信号干扰噪声比

2024-10-02

信号干扰噪声比（共3篇）

信号干扰噪声比篇1

1 引言

HFC双向系统是一种成熟的宽带接入技术系统,尽管现在以EPON为代表的其他多种宽带技术发展十分迅速,但真正实现商业化、规模化的系统依然是HFC双向系统。目前,上海、北京、深圳、广州、南京、福州、大连、保定等城市广电系统的宽带化均采用了HFC双向技术,因此,HFC是目前国内广电宽带接入的主流网络形态。笔者在近期拜访了上述城市的网络公司,与各网络公司负责宽带技术的人员就HFC双向系统的运行、维护、监测技术作了深入的交流,同时也感受到了国内宽带工程技术人员对适合国内网络特点的HFC反向通道监测技术的热切需求。

2 研究意义

在HFC双向系统中,工程技术人员普遍对正向(下行)通道技术比较熟悉,也容易把握。从技术特点上考虑,这是自然的,因为对于正向通道而言,信号是从前端这一点进入分配系统的,一个良好的信号是从前端逐级分散到终端的,只要运营者严格控制住前端的信号,就比较容易把握住整个系统的稳定。反向(上行)通道恰恰相反,信号从与系统连接的各个终端出发,进入反向通道向前端传送,在此过程中,所有终端回传信号汇聚到一个点上,同时噪声和干扰也汇集在一起。因此,反向通道的分片设计是对付这种噪声漏斗效应的必需选择。

但是这种分片设计必然带来一个矛盾。从经济的角度来看,设计者希望每个节点能支持的终端数越多越好,而更多的终端数意味着噪声与干扰的汇聚效应可能造成整个节点所有的终端业务停滞。设计者不得不在两者间艰难地寻求平衡,如果没有一个很好的系统实际监测结果作为参照,设计者往往选择减少终端数来换取系统可靠性的提升。笔者认为,HFC反向通道监测技术研究的一个重点是告诉设计者和营运者当前系统的噪声和干扰有多强,增加多少终端才会接近业务受限的临界线。当一个系统投入运营后,营运者最关心的是系统的可靠性,只有保证了可靠性,网络的规模扩展才有基础,用户才会选择,而用户数量的增加反过来是对系统可靠性的挑战。除了机械损伤外,噪声和干扰是影响反向通道可靠性最重要的因素。营运者必须要知道噪声与干扰是什么样的,何时、以何种频度出现,是什么性质,因何引起等。了解了这些技术细节,网络维护者就可以有的放矢,快速发现故障并快速排除故障。HFC反向通道监测技术研究的另一个重点是如何捕捉、分析噪声与干扰,并通过对比分析与判别来实现网络维护者的上述要求。

3 反向通道中的噪声和干扰

在反向通道中,主要的噪声和干扰有5类:热噪声、侵入噪声、光纤链路噪声、组合互调噪声和正向差拍。

3.1 热噪声

热噪声是由反向通道的各类有源器件产生。热噪声能使传输信号的载噪比(C/N)劣化。反向通道中最主要的有源器件是放大器,其C/N计算公式是

式中:A是输入放大器的载波信号电平;NF是放大器的噪声系数,可以从设备参数中查到,一般单口输出的放大器NF约为7 dB;Ns称为噪声本底,可表示为

式中:BWn是噪声信号实际带宽,单位Hz;-65.2 dBμV实际上是75Ω系统下单位赫兹的热噪声。

因此,分析热噪声必须准确知道噪声带宽。同时,由于热噪声通常是非相关的,噪声以功率相加,所以当放大器级联时,总的C/N可表达为

式中:n表示级联的个数。随着放大器阶数的增加,载噪比降低。

3.2 侵入噪声

侵入噪声包括不连续的HF频谱辐射和弥漫性干扰。不连续的HF频谱辐射包括公共无线电频段和短波通信频段的信号,它们可以通过屏蔽不良、未连接终端匹配的功分器端口,连接不良的电缆端口侵入反向系统。弥漫性干扰通常是冲击型噪声,其特征是由频谱很宽的瞬时脉冲型噪声组成,电器开关的启动或切换、电弧、电机的换相过程都会产生瞬时冲击噪声,如图1所示。

3.3 光纤链路噪声

光纤链路噪声与激光器、光纤、光接收机有关,6种类型的噪声会影响光纤链路的载噪比。

1)激光器噪声,是激光器内在的固有特性引发的,称为相关强度噪声(RIN)。RIN在光纤内与信号特征相似,即信号在光纤内衰减量与RIN的衰减量相同。因此,RIN引起的载噪声与光纤的衰减(长度)无关,构成了基本的光纤链路噪声。

2)模式分隔噪声MPN,是一种光纤噪声,是光纤的色散对RF信号带来的随机变化。由于光纤的色散引起的时间偏差正比于光纤的长度,因此MPN随光纤的长度而增加,也就是说,光纤链路长度越长,MPN的对C/N影响的权重越大。同时,RF信号的频率也影响MPN。

3)杂散辐射,也是一种光纤噪声。由于光在光纤的散射作用,信号反射到激光器后产生工作模的变化。输出时间上不相关的两个信号,这样的两个信号在检波器被混频产生随机的差拍信号,形成噪声特性的干扰。值得注意的是,这种杂散辐射通常是以随机冲击性的尖峰形式出现的,同时对于高阶调制的影响很大。

4)干涉强度噪声(IIN),同样是一种光纤噪声。由于光在光纤的散射作用,如果信号在光纤内多次反射,总有一部分随机散射信号和主信号到达检波器,与杂散机理一样,混频后产生随机的差拍信号形成噪声特性的干扰。IIN与光纤的长度有关,当光纤长度增加,反射增多,IIN应当增强,但伴随着长度增加,光的衰减加大,IIN反而减小。当光纤长度较短时,IIN的增长近似于长度的平方关系。因此,无论是光纤很短还是很长时,IIN的作用都不如中间长度时大。

5)检波器散弹噪声,是一种随机噪声,是由检波器输出电流随输入光子的随机到达而呈现统计性波动产生的。在所有的光纤长度上,散弹噪声都起着较大作用,并且在激光器处于弱调制时,随着光纤长度的增加,损耗每增加1dB,C/N劣化1 dB。

6)检波器热噪声,其机理与放大器的热噪声相同。当输入信号光功率低于某一阀值时,热噪声效应显著。因此,光纤长度较长时,热噪声将处于决定性的地位。

从上述分析可知,光纤链路噪声主要由于光链路的有源器件(激光器和检波器)、光纤长度(损耗)以及光纤本身的特质(散射系数、色散特性)相互作用引起,并且光纤链路噪声对总的C/N影响最大,是最主要的噪声来源。

3.4 削波失真

当加在激光器上的RF峰值功率足够高时,在负方向上低于驱动阀值时,会引发削波失真。

由于反向通道上所传输的是数字载波信号,削波失真产生差拍时,互调产物也必然是数字载波特征的信号,由于数字载波信号更像固定宽带噪声,其互调产物的特征也表现为噪声,这种数字信号失真称为组合互调噪声(CIN),CIN类似于模拟通道中的CTB和CSO。

应当指出的是,即使没有削波朱真,差拍产生的互调依然是存在的,只是大多数情况不必区分是削波还是单纯的差拍,因为两者的互调产物具有同频特性,但削波时失真产物才足够大。CIN对整个反向通道的噪声影响体现在整体噪底的提升或某块区域的噪声提升。

信号通道受到白噪声污染和受到CIN污染时的响应是不同的,从星座图上可以一目了然,如图2和图3所示。

3.5 正向差拍

正向信号由于相互混频,产生的差拍产物会落入反向通道中,形成干扰信号,如图4所示。

由于正向信号电平较高,而反向回传电平较低,这些差拍对反向路径产生很大的影响。表现为持续性的尖峰干扰或局部噪底提升。这些差拍干扰信号一般是不稳定的,当接头或触点受到压力、温度、湿度变化影响时,形成的差拍会发生很大的变化,因此是很容易进行区分的。

4 噪声和干扰的测量

如果用普通的测量手段,对如此复杂的噪声与干扰是无法准确识别的,这正是工程人员普遍对反向路径的测量不知所措的原因。当一个信道有多达十余种类型的干扰和噪声时,如何通过测量工具准确捕捉到它们并且区分出每一种噪声和干扰的类型,近而协助查找引起故障的原因是工程技术人员最希望掌握的。大多数从事反向路径维护测试的工程技术人员都了解这些噪声和干扰,也知道用扫描速度较快的频谱分析仪或用具有频谱分析功能的手持电平测量仪器可以协助查找和分析,但如果仔细分析了以上干扰和噪声的机理就会发现这些经验是远远不够的。首先是因为许多干扰和噪声在频谱上是相似的,比如杂散辐射与模拟正向差拍的频谱特征很相似,又比如削波和普通的失真都会引起CIN。其次,如果检测装置的测量速度不够快,不能捕捉到真实的信号“场景”,一方面可能丢失一些瞬发的信息,另一方面可能把在中间截取的实际信号的片段当作干扰,比如,回传信号的特征是Burst方式,这种Burst信号在实时性不强的测量仪中往往被误认为是原来频谱的局部,如图5和图6 所示。

一个良好的反向路径监测装置应该很好地解决上述矛盾。一般的,可以按作用效应把上述噪声与干扰如实记录并分类。重要的是,可以把这些信号按照时间顺序进行对比分析,通过噪声与干扰信号的时间分布特性的差异把具有相同频谱特征的不同干扰识别出来,这种增加一维的分析方法称为TDM方法。

摘要：分析了HFC反向通道中主要的噪声和干扰信号，并提出了测量时需注意的主要问题。为反向通道的维护检测工作提供了技术上的依据。

关键词：反向通道,噪声与干扰,载噪比,检测

噪声调相干扰信号的性能仿真篇2

噪声干扰是一种幅度、频率、相位按随机和无规则变化的电磁波信号,包括纯噪声干扰和各种噪声调制干扰,由于它们对各种工作方式下的通信系统都会产生明显的干扰效果,所以是最重要的一种干扰方式[1,2]。下面主要针对噪声干扰中的噪声调相干扰信号进行研究,分析其对直接序列扩频通信系统的影响,仿真不同干扰参数下的干扰效果。

1 噪声调相干扰信号基本原理

广义平稳随机噪声调相干扰过程为:

式中,调制噪声u(t)为零均值;方差为σn2的广义平稳随机过程;φ为[0,2π]均匀分布,且为与u(t)独立的随机变量;Uj为噪声调相信号的幅度;ωj为常数,噪声调相信号的中心频率;KPM为常数。经推导可得J(t)的均值为:

信号干扰噪声比篇3

随着GPS导航技术的迅速发展,如今的GPS导航系统已具有全天候、全球性、实时的、连续的精确三维定位导航能力。由于这些优势,目前它已广泛应用于军用和民用通信领域。

在现在的高科技信息战中,GPS使得军事行动更精确、更迅速。但是,设想如果军方使用中的GPS导航信号被有意或者无意干扰,将会对信息战中的作战一方甚至双方都造成巨大影响,可能严重影响到战争的胜负。因此,各国军方目前基本上都有防止GPS信号被检测干扰及对可能被干扰的GPS信号进行去除干扰等方面的一系列措施[1]。

常用的一些检测干扰技术对GPS信号的检测和干扰联系不太紧密,检测技术没有较好地与干扰技术匹配,方法组合传统,没能深入挖掘具体检测技术和干扰技术以及二者有效结合等方面的优势,本文利用这些优势适当加以合理组合,提出一种优化的GPS信号检测干扰方案。

1 GPS信号检测干扰原理

GPS信号检测系统主要有两种检测模式:GPS信号接收机检测模式和弹载转发器检测模式。

1.1 GPS信号接收机检测模式

GPS信号接收机是一种适应高动态特性的弹载接收机。能同时接收4颗以上的GPS卫星信号,对接收到的GPS信号进行跟踪检测并实时地计算弹体的瞬间位置和速度。同时利用遥测天线,将得到的定位信息传递给地面监控系统[2]。地面监控系统得到定位信息后,不仅要将定位信息及时、准确地送到基站的GPS信号接收机进行信息常规处理,以得到弹体的综合信息,而且还要将定位信息送到遥测存贮设备进行保存,以供以后精密分析处理。

该模式的主要优点:弹体能得到实时定位信息;信息传递量少;线路带宽要求不高;被测目标多少不受限制等。另外,如果在弹体上贮存定位信息,则还可用于远距离的弹道检测。缺点主要是该模式的整体结构复杂,制造成本较高。

1.2 GPS信号转发器模式

GPS信号转发器定位模式基本原理是将弹体上安装的GPS用作接收卫星信号的传感器,而弹体上安装的信号处理系统用于转发GPS原始的卫星信号,经遥测接收机接收后再送入地面控制系统。其信号分两路同时处理:一路送地面存贮设备保存;一路送地面高动态接收机进行跟踪检测和实时定位。

该模式的的主要优点是弹体上不需要配备高动态GPS信号接收机;弹体设备简单、成本低;但信号在传送过程中容易受到再次干扰而导致信息精度不高。

GPS系统作为一种基于广播接收机制的系统,为满足多终端系统自主导航定位要求,如果采用终端机被动接收定位的方式,无疑使GPS系统失去了自我校正功能,导致终端得到的定位信息的真伪无法有效判别。同时,很多潜在复杂无意干扰源如通信电子设备产生的电磁干扰等也会降低GPS 信号质量,使得对GPS 信号的干扰变得相对容易。

此外, GPS 系统虽然采用扩频技术,处理增益很高,隐蔽性较强,其信号电平通常比噪声电平低20 dB 左右,不容易检测并对其进行干扰,但是它到达地面的信号强度极低,约为10～16 W,因此通用GPS 接收机是非常容易被干扰的[3]。

GPS系统现有军用( P 码) 和民用(C/ A 码) 两种信号。 P 码较长,捕获较难,保密性好;C/ A 码结构简单并且码型公开,不保密,所以使用C/ A 码的GPS 接收机尤其容易被干扰。

总的来说, GPS 系统信号抗电子干扰非常脆弱,传输功率小、信号频率公开是GPS 易受干扰的重要原因,由此也相继产生了很多的干扰技术[4]。

GPS 系统干扰主要分为压制式干扰和欺骗式干扰两大类。压制式干扰是通过发射机发射一定电平的干扰信号将GPS 接收机前端的GPS 信号压制住,使GPS 接收机接收不到卫星信号。压制式干扰的特点是技术难度较小,但所需干扰功率较大;欺骗式干扰是通过发射机发射与GPS 系统信号具有相同参数但信息码不同的假信号,使GPS信号接收机接收错误定位信息。欺骗式干扰给出虚假导航信息,或者增加信号传播时延,使检测的伪距产生偏差[5]。欺骗式干扰所需干扰功率小,干扰效果也大大好于压制式干扰,但欺骗式干扰的技术难度要远远大于压制式干扰。

2 检测干扰技术的分析与改进

GPS信号接收机为了获取需要的导航信息,需要每时每刻都处于打开状态,并且为了能够同时接收多个空中通信系统的信号,GPS信号接收机的接收天线波束一般设置较宽,而实际情况是GPS信号接收机相距空中通信系统较远,接收到的信号非常微弱,因此对其采用优化的GPS信号检测方法,对检测到的信号进行分析处理,然后根据GPS信号的特征来选用匹配的干扰方式,可以产生较好的干扰效果。

在GPS信号检测环节,传统的GPS信号检测系统采用信号模拟技术,即先将信号通过放大通道放大后,再利用锁定放大器(LIA)与参考通道信号完成相关运算,经分析处理后获得GPS信号。因为锁定放大器(LIA)价格昂贵,体积较大,一般不适合于微型系统和户外设备。

为了改进GPS信号检测系统,可以考虑把锁定放大器(LIA)中的相关运算转换成功率谱计算,则对应的硬件改变就可以采用数字器件取代锁定放大器(LIA),实现数字相关器。经过改进后的GPS信号检测系统,具有低功耗、低成本、结构简单、可靠性高等优点。另外,在GPS信号检测系统的接收机改造上,GPS信号接收机只对伪距和伪距变化率进行检测,略去实时定位解算,并将接收到的数据全部传送给地面控制系统,由地面控制系统进行实时定位解算,这样可以实现快速和精准平衡的检测。

GPS信号是直接序列扩频信号,就检测方法来说,参考目前国内外相关资料,对直接序列扩频信号进行实时检测,而目前谱相关法是检测直扩信号比较有效的方法,但这种方法检测速度慢、实时性差,难以应用于重要大型的相关工程,尤其是军事领域;相关相位检测法对直接序列扩频信号的检测很有效,检测速度也较快,但这种方法只能检测信号的有无且无法检测信号的参数。

因此,综合考虑两种检测方法的的特点后,为有效组合这两种技术以融合成一种较为理想的GPS信号检测方法,本文采用先选用相关相位检测法进行频段搜索检测,然后对检测到的GPS信号再采用谱相关技术来完成对GPS信号的分析以及参数检测。

一般说来,被检测的GPS信号A(n)由有用信号U(n)和噪声信号η(n)组成,即:

$A (n) = U (n) + η (n) (1)$

A(n)的自相关函数为:

$R_{a a} = R_{u u} (x) + R_{u η} (x) + R_{η u} (x) + R_{η η} (x) (2)$

式(2)中Ruu(x)为U(n)的自相关函数,Ruη(x)为U(n)与η(n)的自相关函数Rηu(x)为η(n)与U(n)的自相关函数,Rηη(x)为η(n)的自相关函数。

我们可以认为噪声是正态分布的且不含周期分量,所以Ruη(x)=Rηu(x)=0,随着x的增大,Rηη(x)→0,所以Ra(x)≈Ru(x),于是:

$R_{a} (x) = \lim_{Ν \to \infty} \frac{1}{2 Ν + 1} \sum_{n = - Ν}^{Ν} A (n) + A (n + x) (3)$

由Wiener-Khinchine定理可知,信号的自相关函数和它的功率谱是一对傅立叶变换,那么我们就可以利用傅立叶变换来计算自相关函数。但事实上A(n)却只有N个观察值,所以求出的Ra(x)只是一个估计值。所以为计算自功率谱,对A(n)必须补N个零以使其长度达到2N—1,故有:

$\begin{array}{l} \overset{\land}{S}_{a} (ω) = \overset{\land}{S}_{u} (ω) = \frac{1}{Ν} \sum_{x = - (Ν - 1)}^{Ν - 1} \overset{\land}{R} (x) e^{- j ω x} = \\ \frac{1}{Ν} | X_{2 Ν} e^{j ω} |^{2} (4) \end{array}$

对公式(4)做IFFT就可以得到 $\overset{\land}{R} (x)$ ,设A(n)为正弦信号,于是:

$A (n) = B s i n (\frac{π}{Ν Τ_{0}} n) (5)$

式(5)中T0为抽样间隔时间,其自相关函数为 $R_{a} (x) = \frac{B^{2}}{2} \cos (\frac{π}{Ν Τ_{0}} x)$ ,所以只要测得A(n)的自功率谱值,经IFFT后即可得出正弦信号的幅值。

经过这样的处理步骤后,则剔除了噪声信号,最后即可得到GPS信号的的特征信号,从而为干扰阶段做好前期准备。

在GPS信号干扰环节,对GPS 地面控制系统的上行通道进行干扰很难实现,因为GPS导航卫星只有在通过控制站上时才打开接收机并接收地面控制信号,然而该遥控信号采用了许多加密和抗干扰措施[5]。

所以,本文采用对GPS信号接收机的下行信道进行干扰,因为GPS信号接收机为了获取所需的导航信息总是打开的,而且为了同时接收在空中运转的多颗GPS 导航卫星的信号其接收天线波束较宽,加上接收机相距导航卫星遥远、干扰较多等导致接收信号微弱,因此对下行信道进行干扰是可行的。就干扰方式来说,从可实现性出发对已经采取各种抗干扰措施的军用GPS信号接收机的干扰以转发式欺骗干扰为主,辅以相关压制干扰。

GPS弹道导航干扰信号的类型有很多,常见的类型有:宽带噪声干扰、部分频带干扰和单频干扰三种[6]。因为宽带噪声干扰比其他两种干扰具有明显优势,所以本文利用宽带噪声干扰的优势,选用宽带噪声进行干扰。宽带噪声干扰产生的方法是产生整个频带上的高斯白噪声,其产生过程如下:

首先,产生高斯随机数,于是:

$x (t) ~ Ν (0, 1) (6)$

所以宽带干扰为:

$x (t) = \int_{- \infty}^{\infty} x (τ) w (t - τ) d τ (7)$

式(7)中w(t)为频域窗函数w(jw)的傅里叶变换,w(jw)的定义如下:

$w (j w) = {\begin{cases} 1, | w | \leq Δ w \\ 0, 其他 \end{cases} (8)$

x(t)是一个服从高斯分布的随机过程,其功率谱为一个常数,时域上的卷积相当于频域上的相乘,所以宽带噪声干扰的频域表达式为公式(8)。宽带噪声干扰流程图如图1所示,我们将得到的高斯白噪声序列经低通滤波器滤波,然后设定干扰的功率,调制到载频上,便可产生宽带噪声干扰。

采用这种干扰策略针对GPS信号接收机的下行信道进行干扰,这样可以最大限度地发挥压制干扰和欺骗干扰的优势,以实现最优的干扰效果,另外在技术上也相对较容易实现。

3 GPS信号检测干扰技术方案的整合

本文在基于检测干扰技术的分析与改进基础上,提出一种优化的GPS信号检测干扰方案。

3.1 实现流程

首先针对GPS信号,先选用相关相位检测法进行频段搜索检测,然后对检测到的GPS信号再采用谱相关技术来完成对其分析以及参数检测并快速得出其精准特征,当成功检测到GPS弹道导航信号后,再立即根据所得到的GPS信号特征来模拟出具有很强干扰性的欺骗信号备用,然后选定GPS信号接收机的下行信道,采用相关码压制干扰方式发射一个很短的时间以让干扰区内的GPS信号接收机转入检测状态,然后再切换到转发式欺骗干扰上,从而使要干扰的目标GPS信号接收机锁定到准备好的具有很强欺骗效果的欺骗信号上,过一段时间再重复这个过程。其实现流程如图2所示。

3.2 检测干扰效果仿真及分析

在Matlab仿真环境下,模拟原始GPS信号,然后用本文设计的GPS信号检测干扰方案,对GPS信号进行检测,根据检测结果得到信号参数,再对C/A码接收机进行干扰,通过观察GPS接收机仿真系统工作状态和接收机捕获、解调、定位结果,最后得出检测干扰效果。

对得到的模拟GPS信号,首先用相关相位检测法对其进行频段搜索检测,经谱相关技术对GPS弹道信号进行分析以及参数检测,得到GPS信号具体参数。而后对下行信道进行相关码压制模拟干扰,使接收机锁定在欺骗信号上,从而无法实现定位导航。检测到的GPS弹道导航信号和干扰后的欺骗信号分别如图3、图4所示。其中,横坐标表示信号频率范围(kHz),纵坐标表示信号强弱(dB)。

4 结束语

本文在通过详细分析GPS信号的检测和干扰技术相关原理的基础上,提出了一种优化的GPS信号检测干扰技术。假想在信息对抗的复杂动态多变的环境下,可以最大限度地利用检测技术和干扰技术,以实现最优的干扰效果。

在军事领域,如果能够充分利用优化的GPS信号检测干扰技术来对敌方GPS信号进行有效地检测干扰,则无论是对削弱敌方战斗力还是辅助我方作战明显都有积极重大的影响。

摘要：针对GPS信号的检测干扰,目前所存在的一些局限,同时也为了在信息对抗过程中能及时取得更大的优势,在分析了GPS信号检测干扰基本原理的基础上,假想在动态复杂多变的信息对抗环境条件下,提出了一种信号检测及利用宽带噪声进行GPS信号干扰的设计方案。理论分析和仿真实验结果表明:该方案使得GPS信号的频率特性变得更不稳定,从而得到了较好的检测干扰效果。

关键词：GPS信号,信号检测,自相关函数,下行信道,宽带噪声,弹道导航信号干扰

参考文献

[1]费华连.导航战中的GPS干扰与抗干扰技术.航空电子技术,2001;32(1):19—22

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[3]刘俊,张思东,张宏科.GPS系统建模与仿真技术研究.系统仿真学报,2001;13(3):329—330

[4]魏选平,张周生,姚敏力.噪声环境下的信号检测及其MATLAB仿真.电子、电路设计与应用,2007;25(6):45—47

[5]何光林.弹载GPS弹道测量系统的设计.武器装备自动化,2002;21(5):24—27

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