噪声调频（共3篇）
噪声调频 篇1
0 引言
通信干扰是电子战的重要组成部分, 其目的在于削弱、破坏敌方通信系统的使用效能。通信干扰信号的样式有很多种, 其中噪声调频干扰适用范围广、干扰带宽容易控制, 是非常重要的一种干扰样式。另一方面, 与干扰样式相比, 通信干扰的有效实施, 关键还是取决于干扰信号的功率, 这是近年来该领域达成的共识。为了有效提高通信干扰的功率, 借鉴雷达干扰中“脉冲干扰可以得到非常大的干扰功率”, 对通信干扰也提出了进行脉冲干扰的命题, 这不但为通信、雷达一体化干扰奠定了基础, 也对通信干扰的一体化设计具有重要借鉴意义。同时, 在时分多目标干扰中, 对每个目标的干扰也都是时分的脉冲式干扰。因此很有必要对这种时分式干扰信号的性能进行深入分析。文献[4]对时分多目标干扰的功率利用率进行了分析, 但是仅仅是对周期性矩形脉冲的分析, 没有考虑干扰信号的影响。这里主要对时分噪声调频干扰信号的频域特性进行分析, 着重分析其功率利用效率。
1 噪声调频干扰
噪声调频干扰的时域表达式为:
undefined。 (1)
式中, 调制噪声u (t) 为零均值;方差为σundefined的广义平稳随机过程;φ为初始相位, 在[0, 2π]上均匀分布, 且与u (t) 相互独立;U0为噪声调频信号的幅度, 容易看出噪声调频信号的功率Pj=Uundefined/2;ω0为噪声调频信号的中心角频率;Kf为调制斜率。设undefined称为有效调制指数, 其中ΔFn为噪声信号的带宽, fde=Kf σn为有效调制带宽。
当mfe>>1时, 噪声调频信号的双边功率谱密度函数为:
undefined。 (2)
噪声调制信号的半功率带宽为:
undefined。 (3)
当mfe<<1时, 噪声调频信号的双边功率谱密度函数为:
undefined。 (4)
噪声调频信号的干扰带宽为:
undefined。 (5)
一般实际应用中, 噪声调频干扰带宽较宽, mfe>>1的情况较为常见。由式 (3) 可知, 此时噪声调频干扰信号的带宽与调制噪声带宽、干扰的中心频率无关, 而仅仅决定于调制噪声功率 (对于高斯噪声来说, 调制噪声功率即为方差σundefined) 和调制斜率Kf。
2 时分噪声调频干扰的频域分析
2.1 时分噪声调频干扰信号的产生
时分噪声调频干扰可以用一个周期性的脉冲信号对噪声调频信号进行调制来得到, 如图1所示。
图1中, 调制噪声经FM调制器调制生成噪声调频信号j (t) , 和脉冲发生器产生一定周期和占空比的矩形脉冲gT (t) 相乘, 最终便生成了时分噪声调频干扰信号。设矩形脉冲gT (t) 周期为T, 占空比为undefined, 则其时域表达式为:
undefined。 (6)
式中,
undefined
。该周期性方波的功率谱密度函数为:
undefined。 (7)
式中, undefined为基频频率。
由式 (1) 和式 (6) 可得图1最后生成的时分噪声调频信号的时域表示为:
undefined
2.2 时分噪声调频干扰的功率谱密度
在mfe>>1的前提下, 由信号时域、频域的关系并代入式 (2) 和式 (7) 可得, 时分噪声调频信号的功率谱密度函数为:
undefined
其单边功率谱密度函数为:
undefined。 (10)
对式 (9) 进行全频域积分可得时分噪声调频干扰总的干扰功率为:
undefined
可以看出, 时分噪声调频干扰总的干扰功率PJ和对应噪声调频总的干扰功率Pj在数值上的关系仅与周期性矩形脉冲的占空比有关。而时分噪声调频干扰的半功率带宽较为复杂, 难以得到确切的表达式, 下面仿真表明其受脉冲宽度和噪声调频有效调制带宽2方面的影响。由式 (9) 和式 (10) 可知, 时分噪声调频信号的功率谱密度受噪声干扰和周期性矩形脉冲2个方面参数的影响, 形式比较复杂。令
undefined
绘制噪声调频与时分噪声调频信号的理论单边功率谱如图2 (a) 和图2 (b) 所示。按照图1所示构建仿真模块, 得到噪声调频和时分噪声调频信号的单边功率谱如图3和图4所示, 二者非常吻合。据此可以看出, 在该条件下时分噪声调频和噪声调频信号的功率谱密度曲线包络是一样的, 只是幅度发生了变化, 按照该变化比例对图2 (b) 扩大一定倍数后结果如图2 (c) 所示, 图2 (c) 与图2 (a) 几乎是一样的, 证明了二者包络的一致性。这说明该条件下时分噪声调频干扰信号的带宽几乎没有改变。表1中的数据也证实了时分噪声调频干扰的带宽只是略有增加。
不同占空比和有效调制带宽下时分噪声调频干扰的功率和半功率带宽以及它们和噪声调频干扰的比值部分数据如表1和表2所示。
表中PJ表示时分噪声调频干扰信号的功率, Pj表示噪声调频干扰信号的功率, BJ表示时分噪声调频干扰信号的半功率带宽, Bj表示噪声调频干扰信号的半功率带宽。从表中数据可以看出:
① 矩形脉冲的周期、有效调制带宽fde对时分噪声调频干扰功率没有影响, 只有占空比τ/T对干扰功率有影响, 表中τ/T和PJ/Pj并不完全相等是因为仿真数据计算的误差造成的;
② 时分干扰信号的带宽略受干扰脉冲宽度和有效调制带宽的影响, 当有效调制带宽相对于脉冲带较宽时, 有效调制带宽的影响起决定作用, 图2～图4所示即是这样的情况, 其中有效调制带宽为50 kHz, 对应噪声调频带宽约为117 kHz, 脉冲宽度仅为12.5 kHz。
基于式 (10) 在相应的频段内积分, 即可以求得相应频段内干扰信号的功率, 进一步可以方便地计算出时分噪声调频干扰信号的功率利用效率为:
undefined。 (12)
3 结束语
上述虽然仅仅对时分噪声调频干扰进行了分析, 但从式 (9) 的推导过程可以看出, 该分析方法对利用图1所示方式产生的其他形式的时分干扰信号同样适用, 式 (9) 、式 (10) 和式 (11) 的结论可以推广到这些时分干扰信号的功率谱分析上去。
参考文献
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噪声调频 篇2
噪声调频干扰具有较宽的干扰带宽和较大的噪声功率，是目前对雷达、通信进行阻塞式干扰中最常用的干扰形式。本文研究噪声调频干扰信号，利用计算机产生其时域波形、频谱。
1 噪声调频干扰原理
噪声调频干扰[1]是一种幅度恒定瞬时频率围绕载频随机变化的一种干扰信号，噪声调频干扰表达式为
其中，调制噪声u(t)为零均值、广义平稳随机过程;φ为[0,2π]均匀分布，且与u(t)相互独立的随机变量;Uj为噪声调频信号的幅度;ωj为噪声调频信号的中心频率;KFM为调频斜率。
在雷达接收机端，根据产生的噪声调频信号带宽与接收机中放带宽的关系，只有频率在中放带宽内时，接收机才会有输出。若不考虑调谐回路的暂态响应，噪声调频信号通过接收机中放后，将出现一系列幅度相等而宽度和间隔随机变化的矩形脉冲列。而实际谐振回路是有暂态响应的，电路的暂态响应可用脉冲波形的建立时间来衡量。建立时间近似等于中放带宽的倒数。当噪声调频干扰的干扰带宽远大于中放的带宽时，建立时间将远大于中放输出端随机脉冲的宽度和间隔。这样一来随机脉冲将被展宽，许多脉冲将重叠，形成一个幅度随机起伏的连续振荡。中放输出端的噪声调频干扰的脉冲宽度是随机的，这些脉冲叠加后就形成了类似于接收机内部噪声的干扰[2]。设信号中心频率100 MHz，时宽τ=10μs，带宽B=30 MHz，调频斜率KFM=5e6，线性调频信号时域波形与功率谱仿真结果如图1和图2所示。噪声调频信号时域波形与功率谱仿真结果如图3和图4所示。
2 对脉冲压缩雷达的干扰效果
脉冲压缩技术[3]是雷达信号处理的一种基本技术，其过程为通过发射端发射宽脉冲调频信号，提高发射信号平均功率，扩大作用距离，需要对信号内部进行调制，而在接收端进行压缩处理，从而生成窄的时间脉冲，提高距离分辨力。大时宽带宽积信号是通过一个脉冲压缩滤波器来实现脉冲压缩过程的，雷达从发射端发射宽脉冲信号，其载频按一定规律变化，在接收端通过脉冲压缩滤波器对回波进行脉冲压缩，而滤波器的延迟频率特性与发射信号载频的变化规律相反，即发射信号的相频特性与脉冲压缩滤波器是“相位共轭匹配”的，其是输出信噪比最大准则下的最佳线性滤波器。
噪声调频信号频率围绕载频随机变化，如式(2)所示
可看出，频率变化经脉冲压缩后会产生时域的时延，所以噪声调频信号经雷达脉冲压缩处理后得到的效果为以初始时间为中心，以τ×Δf/B为变量的随机时间脉冲。
设信号中心频率为100 MHz，时宽τ=10μs，带宽B=30 MHz，调频斜率KFM=5e6，噪声调频信号对脉冲压缩雷达干扰效果仿真如图5和图6所示。
从上述仿真结果可看出，噪声调频干扰对脉冲压缩雷达可产生较好的压制干扰效果。
3 噪声调频干扰FPGA实现
产生噪声调频信号的主要流程为:先产生基带的噪声调频信号ejθ(t)，将产生的基带噪声调频信号ejθ(t)与雷达信号ejθ复乘得到最终的干扰信号ej[θ+θ(t)]=ejθ·ejθ(t)。其中，基带噪声调频信号主要由DDS技术产生。
DDS(Direct Digital Synthesize)是一种新兴的频率合成技术[4,5,6]。与传统的直接或间接频率合成技术相比，DDS频率分辨率高、输出相对频带宽、频率捷变速度快、频率捷变时相位连续、频率的合成全部在数字域完成，且便于进行相位、幅度和频率的数字调制，适应数字化信号处理时代的要求。
简化的DDS基本构成框图[7,8]如图7所示，包括参考频率源f0;相位步进寄存器;N位相位累加器;ROM正弦查找表;D/A变换器和滤波器。实际通常将前3部分集成在一块单片电路上。
(1)相位步进寄存器。对每个工作脉冲输入的数据K给予暂时存储。
(2) N位相位累加器。相位累加器的功能就是在时钟的作用下不断对频率控制字进行累加，其通常由全加器和相位寄存器组成[9]。其作用是根据从步进寄存器输入的控制字K，以参考频率源输出的时钟频率fclk为采样率，在2π周期内对相位进行采样。若步长为K，采样点数为2N/K，则输出频率fout为
从而可精确地改变频率，产生待合成的数字信号。
累加器用于执行输入信号的累加过程，其信号范围为0～累加器的满偏值。设累加器的位数为N，则相位累加器的满偏值为2N，将累加器的0状态定义为0相位，累加器的满偏值定义为2π。在累加器进行模为2N运算操作时，即可认为是正弦信号的相位完成了一个周期循环。累加器的溢出频率即为DDS输出信号的频率fout。
(3) ROM正弦查找表。在DDS中，每个相位值必须映射到正弦波上的一点。通过只读存储器中存储的一周期的正弦波及使用相位字作为该ROM的地址来完成这种映射。其将从相位累加器输出的离散N位数值变换成该相位所对应的正弦波幅值。
(4) D/A变换器。D/A变换器把DDS产生的正弦波转换为模拟波形。但输出波形通常均不像正弦波，而是阶梯波，其原因是DAC输出频谱包括采样时钟整数倍的基频镜像。滤波器滤掉有DAC采样处理产生的高阶镜像频率，得到所需的连续频率的正弦波。
对于DDS技术，有，如果频率控制字K呈噪声变化，则输出信号频率fout也呈噪声变化，即为基带噪声调频信号，基本流程框图如图8所示。
通过频率控制模块可控制M序列时钟，即噪声带宽。并通过幅度控制模块可控制M序列大小，即基带调频信号带宽。FPGA噪声调频信号仿真结果，如图9所示。
其中，dinI、dinQ为输入雷达信号数据，doutI、doutQ为输出噪声调频干扰信号数据。将FPGA仿真数据导入Matlab进行时频分析结果如图10所示。
从图中可以看出，输出噪声的调频信号时间与频率关系呈现无规律的噪声变化。
4 结束语
噪声调频干扰能对雷达产生有效地压制性干扰，配合数字储频技术(DRFM)，可产生与雷达信号相参的噪声调频干扰信号，即使经雷达脉冲积累也可达到较好的干扰效果。通过控制产生的噪声调频信号带宽可形成窄带、宽带等不同的噪声调频干扰波形，并可对雷达形成不同的干扰效果。
参考文献
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噪声调频 篇3
在现代雷达中普遍采用脉冲压缩技术来同时扩大作用距离和距离分辨力,即发射大时宽带宽积的雷达信号,以提高发射的平均功率,保证足够的最大作用距离;在接收时采用相应的脉冲压缩获得窄脉冲,以提高距离分辨力。随着固态发射组件技术的成熟,脉冲压缩雷达获得了越来越广泛的应用。开展对其干扰技术的研究具有十分重要的现实意义,噪声干扰是一种类似于接收机内部噪声的干扰信号,包括用噪声信号对微波信号进行调幅、调频和调相后发射的干扰,噪声干扰从信号形式上又可分为射频噪声干扰、噪声调幅干扰、噪声调频干扰、噪声调相干扰等[1,2,3,4],由于噪声调频干扰易于获得宽频带、大功率的干扰,因而成为噪声干扰的主要方式,本文从对噪声调频干扰的原理分析出发,利用Matlab进行了噪声调频干扰对脉冲压缩系统影响的仿真分析。
1 噪声调频干扰原理
噪声调频信号是用噪声对载波进行调频后形成的一种随机信号[5],可以用来作为雷达遮盖式干扰信号的一种形式,其信号形式可以用式(1)表示:
式中:调制噪声u(τ)为零均值、广义平稳的随机过程;φ为[0,2π]均匀分布,且与u(τ)相互独立的随机变量;A为噪声调频信号的幅度;ω0为噪声调频信号的中心频率;KFM为调频斜率。图1为Matlab仿真的噪声调频信号。
噪声调频干扰信号对应的功率谱密度为:
式中:mfe为有效调制指数,mfe=fde/ΔFn;其中fde为有效调频带宽;ΔFn为调制噪声带宽;ΔΩn为调制噪声的谱宽。
噪声调频信号干扰带宽的计算如下:
(1) mfe≫1时,噪声调频信号的干扰带宽:
式(3)说明,mfe≫1时噪声调频信号的干扰带宽与调制噪声带宽ΔFn无关,而决定于调制噪声的功率σ2n和调频斜率KFM。
(2) mfe≪1时,噪声调频信号的干扰带宽:
式(4)说明,mfe≪ 1时噪声调频信号的干扰带宽与调制噪声带宽ΔFn、有效调制指数mfe均有关。
当mfe≫1时,只有[-B/2,B/2]内的很小一部分干扰功率进入脉冲压缩器;而当mfe≪ 1时,全部干扰功率进入脉冲压缩器中。由此可见,噪声调频干扰对线性调频脉冲压缩雷达具有很强的干扰能力,尤其是当mfe≪1的情况下干扰效果最好[6]。图2为Matlab仿真的噪声调频信号的频谱。
2 噪声调频干扰对脉冲压缩雷达影响仿真
脉冲压缩雷达最常见的调制信号是线性调频(Linear Frequency Modulation)信号,接收时采用匹配滤波器(Matched Filter)压缩脉冲[7]。图3为脉冲压缩雷达的数字处理流程。
脉冲压缩雷达发射大脉宽、宽频带的线性调频信号,回波信号经A/D采样后,成为数字信号,然后经过FFT处理,其结果经匹配滤波器后,做逆FFT变化后即可得到经过压缩的距离窄脉冲信号。理论分析表明,LFM信号经匹配滤波后,输出脉冲具有辛克函数的性质,其第一副瓣较主瓣仅低约13.2 dB,在多目标的环境中,高的旁瓣特别是第一旁瓣会淹没附近较小目标的主瓣,引起目标丢失。为了提高分辨多目标的能力,通常采用加权技术予以解决,即将匹配滤波器的频率响应乘上某个适当的函数,如汉明窗、海明窗等。
下面采用Matlab分析仿真噪声调频干扰对脉冲压缩雷达的影响[8,9,10],仿真参数设定如下:
发射脉宽为10 μs,调频带宽为30 MHz,采样频率为150 MHz,目标距离为12.5 km,图4和图5分别为未加调频噪声干扰的回波信号波形和脉压后的结果,图6和图7分别是加调频噪声干扰的回波信号和脉压处理后的结果。
从图中可以看出,未施加噪声干扰时,目标信号脉冲压缩后,压缩脉冲的主副瓣比大约为42 dB。表明匹配滤波器加权后,脉压结果具有较好的主副瓣比,可以满足多目标的检测要求。但当加入噪声调频干扰后,目标信号脉冲压缩后,在整个距离段上,压缩脉冲的主副瓣比仅为15 dB,相比未加噪声干扰的处理结果,恶化了27 dB,而且在仿真过程中发现,当干扰信号功率加大时,目标信号会被完全遮盖。
图8和图9是多目标信号的脉冲压缩仿真结果,图8是未加干扰时4个不同距离、不同强度目标回波信号的脉压仿真结果,匹配滤波器加海明窗,结果表明,4个目标可以很清楚地区分开。图9是目标信号有噪声调频干扰时,脉冲压缩的处理结果。可以看出,相比无干扰的情况,距离旁瓣均有大幅的抬高,1.05 km处的目标已经被完全遮盖,而且在1.175 km和 1.27 km处出现了2个信号比较强的假目标。
3 结 语
Matlab仿真结果表明,虽然现代雷达采用了脉冲压缩技术大大提高了其抗干扰能力,但噪声调频干扰对脉冲压缩体制雷达还是有较强的干扰作用,会恶化信号的距离主副瓣比值,在多目标的情况下, 会出现小信号目标被完全覆盖的情况和假目标的情况,对脉冲压缩雷达的正常工作造成了一定干扰。
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