单极子天线阵

单极子天线阵（通用7篇）

单极子天线阵 篇1

智能天线的概念于20世纪80年代末90年代初提出,来源于阵列天线中的自适应天线理论,利用阵列信号处理技术和相控阵原理,产生高增益的窄波束,使天线的主波束对准期望信号方向,低增益的副瓣甚至零陷对准干扰信号方向,从而达到提高信号干扰噪声比、提高系统的频谱复用率和增加系统容量的目的。智能天线技术可以为通信系统的性能和容量带来较大的改善。因此,3G标准均引入了智能天线技术,尤其是中国提出的3G标准TD-SCDMA更将智能天线技术作为其核心技术,并且在TD-SCDMA系统中采用智能天线技术更具实现优势[1]。目前智能天线不仅应用于移动通信网络,且在数字电视中也得到了广泛应用,并为提高数字电视尤其是车载数字电视的信号接收稳定度开辟了蹊径[2]。

智能天线为了产生高增益的窄波束,必须采用由多个天线单元组成天线阵的形式。这就意味着1个单元间距为0.5 λ(λ为2 GHz所对应自由空间波长,0.5 λ=75 mm)的8单元TD-SCDMA线形智能天线阵,其横向电尺寸大约在675 mm左右[3,4]。智能天线阵较大的横向电尺寸给网络建设和工程施工带来了诸多问题,因此小型化是智能天线今后发展的主要趋势[5]。目前,智能天线小型化技术方案主要有3种[6],分别是减少天线阵单元数、紧凑型智能天线和双极化智能天线。3种方案都是力求在不降低网络性能的同时尽量减小智能天线的横向电尺寸。其中,紧凑型智能天线阵是通过调整天线单元间的距离,降低天线阵的横向电尺寸,该方法简单,容易实现。本文根据文献[6]提出的智能天线小型化技术方案,对单元间距为45 mm的紧凑型智能天线阵进行设计和分析。同时,对天线阵单元非等间距排布的几种方案的性能进行分析,着重研究在实现天线阵的横向电尺寸减小的情况下,天线阵的总体性能的变化,为智能天线阵的小型化提供理论依据。

为了进一步考察阵元间距对智能天线阵列性能的影响,该方案利用仿真软件分别对紧凑型等间距、非等间距线形智能天线阵的性能进行了对比,其研究结论对于推进智能天线阵小型化设计的工程应用具有一定的参考价值。

1 基本原理

智能天线源于阵列天线中的自适应天线,它通过调节各单元信号的加权矢量来改变方向图形状,使主波束对准期望信号方向,零陷或副瓣对准干扰信号方向。一种线形智能天线阵结构如图1所示。

假设由N个相似元组成线形阵,第n个单元沿x轴位于xn,天线阵的方向图函数可表示为

式中:$F{}_e\left(\theta ,\phi \right)$为第n个单元的方向图。

式(2)为阵因子,In为第n个单元激励电流。若天线阵为等间距均匀激励,单元间距为d,电流相位线性渐变,且相邻两个单元的相位差为一个固定值∂,则激励电流可表示为

阵因子可表示为

$f{}_a(\phi )={\displaystyle \sum _{n=0}^{{\rm N}-1}\text{e}}{}^{\text{j}n\phi },\phi =\text{j}n(k\cos \theta +\partial )(4)$

因此可得出天线阵的半功率波瓣宽度为

$\theta =\left|\arccos [\frac{1}{kd}(-\partial -\frac{2.87}{{\rm N}})]-\arccos [\frac{1}{kd}(-\partial +\frac{2.87}{{\rm N}})]\right|(5)$

由式(5)可知,半功率波瓣宽度随单元间距的减小而增大。当天线阵采用非等间距线阵列结构时,依据参考文献[7]可知,通过调整单元的激励幅度可降低副瓣电平,当激励幅度自中心向两端锥削时,可使副瓣降低,其代价是主瓣宽度展宽。因此,非等间距线形阵可等效为单元激励幅度锥削的等间距线形阵,当两者的口径尺寸相同时,可获得相似的方向图。考虑到该研究的重点是横向电尺寸缩小后天线阵的性能的变化,根据实际情况,本文研究的非等间距线形阵的最大间距为0.5 λ。

2 紧缩型线形智能天线阵的设计

笔者对单极化智能天线阵进行了设计和研究,假设天线阵由8个单元(8通道)线形排布组成,每个单元由8个空气耦合阵子并联组成,每个单元的工作频段满足TD频段要求。

2.1 半波对称振子和智能天线阵单元的设计

设计对称振子结构如图2所示,天线采用厚度为1 mm的铝板,天线采用50 Ω的空气微带线中心耦合馈电,通过调节阵臂的长度改变天线的谐振频率,以调节振臂的宽度和馈电片的长度来改善天线的带宽。通过HFSS10.0仿真优化,最后得出振子长70 mm,振子臂宽15 mm,馈电片宽6.45 mm,长61 mm,天线到反射板的距离为35 mm。仿真结果如图2～图4所示。当振子的工作频率为1 770～2 260 MHz时,VSWR≤1.5,相对带宽达到了24.5%,满足TD工作频段(1 880～1 920 MHz,2 010～2 025 MHz)要求,且天线在2.0 GHz时的增益达到了8 dB。

采用上述设计的8个振子组成1个智能天线阵单元,根据笔者的仿真经验,相邻的2个振子间隔定为130 mm,通过1个微带T接头连接,由于2个相邻振子的馈电端口朝向不一致,若直接对其进行馈电,会造成馈入2个振子的信号反相。因此,通过控制馈线的长度,使其物理长度相差180°的电长度,达到对2个振子进行同相馈电的目的,最后通过3个二等功分器对8个振子进行等幅等相位馈电,天线阵单元结构和回波损耗如图5～6所示。

2.2 紧凑型等间距线形智能天线阵

为了抑制栅瓣,智能天线阵单元间距通常为0.5 λ(75 mm)。紧凑型天线阵压缩单元之间的间距,这样可以有效地减小天线阵的横向电尺寸。但由于间距缩小后单元间的互耦影响加剧,此时天线阵的方向图不但与不同方向来波在各天线单元上产生波程差相位有关,而且与各天线单元的阻抗不一致引入的幅度和相位有关[8]。具体表现为天线单元间的互阻抗增大,导致天线阵方向性系数减小,赋形增益下降,方向图主波束展宽。如图7所示,当单元间距缩小为45 mm时,天线阵赋形的增益下降了3 dB,半功率主瓣宽度增加了9°,但天线阵的横向电尺寸却减少了31%。

2.3 紧凑型非等间距线形智能天线阵

研究表明,非均匀线形阵可以明显地减小天线阵的副瓣电平[9]。非均匀线形阵有两种方案:一种是均匀激励非等间距线形阵;另一种是非均匀激励等间距线形阵。由于第二种方案在实际应用中需要复杂的馈电网络,为了减小智能天线系统的复杂性,本文选择第一种方案。设计了3种非等间距线形阵,如图8所示,其中(a)和(b)是基于参考文献[9],间距的递增因子分别为0.2和0.1,最大间距为0.5 λ,而(c)的排列分布可等效为相同口径的正弦幅度加权的等间距线形阵,第n个单元位于[10]

$x{}_n=\frac{L}{\text{π}}\arccos \left(1-\frac{2n}{{\rm N}-1}\right),n=1,2,\cdots ,{\rm N}-1(6)$

式中:L=675 mm,通过计算,第1个单元到第2个单元以及第7个单元到第8个单元的间距为0.87 λ,这时天线阵会产生2个较大的副瓣;当减小到0.5 λ时,2个较大的副瓣消失,因此第1个单元到第2个单元以及第7个单元到第8个单元的间距取0.5 λ。通过仿真可以得出,与间距为75 mm的8单元等间距线形阵相比,采用方案a天线阵最大副瓣电平减小6 dB,半功率主瓣宽度增加3.3°,天线横向电尺寸减少了20%;采用b方案天线阵最大副瓣电平减小5 dB,半波主瓣宽度增加1.4°,天线横向电尺寸减少了9.18%;采用c方案天线阵最大副瓣电平减小7 dB,半波主瓣宽度增加2.7°,天线横向电尺寸减少了15.1%。如图9所示,副瓣电平的减小是以增加主瓣宽度为代价,且非等间距线形阵的零陷有了不同程度的上升,天线阵赋形增益下降1.2 dB左右。

由上文分析可以得出,紧缩型等间距线形阵的赋形增益下降了3 dB,半功率主瓣宽度增加了9°,但天线阵的横向电尺寸却减少了31%。紧缩型非等间距线形阵可以使天线阵的第一副瓣电平降低5～7 dB,横向电尺寸减少9.18%～20%。

3 结语

本文首先完成了单极化线形智能天线阵的设计,研究了通过缩小单元间距来减小智能天线阵的横向电尺寸,对紧缩型等间距和非等间距线形智能天线阵进行了仿真和分析,得出智能天线阵横向电尺寸的减小是以降低天线阵性能为代价。这些结论对于实际工程应用中基站端天线类型的选址,具有一定的参考意义。由于利用HFSS软件仿真大电尺寸的天线需要耗费大量的计算机资源,受硬件条件限制,无法对单元间距缩小后天线单元间的隔离度进行研究,因此今后将着重研究天线阵单元间距对单元间隔离度的影响。

参考文献

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多频印刷单极子天线的设计 篇2

本文提出一种三频无线局域网印刷单极子天线。通过开槽和添加倾斜微带条, 天线工作带宽可以覆盖WLAN[7]和Wi MAX频段。由于天线是对称结构, 所以天线具有良好的全向辐射特性。文中对天线设计思路及实验结果进行了分析讨论。

1 天线设计

天线结构如图1所示。辐射单元尺寸为30 mm×32 mm, 且关于Y轴对称。天线腐蚀在介电常数为4.4, 厚度为0.8 mm的介质基板上。如图2 (a) 所示, 辐射单元主要由3个谐振路径组成。较长的谐振路径和矩形边框组成的两个对称的贴片, 此路径主要产生2.4 GHz频率处谐振模式[8]。由图1 (b) 可知沿缝隙边缘的电流路径形成3.5 GHz频率处谐振模式, 高频段5.5 GHz主要由倾斜微带条产生, 如图1 (c) 所示。

由天线结构图可见, 地板和辐射单元在介质板的同一侧, 通过添加蝶形天线, 能有效地展宽天线的阻抗带宽。

2 结果分析与讨论

利用Ansoft HFSS 14.0对天线进行了仿真设计, 最终优化的天线参数如表1所示。根据这些设计参数所印刷的天线实物图如图3所示。采用安捷伦公司8722D网络分析仪对天线的S参数进行了测试。仿真和实测回波损耗随频率变化曲线如图4所示, 实测结果与仿真结果存在较小的差异, 这种差异可能是由电缆头法兰盘和电缆头焊接所引起的。对于回波损耗<-10 d B的情况, 实测阻抗带宽分别为610 MHz (2.35~2.96 GHz) , 630 MHz (3.23~3.86 GHz) 和1 230 MHz (4.84~6.07 GHz) , 能同时覆盖WLAN和Wi MAX频段。

图5给出了在保持其他参数不变的情况下, L1不同取值时的回波损耗曲线。图6给出了保持L1=21.5 mm不变, L3为不同值时的回波损耗曲线。图7为L1=21.5 mm, L3=11 mm不变, L5取不同值时的回波损耗曲线。如图5~图7所示, 改变L1长度, 可以改变低频的谐振模式, 中频谐振模式主要通过改变缝隙的长度L3来调节;高频谐振模式主要通过改变倾斜微带条的长度L5来调节。当L1, L3, L5变长时, 天线的低频、中频及高频谐振点分别向频率低点移动。另外, 由于贴片间能量耦合的影响, 其中一个参数的变化会对其他两个谐振点有微弱的影响。通过合理优化天线的各尺寸, 选取L1=21.5 mm, L3=11 mm, L5=13 mm为最佳参数, 使得天线在工作频段内取得较好的阻抗特性。

图8给出了2.5 GHz, 3.5 GHz, 5.5 GHz频点处的E面和H面辐射方向图。可以看出, 天线在水平面具有良好的全向特性。图9给出了仿真和测量的天线增益曲线, 从测试结果可以看出在低频段增益>2.49 d Bi, 而在高频段增益>5 d Bi。

3 结束语

设计了一种应用于WLAN和Wi MAX三频单极子天线。该天线结构紧凑, 可以方便地植入无线通讯设备中, 有较强的实用性。此天线由50Ω的微带传输线通过共面波导馈电的方式, 对具有对称结构的蝶型贴片馈电。通过开缝和添加倾斜微带条, 使天线获得多频段工作的特性。天线的尺寸较小、结构紧凑、便于集成加工、适合应用于无线通讯应用。

摘要：提出一种应用于2.4/5.2/5.8 GHz WLAN和2.5/3.5/5.5 GHz WiMAX共面波导印刷单极子天线。该天线结构紧凑, 可以方便地植入无线通讯设备中, 有较强的实用性。此天线由50Ω的微带传输线通过共面波导馈电的方式对具有对称结构的蝶型贴片馈电。在设计中, 通过开缝和添加倾斜微带条, 使天线获得的阻抗带宽可以覆盖WLAN和WiMAX频段。天线的总体尺寸为30 mm×32 mm, 其结构紧凑、便于集成和加工, 适合无线通讯应用。

关键词：碟型贴片,WLAN,WiMAX,小型化

参考文献

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一种分形单极子天线的设计 篇3

(一) Parany分形

1. Sierpinski分形

Sierpinski分形天线具有内在的多频特性, 随着迭代次数的增多, 相应的谐振频率点也会随之增加, Sierpinski分形单极子天线的结构如图1 (a) , S11曲线如图1 (b) 。

2. Parany分形

C.Puenet首先提出了基于Sierpinski分形的Parany天线并对其进行了初步地研究, 而后S.R.Best对这种Parany垫片天线展开了更深入的研究, 他首先分析了缩放因子为0.5的Parany垫片天线, 与传统Sierpinski垫片天线不同的是, 其形成过程只是去掉沿对角线分布的小三角, 因此有更简单的结构.仿真和测试结果都表明, Parany垫片天线及其扰动形具有和传统Sierpinski分形天线几乎完全一致的多频行为。这是因为相对于传统的Sierpinski分形天线而言, 无论是Parany分形天线还是其扰动形式电流集中区域即垫片两侧窄的金属条带并没有发生任何改变, 因此它不会影响到天线电流分布也不会对天线性能产生影响。但上述Parany分形天线都只有一个缩放因子不利于工作频段的灵活配置, 为了实现灵活的频段安排, 这里介绍了一种多缩放因子Parany单极子天线, Parany单极子天线是Sierpinski分形天线的变异形式, 它有着更小的相邻频段比和更简单的结构也更容易制作。本文将对采用同轴馈电的多缩放因子的Parany单极子天线展开设计, 使其满足小型化多频段机载天线设计要求。

(二) Parany单极子天线的仿真

这里设计了一个工作在三频段 (1.4～1.8GHz、4.5～4.9GHz、7.4～8.2GHz) 全向单极子天线, 增益要求不小于3dBi。

从所需设计的天线的工作频段可以看出, 第二个频段中心频率与第一频段中心频率比接近于3, 但小于3.5, 传统的Sierpinski分形天线受其分形频段频率比的限制, 无法满足这种情况, Parany分形结构可以弥补这种缺陷。为了设计该天线, 采用两次分形就可得到三个频段, 天线总高度为36mm, 其他不同尺寸子三角为19mm、13mm, 具体设计结构如图2, 天线印在厚度为1mm、介电常数为2.7的单面微带介质基底上, 采用同轴馈电。

天线采用CST2007软件仿真, 仿真结果如图3, 仿真结果很好的满足了天线的频段要求。

(三) Parany单极子天线的测试

Parany单极子天线反射损耗S11测试结果, 如图4, 从结果看出有仿真有区别, 第二个分形的反射损耗S11相对差点, 但也在-10dB之下, 天线基本上覆盖了所需要的频段。

微波暗室测试

在微波暗室对Parany单极子分形天线进行了方向图的测试, 测试所用信号源为8350B信号源 (频率覆盖1.4G～8.2GHz) , 以HP8592D频谱分析仪作为接收信号检测器, 发射天线距离测试天线20米, 发射天线和测试天线距离地面1.7米。其中, 采用增益为15dB的喇叭天线作为发射天线, 天线座2含有角度盘, 可以任意旋转角度。测试Parany分形天线方向图时, 采用每10度一个取点, 36个点得到一个数据, 这样得到的6组数据经过Origin7.0软件处理得出Parany分形天线的方向图测试结果如图5和图6。天线增益都保持在4dBi以上。

(四) 结语

本文利用CST仿真软件设计了一个三频段的Parany单极子分形天线, 在反射损耗特性方面, 测试与仿真结果吻合较好, 从天线的方向图测试结果图5和图6可以看出, H面方向图很好的满足了全向性的要求, Parany单极子天线具有较好的全向性和较宽波束角, Parany单极子天线能很好的满足宽带全向天线设计的要求。

参考文献

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单极子天线阵 篇4

近来,数字电视(DTV)系统变得非常有吸引力,可以应用于无线移动通信设备如笔记本电脑,移动电话和交通工具等。对于这些应用,需要开发一些新型的DTV接收天线,不仅提供一个宽的可应用带宽包括整个DTV频段(470—862)MHz而且小型的天线。现在,很多具有宽带特性的单极子天线设计用在DTV频段[1,2,3]。传统的单根导体单极子天线只有很窄的带宽,加宽单极子天线的一种典型方法就是在单极子周围加载套筒,这种天线叫做套筒单极子天线。现介绍一种宽带应用的微带线反馈平面套筒单极子天线,关于使用微带线馈电的套筒单极子天线[4,5]的介绍文献不多,关于地板尺寸对它们阻抗特性的可用信息也很少。

现介绍的微带线馈电套筒单极子天线,是基于单极粗振子展宽带宽理论,采用一种分段加宽辐射单极子的方法来展宽平面套筒单极子天线的阻抗带宽,并利用Ansoft HFSS软件对其电压驻波和辐射特性以及天线的一些参数进行了分析。该天线获得的阻抗带宽(440—866)MHz覆盖了整个DTV(470—862)MHz频段,并且在整个工作频段内具有稳定的方向图,并满足全向需求,可以设计应用于数字电视系统。

1天线设计

图1给出了微带馈电套筒单极子天线的结构图。天线印刷在介质参数为4.4厚度为1.6 mm的介质基片上,使用50Ω的微带线对天线进行馈电。单极子总长度为155 mm,分为两部分,其中一段宽度为2 mm,上面加宽的一段宽度为3 mm。单极子的中心与微带线连接。两个相同尺寸L×2 mm2的套筒对称地放在单极子的两侧,并且通过短路探针与印刷在反面的接地板进行短路连接。单极子与套筒之间的距离用S表示。地板的长定为H,宽度为48 mm。

采用这种平面结构的微带馈电套筒单极子天线,易于工程中的设计和制作,而且容易与载体共形安装。单极子加宽的结构可以使天线的相对带宽达到65%(VSWR≤2),比文献[4](单极子没有分段加宽,相对带宽为46.8%(VSWR≤2))中天线的带宽要宽。下面对影响天线阻抗带宽的几个主要参数进行仿真分析。

2仿真结果与分析

2.1 L对阻抗特性的影响

首先研究套筒振子的长度L对天线阻抗特性的影响。图2给出了H=80 mm,S=9.5 mm时电压驻波比VSWR随L的变化曲线。从图中可以看出,随着L的增大,第二个谐振点明显左移,L=70 mm时带宽不满足DTV频带要求,而L=60 mm时中间部分频段VSWR>2,故最终选择L=65 mm为天线优化结果。

2.2 H对阻抗特性的影响

图3给出了L=65 mm,S=9.5 mm时VSWR随接地板的长度H的变化曲线。从图中可以看出,随着H的增加,第二个谐振点发生右移。H=80 mm时天线频带宽度包含的频率不满足DTV频段的要求,而H=90 mm使部分频率处VSWR>2,故最终选择H=85 mm。

2.3 S对阻抗特性的影响

图4给出了长短振子之间间距S的变化对天线特性的影响。由于所讨论的天线是由三个单极子组成的,所以单极子之间的耦合必然是影响天线的一个重要因素。当天线之间的耦合合适时,天线在较宽的频带范围内都能有较好的阻抗特性,可以实现宽带化;当天线的耦合过小时,天线的短振子不能得到足够的能量辐射;当天线的耦合过大时,天线单极子间互相影响过大,也会影响天线的带宽。综合DTV带宽和反射特性的要求,最终选择S=9.5 mm为天线优化结果。

2.4天线仿真实例

通过Ansoft HFSS软件的仿真分析和尺寸优化,设计了一个天线模型。该天线印刷在厚度为1.6 mm,介电常数为4.4的48×240 mm2介质基板上,其尺寸为L=65 mm,H=85 mm,S=9.5 mm,单极子加宽部分的长度为70 mm,宽度为3 mm,非加宽部分和套筒单极子的宽度均为2 mm。

图5给出了该天线的电压驻波比仿真曲线,从图中看出其频带宽度(440—866)MHz包括整个DTV频段(470—862)MHz,相对带宽达65%(VSWR≤2)。图6给出了该天线在500 MHz、600MHz和700 MHz的E面方向图和H面方向图。从图6(a)看出天线的E面方向图为“∞”型,从图6(b)看出天线的H面方向图为全向辐射。该天线在整个工作频段具有稳定的辐射特性,并且可以获得很好的全向辐射,有利于实际应用。

3总结

提出了一种改进型微带反馈平面套筒单极子天线的设计。并研究了接地板尺寸、套筒单极子长度以及长短阵子之间的间距等参数对电压驻波比(VSWR)的影响,并给出了相应的变化曲线,可供工程设计参考。设计了一个天线仿真实例,并进行数尺寸优化,结果表明其相对带宽可达65%(VSWR≤2),频带(440—866)MHz包括整个DTV频段(470—862)MHz,且在整个工作频段内具有稳定的辐射特性和全向辐射方向图,可以应用于数字电视系统。

摘要：针对微带线馈电套筒单极子天线,采用一种分段加宽辐射单极子的方法来展宽平面套筒单极子天线的阻抗带宽。该天线印刷在薄介质基片上,便于制作并与印刷电路共形。通过AnsoftHFSS软件对其辐射特性以及天线的一些参数进行了分析。设计了一个天线仿真实例,并进行尺寸优化,结果表明该天线获得的阻抗带宽(440—866)MHz覆盖了整个DTV((470—862)MHz)频段,并且在整个工作频段内具有稳定的方向图,并满足全向要求。

关键词：微带反馈,套筒单极子天线,数字电视系统

参考文献

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单极子天线阵 篇5

在无线通信领域中,对微带天线的一些如多频段、低成本、小型化和易于加工的实际需要引起了人们的广泛关注。常见的小型化多频天线结构是基于倒F天线的一些变形,这些设计利用倒F天线的小型化和低剖面优势,通过开槽、增加支节等方法实现多频谐振。然而为实现多频工作,引入的结构往往比较复杂。基于此,文中设计了一种可同时工作于WLAN(2.4 GHz与5.8 GHz)和Wi MAX(3.5 GHz)3个频段的微带天线。该天线通过3个L型微带结构1/4波长单极子的组合,实现了三频带的工作。天线几何结构简单,介质板采用1.52 mm的Rogers R04003,便于和微波集成电路实现集成化设计。

1 天线的结构设计

(1)微带贴片天线多频段方法。从实现双频或多频段工作的贴片结构以及基板等物理结构上来分类,实现双频或者多频的基本方式主要有以下几种:1)采用单一贴片,利用几种不同的自然模式来实现双频或者多频工作。2)采用单一贴片,通过加载或者开槽的方法改变贴片各种自然模式的场分布,从而使谐振频率受到干扰,最终实现双频或者多频工作。3)采用单层基板、多个贴片的结构。如采用谐振频率不同的贴片形成多谐振的特性;也可以采用多个辐射单元构成多频点谐振的微带天线等。4)采用多层重叠贴片结构。如利用多层贴片结构形成多个谐振器,从而产生多频段工作特性;采用多层贴片重叠,各自馈电的圆形贴片结构得到具有双频段工作特性的微带天线等。针对上面的微带贴片天线多频段的理论方法,文中采用单层基板、多个贴片的结构使天线多频段工作。

(2)微带结构1/4波长单极子天线。1/4波长单极子天线是将偶极子天线利用镜像法,引入接地面后得到的,与偶极子天线相比,1/4波长单极子天线因为引入了接地面,电磁波只在接地面上方有辐射功率,从而使辐射功率只有半波偶极子的1/2。然而1/4波长偶极子天线方向性系数与半波偶极子天线均为2.15 d B。可以利用如图1(a)所示的微带线结构实现1/4波长单极子天线,为进一步缩小天线的几何尺寸,还可以将天线折成如图1(b)所示的L形结构[2]。当天线工作于中心频率为2.4 GHz、3.5 GHz和5.8 GHz频段时,这3个中心频率的电磁波在自由空间中对应的1/4波长分别约为31 mm、21 mm和13 mm;若电磁波在全部填充相对介电常数为3.38的Rogers R04003介质中传播,对应的1/4波长分别约为15 mm、10 mm和3 mm。对于2.4 GHz的中心频率,若采用自由空间波长,则1/4波长单极子天线的长度为31 mm;若采用介质中的波长,则1/4波长单极子天线的长度为15 mm。对于PCB板上的微带单极子天线,波的传播既经过介质又经过自由空间,因此实际波长应该介于介质的导波波长和自由空间的工作波长,从而得到2.4 GHz工作频段的1/4波长单极子天线的长度应该介于15～31 mm。同理,可得到3.5 GHz工作频率的1/4波长单极子天线的长度介于10～21 mm,5.8 GHz工作频率的1/4波长单极子天线的长度介于3～13 mm。通过调整微带馈线的位置实现其与天线的阻抗匹配[3,4,5]。

(3)三频单极子天线结构设计。按照微带结构1/4波长单极子天线的设计方法,设计了如图2所示结构的三频单极子天线。天线的结构大致分为6个部分:介质层、L型高频(5.8 GHz)单极子天线、L型中频(3.5 GHz)单极子天线、L型低频(2.4 GHz)单极子天线、微带馈线和参考地。介质层的材料使用Rogers R04003,相对介电常数为3.38,介质层的上表面是微带馈线和L型单极子天线,结构如图2所示。通过调节介质层上表面3个L型结构单极子天线的长度,可以得到所要求的天线谐振频率。其中左侧的L型结构是中频单极子天线,工作于3.5 GHz频段;中间的L型单极子天线是高频单极子天线,工作于5.8 GHz频段;右边的L型单极子天线是低频单极子天线,工作于2.4 GHz频段。介质层下表面是L型单极子天线的参考地,结构如图2(b)所示[6,7,8]。根据偶极子天线和单极子天线的原理和高频结构仿真软件HFSS对所设计的天线进行仿真优化,优化后的天线尺寸如表1所示。

综上,优化后的低频单极子天线长度为

中频单极子天线的长度为

高频单极子天线的长度为

式(1)～式(3)中,优化后单极子天线的实际长度约为1/4波长,2.4 GHz低频单极子天线长度更接近相应的1/4波长;而高频单极子天线实际长度与低频单极子天线长度相比电长度更小[9,10]。

2 天线特性仿真与结果分析

天线的回波损耗由图3所示,天线在2.4 GHz、3.5 GHz和5.8 GHz时的S11值均低于-10 d B,带宽分别约为108 MHz,138 MHz和552 MHz。天线能够工作于WLAN2.4/5.8 GHz和Wi MAX3.5 GHz频段,此频段符合WLAN应用的IEEE802.11b/g频段标准和Wi MAX应用的IEEE802.16d频段标准要求。

为进一步研究三频天线的特性,使用HFSS仿真了该天线在2.4 GHz、3.5 GHz和5.8 GHz时3个L形单极子天线的表面电流,如图4所示。图4(a)中强的电流分布位于辐射体右侧较长的L形单极子天线上,表明该结构是产生低频(2.5 GHz)的谐振器。对于3.5 GHz的工作频率,最强的电流分布存在于图4(b)中辐射体左端L形单极子结构上。由于该单极子天线的谐振特性,该设计可以得到宽频带,满足3.5 GHz Wi MAX标准。图4(c)的结果表明第3个谐振模式(5.8 GHz)主要由辐射体中间的L形单极子天线的电流分布决定。

图5～图7分别对应天线工作于2.4 GHz、3.5 GHz和5.8 GHz时在xoz平面与yoz平面的辐射增益方向图。从增益方向图可以看出,该天线在3个频点上的性能与理想单极子天线性能较为相似,除5.8 GHz yoz面外,均类似于全向性。在平面上,天线的辐射方向图更加接近于全向性。

图8为天线在2.4 GHz、3.5 GHz和5.8 GHz频点面内增益方向图,在低频时具有相对较好的全向性,但在高频时表现更多的有向性,这是因为背面的矩形接地板在高频的时候辐射更多的电磁波从而恶化了xoy面的全向性。

仿真结果同时表明,天线在2.4 GHz、3.5 GHz和5.8 GHz频点下的增益分别为3.351 d B、3.262 d B和5.155 d B,表明天线具有良好的增益。

3 结束语

设计了一种结构简单的L型单极子三频微带天线,通过3个L型微带结构1/4波长单极子天线的组合,实现了三频带的工作,可工作于WLAN(2.4/5.8 GHz)和Wi MAX(3.5 GHz)所对应的频段上。同时天线具有良好的全向辐射特性和增益,适合在移动通信场合使用,天线几何结构简单、易于加工制作、便于和微波集成电路实现集成化设计。

摘要：设计了一种三频段L型单极子平面天线,通过3个L型单极子天线的组合,使其中一个单极子天线工作于3.5 GHz频段,较长一个单极子工作于2.4 GHz频段,较短一个单极子工作于5.8 GHz频段,该天线与其他三频段平面天线相比,结构更为简单。为数值分析和优化,在HFSS建立了该天线的电磁仿真模型,仿真结果表明,该三频段天线在其3个工作频段内的回波损耗都<-10 dB,实现了2.4 GHz,3.5 GHz和5.8 GHz三频段同时工作。该天线可在WLAN和WiMAX通信系统中得到良好的应用。

关键词：三频段天线,平面单极子,WLAN/WiMAX

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单极子天线阵 篇6

弯折线结构在减小天线尺寸和改善天线带宽特性方面, 已经成为现代天线设计的新热点。为了改善弯折线天线的性能, 研究者针对不同的应用和特性要求, 提出了多种改进结构, 其中主要有双弯折线天线[1,2]、折叠式弯折线天线[3]、立体式弯折线天线[4,5]、渐变式弯折线天线[6]、行波弯折线天线[7]和弯折线缝隙天线[8,9]。

本文提出一种背面带有耦合贴片的非均匀弯折线单极子天线。通过时域有限差分法, 研究弯折线各弯折节的几何尺寸对天线谐振特性的影响, 并对耦合贴片的作用进行了分析, 最后得到一种频带覆盖IEEE 802.11b/g (2.4～2.484 GHz) 和IEEE802.11a (5.15～5.35 GHz, 5.725～5.825 GHz) 的双频天线, 能够满足WLAN应用。

1 天线建模与结构参数分析

非均匀弯折线的单极子天线结构如图1所示。基板选用Rogers4350B基板, 厚度为0.762 mm, 相对介电常数为3.48。为了分析方便, 将辐射元分成了3段;天线的馈电采用了50 Ω的微带线。

1.1 弯折节几何参数对天线性能的影响

依次改变各弯折节的线长Ln (n=1, 2, 3) 和线宽Wn (n=1, 2, 3) , 计算出天线的第一谐振频率f1和第二谐振频率f2。通过比较f2/f1的变化来研究各弯折节几何参数对天线谐振特性的调节作用。

图2示出了天线f2/f1随各弯折节线长Ln的变化情况。图2中, W=58 mm, L=38 mm, LG=17 mm, HB=3 mm, S1=S2=S3=1 mm, W1=W2=W3=2 mm。

图2 (a) ～图2 (f) 显示了几乎相同的变化趋势。随着弯折节线长Ln的增加, f2/f1逐渐减小, 两个谐振模式相互靠近。改变弯折线天线中各弯折节的线长, 可以实现对第一和第二谐振模式的调整。

图3给出了天线f2/f1随着各弯折节线宽Wn的变化情况。图3中, W=58 mm, L=38 mm, LG=17 mm, HB=3 mm, S1=S2=S3=1 mm, L1=L2=L3=5 mm。与图2中随弯折节线长Ln的变化相比, f2/f1随弯折节线宽Wn的变化较为复杂。

图3 (a) 显示了当W2=1 mm时, 天线f2/f1随着W1的变化情况。可以看出, 随着W1的增加, f2/f1逐渐减小, 两个谐振频率逐渐靠近, 并且在不同的W3下几乎保持着几乎相同的减小速率。

图3 (b) 显示了W3=1 mm时, 天线f2/f1随W1的变化情况。可以看出, 随着W1的增加, f2/f1逐渐减小, 但随着W2的增大, f2/f1减小的速率逐渐变小, 最后几乎保持不变。

图3 (c) 显示了W1=2 mm时, 天线f2/f1随W2的变化情况。在W3较小时, 随着W2的增加, f2/f1先是呈现增大趋势;而后, 当W3增大到某一值时, f2/f1几乎不随W2的变化而变化;最后, 随着W3的继续增大, f2/f1又呈现减小趋势。

图3 (d) 显示了W3=2 mm时, 天线f2/f1随W2的变化情况。可以看出, 在W1较小时, f2/f1先是呈现减小趋势;而后, 当W1增大到某一值时, f2/f1几乎不随W2的变化而变化;最后, 随着W1的继续增大, f2/f1又呈现增大趋势。

图3 (e) 显示了W1=1 mm时, 天线f2/f1随W3的变化情况。随着W3的增加, f2/f1逐渐增加, 并且随着W2的增加, f2/f1增加速率逐渐减小。

图3 (f) 显示了W2=1 mm时, 天线f2/f1随W3的变化情况。随着W3的增加, f2/f1逐渐增加, 并且在不同的W1取值下, 基本保持相同的增加速率。

弯折线的线宽对天线f2/f1的影响, 可以理解为改变弯折节的线宽就改变了第一和第二谐振模式的辐射电流分布状态, 进而改变这两个模式下辐射元的有效电长度, 就造成了f2/f1的变化。W1和W3的作用正好相反, 随着W1的增加, f2/f1减小;随着W3的增加, f2/f1增加;W2的作用正还处在W1和W3之间。根据上面的讨论可以得到, 改变弯折线中天线各弯折节的线宽, 可以实现对f1/f2的调整。

1.2 耦合贴片几何参数对天线性能的影响

图4 (a) 显示了耦合贴片的宽度 (WB) 分别取5 mm, 7 mm, 9 mm, 11 mm和13 mm时, 天线的回波损耗仿真曲线。耦合贴片的宽度对天线谐振性能的影响主要集中在高频段。随着耦合贴片宽度的增加, 由耦合贴片产生的谐振模式匹配特性变好, 同时本征高次模式向低频移动并逐渐消失。

图4 (b) 显示了耦合贴片长度 (LB) 分别取7 mm, 9 mm, 11 mm, 13 mm和15 mm时, 天线的回波损耗仿真曲线。随着耦合贴片长度的增加, 天线的最低谐振模式向低频移动, 同时匹配特性变好, 但是阻抗带宽减小。对于高频段, 当LB的取值小于9 mm时, 耦合贴片产生的谐振模式并没有出现, 出现这种情况的原因可能是由于耦合贴片产生的谐振模式与本征高次模式重合。随着LB继续增加, 耦合贴片产生的谐振模式出现并向低频方向移动, 同时高频段的两个模式渐渐远离。

图4 (c) 显示了耦合贴片距接地板高度 (HB) 分别为1 mm, 2 mm, 3 mm, 4 mm和5 mm时, 天线的回波损耗仿真曲线。从图中可以看出, 所有谐振模式都向低频方向移动。当耦合贴片距接地板高度为2～3 mm之间时, 高频段出现两个谐振模式;随着耦合贴片距接地板高度继续增加时, 高频段的两个谐振模式远离, 同时匹配特性变差。

从上面的讨论可以得到, 耦合贴片对天线性能的影响主要集中在高频段。合理选择耦合贴片的几何尺寸和距接地板的高度, 可以在不影响天线第一谐振模式的基础上, 改善第二谐振模式的匹配特性, 并扩展阻抗带宽。

2 天线实际测试结果

在综合考虑阻抗带宽和辐射特性的基础上, 得到了以下的最优化天线几何参数, 其中L=29 mm, L1=6 mm, L2=6 mm, L3=6.5 mm, W1=3 mm, W2=1 mm, W3=2.5 mm, S1=S2=S3=1 mm, LB=11 mm, WB=9 mm, WG=26 mm, HB=3 mm, LG=7 mm, LMS=10 mm。天线实物如图5所示。

图6示出了非均匀弯折线单极子天线的回波损耗曲线。从图中可以看出, 仿真结果与实际测试结果比较吻合。低频段测得的阻抗带宽 (S11<-10 dB) 约为0.5 GHz (2.2～2.7 GHz) ;高频段实际测得的阻抗带宽 (S11<-10 dB) 约为1.8 GHz (4.48～6.28 GHz) 。图7 (a) ～ (c) 分别示出了非均匀弯折线单极子天线在2.442 GHz, 5.25 GHz和5.775 GHz时的增益图, 增益分别为0.7 dBi, 1.65 dBi和2.3 dBi。

3 结 语

提出一种背面带有耦合贴片的平面非均匀弯折线单极子天线, 通过改变弯折线各弯折节的几何尺寸来调节弯折线天线中第一和第二谐振频率的相对位置, 达到双频可调的目的;通过背面耦合贴片来改善弯折线天线高次谐振模式的谐振特性, 最后设计出一种频带覆盖IEEE 802.11b/g (2.4～2.48 GHz) 和IEEE 802.11a (5.15～5.35 GHz, 5.725～5.825 GHz) 的双频弯折线单极子天线, 在2.442 GHz, 5.25 GHz和5.775 GHz的增益分别为0.7 dBi, 1.65 dBi和2.3 dBi, 能够满足WLAN应用。

摘要：通过时域有限差分法, 研究了非均匀弯折线单极子天线各弯折节的线宽和线长对天线谐振特性的影响, 并对背面耦合贴片的作用进行了分析。结果表明, 弯折节的线宽和线长对天线的谐振特性有较强的调节作用;适当改变各弯折节的线宽和线长可以有效地调节天线两个最低谐振频率的相对位置;耦合贴片可以在不影响第一谐振模式的基础上, 有效地改善第二谐振模式的谐振特性, 增加天线第二谐振模式的阻抗带宽。最后制备出一种背面带有耦合贴片的非均匀弯折线单极子天线, 该天线的频带能够有效覆盖IEEE 802.11b/g (2.42.484 GHz) 和IEEE 802.11a (5.155.35 GHz, 5.7255.825 GHz) 三个频段, 能够满足WLAN应用。

关键词：耦合贴片,弯折线,单极子天线,三频,无线局域网

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单极子天线阵 篇7

本文在总结以往设计经验的基础上，对带陷超宽带印刷单极子天线进行了改进设计，利用在鱼叉型辐射臂上对称加载了两个折叠条带，调整折叠条带和缝隙的尺寸可以使天线具备良好的带陷功能，同时还可以获得近似的全向性和平坦的增益特性，设计方法得到了很好的验证。

1 参数估算和天线结构设计

1.1 天线设计参数估计方法

微带天线辐射贴片表面的电流分布规律与天线的中心频率和工作模式有很大的关联，电流路径法是借助于对辐射贴片表面的面电流路径长度的判断来近似估算贴片的谐振频率。可以通过对辐射贴片面电流分布规律的分析，来进一步优化微带天线的尺寸和结构，最终使得天线的整体性能符合技术要求，实践表明这种参数估计方法非常直观有效，已经被广泛采用，主要用来分析缝隙辐射贴片、双频天线或者宽频带天线[7]。

式中:c代表光速;Le表示等效电流路径长度;εe表示等效介电常数;W总表示贴片的宽度;h表示介质基板的厚度;εr表示介质的介电常数。

式(1)是利用对UWB印刷单极子天线截止频率的计算，来估计一些规则形状天线的尺寸参数，规则形状可以是圆形、方形或矩形等。而实际设计的UWB印刷单极子天线往往都是不规则形状，对于不规则形状天线尺寸的估算，需要通过计算天线的第一谐振频率才能估算出天线的尺寸参数。第一谐振频率计算法相比于电流路径法更简便可行，也得到了广泛的应用。

为了进一步揭示U形状印刷单极子天线表面的面电流分布规律，利用HFSS软件进行仿真分析，结果如图1所示。

从图1不难发现一个基本规律，即电流主要集中在U形辐射贴片的终端边缘部位以及微带馈线上，而其余部分电流很小，由此可以得出等效电流路径的长度为

式中:L和W分别表示辐射贴片的长度和宽度;d表示间隙的宽度。

为进一步得出天线的S11仿真曲线，给出一组天线尺寸参数:L=14 mm,W总=14 mm，εr=3.5,h=1.2 mm,d=1 mm,W=5.65 mm，图2表示了在上述天线尺寸参数下仿真的第一谐振频率S11曲线，由式(1)计算的f第一中心频率近似为3.82 GHz，而通过HFSS12.0软件运算所得的第一个谐振频率为4.10 GHz，误差仅为7.2%，因此电流路径法是估计天线参数尺寸很有效的方法，当然此处得出的仅仅是参数的初值，最终的参数值要通过HFSS优化得出。

1.2 天线结构设计

本文对上述基本的U型印刷单极子天线进行了改进设计，在两个基本的辐射臂上分别引出两个折叠条带，条带的宽度和长度记为L1×W1，折叠条带和辐射臂之间留有缝隙，缝隙的长度和宽度记为L2×W2，从而保证天线实现带陷功能。选取厚度为1.5 mm的聚四氟乙烯作为天线介质基板，该板损耗角正切tanδ≤0.001，εr=3.5，利用50Ω微带线进行馈电，介质基板的宽度和长度记为Wsub×Lsub。为了确保天线具备超宽带性能，接地面并未全部覆盖整个基板底部，而是采用有限面积的接地面，长度记为Lg。改进后的天线整体结构如图3所示，其中左侧为侧视图，右侧为正面图。

通过前面介绍的电流路径法可知，UWB印刷单极子天线辐射贴片的参数尺寸的初值估计，可以通过天线的第一谐振频率的计算得到。按照本论文的设计要求，第一谐振频率为4 GHz，由式(1)可以近似计算出辐射贴片长度约为14.6 mm。为了进一步调节天线的匹配带宽到期望值，可以通过调整辐射贴片的宽度来实现。表1中列出了经过HFSS软件优化和仿真之后的天线的各项参数尺寸。

2 天线仿真分析和参数测试

根据HFSS12.0优化和仿真的结果确定了UWB印刷单极子天线的最终尺寸，按照上述数据制作了天线实物如图4所示。用PNA3623矢量网路分析仪对天线进行参数测量，主要测试天线的回损特性和VSWR(驻波比)等数据，并把测试数据和仿真结果进行了对比分析，结果如图5所示，通过对比曲线可以看出，测试结果和HFSS仿真计算结果基本一致，设计方法正确。测试该天线的阻抗带宽可以覆盖3.04～10.95 GHz，阻带的频率范围约为4.95～5.97 GHz，绝对带宽约为7.88 GHz，满足设计要求，完全具备超宽带性能。

由图5的3条曲线对比可以知道，辐射贴片上加载折叠条带时，驻波比曲线出现尖峰，天线明显具备带陷功能;当没有折叠条带时，驻波比曲线平坦，带阻特性消失。由此可见，在原有U型辐射臂上对称加载两个折叠条带，可以使天线具备良好的带阻特性。如需改变带阻特性，可通过调整折叠条带和缝隙的尺寸实现，下面对此进行了详细的分析。

利用HFSS12.0对天线的性能做进一步仿真分析和研究，观察折叠条带和缝隙的尺寸变化对天线回损特性的影响，分析结果如图6a～6d所示。为了更清楚地观察规律，此处让尺寸在小范围内变化，即条带长度调节范围为10.2～10.8 mm，条带的宽度W1调节范围为1.7～2.3 mm，缝隙长度L2变化范围为8.4～8.6 mm，缝隙宽度W2变化范围为0.4～0.6 mm。由图6a、6c和6d回损变化曲线可以看出，当缝隙的长度L2和宽度W2以及加载条带的长度L1逐步增大时，陷波频段的带宽以及中心频率都会随之减小。由图6b可以看到，加载条带的宽度W1从1.7 mm以0.3 mm的间隔递增至2.3 mm，带陷频段的中心频率也逐渐变大，但天线的第一谐振频率几乎保持不变。

图7表示了不同的接地面长度下天线回损特性变化曲线。从图中可以看出，当接地面长度Lg为12 mm或者14 mm时，天线的高频特性和陷波特性均明显变差，为了得到良好的陷波特性和提高天线的性能，必须设法调节接地面长度Lg至最佳值。

为了整体衡量天线的性能，除需要观察阻抗带宽特性之外，还需要考察天线的方向图特性，看方向图带宽是否稳定。在HFSS12.0环境下仿真得出了5个不同频率点上天线的归一化E面方向图，如图8所示，该E面归一化方向图和半波偶极子辐射场方向图相似。图9表示5个不同频率点上天线的实测归一化H面方向图，从图中可以发现，随着频率的提高，方向图逐渐变差，这主要是由于低频辐射场所产生的高次谐波造成。尽管高频段天线的方向图变差，但在全部工作频带内天线仍然基本保持对称性和全向性。

图10表示了整个频段内天线的增益变化曲线。从测试曲线可以看出，在陷波频带以外的工作频带内，天线基本保持了较为平坦的增益特性，增益的均值约为2 d Bi。在5.14～5.85 GHz的陷波频段内，增益明显下降，大约下降至-4 d Bi，和其他工作频段相比下降了约6～8 d Bi，这说明该超宽带印刷单极子天线具有明显的陷波特性。

3 结论

本文设计并实现了一种改进型的UWB印刷单极子天线，在U型辐射臂上对称加载了两个折叠条带，使天线具备了带陷功能，借助于HFSS软件详细分析了折叠条带和缝隙的尺寸变化对天线性能的影响。实际制作了天线的实物，测试结果和仿真结果基本吻合。该天线的阻抗带宽可以覆盖3.04～10.95 GHz，阻带范围约为4.95～5.97 GHz，绝对带宽为7.88 GHz，完全具备超宽带性能。该天线的尺寸仅为31 mm×35 mm，加工方便且容易集成，可以广泛应用在短距离无线通信系统中。

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