{l} - Τ_{l - 1})], l ＞ 0 (3)$

其中,Tl与Tl-1分别表示第l簇和第l-1簇的到达时间。在不考虑空间传播延迟的情况下,可以假设第一簇的到达时间等于零。每一簇内包含多个多径分量,而且多径分量的到达时间也被建模成一个到达速率为λ的泊松过程

$p (τ_{k, l} | τ_{(k - 1), l}) = λ \exp [- λ (τ_{k, l} - τ_{(k - 1), l})] (4)$

其中,τk,l与τ(k-1),l分别表示第l簇内的第k与第k-1条径的到达时间。用βk,lexp(jθk,l)表示第l簇内的第k径的复数衰减系数,则S-V信道模型的冲击响应可表示为

$h (t) = \sum_{l = 0}^{\infty} \sum_{k = 0}^{\infty} β_{k, l} e^{j θ_{k, l}} δ (t - Τ_{l} - τ_{k, l}) (5)$

其中,Tl,l=0,1,2,…为第l个到达簇的到达时间,τk,l,k=0,1,2,…为第l个簇中到第k个到达射线的到达时间,T0=0为第一个到达簇的到达时间,τ0l=0为第l个簇中第一条射线到达时间,δ(·)为狄拉克冲激函数,θk,l为在[0,2π)均匀分布的随机变量,{βk,l}为相互独立且服从瑞利分布的随机变量,其平均功率服从双指数分布

$\bar{β_{k, l}} = \bar{β_{0, 0}} \exp (- Τ_{l} / Γ) \exp (- τ_{k, l} / γ) (6)$

其中, $\bar{β_{k, l}^{2}} = E (β_{k, l}^{2})$ 为第l簇内的第k径的平均功率;Γ为簇功率衰减因子;γ为多径的功率衰减因子。虽然在该统计模型中多径数目可以为无穷大,但是在实际测试中,当l或k比较大时,βk,l近似为零。

2.2 修正S-V信道模型

S-V模型是一个适合仿真研究使用的完整的多径模型,但存在几个问题,首先,S-V信道能够准确地反应室内LOS环境的传播规律,但对于NLOS环境的性能明显不足;其次,模型无法准确预测特定环境的多径传播特性;最后,在实际应用中存在模型输入参数获取困难的问题。为与超宽带实测实验中得到的数据更吻合,802.15.3a工作组对S-V模型进行了一些修改,建议利用对数正态分布而不是瑞利分布来描述多径增益幅度,第一簇内部各路径之间是独立的衰减机制,用另一个对数正态分布随机变量表示总多径增益的波动,簇和簇内路径的到达时间分别是用独立的泊松过程来描述,信道冲激响应的相位分别是0或π,因此不存在虚部分量,信道误差系数采用实变量来代替原来的复变量[7]。考虑到UWB信号脉冲经过电介质表面反射出现脉冲翻转的概率是随机的,假设θk,l等概率出现于±π,则修正后的信道模型冲激响应可以表示为

$h (t) = X \sum_{l = 1}^{L} \sum_{k = 1}^{Κ (l)} α_{k, l} δ (t - Τ_{l} - τ_{k, l}) (7)$

其中,X表示阴影效应对应的对数正态衰落随机变量,它反映了信号总能量的衰落,其分布为20lg10(Xi)～N(0,σ2x),L是观测到的簇的数目;K(l)是第l簇内接收到的多径数目,αk,l是第l簇内第k条径的幅度增益,可以表示为αk,l=pk,lξlβk,l,此处pk,l等概率地取±1,表示由反射引起的信号反转,ξl反应第l簇的衰减,βk,l对应第l簇内第k条径的衰减,ξlβk,l也服从正态分布,即20lg10(ξlβk,l)～N(μk,l,σ $_{1}^{2}$ +σ $_{2}^{2}$ ),此处的σ $_{1}^{2}$ 表示簇衰减系数的标准差,σ $_{2}^{2}$ 表示径衰减系数的标准差,μk,l表示径衰减系数的均值,可表示为[8]

$μ_{k, l} = \frac{10 \ln (Ω_{0}) - 10 Τ_{l} / Γ}{\ln (10)} - \frac{(σ_{1}^{2} + σ_{2}^{2}) \ln (10)}{20} (8)$

其中,Ω0是第一簇第一径的平均能量。

3 信道仿真及结果分析

基于发射机和接收机的平均距离和是否存在视距分量,推荐4种不同的实测信道,CM1:视距(0～4 m),CM2:非视距(0～4 m),CM3:非视距(4～10 m),CM4:非视距(4～10 m),代表了极端的NLOS多径信道环境。不同环境下的信道模型对应的参考值,如表1所示。

在Matlab环境下建立仿真平台进行仿真实验,设定源参数为:数据长度(Data Length)为100 bit,脉冲持续时间(Impulse Duration)为0.5 ns,抽样间隔(Sample Interval)为0.05 ns,周期(Period)为20 ns,信道为CM1-CM4,信道冲激响应(CIR)间隔为0.5 ns,信噪比(SNR)取为5 dB,信道估计采用的训练序列长度(Training Sequence Length)为10 bit,接收路径数(RAKE Branch Number)为4,发射端发送BPSK信号,适于NLOS的CM3信道和CM4信道的信号平均每80 ns发送一次,通过仿真运行程序可以得到不同信道环境下的信道冲激响应,如图1所示。

对比CM1的LOS环境与CM4的NLOS环境下信号,可以看到LOS信道传播环境中,多径分量的数目较少、簇的数目明显、信号比较好,而在NLOS环境下,由于传播环境变差,多径分量明显增多,而且簇和簇的间隔不再明显,随着时间的增加多径分量的幅度也在逐渐衰减。实际上室内环境下的UWB信号传播时,往往存在多重障碍物,参考S-V/802.15.3a标准的CM4信道可以代表NLOS的恶劣的多径信道环境,故选取CM4信道进行重点研究,发射端发送的UWB高斯窄带脉冲信号在CM4环境下,设定信道响应间隔为0.5 ns,信噪比为5 dB时通过S-V信道后得到的信号如图2所示。

在CM-4环境下仿真得到的信道估计与实际信道估计对比结果如图3所示。

4 结束语

超宽带脉冲信号在室内传播时的多径现象很严重,文中对超宽带信道模型在视距与非视距环境下存在的性能差异,经过实验仿真表明,通过信道仿真结果分析了超宽带信道的传输特点,证明了修正S-V信道模型能够完好地反映超宽带通信系统信道的传输特征,与实际的信道响应特性相吻合,是更为适合用于研究超宽带通信系统的信道模型。

参考文献

[1]张中兆,沙学军,张钦宇,等.超宽带通信系统.北京:电子工业出版社,2010.

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[4]贺中堂,张力军.UWB室内传播模型的研究[J].南京邮电学院学报,2005,25(5):58-59.

[5]杨牛扣,周杰.超宽带室内LOS环境信道模型研究[J].无线电通信技术,2011,37(4):41-43.

[6]MLOISCH A.Time variance for UWB wireless channels[S].IEEE P802.15-02/461-SG3a and IEEE P802.15-02/462-SG3a,2002.

[7]刘江庭.超宽带(UWB)室内信道建模研究[D].哈尔滨:哈尔滨工程大学,2006.

超宽带信号同步的研究篇4

由于超宽带信号脉冲持续时间短,占空比低,工作信噪比低,而实际超宽带信道又是密集多径的,现有的超宽带同步方案[1,2]中大部分都是基于相干的方法,从超宽带通信系统对定时误差敏感性分析[3]可知,如果接收端采用固定的模板相关信号,则需要接收机非常精确的定时,故需要寻求新的途径来解决超宽带通信系统在密集多径下的信号捕获和定时同步问题。

给出了基于导频脉冲序列简单捕获和定时同步算法:接收信号与原始脉冲序列的“拷贝”互相关,下面称原始脉冲序列的“拷贝”为模板信号。相关积分必须考虑模板信号在时间上的所有可能位置。在这种方式下,相关器输出信号幅度随接收信号与时移模板信号的相似性而改变。相似程度越高,相关器输出越大。如果相关器的输出超过某个门限值,接收机就认为出现了导频信号(信号捕获)。这时,接收机估计相关器输出的峰值并计算模板信号的相应时移。这个时移就是传播时延的一个估计值。在理想情况下,信号不受噪声和失真的影响,上面的估计就可以使发射机和接收机正确同步(定时同步)。本文对AWGN信道和多径信道下CM1信道模型进行了仿真分析,验证了利用导频脉冲实现信号捕获和定时同步的可行性。

2 接收机结构

接收机结构如图1所示。

图1表明该超宽带接收机由信号相关器、判决器两个模块组成,下面分别研究它们的性能。

2.1 信号相关器

假设多径接收信号r(t)与本地模板v(t)均为周期为Tb的周期函数,且相位完全同步。在一个码元周期内,定义Err为多径接收信号r(t)的自相关值,Evv为模板信号v(t)的自相关值,Erv为多径接收信号r(t)与模板信号v(t)的互相关值。则Err表示多径接收信号在一个码元周期内的能量,Evv表示本地模板在一个码元周期内的能量,即:

$\begin{array}{l} E_{r r} = \int_{0}^{Τ_{b}} r (t) \cdot r (t) d t \\ E_{v v} = \int_{0}^{Τ_{b}} v (t) \cdot v (t) d t \\ E_{r v} = \int_{0}^{Τ_{b}} r (t) \cdot v (t) d t \end{array} (1)$

信号相关器实现本地产生的模板信号v(t)和接收信号r(t)的互相关运算,相关器在时间间隔0≤t≤Tb内计算相关输出,并在t=Tb时刻对输出进行抽样,将抽样结果送入判决器。

当发送0时,接收相关器输出为噪声n(t)与模板v(t)的相关值:

$\begin{array}{l} R_{0} (t) = \int_{0}^{Τ_{b}} r_{0} (t) \cdot v (t) d t = \int_{0}^{Τ_{b}} n (t) \cdot v (t) d t \\ = n_{0} (2) \end{array}$

当发送1时,接收相关器输出为信号叠加噪声r(t)+n(t)与模板v(t)的相关值:

$\begin{array}{l} R_{1} (t) = \int_{0}^{Τ_{b}} r_{1} (t) \cdot v (t) d t \\ = \int_{0}^{Τ_{b}} r (t) \cdot v (t) d t + \int_{0}^{Τ_{b}} n (t) \cdot v (t) d t \\ = E_{r v} + n_{0} (3) \end{array}$

可见,由于接收噪声的影响,相关器输出叠加了噪声分量n0,既然n(t)是功率谱为N0/2的高斯白噪声,那么经过相关器后噪声分量n0即是均值为0、方差为σ2的高斯过程。相关器输出噪声n0的均值和方差为:

$\begin{array}{l} E [n_{0}] = E [\int_{0}^{Τ_{b}} n (τ) \cdot v (t - τ) d τ] \\ = \int_{0}^{Τ_{b}} E [n (t)] \cdot v (t) d t = 0 (4) \\ σ^{2} = E [n_{0}^{2}] = \int_{0}^{Τ_{b}} \int_{0}^{Τ_{b}} v (t) \cdot v (τ) \cdot E [n (t) \cdot n (τ)] d t d τ \\ = \frac{Ν_{0}}{2} \cdot \int_{0}^{Τ_{b}} \int_{0}^{Τ_{b}} v (t) \cdot v (τ) δ (t - τ) d t d τ \\ = \frac{Ν_{0}}{2} \cdot \int_{0}^{Τ_{b}} v^{2} (t) d t = \frac{Ν_{0}}{2} \cdot E_{v v} (5) \end{array}$

当发送信息0和1时,相关器输出R0和R1的概率密度函数为:

$\begin{array}{l} p (R_{0} | 0) = \frac{1}{\sqrt{2 π} σ} e^{- R_{0}^{2} / 2 σ^{2}} \\ p (R_{1} | 1) = \frac{1}{\sqrt{2 π} σ} e^{- (R_{1} - E_{r v})^{2} / 2 σ^{2}} \end{array} (6)$

当发送信息0时,相关器输出R0是一个均值为0、方差为σ2的高斯过程。同理,发送1时,R1是一个均值为ε=Erv、方差为σ2的高斯过程,ε/2为最佳判决电平(即门限值)。

2.2 判决器

判决器根据信号相关器的输出R0和R1来判决发送的信息是0还是1。输出信号的最佳判决电平为α=ε/2=Erv/2,如果相关器R>α,表示发送的是1,否则表示发送的是0。

3 仿真分析

如图2(a)代表一个具有10个脉冲的序列,为了构造模板信号,接收机必须知道发射信号每帧中全部脉冲的精确位置,故这10个脉冲在时间轴上的位置是已知的。

本例中引入的传播时移为15 ns,为了仿真信号捕获和时间同步过程,假定接收机时延值是待定的未知值,时移后的信号如图2(b)所示。

首先考虑信号在AWGN信道中传播的情况。接收机输入信号根据给定的ERX/N0,分析了几种不同情况下相干检测导频序列的性能:理想情况ERX/N0=50 dB,两种实际情况ERX/N0=0 dB和ERX/N0=-10 dB。三种情况下加入不同噪声之后的相关器输入信号分别如图3中(a)、(b)、(c)所示。注意在图3(a)中,ERX/N0=50 dB,从接收波形中很容易识别出导频序列。在这种情况下,我们可以认为信号捕获和定时同步算法可以正确检测序列并获得同步。图3(b)(ERX/N0=0 dB)和图3(c)(ERX/N0=-10 dB)就不同了。这时有用信号完全淹没在噪声之中,与前一种情况相比,接收机检测和估计导频脉冲正确位置的可能性有所下降。

如图4(a)给出理想情况下(ERX/N0=50 dB)相关器输出C1。从图中,我们可以在大约15 ns的位置观察到一个很大的峰值。

正如所料,信号C1的峰值提供了信道传播之后导频时延值的精确估计。而且在估计过程中没有任何模糊现象,因为相关器输出的最大值远远超过了其他较小的峰值。

图4(a)也显示出正确选择门限值的重要性。如果门限值太大,例如,在图4(a)情况下超过10 mV,接收机就不可能检测出导频序列。如果门限值太小,例如,在图4(a)情况下小于3 mV,相关器输出的所有小峰值信号都会触发信号捕获。

ERX/N0=0 dB时的相关器输出C2如图4(b)所示。这种情况下,相关器输出信号受到噪声的影响,但我们仍旧能够识别出15 ns附近有较大的峰值。因此可以推断,即使在噪声能量与单脉冲能量相差无几时,接收机的相关滤波器仍然能够捕获到导频序列。

对相关器输出信号的分析,为获得导频信号在时间轴上的精确位置提供了可能,即可以达到接收机和发射机之间的定时同步。

ERX/N0=-10 dB时的相关器输出C3如图4(c)所示。此时,15 ns处的峰值仍旧可以识别,但是其值接近背景噪声电平。特别地,可以看到,有许多其他峰值的幅度与有用峰值的幅度接近。由于寄生峰值触发的同步过程会引起虚警,信号检测会受到影响。为了避免虚警,可以增加检测门限,但这样可能会检测不到导频序列。这种情况下,增加导频信号的长度是一种可能的解决方案,但同时也增加了发送导频序列使用的能量和时间。能量和检测性能的折衷需要根据具体的应用考虑。对于定时同步过程的性能,很明显,即使序列被正确检测,高电平噪声的存在也可能会使接收机导频序列的时延估计产生误差。

接着再看看导频序列在多径信道传播时对同步性能的影响,具体的说,我们将考虑由于信道冲激响应引起的时延扩展在接收端产生ISI的情况。

假定发射机和接收机之间是LOS的(CM1)。这时信道冲激响应如图5所示。

图6为对应于导频序列在图5所示的多径信道中传播、具有不同ERX/N0的接收信号。注意,ERX为每脉冲的总接收能量,即接收机获得的一个发射脉冲经多径信道传播之后的所有多径分量之和。

相关器输入信号rxcla(ERX/N0=50 dB)、rxclb(ERX/N0=0 dB)和rxclc(ERX/N0=-10 dB)受高斯噪声和脉冲重叠失真影响,如图6所示因为多径而引起的信号失真。

同理得到相关器输出Cm1(ERX/N0=50 dB),Cm2(ERX/N0=0 dB)和Cm3(ERX/N0=-10 dB)如图7所示。

由以上分析知:仿真结果与AWGN时完全相同,即在ERX/N0=50 dB和ERX/N0=0 dB时获得完全同步,在ERX/N0=-10 dB时存在误差。我们可以得出结论:在这种情况下,多径的存在不会降低同步性能。但是,多径的存在使相关器输入端信号对噪声更敏感,这可以通过进一步降低ERX/N0得到验证。

4 结语

本文详细分析和仿真了TH-PPM-UWB系统基于导频脉冲序列的信号捕获和定时同步算法,分析和仿真结果表明,该方案在多种信道下都能很好地实现定时同步和捕获。

摘要：针对TH调制PPM超宽带系统,给出一种解决IR-UWB通信系统信号捕获和定时同步方法。这种方法基于导频脉冲序列,接收机使用与导频脉冲序列相匹配的相关滤波器,通过观察相关器的输出信号,可以估计导频序列的存在,此外,相关器输出的峰值可以使接收机与发射机时间对齐,从而达到同步。采用仿真与理论分析相结合的方法,详细分析了AWGN和多径信道下的同步性能,结果表明,理论分析和仿真结果相吻合,利用导频脉冲序列在各种信道下均可获得很好的同步。

关键词：同步,导频,相关器,超宽带

参考文献

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[3]Tian Z,Giannakis G B.BER Sensitivity to Mistiming in Ul-tra-wideband Impulse Radios-PartI:Nonrandom Channels[J].IEEE Trans.on Signal Processing,2005,53(4):1 550-1560.

[4][意]贝尼迪特.吉安卡拉.超宽带无线电基础[M].葛利嘉,朱林,袁晓芳,等译.北京:电子工业出版社,2005.

超宽带脉冲通信技术研究篇5

关键词：超宽带 (UWB) ,脉冲通信,窄脉冲,PPM调制

1 超宽带脉冲通信概述

超宽带脉冲信号是指信号的相对带宽大于25%的任何波形[1]。利用超宽带脉冲通信技术, 解决了困扰传统无线技术多年的有关传播中多径损耗大的重大问题, 对非通视条件下的通信和探测难题, 提出了很好的解决方案。

相对带宽=2 (fH-fL) / (fH+fL) ;

其中fH表示信号高端频率, fL表示信号低端频率, fH-fL表示信号带宽。

2002年4月, FCC (美国联邦通信委员会) 发布了UWB无限设备的初步规定, 规定室内UWB通信的实际使用频谱范围为3.1～10.6GHz, 并在这一范围内, 有效各向同性辐射功率不超过-41.3d Bm/MHz。

UWB通信技术的优势:

UWB信号不使用载波, 不需要传统收发器所需的上下变频和本地振荡器等, 因此在设备结构上较为简单, 能够全数字化实现。

UWB信号采用了跳时扩频, 直接发射跳时伪随机码和信息比特控制的冲击脉冲序列, 具有很宽的频谱, 能够达到1GHz以上, 发射功率谱密度很低, 有用的信息完全淹没在噪声中, 被截获概率很小, 并且需要采用与发射端一致的扩频码脉冲序列才能解调, 具有良好的隐蔽性和更强的抗干扰能力。这一点在保密通信和军事通信上有很广阔的应用前景。

UWB信号使用上GHz的超宽带宽, 所以即使把发射信号功率谱密度降到很低, 也可以实现高达100～500Mbit/s的信息速率。一般来说仅需使用 (2.5～3.5) W的系统功耗, 就可以满足工作要求。

2 技术分析

超宽带脉冲通信系统主要包括三个部分:信号产生, 信号调制和解调。

2.1 信号产生

产生超宽带脉冲的硬件方法主要有两类:一类是光电方法, 利用快速激活和钝化的光导开关导通时瞬间产生的陡峭上升沿获得脉冲信号;二是电子方法, 对半导体PN结反向加电, 使其达到雪崩状态, 在导通瞬间, 取陡峭的上升沿为超宽带脉冲信号, 可以利用隧道二极管、阶跃恢复二极管、以及漂移阶跃恢复二极管产生[2]。目前应用最广泛的是阶跃恢复二极管 (SRD) , 它能够产生幅度为20V~200V, 持续时间为60ps～200ps的窄脉冲, 并且电路构建简单, 产生的窄脉冲在传输前能够容易地整形成符合辐射掩蔽要求的超宽带发射脉冲。所以在目前的工程中大量地使用。

2.2 信号调制

超宽带脉冲信号的调制方式一般采用脉冲相位调制 (PPM) 和PAM调制。

PPM、PAM调制共同的优点是可以通过非相干检测恢复信息, 还可以通过多个幅度调制或多个频谱位置调制提高信息传输速率。然而随着调制进制的增加, PAM调制系统的误码率越来越大, 性能越来越差, 而PPM系统的性能却很好, 误码率很小, 同时还能除去UWB频谱的能量尖峰, 使功率谱更加平坦。PPM调制在工程中较多使用。

2.3 信号解调

超宽带脉冲信号的解调包括脉冲监测和解码。主要是通过本地产生伪随机码窄脉冲信号和接收天线收到的脉冲信号进行相关过程 (主要是计数) 。计数器对接收的信号计数, 当出现调制方式对应的计数值, 即对应着相应的输入信号值, 再经过平滑滤波、波形整形等处理, 输出数据信息, 完成了信号解调。

3 超宽带脉冲通信应用范围

超宽带脉冲通信的应用大致可分为三类:通信、雷达/监听和跟踪、定位。

在通信方面, 超宽带通信设备支持高速低功耗数据链路, 并且在抗多径干扰机制上有独到之处。可用于楼内通信系统、室内宽带蜂窝电话、保密无线电和无线宽带因特网接入等。

在矿井巷道中, 由于井下巷道四壁的凹凸不平, 巷道壁的反射及折射带来的复杂的多径传播, 导致频域上的频率选择性衰落[3]。超宽带无线通信具有很好的抗多径衰落能力, 在这类受限空间内有很广泛的应用。

超宽带脉冲通信技术还可用于可靠的通信组网。在公共安全领域, 如大型体育馆的内勤活动, 民警在地铁站、机场、车站的巡逻, 消防队员在建筑物内的灭火行动, 灾难现场的救援处置等等, 这些应用领域均环境复杂, 不通视, 遮挡严重, 反射多。通过超宽带脉冲通信这种稳定可靠、无死角的通信方式, 指挥部门可以随时动态掌控一线警力和服务人员的分布状况和位置信息, 实现信息互通, 方便指挥部门全面地了解一切动态信息, 随时调整指挥方案和人员配置。

超宽带脉冲通信在雷达方面的应用主要有:探地雷达、穿墙雷达、安全监视、碰撞避免系统、道路及道路监测雷达等。例如在穿墙雷达中, 雷达天线发射窄脉冲信号, 接收及其微弱的反射同步脉冲, 测量时间差和脉冲形式, 可以辨别出隐藏的物体或墙体后运动的物体, 误差只有1～2cm[4]。

超宽带脉冲通信在定位方面可以用来探测地雷, 找出敌军的地下工作室;也可制成成像雷达, 寻找隐藏的敌人。在监测查找地下金属管道裂缝、探测高速公路地基等方面, 超宽带脉冲通信具有很高的定位精度和广泛的应用领域。

4 结语

超宽带无线通信系统的各种特点, 弥补了传统无线电通信在军事和民用上的不足。超宽带无线通信系统在军事、工业、公共安全等领域有着不可估量的巨大应用潜力, 相信在不久以后超宽带无线通信设备将被应用于人们生活的各个领域。

参考文献

[1]魏磊磊, 熊建设.超宽带无线通信[J].微计算机信息, 2010, 11 (3) :58-60

[2]卞晓晓, 李佶莲.超宽带脉冲波形的设计优化与性能分析[J].江苏教育学院学报, 2010 (2) :35-38

[3]周帆.关于超宽带无线通信技术的分析研究[J].通信技术.

议超宽带无线通信技术篇6

UWB技术最初是1960年美国作为军用雷达技术开发的, 早期主要用于雷达技术领域。该技术的发展带动了脉冲检测器等设备的开发, 而且该技术具有对信道衰落不敏感、发射信号功率谱密度低、被截获的可能性低、系统复杂度低、厘米级的定位精度等优点。

但在随后的30多年间, UWB技术发展很缓慢, 一方面是因为军方的限制让第三方无法开发支持UWB的软件和硬件, 此外, UWB技术对其他频带带来的干扰, 也阻碍了它的发展步伐。2002年2月, FCC批准了UWB技术用于民用, 进而将UWB技术推向了市场前端。

目前的UWB技术根据底层UWB信号的实现形式不同, 可分为两大类。一类是基于窄脉冲式的冲激类UWB, 即不使用载波, 而是使用短的能量脉冲序列, 并通过正交频分调制或直接排序将脉冲扩展到一个频率范围内。这样提出的UWB设计方案称为直接序列CDMAUWB (DS-CDMAUWB) 方案。这个方案频谱利用率高, 可进行高精度定位和跟踪, 抵抗多径衰落能力强, 但频谱共享的灵活性较差, 不利于与其他窄带系统共存。

另外一类是基于调制载波扩频式的载波类UWB, 提出的设计方案叫多载波OFDMUWB (MB-OFDMUWB) 方案, 它采用OFDM技术传输子带信息, 提高了频谱的灵活性, 但易造成较高的功率峰值与均值比 (PAR) , 容易产生对其他系统的干扰, 因此解决干扰问题是该方案目前最大的难题。两种技术形成了鲜明对立的两大阵营, 使得制订面向UWB高速数据传输标准的802.15.3a工作组已经解散。

目前, 由ITU-RTG1/8工作组来负责UWB高速数据传输的全球统一标准的制订工作。

与其他无线技术相比, UWB具有以下几个技术特性。其一是高带宽、高传输速率。按照UWB的技术设计, UWB使用的带宽在1GHz以上, 高达几个GHz, 数据速率可以达到几十Mbit/s到几百Mbit/s, 这样的理论速度高于蓝牙100倍, 特别适合局域网或者个域网内设备之间的快速共享数据库以及传送数据。

其次是强大的抗干扰性能, UWB采用跳时扩频信号, 系统具有较大的处理增益, 在发射时将微弱的无线电脉冲信号分散在宽阔的频带中, 输出功率甚至低于普通设备产生的噪声。接收时将信号能量还原出来, 在解扩过程中产生扩频增益。因此, 与IEEE802.11a、IEEE802.11b和蓝牙相比, 在同等码速条件下, UWB具有更强的抗干扰性。另外, 由于UWB的脉冲非常短 (0.1~1.5ns) , 频谱非常宽 (数GHz, 可超过10GHz) , 能避免多路径传输的信号干扰。

第三是低功耗, UWB系统发射功率非常小, 通信设备可以用小于1m W的发射功率实现通信, 另外, CDMA-UWB不使用载波, 只是发出瞬间脉冲电波, 也就是直接按“0”和“1”发送出去, 并且在需要时才发送脉冲电波, 大大延长了系统电源的工作时间。

二、UWB系统方案及一些技术问题

2.1单频带系统

单频带系统仅使用单一的成形脉冲进行数据传输, 其信号带宽很大, 多径分辨率很高, 抗衰落能力强。但由于信号的时间弥散严重, 接收机的复杂度较高。此外, 为解决共存性问题, 避免与带内窄带系统的干扰, 该系统采用的滤波器也是比较复杂的。其典型代表是单载波DS-CDMA。在单载波DS-CDMA方案中, 经过DS-CDMA扩频之后的信号再对载波进行调制, 从而可以在合适的频带范围内传输。传统的无载波UWB方案存在较多低频分量, 无法满足FCC规定的发射功率的限制。而单载波DS-CDMA方案通过频谱搬移解决了这一难题。

2.2多频带系统

多频带系统是指将规划UWB的整个频段划分成若干个子带。使用部分或全部子带进行数据传输。信号成形和数据调制在基带完成通过射频载波搬移到不同子带, 避开传统窄带系统使用频段。多频带系统根据调制方式分为多带脉冲无线电和多带正交频分复用两种方式。

其多址问题采用跳频技术来解决。相对于符号速率又可分为快跳和慢跳。MBOA多频带联盟提议将UWB频带分为最少三个频段。并采用正交频分复用 (OFDM) 方式将三个频段进一步分为大量的窄通道。

从技术上来讲, MBOA和DS-CDMA是无法彼此妥协的。对无线电频率管理来说, 有两个基本的原则:一是新的无线电技术不得对已有的无线电台 (系统) 造成有害干扰;二是受到干扰不得提出保护要求, 即要能忍受已有无线电台的各种干扰。DS-CA-MA因为使用整个3.1~10.6GHz频段, 包括传统无线技术使用其中的一些频率, 而MBOA使用多个频率子带可以很方便地避开这些频率。

2.3 UWB硬件系统

同传统结构相比, UWB收劫言机的结构相对简单, 图2给出了UWB发射和接收机的系统框图。在UWB收发信机中, 信息可被不同技术调制, 在接收端, 天线收集信号能量经放大后通过相关接收后处理, 再经门限检测后获得原来信息。相对于超外差式接收机来说, 实现相对简单, 没有本振、功放、PLL (锁相环) 、VCO (压控振荡器) 、混频器等, 成本低, 而且UWB接收机可全数字化实现, 采用软件无线电技术, 可动态调整数据率、功耗等。

三、UWB技术的应用

3.1 UWB在个域网中的应用

UWB可以在限定的范围内 (比如4m) 以很高的数据速率 (比如480Mbit/s) 、很低的功率 (200μW) 传输信息, 这比蓝牙好很多。蓝牙的数据速率是1Mbit/s, 功率是lm W。UWB能够提供快速的无线外设访问来传输照片、文件、视频。

因此UWB特别适合于个域网。通过UWB, 可以在家里和办公室里方便地以无线的方式将视频摄像机中的内容下载到PC中进行编辑, 然后送到TV中浏览, 轻松地以无线的方式实现个人数字助理 (PDA) 、手机与PC数据同步、装载游戏和音频/视频文件到PDA、音频文件在MP3播放器与多媒体PC之间传送等。

3.2 UWB在智能交通信息中的应用

利用UWB的定位和搜索能力, 可以制造防碰和防障碍物的雷达。装载了这种雷达的汽车会非常容易驾驶。当汽车的前方、后方、旁边有障碍物时, 该雷达会提醒司机。在停车的时候, 这种基于UWB的雷达是司机强有力的助手。利用UWB可还以建立智能交通管理系统, 这种系统应该由若干个站台装置和一些车载装置组成无线通信网, 两种装置之间通过UWB进行通信完成各种功能。

例如, 实现不停车的自动收费、汽车方的随时定位测量、道路信息和行驶建议的随时获取、站台方对移动汽车的定位搜索和速度测量等。

3.3传感器联网

利用UWB低成本、低功耗的特点, 可以将UWB用于无线传感网。在大多数的应用中, 传感器被用在特定的局域场所。传感器通过无线的方式而不是有线的方式传输数据将特别方便。

作为无线传感网的通信技术, 它必须是低成本的;同时它应该是低功耗的, 以免频繁地更换电池。UWB是无线传感网通信技术的最合适候选者。

四、结语

尽管目前UWB的发展中存在着频率管制、标准化等难题, 也还必须面对其他无线技术的竞争, 但是可以预见, 随着无线多媒体应用越来越普及, UWB将在消费电子领域、通信领域获得大规模应用。物理层方案虽然没有融合的迹象, 但是双方都没有放弃产业化的脚步, 谁最终占领市场, 谁将成为事实标准, 这都预示着UWB技术的前景将非常广泛。

摘要：超宽带 (UWB) 无线通信技术是近年来备受关注的一种高速、低功耗的无线通信技术, 在简单介绍超宽带无线通信的概念基础上, 着重分析了超宽带无线通信的特点和应用。

关键词：超宽带,无线通信,技术特点

参考文献

超宽带雷达信号脉冲压缩的研究篇7

子带滤波器组为解决宽带信号处理提供了新的方法。将较宽的宽带通过子带滤波器组的分析带通滤波器分解为若干个窄带, 这就可以用处理窄带信号的方法处理宽带信号。所以对于超宽带雷达信号进行脉冲压缩处理需要进行多通道并行处理。M.Skolnik等提出了基于时频变换技术的超宽带雷达脉冲压缩方法是针对线性调频信号的, 但不适合非LFM信号[3,4]。

提出了一种频域处理方法, 利用频域内频带分割和匹配滤波进行子带脉冲压缩, 然后通过插值和多通道综合处理, 实现超宽带雷达信号的脉冲压缩。通过仿真结果可以看出, 提出的方案可以解决超宽带雷达信号的高速采样问题, 提高了系统的分辨率和脉压的处理速度。

1频带分割

多通道综合脉冲压缩技术是用模拟滤波器组对超宽带信号频带分割[5], 这样每个子带上可以用相对低速的ADC采样, 再进行子带脉冲压缩, 然后通过子带脉压插值进行多通道综合。多通道综合脉压技术有很多优点。每个子带内的信号都是相对独立, 能进行并行处理, 数据量会大大降低, 子带内进行脉冲压缩的计算量也会减少很多;子带信号的数据量减少, 对于通道的硬件设计要求就会降低;子带脉冲压缩系统还可以提高宽带信号处理的实时性。图1就是多通道综合脉冲压缩系统的整个过程。

1.1时域频带分割

设f (t) 、g (t) 分别为发射信号和接收信号, F (ω) 、G (ω) 是它们的Fourier变换。令发射信号的频谱范围为[ω1, ω2], H为[-η/2, η/2]的理想矩形滤波器, 即

频带分割的滤波器组为

M是滤波器组的个数, 是大于 (ω2-ω1) /η的最小整数。

那么

子带信号是非零中频信号, 频谱范围[ω1+kη, ω1+ (k+1) η]。A/D转换前要先把子带信号都搬至零中频, 子带零中频信号fk (t) 和gk (t) 的Fourier变换为

1.2频域频带分割

频域分割原理:设发射信号的采样点数为N, 将采样后的数据序列存放在长度为Ns (Ns=2N) 的数组s中, 把数组s作为参考信号;通过发射信号和目标延时参数就可以得到回波信号, 把回波信号的Ng点采样数据的序列放到长度为Ns初始化是零的数组G0内。接着对S0、G0分别作长度为Ns的Fourier变换, 就可以得到参考信号和回波信号的Fourier变换。

与时域分割的不同, 频域分割是先将频谱划分为数个子带, 再把每个子带的数据分别存进到长度为Ns的不同数组中, 在子带中右边一半的数据存放在数组的最左端, 左边一半的数据存放在数组的最右端, 数组的中间部分进行了补零, 这样就可以在频域内实现频带分割。图2为采用频域分割的仿真图形。可以看出, 超宽带信号可以被分割成若干个窄带信号。

2子带脉压

2.1脉冲压缩原理

脉冲压缩技术是指雷达通过发射机发射宽脉冲信号而接收信号经过压缩处理后获得窄脉冲的过程, 脉冲压缩可以使雷达在峰值发射功率大大降低的情况下同时获得长脉冲的高能量和短脉冲的分辨率两方面的优点, 它较好的解决了雷达脉冲峰值功率受限和距离分辨率之间的矛盾[6]。同时, 加大脉冲的带宽可以使多普勒系统的分辨率提高, 相应也会提高速度分辨率。另外, 由于脉冲压缩技术是对回波信号作相关处理, 故系统还具有较高的抗干扰性。

2.1.1时域处理方法

时域脉压处理方法是通过对接收信号s (n) 与匹配滤波器的脉冲响应h (n) 卷积实现的。h (n) 是接收信号的s (n) 共轭镜像函数, 即在时域可以等效成求接收信号与发射信号的复共轭之间的互相关函数。脉冲响应h (n) 的采样点数和信号采样点数N一致, 则匹配滤波器输出y (n) 为

2.1.2频域处理方式

基于频域的正反Fourier变换法, 对输入信号做FFT, 再乘以匹配滤波器的数字频率响应函数, 再经过IFFT输出压缩后的信号序列。频域数字脉压的实现可以用式 (7) 表示。

式 (7) 中, h (n) 是s (n) 的共轭镜像函数, 即滤波器幅频特性与信号的幅频特性相同, 而其相频特性与信号的相频特性相反, 因此, 信号通过此滤波器后, 使得各频率的相位一致, 在输出端信号形成峰值。

2.2子带匹配滤波

由式 (4) 可以得到

式 (9) 中rk (τ) =∫gk (t) fk* (t+τ) dt是子带信号的互相关输出, 即脉冲压缩时域输出波形。

2.3旁瓣抑制

匹配滤波后, 其旁瓣电平较高, 在多目标环境中, 可能会存在每个目标的回波能量大小不一致, 从而导致回波的主瓣高度不一致, 主瓣较高的回波可能会将主瓣较低的回波信号淹没, 使得某些目标的回波信号无法识别, 出现判断错误, 降低距离分辨力。为了提高分辨多目标的能力, 必须采用旁瓣抑制或加权技术。

引入加权网络实质上是对信号失配处理, 它不仅使旁瓣得到抑制, 同时使输出信号包络主瓣降低、变宽[7], 这点在随后的仿真图中可以很明显的看出。在工程中, 只能在旁瓣抑制、主瓣展宽、信噪比损失等诸多方面折中考虑, 选择合适的加权函数。经典的降低副瓣方法就是加窗, 常见的窗函数有矩形窗、巴特利特窗、汉宁窗、海明窗、凯瑟窗等[8]。

图4给出了对LFM脉冲压缩信号分别加海明窗、巴特利窗和汉宁窗的结果, 从图4中可以看出:当不加窗时, 线性调频信号脉压后的主旁瓣比约13.4 d B, 加窗后, 主旁瓣比大大提高, 但主瓣展宽且幅度降低。加海明窗后主旁瓣比能提高到42 d B左右;比起海明窗, 加汉宁窗后主旁瓣比会下降为35d B;加巴特利特窗的效果最差, 主旁瓣比为27 d B。

3多通道综合实现

3.1脉冲压缩后插值的实现

在多通道综合之前要对子带脉冲压缩波形插值, 提高采样率, 使得采样间隔和综合脉压的采样间隔相同。采用Sinc函数进行插值, 下面对Sinc函数进行原理和实现方法进行介绍。

根据时域采样原理[9], 满足下面两个条件, 就能采样后的离散信号中无失真的恢复原信号:

(1) 信号时有限信号。

(2) 采样的频率满足奈奎斯特采样率。即实信号采样频率要大于原信号最高频率的两倍, 复信号采样频率要大于原信号的带宽[10]。

原信号频谱F (jω) 和采样后信号频谱Fs (jω) 的关系为

这表示如果要原信号不失真的出现在采样后的信号频谱中, 采样后信号fs (t) 通过频率响应是的低通滤波器, 截止频率要满足ωm<ωc≤ (θ-ωm) (其中θ是采样频率θ=2π/T≥2ωm) , 就可以恢复出原信号

所以当满足时域采样定理时, 根据采样值采用低通滤波器可以恢复出原始信号。

利用Sinc函数得到插值点的函数值有三种方式:①通过不断求和的方法计算每一个插值点的函数值;②通过卷积的方法计算得到函数值;③通过快速卷积的方法, 即FFT计算出。如果滤波器比较短但输入的序列比较长, 需要采用重叠相加或重叠保留方法进行快速卷积, 可以实现实时快速的处理。随着输入采样点的增多, 快速卷积算法的优越性能就越显著。下图是子带运用Sinc函数插值后的结果, 可以看出经插值后得到的信号主瓣变窄, 旁瓣也降低了。

3.2多通道综合

由式 (9) 可得:

可以看出综合脉冲压缩的幅值只和子带脉冲压缩的加权值相关。每个子带脉压输出进行插值提高采样率之后, 还要对子带的互相关函数进行解调使得它的频谱回到原来的位置上, 这样就可以对每个子带最后综合, 获得综合脉压波形

图6是多通道综合后的脉压波形图。有此图可以看出, 对于超宽带雷达信号通过频带分割和Sinc函数的插值得到脉冲压缩可以减少运算量, 主瓣变窄, 旁瓣也得到了降低, 从而提高了系统的分辨率。

参数的选取对于多通道综合脉压结果很重要, 应合理的选择信号时宽、频谱带宽、采样率、滤波器的带宽、子带脉冲压缩的采样率、插值函数等等。在实际中, 理想矩形滤波器是不可实现的, 现在已经研究出了多种近似可实现的滤波器, 降低了通道间频谱重叠对于整合系统的影响, 频带分割技术有效的解决了超宽带雷达信号难以直接进行A/D转换的难题。对于各子带插值的误差, 可能会引起距离栅瓣, 还需要对插值函数进一步优化, 提高准确度以及降低运算量。

4结束语

采用频域频带分割, 进行多通道综合脉冲压缩技术解决了超宽带雷达信号不能直接A/D转换的问题。这种技术目前是可以实现对于超宽带信号进行脉冲压缩的。对于频带分割的滤波器组要求不高, 不需要设计专门的滤波器。子带信号带宽比较小容易对其速度补偿。而且子带数目对于综合脉冲压缩性能的影响较小, 可以综合考虑设计出既经济又有效的超宽带雷达信号脉冲压缩系统。

摘要：超宽带雷达脉冲信号达到纳秒级, 采样速率需要高达数十GHz, 但目前还没有直接能采样的超高速模数转换器件。研究了利用多通道综合技术实现脉冲压缩。提出了采用频域模数转换的方法进行频带分割, 有效的解决了超宽带雷达没法直接A/D转换的问题, 对整个脉冲压缩系统进行了仿真分析, 验证了算法的正确性和有效性。方法不仅适用于线性调频信号信号, 也适用于非线性调频信号。

关键词：超宽带雷达信号,脉冲压缩,频带分割,频域采样,插值

参考文献

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[9] 高西全, 丁玉美.数字信号处理 (第三版) .西安:西安电子科技大学出版社, 2009

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