噪声调频信号

2024-08-21

噪声调频信号（共7篇）

噪声调频信号篇1

压制性电子干扰是指使敌方电子设备接收到的有用信号模糊不清或完全被掩盖,以致难以检测有用信号的电子干扰。有源压制性干扰是使用干扰发射设备发射大功率干扰信号,使敌方电子设备的接收机或数据处理设备过载或饱和,或者使有用信号被干扰遮盖。常用的干扰样式有噪声干扰、连续波干扰和脉冲干扰。噪声干扰是应用最广的一种压制性干扰,常用的噪声干扰有射频噪声干扰、噪声调幅以及噪声调频干扰等[1]。本文针对噪声调频干扰信号,对干扰信号的检测进行了研究。

1 噪声调频干扰信号

噪声调频信号的时域关系如下形式[2]

J(t)=U cos(ωjt+KFM∫ $_{0}^{t}$ un(τ)dτ+ϕ) (1)

式中,un(t)为调制噪声;U为载波振幅;ωj为载波频率;KFM表示调制噪声每伏电压引起的频率变化;ϕ为[0,2π]上的均匀分布且与噪声un(t)相互独立。噪声调频信号的有效调频指数mfe=KFMσn/ΔΩn,ΔΩn为调制噪声的频谱宽度,σ $_{n}^{2}$ 为调制噪声功率。当mfe≫1可以得到噪声调频干扰信号的功率谱密度为[3]

$p (f) = \frac{U^{2}}{2} - \frac{1}{\sqrt{2 π} f_{d e}} \exp [- \frac{(f - f_{j})^{2}}{2 f_{d e}^{2}}] (2)$

此时噪声调频信号的半功率干扰带宽 $Δ f_{j} = 2 \sqrt{2 \ln 2} f_{d e} = 2 \sqrt{2 \ln 2} Κ_{F Μ} σ_{n}$ 。当mfe≪1时,噪声调频信号的功率谱为

$p (f) = \frac{U^{2}}{2} \frac{f_{d e}^{2} / (2 Δ F_{n})}{(π f_{d e}^{2} / (2 Δ F_{n}))^{2} + (f - f_{j})^{2}} (3)$

此时噪声调频信号的干扰带宽(-3 dB带宽)为:Δfj=πf $_{d e}^{2}$ /ΔFn=πm $_{f e}^{2}$ ΔFn,ΔFn=ΔΩ/2π。通常情况下mfe≫1。

2 能量法检测技术原理

对于噪声调频干扰信号,由于其信号的随机性很强,很难再使用相关的办法对其进行检测,但在雷达接收系统的设计时,其系统的热噪声相对比较稳定,所以其自身的热噪声功率也是相对稳定的。更为重要的是,对雷达接收机而言,其本身的带宽有限,接收到的雷达脉冲信号的占空比较低,其平均功率也较小,所以从长时间统计意义上看,雷达信号对噪底的功率影响也较小。当有噪声干扰信号进入时,在其干扰频带上会比无噪声干扰信号时在能量上有明显的提高,即雷达接收机的噪声电平将抬高。

图1给出了能量法检测技术信号处理的流程图。在图1中,Jn(t)为噪声调频干扰信号,s(t)为雷达脉冲信号,n(t)为输入噪声。y(t)为接收天线未对准干扰源时进入接收机的信号。首先,在没有干扰信号背景下进行系统标校,通过多次测量一定时间内的信号能量,经平均后得到系统和环境背景本身的噪声电平,计其功率为σy。具体检测时,对相同时间内输入信号进行能量统计,将统计结果与标校结果σy进行比较,其判决准则为

${\begin{cases} σ_{s}^{2} \geq k σ_{y}^{2}, 有干扰 \\ σ_{x}^{2} ＜ k σ_{y}^{2}, 无干扰 \end{cases} (4)$

其中,系数k可适当调整。当k选择为1表示当信号的统计能量高于雷达信号与噪声的能量之和时认为有干扰。但实际中由于虚警的可能,一般k不选为1。例如若选择k为2,即统计结果比标校值高3 dB即认为有干扰,否则判决为无干扰。

对于检测门限的设定,在实际的系统中,系统的热噪声是在设计时所确定的固有性质,相对于外界的环境要稳定得多。在设置门限时,可以在侦察天线没有对准干扰源的情况下得到内外混合噪声以及雷达回波信号的混合平均功率值作为参考信号,其优点是能够真实地反应实际情况,但是此时应避免有其他发射机在工作。因若有其他发射机信号的输入,将参考门限抬高,检测概率降低,出现漏警的概率增加。

文中算法的两个重要参数σ $_{y}^{2}$ 和k决定了检测门限。σ $_{y}^{2}$ 是实际中的统计结果,在这里σ $_{y}^{2}$ 与实际中无干扰仅有雷达信号和噪声进入时的信号功率值越接近越好。影响σ $_{y}^{2}$ 的主要因素是统计时长等,增加统计时长并多次测量后进行平均有利于找到合适的σ $_{y}^{2}$ 值。此外对于k的选择也至关重要,若k过小导致门限过低,虚警率将增大。反之则漏警率增大。

能量法检测的优点是适合于各种噪声压制性干扰,简单实用并易于实现。缺点是没有从频域上分析信号,也不能确定是何种噪声调制干扰。

3 能量统计检测法硬件电路设计

CPLD或FPGA技术的出现,为DSP系统的设计又提供了一种崭新的方法[4]。全新的CPLD/FPGA系列正在越来越多地替代ASIC和PDSP用于前端数字信号处理的运算。

本文利用QuartusⅡ设计了能量统计检测法的硬件电路,其电路图如图2所示。硬件电路的设计思想是:对每1 ms时长接收到的信号进行能量统计,之后与门限进行比较,输出标志表示前1 ms时间有无噪声调频干扰。本电路采用模块化设计,这里设左起第1排的上下两模块分别为模块1和2,第2排为模块3和4,第3排为模块5,第4排为模块6。模块1是信号分路电路,将输入的信号分成两路进行处理,主要是为了降低速度。因噪声调频干扰信号的带宽很大,采样率一般要求较高,分成多路处理可有效降低系统时钟速度,这里采用2路;模块2是分频器,用以产生1 ms的时钟,将每1 ms时长数据的计算结果输出出去。模块3和4均为信号处理模块,进行能量统计,时钟为输入信号速率的一半,由模块1提供。模块5对两路信号能量求和,得到总能量,模块6是比较器。电路的输出flag相对于输入信号延迟1 ms。

4 仿真

为了讨论方便,假设接收机为理想接收机,接收机的带宽足够大并且假设噪声为高斯白噪声,这样的假设具有一般性。仿真使用的噪声调频信号的中心频率为100 MHz,干扰带宽为50 MHz(75～125 MHz),采样率为300 MHz。在不加干扰的情况下进行第一次仿真,产生1个10 ms长的高斯白噪声并叠加1个脉宽为5 μs,重复周期为10 μs的雷达脉冲信号,信噪比为10 dB;第2次仿真时,在3.5～7 ms之间叠加1个上述性质的噪声调频信号,信干比为10 dB。使用Matlab产生数据并将数据量化成8位有符号数。编写Testbench[5]文件并利用Modelsim进行仿真,两次仿真的门限保持一样。利用Matlab计算出无干扰时所产生信号1 ms时长的平均能量 $\bar{E}$ ,再把k取2,以 $2 \bar{E}$ 作为检测门限,表示统计结果比标校值高3 dB即认为有干扰。仿真结果分别,如图3和图4所示。

图3和图4中横坐标的单位为ps,每格时长为1 ms,系统时钟clock为300 MHz,clk_1 ms的周期为1 ms。图3中flag一直为0,表示没有检测到干扰,而图4中可以看出在5～8 ms区间flag为1,因为flag相对于信号输入延迟1 ms输出,说明在4～7 ms区间有噪声调频干扰,这与Matlab产生的信号吻合。容易看出,对于3.5～4 ms区间的干扰信号没有检测到,可见对于每1 ms区间的信号,若只有很短一部分有干扰信号,此方法对此时间信号存在检测盲区。但对于长时间的连续信号,此方法具有较好的检测性能。

5 结束语

由于噪声调频干扰信号具有较强的随机性,利用相关的检测方法难以对此类信号做出有效检测。但是由于噪声调频干扰通常是一个连续的干扰,通过能量统计的方法可以做出有效的检测,统计时间越长,检测越精确。

参考文献

[1]赵国庆.雷达对抗原理[M].西安:西安电子科技大学出版社,1999.

[2]王雷,赵国庆.一种自动识别噪声调频信号的方法[J].电子科技,2009,22(1):20-22.

[3]张永顺,童宁宁,赵国庆.雷达电子战原理[M].北京:国防工业出版社,2006.

[4]Uwe Meyer-Baese.数字信号处理的FPGA实现[M].北京:清华大学出版社,2006.

[5]江思敏.VHDL数字电路及系统设计[M].北京:机械工业出版社,2006.

时分噪声调频干扰性能分析篇2

通信干扰是电子战的重要组成部分, 其目的在于削弱、破坏敌方通信系统的使用效能。通信干扰信号的样式有很多种, 其中噪声调频干扰适用范围广、干扰带宽容易控制, 是非常重要的一种干扰样式。另一方面, 与干扰样式相比, 通信干扰的有效实施, 关键还是取决于干扰信号的功率, 这是近年来该领域达成的共识。为了有效提高通信干扰的功率, 借鉴雷达干扰中“脉冲干扰可以得到非常大的干扰功率”, 对通信干扰也提出了进行脉冲干扰的命题, 这不但为通信、雷达一体化干扰奠定了基础, 也对通信干扰的一体化设计具有重要借鉴意义。同时, 在时分多目标干扰中, 对每个目标的干扰也都是时分的脉冲式干扰。因此很有必要对这种时分式干扰信号的性能进行深入分析。文献[4]对时分多目标干扰的功率利用率进行了分析, 但是仅仅是对周期性矩形脉冲的分析, 没有考虑干扰信号的影响。这里主要对时分噪声调频干扰信号的频域特性进行分析, 着重分析其功率利用效率。

1 噪声调频干扰

噪声调频干扰的时域表达式为:

undefined。 (1)

式中, 调制噪声u (t) 为零均值;方差为σundefined的广义平稳随机过程;φ为初始相位, 在[0, 2π]上均匀分布, 且与u (t) 相互独立;U0为噪声调频信号的幅度, 容易看出噪声调频信号的功率Pj=Uundefined/2;ω0为噪声调频信号的中心角频率;Kf为调制斜率。设undefined称为有效调制指数, 其中ΔFn为噪声信号的带宽, fde=Kf σn为有效调制带宽。

当mfe>>1时, 噪声调频信号的双边功率谱密度函数为:

undefined。 (2)

噪声调制信号的半功率带宽为:

undefined。 (3)

当mfe<<1时, 噪声调频信号的双边功率谱密度函数为:

undefined。 (4)

噪声调频信号的干扰带宽为:

undefined。 (5)

一般实际应用中, 噪声调频干扰带宽较宽, mfe>>1的情况较为常见。由式 (3) 可知, 此时噪声调频干扰信号的带宽与调制噪声带宽、干扰的中心频率无关, 而仅仅决定于调制噪声功率 (对于高斯噪声来说, 调制噪声功率即为方差σundefined) 和调制斜率Kf。

2 时分噪声调频干扰的频域分析

2.1 时分噪声调频干扰信号的产生

时分噪声调频干扰可以用一个周期性的脉冲信号对噪声调频信号进行调制来得到, 如图1所示。

图1中, 调制噪声经FM调制器调制生成噪声调频信号j (t) , 和脉冲发生器产生一定周期和占空比的矩形脉冲gT (t) 相乘, 最终便生成了时分噪声调频干扰信号。设矩形脉冲gT (t) 周期为T, 占空比为undefined, 则其时域表达式为:

undefined。 (6)

式中,

undefined

。该周期性方波的功率谱密度函数为:

undefined。 (7)

式中, undefined为基频频率。

由式 (1) 和式 (6) 可得图1最后生成的时分噪声调频信号的时域表示为:

undefined

2.2 时分噪声调频干扰的功率谱密度

在mfe>>1的前提下, 由信号时域、频域的关系并代入式 (2) 和式 (7) 可得, 时分噪声调频信号的功率谱密度函数为:

undefined

其单边功率谱密度函数为:

undefined。 (10)

对式 (9) 进行全频域积分可得时分噪声调频干扰总的干扰功率为:

undefined

可以看出, 时分噪声调频干扰总的干扰功率PJ和对应噪声调频总的干扰功率Pj在数值上的关系仅与周期性矩形脉冲的占空比有关。而时分噪声调频干扰的半功率带宽较为复杂, 难以得到确切的表达式, 下面仿真表明其受脉冲宽度和噪声调频有效调制带宽2方面的影响。由式 (9) 和式 (10) 可知, 时分噪声调频信号的功率谱密度受噪声干扰和周期性矩形脉冲2个方面参数的影响, 形式比较复杂。令

undefined

绘制噪声调频与时分噪声调频信号的理论单边功率谱如图2 (a) 和图2 (b) 所示。按照图1所示构建仿真模块, 得到噪声调频和时分噪声调频信号的单边功率谱如图3和图4所示, 二者非常吻合。据此可以看出, 在该条件下时分噪声调频和噪声调频信号的功率谱密度曲线包络是一样的, 只是幅度发生了变化, 按照该变化比例对图2 (b) 扩大一定倍数后结果如图2 (c) 所示, 图2 (c) 与图2 (a) 几乎是一样的, 证明了二者包络的一致性。这说明该条件下时分噪声调频干扰信号的带宽几乎没有改变。表1中的数据也证实了时分噪声调频干扰的带宽只是略有增加。

不同占空比和有效调制带宽下时分噪声调频干扰的功率和半功率带宽以及它们和噪声调频干扰的比值部分数据如表1和表2所示。

表中PJ表示时分噪声调频干扰信号的功率, Pj表示噪声调频干扰信号的功率, BJ表示时分噪声调频干扰信号的半功率带宽, Bj表示噪声调频干扰信号的半功率带宽。从表中数据可以看出:

① 矩形脉冲的周期、有效调制带宽fde对时分噪声调频干扰功率没有影响, 只有占空比τ/T对干扰功率有影响, 表中τ/T和PJ/Pj并不完全相等是因为仿真数据计算的误差造成的;

② 时分干扰信号的带宽略受干扰脉冲宽度和有效调制带宽的影响, 当有效调制带宽相对于脉冲带较宽时, 有效调制带宽的影响起决定作用, 图2～图4所示即是这样的情况, 其中有效调制带宽为50 kHz, 对应噪声调频带宽约为117 kHz, 脉冲宽度仅为12.5 kHz。

基于式 (10) 在相应的频段内积分, 即可以求得相应频段内干扰信号的功率, 进一步可以方便地计算出时分噪声调频干扰信号的功率利用效率为:

undefined。 (12)

3 结束语

上述虽然仅仅对时分噪声调频干扰进行了分析, 但从式 (9) 的推导过程可以看出, 该分析方法对利用图1所示方式产生的其他形式的时分干扰信号同样适用, 式 (9) 、式 (10) 和式 (11) 的结论可以推广到这些时分干扰信号的功率谱分析上去。

参考文献

[1]夏红娟, 陈潜.噪声调频干扰信号仿真及应用[J].上海铁道大学学报, 2000, 21 (6) :22-28.

[2]肖天南.噪声干扰机中噪声调相、调频后干扰信号带宽的计算[J].舰船电子对抗, 1998 (2) :17-20.

[3]李一兵, 赵烨, 岳欣.噪声干扰中调频干扰的时序建模[J].信息技术, 2004 (4) :17-18.

[4]张骞, 周捷穗.对时分法多目标干扰特性局限性的探讨[J].计算机仿真, 2008 (6) :14-16.

[5]杨瑞民, 杨景曙.一种改进的时分多目标干扰技术原理与实现[J].航天电子对抗, 2001 (2) :41-43.

噪声调频信号篇3

在现代雷达中普遍采用脉冲压缩技术来同时扩大作用距离和距离分辨力,即发射大时宽带宽积的雷达信号,以提高发射的平均功率,保证足够的最大作用距离;在接收时采用相应的脉冲压缩获得窄脉冲,以提高距离分辨力。随着固态发射组件技术的成熟,脉冲压缩雷达获得了越来越广泛的应用。开展对其干扰技术的研究具有十分重要的现实意义,噪声干扰是一种类似于接收机内部噪声的干扰信号,包括用噪声信号对微波信号进行调幅、调频和调相后发射的干扰,噪声干扰从信号形式上又可分为射频噪声干扰、噪声调幅干扰、噪声调频干扰、噪声调相干扰等[1,2,3,4],由于噪声调频干扰易于获得宽频带、大功率的干扰,因而成为噪声干扰的主要方式,本文从对噪声调频干扰的原理分析出发,利用Matlab进行了噪声调频干扰对脉冲压缩系统影响的仿真分析。

1 噪声调频干扰原理

噪声调频信号是用噪声对载波进行调频后形成的一种随机信号[5],可以用来作为雷达遮盖式干扰信号的一种形式,其信号形式可以用式(1)表示:

式中:调制噪声u(τ)为零均值、广义平稳的随机过程;φ为[0,2π]均匀分布,且与u(τ)相互独立的随机变量;A为噪声调频信号的幅度;ω0为噪声调频信号的中心频率;KFM为调频斜率。图1为Matlab仿真的噪声调频信号。

噪声调频干扰信号对应的功率谱密度为:

式中:mfe为有效调制指数,mfe=fde/ΔFn;其中fde为有效调频带宽;ΔFn为调制噪声带宽;ΔΩn为调制噪声的谱宽。

噪声调频信号干扰带宽的计算如下:

(1) mfe≫1时,噪声调频信号的干扰带宽:

式(3)说明,mfe≫1时噪声调频信号的干扰带宽与调制噪声带宽ΔFn无关,而决定于调制噪声的功率σ2n和调频斜率KFM。

(2) mfe≪1时,噪声调频信号的干扰带宽:

式(4)说明,mfe≪ 1时噪声调频信号的干扰带宽与调制噪声带宽ΔFn、有效调制指数mfe均有关。

当mfe≫1时,只有[-B/2,B/2]内的很小一部分干扰功率进入脉冲压缩器;而当mfe≪ 1时,全部干扰功率进入脉冲压缩器中。由此可见,噪声调频干扰对线性调频脉冲压缩雷达具有很强的干扰能力,尤其是当mfe≪1的情况下干扰效果最好[6]。图2为Matlab仿真的噪声调频信号的频谱。

2 噪声调频干扰对脉冲压缩雷达影响仿真

脉冲压缩雷达最常见的调制信号是线性调频(Linear Frequency Modulation)信号,接收时采用匹配滤波器(Matched Filter)压缩脉冲[7]。图3为脉冲压缩雷达的数字处理流程。

脉冲压缩雷达发射大脉宽、宽频带的线性调频信号,回波信号经A/D采样后,成为数字信号,然后经过FFT处理,其结果经匹配滤波器后,做逆FFT变化后即可得到经过压缩的距离窄脉冲信号。理论分析表明,LFM信号经匹配滤波后,输出脉冲具有辛克函数的性质,其第一副瓣较主瓣仅低约13.2 dB,在多目标的环境中,高的旁瓣特别是第一旁瓣会淹没附近较小目标的主瓣,引起目标丢失。为了提高分辨多目标的能力,通常采用加权技术予以解决,即将匹配滤波器的频率响应乘上某个适当的函数,如汉明窗、海明窗等。

下面采用Matlab分析仿真噪声调频干扰对脉冲压缩雷达的影响[8,9,10],仿真参数设定如下:

发射脉宽为10 μs,调频带宽为30 MHz,采样频率为150 MHz,目标距离为12.5 km,图4和图5分别为未加调频噪声干扰的回波信号波形和脉压后的结果,图6和图7分别是加调频噪声干扰的回波信号和脉压处理后的结果。

从图中可以看出,未施加噪声干扰时,目标信号脉冲压缩后,压缩脉冲的主副瓣比大约为42 dB。表明匹配滤波器加权后,脉压结果具有较好的主副瓣比,可以满足多目标的检测要求。但当加入噪声调频干扰后,目标信号脉冲压缩后,在整个距离段上,压缩脉冲的主副瓣比仅为15 dB,相比未加噪声干扰的处理结果,恶化了27 dB,而且在仿真过程中发现,当干扰信号功率加大时,目标信号会被完全遮盖。

图8和图9是多目标信号的脉冲压缩仿真结果,图8是未加干扰时4个不同距离、不同强度目标回波信号的脉压仿真结果,匹配滤波器加海明窗,结果表明,4个目标可以很清楚地区分开。图9是目标信号有噪声调频干扰时,脉冲压缩的处理结果。可以看出,相比无干扰的情况,距离旁瓣均有大幅的抬高,1.05 km处的目标已经被完全遮盖,而且在1.175 km和 1.27 km处出现了2个信号比较强的假目标。

3 结语

Matlab仿真结果表明,虽然现代雷达采用了脉冲压缩技术大大提高了其抗干扰能力,但噪声调频干扰对脉冲压缩体制雷达还是有较强的干扰作用,会恶化信号的距离主副瓣比值,在多目标的情况下, 会出现小信号目标被完全覆盖的情况和假目标的情况,对脉冲压缩雷达的正常工作造成了一定干扰。

参考文献

[1]朱燕,赵国庆.对线性调频脉压雷达干扰方法的研究[J].电子科技,2004(4):57-59,62.

[2]王冲,夏冬玉,张永顺.压制干扰对机载雷达的性能影响分析[J].电子对抗,2007(2):32-34.

[3]吕连元.现代雷达干扰和抗干扰的斗争[J].电子科学技术评论,2004(4):1-6.

[4]崔瑞,薛磊.噪声压制干扰对逆合成孔径雷达成像的影响分析[J].现代防御技术,2008,36(1):92-96.

[5]赵国庆.雷达对抗原理[M].西安:西安电子科技大学出版社,2003.

[6]宋春江,张剑云.噪声干扰对线性调频脉冲压缩滤波器的干扰效果分析[J].电子对抗技术,2000(5):1-10.

[7]吴顺君,梅雪春.雷达信号处理和数据处理技术[M].北京:电子工业出版社,2008.

[8]罗军辉.Matlab7.0在数字信号处理中的应用[M].北京:机械工业出版社,2005.

[9]付银娟.基于Matlab的LFM信号的正交变换和脉冲压缩[J].现代电子技术,2007,30(15):61-63.

噪声调频信号篇4

脉冲压缩理论始于二战初期, 随着脉冲压缩技术的发展以及元器件性能的进一步提高, 目前, 脉冲压缩技术已经比较成熟, 并在现代雷达中得到了广泛的应用[1]。现在较常用的信号形式是线性调频和相位编码信号, 随着技术的进一步发展非线性调频信号在脉冲压缩处理领域也发挥着越来越重要的作用。

1 脉冲压缩处理技术

脉冲压缩处理就是通过信号处理技术来获得相应的脉压输出信号, 这样就能在不提高雷达发射功率的条件下, 得到较高的输出信号信噪比。按其实现方法可分为时域脉压和频域脉压处理法。

时域脉压处理系统其本质就是采用FIR滤波器来实现, 时域处理是直接对雷达回波信号进行卷积运算处理, 用公式表示为[2]:

式中, x (n) 为模拟回波信号经过A/D采样后得到的离散信号, N为采样点数;h (n) 为匹配滤波器的冲激响应;y (n) 为脉压输出信号。时域脉压实现的原理图如图1所示。

时域脉压对小的时宽信号能充分体现其优越性, 但随着脉冲宽度的增加, 信号处理部分的运算量变得很大。因此, 对大时宽信号的处理需要用频域脉冲压缩处理方法去完成。

频域脉冲压缩处理首先对接收到的经过采样得到的数字信号s (n) 做FFT变换, 获得其频谱函数S (ω) , 并对匹配滤波器的冲击响应h (n) 做FFT变换, 从而得到其频谱函数H (ω) , 将S (ω) 与匹配滤波器函数H (ω) 相乘, 然后再做IFFT变换, 最后得到脉压输出信号y (n) , 其表达式为:

频域处理法原理图如图2所示, 它在完成大时宽信号处理时其设备量并不会增加很大。这是由于采用了高效快速傅立叶变换 (FFT) 器件, 当采用FFT算法时, 能够使N点DFT的乘法的计算量由N2次降为 (N/2) log2N次[3]。因此, 对于大时宽脉压信号的处理, 采用频域脉压处理有其更大的优越性。随着DSP和FPGA技术的快速发展及其在快速傅立叶中的广泛应用, 采用频域脉冲压缩处理的运算能力将更强, 处理速度更快以及实时性将更高。

2 脉冲压缩信号形式

当前, 在工程中常用的脉冲压缩信号有线性调频信号和相位编码信号, 非线性调频信号在工程上应用较少。下面分别对这三种信号进行分析。

2.1 线性调频信号

线性调频信号作为雷达一种常用的发射波形, 当具有大的时宽带宽积时, 脉冲压缩系数D=BT, 线性调频信号的时宽T越大, 则雷达发射的总能量越大, 在干扰环境下, 雷达的作用距离就越远。同时, 线性调频信号的频宽B越大, 则压缩后的脉冲宽度越窄, 雷达距离分辨力也越高。因此, 选择线性调频信号作为一种雷达发射波形在脉压系数一定的条件下, 应该在雷达作用距离和分辨率之间进行折衷选择, 从而满足设计的需求。

线性调频信号矩形脉冲信号的复数表达式为[4]:

式中, T为脉冲宽度, 当时, rect (t) =1, 当t为其它值时, rect (t) =0。f0为载波频率, k为调频斜率。因此, 调制信号f (t) 的瞬时频率可以表示为:

当线性调频信号的时宽带宽积较小时, 就会导致其带内的菲涅尔纹波较大, 即使通过加权去平滑其矩形谱的边缘部分, 也不能使带内的纹波得到抑制。基于以上的原因, 小时宽带宽积信号加权结果与理论值相比有较大差距。所以, 在今后设计中可以通过谱修正技术来抑制带内纹波。

2.2 相位编码信号

相位编码信号就是把宽脉冲分成多个等宽度的窄脉冲, 它和线性调频信号最大的区别是线性调频信号是“连续型”信号, 而相位编码信号属于“离散型”信号[5]。同时, 相位编码信号对载波信号进行调制。

当前广泛应用的是二进制编码, 即二项码 (2PSK) , 它由“0”和“1”或“+1”和“-1”组成, 发射信号的相位在0°和180°之间交替变化, 其变化的规律由各脉冲是“1”还是“0”来决定。二项码的表达式为:

式 (5) 中, φ是0°或180°由数字信息是“1”或“0”决定。

对于小时宽带宽积信号, 相位编码信号旁瓣抑制比很高, 脉冲压缩处理效果较好, 同时, 信号波形变化灵活, 能够很好的实现雷达的低截获性能, 其不足之处是对多普勒很敏感, 对于回波信号存在多普勒频移时, 信号的脉冲压缩性能影响很大, 因此, 相位编码信号多用于多普勒频率范围变化较小的领域。

2.3 非线性调频信号

非线性调频信号是利用加权窗函数通过反设计得到的, 因而它的谱本身就具有加权窗的频谱特性。其最大的优点是不需要加权, 匹配滤波器输出就能得到很高的旁瓣抑制比, 这样就能避免失配引起信噪比的损失。非线性调频信号的缺点就是对多普勒频移很敏感, 但对于海上的低速目标非线性调频信号可以作为一种重要的雷达发射信号。

设非线性调频信号s (t) =a (t) exp[jθ (t) ]的频谱及匹配滤波器传输函数分别为S (ω) 和S* (ω) , 那么脉压输出信号y (t) 的频谱为[6]:

在上式中, 当把窗函数作为脉压输出信号y (t) 的频谱时, 就可以得到脉压输出信号, 由此可以推出非线性调频信号的调频函数为:f (t) =T-1 (f) (7)

式 (7) 中, T-1 (f) 为其群延迟函数T (f) 的反函数, 同时, 群延迟函数T (f) 和窗函数W (x) 又存在如下关系为:

式 (8) 中, m为常数。因此, 我们可以由信号的功率谱S (f) 2和选定的窗函数W (f) 来设计非线性调频信号。这样得到的非线性调频信号, 不但能避免失配损失, 同时, 还能获得很低的距离旁瓣。

3 线性调频信号脉冲压缩处理仿真分析

当前非线性调频和相位编码脉冲压缩处理已经有了较深入的研究, 线性调频信号作为一种较常用的脉冲压缩处理信号, 本文主要通过对线性调频信号脉冲压缩处理进行仿真分析。

通过对回波信号进行数字下变频以及脉冲压缩处理后的结果进行仿真实验, 这里时宽分别为T=5us, 20us和80us, 带宽B=4MHz, 信号中心频率f0=35MHz。采样频率fs=80MHz。固定作用距离为12公里的点目标进行仿真。不同时宽回波信号脉冲压缩处理结果的仿真图如下图3、图4和图5所示。

从雷达回波信号脉冲压缩处理仿真图可以看出, 随着时宽带宽积和脉压处理点数的增加, 经过处理后的回波信号的主瓣得到提高, 通过对仿真图的进一步分析和计算, 可以得出T=5us时的旁瓣抑制比为13.8297d B;T=20us时的旁瓣抑制比为13.4732d B;T=80us时的旁瓣抑制比为13.4056d B。因此, 对于固定距离目标点来说, 随着时宽带宽积的增加, 回波信号的分辨率有所降低, 这也是导致中远量程脉冲压缩雷达杂波大的一个重要原因。

随着发射信号时宽带宽积的增大, 其脉压处理增益分别为:T=5us时的处理增益为13.0103d B;T=20us时的处理增益为19.0309d B;T=80us时的处理增益为25.0515d B。同时, 处理增益还要考虑雷达的重复频率、天线转速和积累方式等因素。所以, 对于处理增益的提高应是以上多种因素的折中考虑。

4 总结

脉冲压缩处理技术作为一种重要的雷达信号处理方法, 已经获得了广泛的应用。本文通过对线性调频、非线性调频和相位编码信号进行详细的分析, 在总结其各自优缺点的基础上, 对常用的线性调频信号进行了仿真研究, 并对三种不同时宽带宽积信号进行了深入的对比研究, 得出了一些有价值的结论。下一步的工作就是将在实际工程中, 对该方法不断的优化, 从而获得更好的效果。

参考文献

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噪声调频信号篇5

1 调频步进雷达信号概述

调频步进雷达信号是用Chirp子脉冲代替频率步进信号中的矩形子脉冲,子脉冲中心频率均匀步进[2]。这种宽带合成的方式可以充分发挥频率步进信号和线性调频信号这两种高距离分辨信号的特点。线性调频信号具备可以独立控制时域宽度和频域宽度的特点,使子脉冲时域宽度在增大的同时,可以稳定频域宽度,使雷达作用距离有所提高,使信号数据率有所提高,使雷达成像处理时间有所降低。此外,信噪比可以在脉内压缩子脉冲的时候大大提高,既使发射信号的能力得到有效的保证,同时宽的频带又在短时间的得以覆盖,使高距离分辨和远距离探测之间的矛盾得以解决。

1.1 调频步进雷达信号的形式

调频步进雷达信号获得高距离分辨力的途径是脉内压缩及脉间相参合成,为一串载频线形跳变的Chirp脉冲,其时域表达式为:

其中K为C h i r p子脉冲的调频斜率,为Chirp子脉冲;为第i个Chirp子脉冲的载频;为矩形函数,,2/2/10Tt TTt rect(27)(27)-(28)其它。

1.2 调频步进雷达信号模糊性分析

调频步进雷达信号的模糊函数定义为:

它是由Chirp子脉冲的模糊函数沿轴移至处,并经相位因子加权后叠加而成。

2 调频步进雷达信号的处理

2.1 调频步进雷达信号的处理过程

调频步进频率雷达回波信号的混频输出信号数学表达式为:

其中,从上式可以看出其由线性调频脉冲和由频率步进产生的部分这两者组成,对于这种信号的处理利用匹配滤波器在各个脉冲重复周期内对回波进行脉冲压缩,经过脉冲压缩之后,将得到的数据组成距离-脉冲矩阵,然后对各列进行脉间处理(IDFT),从而得到高分辨距离像。

2.2 调频步进雷达信号的处理技术

调频步进信号为多普勒敏感信号,其需要N个脉冲才能得到一次结果,数据率较低,多普勒效应往往会对调频步进雷达信号中的子脉冲压缩和频率步进产生影响,其会造成子脉冲压缩后输出包络的距离走动,对频率步进的影响主要是形成了一次、二次相位误差,造成距离像的失真。为减小多普勒效应对调频步进雷达信号,可应用下列处理技术。

2.2.1 调频步进雷达信号的运动补偿技术

运动补偿技术主要是对运动目标进行速度补偿,围绕精确估计运动目标的速度参数来进行,通过合理的雷达喜用参数设计来规避运动对子脉冲的影响,由前面可知脉冲压缩后运动目标回拨中的干扰相位顶为,为能通过一定的运动补偿算法获得目标速度的精确估值v,应将各子脉冲压缩后的结果乘以加权因子后再进行IDFT,由此来实现对运动目标的高精度速度补偿。

2.2.2 调频步进雷达信号的距离拼接技术

调频步进雷达信号的距离拼接技术是对每个采样点所形成的N点IDFT抽取一部分点进行拼接,以达到消除距离像混叠,得到最优一维距离像的目的。在调频步进雷达中,每个采样点所能表示的实际距离范围为c Ts/2,要从N点数据中抽取部分距离单元可通过舍弃法和同距离选大法来实现,其中舍弃法是只从每个采样点的N点IDFT结果中抽取长度为c Ts/2的点,而舍弃其它点;同距离选大法是选择抽取出的长度为c'/2点中较大者作为抽取结果的方法。

3 结语

综上所述,可知通过对频率步进信号的运动补偿,可避免多普勒效应对调频步进雷达信号的影响,为获得真实完整的一维距离像应采取目标抽取算法(包括舍弃法和同距离取大法)。调频步进雷达信号的正确处理应以对调频步进雷达信号处理过程充分了解为前提,对处理过程中存在的问题给予合理的解决方案,不断改进调频步进信号处理技术,提高调频步进雷达信号的质量,保证信号的正常传送。

摘要：在处理信号的过程中,频率步进雷达信号可以频域合成瞬时带宽相对较窄的脉冲信号,从而得到合成宽带雷达信号,高分辨距离像是通过信号处理的方法来获取的,这种技术就是合成高分辨雷达技术。而调频步进雷达信号是对频率步进雷达信号的改进,具有抗干扰能力强、距离分辨率高等优点,在雷带系统中被广泛应用。本文在分析调频步进雷达信号的基础上,对调频步进雷达的工作原理及信号的处理方法做出进一步的探讨。

关键词：调频步进雷达信号,频率步进,信号处理

参考文献

[1]宁娜,王鹏.调频步进频雷达信号处理关键技术研究[J].电子设计工程,2015(13):1-4.

噪声调频信号篇6

逆合成孔径雷达 (ISAR) 具有远距离、全天候、全天时工作等优点, 目前通过ISAR成像来进行目标识别已得到广泛的应用。ISAR的观测对象是非合作目标, 因此ISAR成像具有深远的国防应用背景, 受到各国的重视, 是竞争激烈、发展迅速的技术领域。利用ISAR对机动目标成像则是近年来成像雷达技术发展领域的前沿和难点, 在这一课题上任何的进展和突破不仅具有较大的理论意义, 也必将对国防进步和经济发展提供有力的支持。

1 ISAR成像模型

1.1 线性调频信号

当对目标成像时, 距离分辨率成为衡量目标成像质量好坏的一个重要标准, 而雷达成像的距离分辨率与发射信号的带宽有关, 信号带宽越大, 距离分辨率越好;同时发射信号的脉冲宽度是影响雷达作用距离的重要因素, 信号频带越宽, 脉冲越窄, 雷达的作用距离就会受到限制。如果发射很窄的脉冲, 要有很高的峰值功率, 实际困难也较大, 因此为了更好地对目标成像就需要选用时宽带宽积较大的信号。在综合考虑对数据的后续处理以及设备的复杂度, 本文选用线性调频信号。线性调频信号有很多特殊的性质, 比如频率的变化具有规律性、信号表示简单、容易理解等, 因此对它的处理相对容易, 首先发射线性调频信号, 接着对接收后的信号进行脉压处理以得到窄脉冲。本文用匹配滤波方式对数据进行的脉冲压缩。脉压处理过程如图1所示。除了用匹配滤波方式进行处理外, 还可用特殊的解线频调 (Dechirping) 方式来对线性调频信号进行处理[1]。

1.2 ISAR成像数学模型

雷达发射的线性调频信号可写为:

undefinedundefined

式中, rect

undefined

为脉冲宽度;γ为线性调频率, 即γ=B/Tp, B为信号带宽;fc为载波频率;undefined为快时间, 且定义为undefined, 其中T为信号重复周期;tm为慢时间, 且定义为tm=mT, m∈Z;

雷达回波为:

undefined

式中, σ为散射点复反射系数;τ为回波时延且τ=2R/c;R为散射点与雷达的距离;c为波速。

由于采用的是大带宽的信号, 而且雷达信号载频也非常高, 因此所需对信号进行采样的采样速率也非常的高, 这对于硬件的设备提出的很高的要求。因此需要进行脉冲压缩处理以降低信号带宽和中心频率。所以对上述信号采用解线性调频处理来完成脉冲压缩操作。首先构建一个参考信号:

undefinedundefined

式中, τref为参考时延, 且τref=2Rref/c;Rref为参考距离;Tref为参考信号的脉冲宽度。

接着将参考信号与回波信号共轭相乘来完成脉冲压缩, 相乘结果有:

undefined

以上步骤就是解线性调频处理, 来完成脉冲压缩以降低信号带宽和中心频率。

2 ISAR成像原理

2.1 合成孔径形成原理

合成孔径的形成原理如图2所示。图中目标静止而雷达等效运动, 成像所用的M脉冲对应于成像过程中雷达等效运动 (实际是目标运动) 路径上的M位置, 这些位置便形成了具有M阵元的雷达阵列, 于是通过小孔径雷达合成了大孔径雷达, 这就是合成孔径雷达的形成的基本原理[2]。具体过程为我们发射一系列宽带信号, 每个脉冲经过目标调制后由雷达系统录取并经过正交通道处理、解线性调频处理等操作得到回波数据, 随着雷达信号的不断发射和录取我们便可以得到一系列回波数据, 由于目标运动, 从雷达看去相当于形成了合成孔径雷达阵列, 这些数据便是合成孔径雷达回波数据。

2.2 成像原理

将式 (4) 的相位部分分解为三项可以得到:

undefined

第一相位项是随快时间undefined线性变化的, 通过对这一项的Fourier展开可以得到关于目标的距离向信息;第二相位项与快时间undefined无关, 却与慢时间tm有关, 通过对此项的分析可以获得目标的方位向信息;第三项是解线性调频处理特有的, 称为视频残留相位[3]。

对式 (5) 两边做关于快时间undefined的Fourier变换可以得到:

undefined

式中函数undefined。

其幅度谱为:

undefined

上述公式中sinc函数的尖峰位置就是目标的强散射点位置, 因此根据上式即可确定目标的距离向信息, 上式得到的就是目标的一维距离像, 雷达发射多个脉冲, 每个脉冲经目标反射后由雷达对数据进行处理就可得到目标的一维距离像[4]。将各个一维距离像进行运动补偿, 在对慢时间tm域内每个距离单元进行傅里叶变换, 就可得到目标的方位像, 最后即可成像, 得到目标的二维像。ISAR成像仿真平台流程示意图如图3所示。

3 仿真数据与成像结果

3.1 仿真数据

雷达系统参数设置为:载波频率f0=10GHz, 信号带宽B=0.3925GHz, 脉冲时间宽度Tp=5.12×10-3s , 脉内采样频率ft=1.6MHz, 脉内采样点数M=8192, 目标为由16个等散射强度的点目标组成的简易飞机模型, 各散射点的横向纵向间距均为1m, 为了得到方位像, 取总转角2.24°, 一共在64个转角内采样, 相邻两次之间的目标的转角约为0.035°, 雷达与目标中心的距离是lkm。

首先将回波数据存入一个二维数组中, 数组的每一列代表每一次回波得到的数据, 因此将数组的每一列进行傅里叶变换就可得到目标的一维距离像, 数组的每一行代表对应同一距离单元上不同方位向上的回波数据, 因此在将数组的每一行进行傅里叶变换就可得到目标的方位向信息, 因为本文选用的是转台目标成像, 目标与中心点的距离固定不变, 因此不需要进行运动补偿。

3.2 仿真结果

从回波数据中随机取了两组数据成出一维距离像, 仿真结果如图4所示。从图4可见距离像出现尖峰的位置基本不变, 只是尖峰的振幅有或大或小的起伏, 与实际情况相符。将回波数据进行整理并处理, 得到仿真结果见图5。由图可见, 应用上述理论与方法实现了对简易飞机的二维成像, 因此本文有效地实现了对目标的ISAR成像。

转台目标仿真结果如图5所示。

4 结束语

本文研究ISAR成像的等效模型——转台目标成像, 并结合线性调频信号来研究散射点目标成像。采用距离多普勒成像算法, 在搭建的仿真平台上对目标进行成像, 最后结果表明此仿真平台有效, 能够将目标成像。

摘要：逆合成孔径雷达 (ISAR) 是一种高分辨率的微波成像系统, 它能够对运动目标进行精确成像。现介绍了线性调频信号, 论述了ISAR成像的数学模型, 并对ISAR成像的原理进行了详细的介绍, 然后将线性调频信号应用于ISAR成像模型中, 最后建立仿真平台, 实现了对目标的成像。

关键词：ISAR,线性调频信号,数学模型,仿真

参考文献

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[3]保铮, 邢孟道, 王彤.雷达成像技术[M].北京:电子工业出版社, 2005:1-9, 20-31.

噪声调频信号篇7

线性调频(LFM)信号是宽带雷达常用的信号形式。传统的模拟方法(采用表面波器件、压控振荡器等器件)产生的LFM信号已不能满足雷达技术发展的需要。目前,大带宽LFM信号的产生一般都采用数字方法产生基带信号(或中频信号),再经过适当的倍频、变频环节得到最终信号的方案[1]。

本文介绍了线性调频基带信号产生的方法,并对预失真补偿进行了重点描述。本文用FPGA和ASIC2种实现方式实现DDWS,并指出了它们之间的区别与联系。此外,本文还给出了2种方法的前仿真结果,以验证功能。

1 线性调频基带信号产生的方法

具有矩形包络的LFM表达式为:

$s (t) = A_{0} r e c t (t / Τ_{p}) \cos (2 π f_{0} t + π μ t^{2}) (1)$

复数形式为:

$s (t) = A_{0} r e c t (t / Τ_{p}) \exp [j (2 π f_{0} t + π μ t^{2})] (2)$

式中:f0为中心频率;μ为调频斜率;Tp为脉冲宽带。

I,Q两路基带信号表达式为:

$\begin{array}{l} Ι : \cos (π μ t^{2}) ‚ - Τ_{p} / 2 < t < Τ_{p} / 2 (3) \\ Q : \sin (π μ t^{2}) ‚ - Τ_{p} / 2 < t < Τ_{p} / 2 (4) \end{array}$

线性调频基带信号产生的数字方法主要有基于相位累加器的直接数字频率合成法(DDS) 和基于波形存储直读的直接数字波形合成法(DDWS)2种。

1.1 DDS的组成及原理[2]

DDS的基本原理为:在参考时钟的控制下,相位累加器对频率控制字进行线性累加,得到的相位码φ(n)对波形存储器寻址,使之输出相应的幅度码,经过D/A转换器得到相对应的阶梯波,最后经低通滤波器得到连续变化的所需频率的波形。DDS组成原理如图1所示。

1.2 DDWS的组成及原理

DDWS的基本原理为:根据预定的采样频率,及所需信号的带宽、时宽等参数,由信号的数学表达式计算出信号各点采样值,并按采样顺序预先存储在高速存储器中。信号产生期间,通过对采样时钟计数产生高速地址并寻址存储器,依次读出采样数据进行D/A转换,再经低通滤波产生所需模拟信号。DDWS组成原理如图2所示。

波形存储直读法是一种经典的基带信号数字产生方法,具有原理简单、成本低等特点,并可采用微机程控方式,因而可以充分利用软件的支持方便地实现对信号参数的控制及对波形数据的随意修改,但其结构相对复杂;直接数字合成法则是一种较新的数字产生方法,具有集成度高、灵活性好、电路结构简单等优点,但就目前而言尚存在幅相补偿能力弱等不足。对一个实际系统而言,预失真(幅相补偿)无疑是一项至关重要的功能,而这一点恰恰是目前的DDS产品所无法提供的。相反,采用波形存储直读法实现基带信号的产生却可以方便地对信号的幅度和相位进行预失真,从而可以补偿系统畸变的影响。此外,采用波形存储直读法还可产生任意波形(包括许多复杂的波形),并可实时改变所产生的信号及其时宽、带宽等参数[3]。综上所述,要产生大带宽、多脉宽的复杂线性调频信号,DDWS是较好的方法。

2 DDWS数字部分的FPGA实现

本设计中FPGA程序主要设计成4个模块:时钟分频模块、存储器模块(Block SRAM)、控制模块和差分信号转化模块(LVDS),如图3所示。

时钟分频模块由FPGA内部的数字时钟管理模块(DCM)实现,外部输入400 MHz的差分时钟信号,经过2分频得到200 MHz时钟应用于Block SRAM,转换成差分信号给外部的DAC。200 MHz时钟再经过10分频,得到20 MHz的时钟输出,用于外部的CPLD。

存储器模块使用FPGA的Block SRAM实现,LVDS调用FPGA自带的程序模块实现,控制模块由VHDL语言编写,用来产生地址到Block SRAM读取波形数据。波形数据由Matlab生成,并存储为后缀为.coe的16进制文件。由于此设计后端要采取正交调制的方式产生线性调频信号,所以FPGA的输出有I,Q两路。另外,本设计要求输出六种脉宽,每种需要I,Q两路,所以共需12块BlockSRAM。以上各模块经过ModelSim仿真[4],功能正确。图4为顶层模块仿真结果。

3 预失真补偿

预失真补偿是在数字基带上补偿整个系统的幅相失真,使系统输出波形达到或接近理想波形。DDWS最大的优势就是具有预失真补偿的功能。

产生线性调频信号的系统框图如图5所示。

在触发脉冲来到时,由模式控制字选择BlockSRAM中的某段波形数据按顺序送入DAC,经放大滤波形成I,Q基带信号,经正交调制、带通滤波后生成中频信号。

3.1 系统误差来源

系统的误差来源主要有[5]:

(1) 波形存储器的有限字长效应即幅度量化位数误差、系统工作时钟即采样频率的选取、D/A转换器转换特性非理想引入的杂散和噪声、低通滤波器频响非理想性等。

(2) 正交调制器中输入I,Q通道不平衡及调制器件性能非理想引入的误差。正交调制器是将两路正交基带信号变换到中频信号,从而实现带宽的扩展。理论上I、Q通道需严格正交,但受调制器件性能的非理想性以及温度、电压变化的影响,在工程实现上要做到I,Q两路完全平衡是十分困难的,I,Q两路存在的直流偏差以及幅度和相位误差会在输出信号的频谱中出现载漏和镜像等分量,进而对波形产生影响。

由于以上原因使系统输出的线性调频信号产生失真,可以通过预失真进行补偿。

3.2 预失真补偿的原理

假设波形产生系统为线性传输系统,有失真的系统传输函数可表示为如下[5]:

$Η (f) = A (f) \exp [- j B (f)] (5)$

当传输系统为理想无失真系统时,A(f)=a0,B(f)=2πb0f若系统函数存在幅相失真,A(f)和B(f)均为复杂的函数。要进行补偿,就要对A(f)和B(f)进行处理。设失真的系统传输函数为:

$\begin{array}{l} Η (f) = A (f) \exp [- j B (f)] = [1 + α (f)] a_{0} \cdot \\ \exp {- j [2 π b_{0} f + φ (f)]} (6) \end{array}$

式中:α(f)和φ(f)分别为系统的幅频特性和相频特性失真函数。

经过失真系统的输出:

$\begin{array}{l} s_{o} (t) = s_{i} (t) \cdot Η (f) = s_{i} (t) [1 + α (f)] a_{0} \cdot \\ \exp {- j [2 π b_{0} f + φ (f)]} (7) \end{array}$

式中:si(t)为输入的理想线性调频信号。

为了补偿失真,使输入由si(t)变为si′(t):

$s_{i^{'}} (t) = \frac{1}{1 + α (f)} \exp [j φ (f)] s_{i} (t) (8)$

则经过失真系统的输出为:

$\begin{array}{l} s_{o^{'}} (t) = \frac{1}{1 + α (f)} \exp [j φ (f)] s_{i} (t) [1 + α (f)] a_{0} \cdot \\ \exp {- j [2 π b_{0} f + φ (f)]} = s_{i} (t) a_{0} \exp (- j 2 π b_{0} f) (9) \end{array}$

由式(9)可以看出,经过预失真补偿的输出信号为理想线性调频信号。

3.3 预失真补偿的方法

由3.2节可知,要想进行预失真补偿就要得到系统的幅频特性和相频特性失真函数α(f)和φ(f)。可这个过程通常十分复杂。本文采用一种相对简便的方法进行预失真补偿。方法如下:

(1) 用数字示波器对没有预失真时的输出信号采样,得到so,生成数据文件。

(2) 用Matlab读取文件,提取出采样点的幅度值和相位值。

(3) 对幅度值进行拟合,得出各点幅度值α。

(4) 对相位误差值进行拟合,得出各点误差值φ。

(5) 预失真后的输入信号为: $s_{i^{'}} = \frac{1}{α} \exp (j φ) s_{i} ‚ s_{i} 为理$ 想的线性调频信号。

(6) 分别取si′的实部和虚部作为预失真的线性调频基带信号的I路和Q路,重新形成数据文件写入EPROM。

通常预失真补偿不能一次完成,需要多次实验调整参数以得到最佳的结果。

3.4 试验结果

以其中一种脉宽为例。LFM信号参数为:脉宽6 μs,带宽80 MHz,基带采样频率200 MHz。预失真前后信号波形如图6所示。

由图6可以看出,预失真补偿后的线性调频信号平坦度有明显的改善。再对预失真前后的信号在计算机内进行数字脉压处理,观察其脉压结果:预失真前、后脉压结果分别为。

由图7可以看出,图7(a)中峰值旁瓣比约为34 dB,图7(b)中峰值旁瓣比约为37 dB。并且预失真后的信号旁瓣整体都比预失真前小,有效抑制了旁瓣。预失真后重新写入EPROM的I,Q两路基带信号。如图8所示。

4 从FPGA到ASIC

4.1 FPGA与ASIC设计的区别与联系

采用FPGA实现电路,设计方便进行修改更新,可进行现场编程,不需要生产加工时间,产品具有一定的灵活性,可随市场的变化而改变,同时具有一定的可保密性。采用ASIC实现电路初始成本很高,大批量时产品成本很低,比FPGA具有更高的工作速度和安全保密性,但需要一定的生产周期,不具有升级和更新功能。由于ASIC设计实现方式具有高投入、高风险以及不可修改性,为了降低设计风险,保证设计的正确性和可靠性,通常采用FPGA方式对设计电路或功能模块等进行硬件功能验证[6]。

4.2 ASIC的模块的划分[7]

FPGA对DDWS的功能验证成功后,即可进入ASIC设计。ASIC模块划分几个原则:不要通过层次边界分离组合电路;把寄存器的输出作为划分的边界;模块的规模大小适中,运行时间合理;把核心逻辑、Pads、时钟产生电路、异步电路和JTAG电路分开到不同的模块;。

这样划分好处是:结果更好—设计小又快;简化综合过程—简化约束和脚本;编辑速度更快—更快周转时间。

4.3 代码的编写

ASIC对语言的规范性要求比FPGA高。例如,多余的引脚描述对FPGA设计没有影响,但ASIC却无法综合。

FPGA中的IP和自带模块要写成代码用于ASIC。本设计有3个模块需要转换成代码,分别为LVDS,Block SRAM和时钟分频模块。LVDS为模拟电路,由于条件限制,暂不考虑差分转换的问题,只需转换Block SRAM和时钟分频模块用于功能仿真。另外还需要把RAM的数据输入引脚连接到top模块,使数据可以通过芯片引脚读入到RAM。

5 DDWS数字部分的ASIC实现

由于代码与FPGA时基本相同,下面只对出现变化的SRAM和时钟分频模块进行描述,并给出顶层模块的验证图形。

5.1 存储器模块

以下为用于功能仿真的RAM行为模型,可描述出RAM的工作原理。

architecture Behavioral of bsram1_i is

type bsram1_i is array(2**depth - 1 downto 0) of std_logic_vector(width - 1 downto 0);

signal ram1:bsram1_i;

begin

process(clk)

begin

if(clk′event and clk=′1′) then

if(en=′1′) then

if(we=′0′) then

dout <= ram1 (conv_integer(addr));

else

ram1 (conv_integer(addr)) <= din;

end if;

end process;

5.2 时钟分频模块

对于2N分频,可以方便地用模N的计数器与一个T′触发器(二分频器)来简单实现50%占空比分频输出。可以通过由待分频的时钟触发计数器计数,当计数器从0计数到N-1时,输出时钟进行翻转,并给计数器一个复位信号,使得下一个时钟从零开始计数。如此循环下去,这种方法可以实现任意的偶数分频[8]。本设计需要做一次2分频,一次10分频。

5.3 顶层模块

仿真结果如图9所示。由图9和图4比较可以看出,整个ASIC设计实现的功能与FPGA相同(除差分模块),达到了既定目标。

6 结语

本文首先用FPGA的方式成功地实现了DDWS的功能,并对整个系统进行了预失真补偿。随后进行了ASIC的代码转换与仿真,实现了相同的功能,为后续的ASIC设计奠定了基础。

参考文献

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