脉宽调速系统PWM（精选7篇）
脉宽调速系统PWM 篇1
摘要：近年来, 离网型风力发电 (isolated WECS) 引起了人们的广泛关注, 为了获得可靠平稳的负载电压, 风力发电机侧整流器的控制至关重要。针对PWM整流器的动态响应问题, 首先分析了当前主流的三相电压型PWM整流器 (VSR) 的拓扑结构、数学模型及控制策略, 然后通过公式推导引出了基于电网电压定向的矢量控制策略, 最终在基于Matlab Simulink平台搭建了三相VSR仿真模型, 分别用正弦脉宽调制 (SPWM) 与空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 方法进行了仿真研究。研究结果表明, 基于电网电压定向的矢量控制能够有效控制PWM整流器, 获得稳定的直流母线电压, 同时空间矢量脉宽调制方法能够有效改善VSR动态性能, 为离网型风力发电系统的研究提供了有力参考。
关键词：离网型风力发电,三相电压型PWM整流器,矢量控制,脉宽调制
0 引言
伴随着全球能源消耗的持续增长以及传统化石能源的可开采量逐年下降, 近年来, 风力发电成为世界各国的研究热点。风力可运行在并网模式下或离网模式下, 离网风力发电以经济、实用的特点成为我国新能源发电中的一个重要发展方向, 它可为偏远地区提供电能[1]。
由于风力发电受风能的影响较大, 为了满足负载对电压和频率的要求, 必须对风能加以控制, 保证系统稳定工作[2]。在并网运行时, 直流侧电压的稳定是由并网逆变器控制的, 机侧整流器负责有功的调节, 以实现最大风能追踪为目的;在离网运行时, 直流侧电压的稳定则由机侧整流器控制。
现有的风力发电系统中大多仍采用二极管不控整流和boost变换器结构, 其结构尽管简单, 控制方便, 但是不控整流使得系统输入电流严重畸变, 产生大量谐波, 使发电机转矩产生振荡[3]。
近年来, 随着电力电子技术的发展, 不控整流器逐渐地被PWM整流器取代。永磁同步直驱风力发电系统, 机侧整流器采用三相电压型PWM整流器, 实现系统输入单位功率因数, 同时获得稳定的直流母线电压[4,5,6]。
笔者研究三相PWM整流器的工作原理与控制方法, 通过Simulink建模分析, 对于SPWM与SVPWM两种脉宽调制方式进行对比分析。
1 三相PWM整流器工作原理
1.1 三相PWM整流器拓扑结构
三相PWM整流器按照直流储能形式分为电压型和电流型两种。三相电压型PWM整流器是目前应该最多的变流器, 典型三相电压型PWM整流器的拓扑结构[7]如图1所示。
输入侧由永磁同步风力发电机等效的三相电压源、三相输入电感构成, 功率电路由6个全控功率开关器件构成, 直流侧由直流储能电容和负载组成。
1.2 三相PWM整流器数学模型
为方便分析, 作如下假设:
(1) 三相电网为对称的三相交流电, 电压波形为正弦;
(2) 三相输入电感及电阻值大小相等, 且三相对称, 在工作范围内不饱和;
(3) 功率开关器件为理想器件;
(4) 器件的开关频率远大于电网频率, 且不考虑死区时间和过渡过程。
图1中各变量定义如下:网侧三相交流电压为Ea、Eb、Ec, 网侧三相电流为ia、ib、ic, 网侧输入三相电感为Ls, 电感电阻为Rs, 直流侧母线电容为C, 直流母线电压为Udc, 直流侧负载电阻为RL, 网侧三相电压的中点为O, 直流侧电压参考点为N, 两参考点之间的电压差为UNO, 同时定义功率开关管的开关函数sk为:
根据基尔霍夫电压和电流定律可得ABC坐标系下的三相电压型PWM整流器的数学模型:
将ABC坐标系下的方程变换至两相旋转的dq坐标系下, 可得[8]:
式中:Ed, Eq—d, q轴电压;id, iq—d, q轴电流;sd, sq—d, q轴开关函数。
可以看出, 模型的d, q轴电流相互耦合, 不利于实现电流的独立控制, 在下面将会提到模型解耦的方法。
1.3 VSR电流控制策略
目前, VSR电流控制技术主要分为两大类, 即间接电流控制和直接电流控制[9]。
间接电流控制主要以相幅控制为代表。间接电流控制的优点在于控制简单, 一般无需电流反馈控制。而其主要问题在于, VSR电流动态响应不够快, 甚至交流侧电流含有直流分量, 且对系统参数波动较敏感[10]。
而直接电流控制, 由于对电流有直接的反馈控制, 可以获得高品质的电流响应, 其中主要包括以固定开关频率PWM控制以及滞环PWM控制等。固定开关频率PWM电流控制的算法便捷, 物理意义清晰, 网侧变压器及滤波器设计较容易, 本研究重点关注固定开关频率且采用电网电动势前馈的PWM控制[11]。
由PWM整流器在同步旋转的dq坐标系下的数学模型式可得:
式中:Vd, Vq—交流侧电压的d, q轴分量, Vd=sdUdc, Vq=sqUdc。
整理得:
由上述公式可以得到PWM整流器在同步旋转dq坐标系下的解耦控制的原理图, 如图2所示。
由图2可以看出, 三相VSR在dq坐标系下的解耦控制实质是向d、q轴电流PI调节后的结果注入耦合分量, 同时引入电网电压d、q轴分量的前馈补偿控制。采用如图2所示的控制方法, 可得:
式中:id*, iq*, Kp, Ki—d, q轴电流给定分量和PI调节器的比例、积分系数。
d轴定向于电网电压的三相电压型PWM整流器的矢量控制框图如图3所示。
由图3可以看出, 电压外环采用PI调节器控制, 主要实现直流母线电压在稳定时无静态误差, 其输出为电流给定信号;电流内环直接控制网侧电流, 主要实现电压外环输出的指令电流的快速跟踪, 具有很好的动态性能。
基于上述优点, 基于电网电压矢量定向的矢量控制方法在实际中得到了广泛的应用。
2 仿真设计
根据图3的控制策略, 本研究在Simulink中分别搭建了仿真模型。
三相PWM整流的主电路如图4所示, 主电路参数为:网侧输入线电压幅值110 V、频率50 Hz, 进线侧电阻1Ω, 进线电感0.01 H, 直流侧滤波电容2 200μF, 电阻负载55Ω, 直流侧电压450 V。
PWM调制模块如图5所示, 其中有两个调制模块, 分别采用SVPWM调制与SPWM调制, Selector用来实现两者的切换, 开关频率都设为10 k Hz。
仿真结果分别如图6~9所示。SPWM调制下与SVPWM调制下的直流侧电压波形如图6、图7所示;SPWM调制下与SVPWM调制下的交流侧a相电压电流波形如图8、图9所示。
从仿真结果可以明显发现, 两种调制方式都能正确稳定运行, 直流侧电压稳定在450 V, 网侧电流与电压同相位, 即运行在单位功率因数下, 仿真结果证实了仿真模型的正确性以及基于电网电压定向的矢量控制策略的正确性及可行性。
此外, 从图6~9中可以明显看出两种PWM调制方式在启动性能方面的差异, 首先观察图6与图7, SP WM调制下, 在0.05 s、0.1 s时直流侧电压分别为约100 V、370 V, 分别如图6中实线圈和虚线圈所示位置;而SVPWM调制下, 在0.05 s、0.1 s时直流侧电压分别为约300 V、420 V, 分别如图7中实线圈和虚线圈所示位置, 这充分说明SVPWM调制下直流电压动态响应速度快, 能够快速地跟踪直流电压指令。
其次, 观察图8与图9, SPWM调制下, 冲击电流振荡剧烈, 冲击电流幅值先逐渐增大然后才逐渐减小, 最大冲击电流达到60 A, 约0.1 s才达到稳定运行状态;而SVPWM调制下, 冲击电流小幅振荡, 振荡幅度也不断减小, 冲击电流最大值仅为54 A, 约0.05 s时就能达到稳定, 这说明SVPWM调制能够有效抑制电流超调, 加速电流响应时间。
3 结束语
通过仿真, 本研究对PWM脉宽调制方法进行了深入探讨, 仿真结果证实了不同脉宽调制方法对于三相VSR的性能的影响, 在同样的开关频率下, SVPWM调制下的系统波形品质更高, 这就意味着在获得相同的波形品质时, SVPWM可以在较低的频率下运行, 大大减小了开关损耗。仿真结果表明, SVPWM能有效改善VSR的动态响应, 对于离网小型的风力发电系统的研究具有参考作用。
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脉宽调速系统PWM 篇2
EL-DS-III型电气控制综合实验系统适合于直流调速系统、交流调速系统、电器控制技术、电力电子技术、变频技术以及非电机专业的电机与拖动基础等多门课程的实验教学。此系统配有“以全控型器件构成主电路基于PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)技术的直流电机调速系统”的直流电机调速技术实验项目，然而该实验项目，不仅仅是此实验项目包括该实验台所有其他直流电机调速技术实验项目，控制电路都是模拟电子线路。通过长期的实验教学，经过深入研究和分析后，我们发现，尽管传统模拟控制器对输入给定信号和采样检测反馈信号实时连续处理，响应速率快，没有量化方面的误差，控制精度也很高，而且带宽大，可是也存在许多弊端与缺陷。从技术和应用层面上看，传统模拟电路控制虽然看起来可能直观而简单，但它并不总是非常经济或可行的，主要表现在下列几方面：模拟电路因为容易随时间漂移而自身得不到矫正，因此难以调节和长时间稳定工作;模拟电路其功耗与工作器件两端电压和流过电流的乘积成正比，还很有可能因功耗大容易发热，产生温漂效应造成工作不稳定，严重发热还很有可能造成电路损坏;模拟电路因为对噪声比较敏感，容易受噪声影响，任何扰动或噪声都有可能影响电路的工作状态;由于构成系统的模拟器件较多，加大了系统的复杂性，所以使得模拟直流调速系统的控制精度及可靠性较低，很难适合于高性能、高精度应用领域;同时系统由模拟分离器件或专用集成电路构成，系统设计完成后，不方便升级换代。从学生做实验层面上来看，目前大部分大中专院校针对学生开设的直流电机调速技术实验大多数是模拟电路控制系统，缺少数字控制技术实验项目。而随着当前正迅速发展的计算机技术等，直流电机调速控制系统越来越多地应用数字控制系统，已成为必然趋势和发展方向。因为通过数字方式控制主电路，有以下优点：(1)大量模拟器件或专用集成电路组成的硬件工作可以直接由软件取代实现，简化了电路，操作维护简单，可以大幅度降低系统的功耗和维护成本;(2)当今各种先进的控制算法和策略的应用实现成为可能并变得较为简单，可以灵活运用各种控制方案，提高性能和增强功能;(3)灵活性和适应性好，通用移植性强，只需升级更新软件;四、温漂效应低，无零点漂移，抗扰能力强，稳定性好，控制精度高[1,2,3]。正是基于上述考虑，本研究基于此实验台,进行了实验改进、发展与创新。
1 主要研究内容
在全面熟悉EL-DS-III型电气控制综合实验台，以模拟分离器件和专用集成芯片构成控制器的直流电机PWM脉宽调速系统的基础上，并拟定实验方案测定了转速、电流双闭环模拟PI调节器参数后，结合此系统设计原理并保留该系统主电源电路、变换器电路等被控制电路和执行机构，以计算机技术最新发展成果———美国德州仪器(TI)公司推出的最佳测控应用的定点数字信号处理器(DSP)TMS320F2000系列TMS320F2812为核心控制处理器，代替EL-DS-III型实验台传统模拟控制器电路，设计了一个直流电机转速、电流双闭环数字化PWM脉宽调速实验系统，实现了速度给定、速度实时测量、速度实时显示和转向控制及空载和带负载、抗扰运行的各项动静态特性的最佳控制。
2 实验系统技术方案
在控制策略方面，实验教学中，广泛使用的是电机拖动自动控制理论。其中阐述过，若采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统尽管能在维持系统稳定的基础上达到无静差转速，但是如果在要求快速启动制动、突加突卸负载动态转速变化较大等对系统的动态性能要求较高的场合，单闭环调速系统则不能符合需要，原因在于在单闭环调速系统中，动态过程的电流或转矩不能全部根据需要来进行控制。在单闭环系统中，控制电流只依赖电流截止负反馈环节，但它只有在大于电流临界值之后，通过强烈的负反馈作用来限定电流的冲击，却无法满意地控制电流的动态波形。当电流从受限值减小下来以后，电机转矩也跟着减小，因而加速过程必定缓慢。
如果采用转速、电流双闭环调速系统，则能够在接近电机最大(受限)电流或最大(受限)转矩的基础上，充分借助电机的允许过载能力，尽可能使电机以最大的加速度启动，达到所需稳态转速后，又能使电流快速回落，让转矩迅速与负载相平衡，之后转入稳态运行。这个过程启动电流接近呈方形波，而转速接近是线性上升的，这是在接近电机最大(受限)电流或最大(受限)转矩的基础上调速系统所能达到的最快启动过程。在转速、电流双闭环调速系统中设有两个调节器，分别进行转速调节和电流调节，转速调节器、电流调节器之间实行嵌套(或称)串级连接，电流采样信号和转速采样信号不反馈到同一个调节器。这样则可达到在启动过程中主要靠电流负反馈起主导作用，而达到所需稳态转速后，相比于带电流截止负反馈的单闭环系统，双闭环调速系统的静特性在带载电流小于电机最大工作电流时呈现为转速无静差。此时主要靠转速负反馈起主导作用，而不依靠电流负反馈发挥主导作用，系统呈现为电流无静差，获得过电流的自动保护，静特性明显比单闭环系统更好。在动态性能方面，双闭环系统在启动加速过程中表现出很快的动态跟随性，在动态抗扰性能上，也具有较强的抗负载和电网电压扰动。因此，双闭环系统具有较好的静、动态特性[1,2,3]。
在控制器方面，目前，广泛使用的数字控制器通常有三种：专用数字集成芯片、单片机和数字信号处理器等。对电机控制要求不高、今后基本无需更新换代、成本小的场合，由专用数字集成芯片构成控制电路是简单实用的方法。但随着现有的工业领域需求和机电控制的需要,用户对电机控制性能的要求越来越高，总是希望控制系统能实现更强的功能，达到更高的性能。即使早期的8位或是准16位的单片机的功能及运算速度也已远远不能符合需求。采用高性能的数字信号处理器(DSP)来处理电机控制器不断增加的计算量和速度以及实现先进的控制策略和算法是目前最为普遍的做法和理想选择。
综上所述，整个直流电机PWM脉宽调速实验系统选用转速、电流双闭环控制结构[2,4]，如图一所示。在实验系统中设有两个数字调节器，分别为转速调节器和电流调节器，对应引入转速负反馈和电流负反馈。它们之间实行串级连接，即以转速调节器的输出作为电流调节器的输入，电流调节器的输出作为调制PWM的最终参数。转速调节、电流调节和PWM的产生都在基于DSP的数字控制器中完成。从闭环反馈结构上分析，电流调节环在里，是内环，按典型Ⅰ型系统设计;转速调节环在外，成为外环，按典型Ⅱ型系统设计。为了实现良好的动、静态品质，调节器都采用PI调节器并对系统进行了校正。检测部分中，采用了霍尔电流传感检测装置对电枢回路电流进行采样，转速环则是采用了旋转式光电编码器进行测速，实现了较为理想的检测效果。主电路部分采用了以绝缘栅IGBT为主控开关器件、双极性H型桥电路为功率变换电路所构成的主电路结构。
3 硬件电路框架
本系统选用DSP TMS320F2812[5,6,7]为核心处理控制器。其中，事件管理器为本系统提供了主要的函数和功能部件，TMS320F2812设计两个事件管理器是为了能同时控制两个电机，本设计中只控制一个直流电机，因此只使用事件管理器A(EVA)的资源。整个系统主要用到的TMS320F2812资源及功能如下：
(1)利用EVA中的通用目的定时器1(GPT1)来产生50μs的计数周期，作为PWM输出的时钟基准，使用EVA中的CMPRl、CMPR2两个全比较单元对应的输出管脚PWM1～PWM4产生四路频率为20KHz的可调脉冲宽度波形，控制变换器中4个IBGT的开通与关断。
(2)所选用的测速装置———旋转式光电编码器产生的正交编码脉冲信号A和B，引入EVA中正交编码电路分别与输入引脚QEPl和QEP2相连，选用通用目的定时器2(GPT2)作为计数器，用于计算得出电机的实际转速。
(3)12位模数转换器(ADC)用于检测电枢回路电流，将电流转换为数字量后作为电流反馈参与数字电流PI调节器的运算。
(4)JTAG接口，通过USB JTAG仿真器与上位机相连，用于下载及调试程序。
(5)人机交换接口模块，通过GPIOB口与键盘连接，用于输入控制命令，通过SPI接口与液晶串行通信，用于显示命令信息和电机的工作状态信息。
本实验系统主电路采用不可控三相桥式整流电路和H型PWM脉宽变换器构成直流电机电源供电回路，由基于TMS320F2812实现的数字控制器，取代EL-DS-III型实验台中的传统模拟控制器，即系统用一台DSP设备代替原模拟系统中由分离元件和专用集成芯片组成的速度调节器、电流调节器和专用PWM发生控制器芯片等，从而使转速、电流双闭环直流调速系统实现全数字化。
实验系统硬件框架[2,4]如图二所示，速度给定、速度检测和电流检测信号是通过键盘、光电编码器、霍尔电流传感器分别经TMS320F2812的输入输出I/O口和内设正交编码脉冲单元、A/D转换器等送入TMS320F2812，经运算处理后产生带有死区的具有一定占空比的PWM脉宽驱动波形，经数字光电隔离器、功率驱动放大器送到绝缘栅IGBT组成的H型PWM变换器的控制极，以控制H型PWM变换器输出直流平均电压的大小和极性，最佳地调节直流电动机的速度。电压恒定的直流电源由三相交流电源变压后经不可控整流器整流滤波所得。电压故障、电流故障、转速故障等故障信号经故障综合处理器处理后送入TMS320F2812分析运算处理控制报警电路进行报警，并对故障信号按预先设置的处理算法进行故障校正。
4 系统主要软件设计
数字控制系统的控制策略、算法是通过软件程序来实现的，所有主控制电路的硬件也需由软件程序来实施管理。本实验系统的软件由主程序、系统初始化子程序和中断服务子程序等组成。在此，主要介绍本系统的主要软件设计。
4.1 PWM脉宽产生程序
TMS320F2812产生PWM信号可以有多种方法。通过通用定时器和全比较单元都能独立地实现PWM信号输出，两者的功能基本相似。要产生一个PWM波形，需用一个可以循环计数的通用定时器来不断产生连续相同PWM周期以及一个比较寄存器来存取调制值。本系统由于采用H型桥式变换器PWM控制方式，故可由TMS320F2812的PWM输出引脚PWM1—PWM4输出的控制信号来进行控制。在循环重复计数的过程中，通用定时器TIMER1的计数器值不断与比较寄存器的值相比较，当两值相等匹配时，比较单元对应的两个输出将依据方式控制寄存器ACTRA中的位进行跳变。ACTRA寄存器中的位将确定在产生比较匹配时，输出为高有效触发还是低有效触发。当两值产生第二次匹配或一个定时器周期结束时，相应的输出引脚又会产生一个相反的变化(由低到高或由高到低)。使用此种方法，就会产生开关时间与比较寄存器的值成比例的输出脉冲。这个过程会出现在每个定时器周期中，而每次比较寄存器中的调制值是可以通过程序设置的，则在相应的输出管脚上就能输出占空比可调制的PWM信号[8,9]。
在比较单元开始工作之前，必须进行PWM输出初始化。首先要设置和装载ACTRA寄存器，以确定PWM波形的输出方式;然后，设置和装载死区(DBTCONA)寄存器，以使能并决定死区时间的大小;设置和装载通用定时器周期T1PR寄存器，以设定PWM开关频率;初始化CMPR1和CMPR2寄存器，以确定不同的占空比;设置和装载COMCONA寄存器，以使能比较操作、设置比较寄存器重装条件、比较方式控制寄存器重装条件和允许比较输出;最后，设置和装载TICON寄存器，以设定定时器的工作模式，本系统产生对称PWM波形，故将TICON设置为连续增/减计数模式，根据PWM开关频率PWM_FREQ设定T1PR:
式(1)中，SYSTEM_FREQ为TMS320F2812的工作频率，本系统为150MHz,PRESCALE为高速外设时钟预定标系数，本系统为1,PWM_FREQ设为20KHz。
由此，该部分初始化C语言程序如下所示：
4.2 电流环软件设计
电流内环采用电流PI调节器，此环的参考电流输入是速度外环输出的电流参考值和通过A/D采样反馈回来的直流电机实际电枢电流值，输出是调节后的电流值所对应的一定占空比的PWM波形。电流环软件流程如图三所示。
电流误差ei(k)经过PI调节后生成PWM的占空比值，该占空比值存贮在TMS320F2812事件管理器的比较寄存器中。当ei(k)等于零时，PWM的占空比值不变;当ei(k)为正值过大时，即参考电流比反馈电流大很多，致使PWM占空比大于PWM周期值，此时，限定PWM占空比输出为最大值，从而最快地增大转速，直到经PI调整到合适的PWM占空比，ei(k)等于零，PWM的占空比维持动态不变;当ei(k)为负值过小时，即参考电流比反馈电流小很多，使得PWM占空比小于零，此时，限定PWM占空比输出为最小值，从而最快地减小转速，直到经PI调整到合适的PWM占空比，ei(k)等于零，PWM的占空比不变。
4.3 转速环软件设计
转速环采用转速PI调节器[2,10]。转速环输入是转速设定值和通过光电编码器采样反馈回来的直流电机实际转速值，调节后的输出值作为电流环的参考输入。转速环的软件流程如图四所示。
4.4 电流采样子程序
电流采样软件流程如图五所示，直流电机电枢回路电流需经调理电路处理最终变换为0～3V电压，由TMS320F2812 A/D单元的ADC0通道进行电流采样。对于TMS320F2812的12位A/D单元(参考电压vref为3V)，当电枢电流为1.5A时，A/D输入电压为3V，转换结果为4095;电枢电流为0A,A/D输入电压为1.5V，转换结果为2047;电枢电流为-1.5A,A/D输入电压为0V，转换结果为0。由此可求得电流反馈系数：
电流环的调整频率和PWM开关频率一致，都为20KHz，也即T4=0.05ms。这样的取值是出于对于控制系统的快速性考虑。
4.5 转速测量子程序
本系统结合TMS320F2812的正交编码脉冲单元和光电增量式旋转编码器进行转速测量。采用脉冲编码器检测转速通常有三种算法：M法、T法、M/T法[8,11,12]。
本系统作为实验系统，最高转速相对不大，因此，选用简单的M法测速。基于TMS320F2812的M法测速部分程序如下所示：
5 实验设备及样机
本系统中所使用的控制板由一块DSP开发板和光电编码器接口板组成，如图六所示。控制板是主板，为北京精仪达盛科技有限公司制造的DSP通用开发套件，主板上主要集成有一个晶振、一块TMS320F2812 DSP芯片、一块64k的扩展存储器以及由TMS320F2812引出的扩展接口，主板需要的3.3V、1.8V工作电压由电源接口输入的5V电压通过主板上的集成稳压芯片转换得到。光电编码器接口板，主要集成有与光电编码器信号线缆相连接的接口，由电平转换芯片74LVTH16245组成的正交编码脉冲信号电平转换和缓冲隔离电路，正交编码脉冲信号与TMS320F2812的CAP1/QEP1和CAP2/QEP2管脚接口电路相连。
EL-DS-III型实验台配带的直流有刷电机、光电编码器、磁粉制动器负载统一安装在铝座上构成本系统的机组，如图七所示。
三相不可控全桥整流电路、直流稳压电源、H型IGBT桥PWM变换器及其驱动电路、负载控制电路、电流检测电路、监控电路、与直流电机连接的相应接口集成在主电路板上，主电路板装在机箱内，机箱则采用立式全铝外壳，有较好的屏蔽效果以及更加精美的外观设计。整个实验样机如图八所示。
6 实验测试与结果分析
为了获得实验系统的动静态特性，根据自动控制理论和电机拖动自动控制理论，一般可分析系统的阶跃响应。
本系统分三步进行调试：静特性研究、突加给定时的起动过渡过程研究、抗扰性研究，利用数字万用表、数字双踪示波器等工具进行观察、测试与分析。
6.1 实验系统的静特性测试与分析
增大设定转速并恒定至n=nnom=1500r/min;稳定后，调节负载给定(本实验系统利用磁粉制动器充当负载)，电枢电流在0～Idm(设电枢电流过载倍数为直流电机额定电流的1.5倍，即1.65A)之间分别读取了五组电流Id和转速n数据录于表一;负载给定为零，减小设定转速并恒定至nnom/2，调节负载给定，在0～Idm之间读取了五组电流Id和转速n数据录于表一中。
根据表一实验数据通过Excel表格工具可分别绘制nnom=1500r/min、nnom/2=750r/nim两条静特性曲线n=f(Id)，如图九所示。
在本实验系统，“转速、电流双闭环直流调速系统”的ASR、ACR两个调节器都是数字PI调节器，无论是电流环还是转速环都是无静差系统。理论上，无静差系统的静特性是一条平行于横坐标的直线，即设定转速与实际转速偏差等于0。从上述实验数据与静特性曲线可以看出，电枢电流在0～Idm时，不管是高速还是低速，实验系统的静特性基本是一条平行于横坐标的直线，偏差较小，在容许范围之内。在电枢电流大于Idm时，转速急剧下降，通过电流截止负反馈，得到过电流的自动保护，实现了电流限幅的目的。
6.2 实验系统突加给定时的起动过渡过程测试与分析
通过软件程序整定电流环、速度环PI调节器参数，同时设定速度环、电流环的限定幅值以实现电机过流限制。图十、图十一分别为通过键盘控制电机转速由0突加到额定转速(nnom=1500r/min)、空载和满载(在实验台上，调节磁粉制动器负载，先使电机额定T稳态转速时电枢电流Id=Idnom=1.1A)、突加给定时的转速、电流双闭环直流电机启动过程的电枢回路电流和转速波形。
由图九、图十可以看出，不管是空载还是满载，电机启动加速度大，电枢回路电流快速上升到速度环的饱和输出，基本实现了直流电机的恒加速度起动和电枢回路电流过流限制。到达稳态转速后，电流迅速降低维持在静态工作点，起动电流近似呈方形波，而转速近似呈线性增长，具有良好的静、动态性能，与理论相接近。
6.3 实验系统突加和突卸负载时的抗扰性测试与分析
使电机工作在额定转速、满载状态下后，在实验台上，设定磁粉制动器负载在恒转矩模式下，模式选择在2档与恒转矩档之间切换，可实现负载的突加和突卸。图十二为突加和突卸负载过程的电枢回路电流和转速波形。
由图十二可以看出，突卸负载时，电枢回路电流按指数规律下降，下降期间，转速相对设定值略有所增大，但增幅非常小，最大偏差在容许范围之内，而电枢回路电流下降到稳态值后，转速很快回落到设定值，然后基本保持不变;突加负载时，电枢回路电流则按指数规律上升，上升期间，转速相对额定稳态值略有所减小，但减幅也非常小，最大偏差也在容许范围之内，电枢回路电流转矩上升到与负载平衡后，转速很快回升到设定值，而后基本维持不变。因此，突卸和突加负载，转速波动小，时间短，实验系统具有较好的抗干扰性。
7 结束语
基于EL-DS-III型实验台和TMS320F2812的直流电机数字PWM脉宽调速实验系统具有下述两个主要特点。
控制器电路简单：EL-DS-III型实验台模拟控制器中的分离器件“集成”在TMS320F2812芯片内部，比如PWM脉宽产生电路、A/D转换器、正交编码脉冲捕捉单元、通信端口，使系统的可靠性增强，简化了开发过程。
软件代替硬件：许多控制环节均由软件程序实现，比如速度PI调节器、电流PI调节器由软件完成，修改参数方便，且为算法改进和更新提供了极大的方便。
转速PI调节器、电流PI调节器构成的双闭环控制理论是电机控制理论教学中最为经典、传统和基础的控制策略，PI调节技术可以实现直流电机转速的有效控制，因此，目前被国内外专家广泛采用。另一方面，TI公司的TMS320F2812 DSP芯片是TI公司专门针对电机等运动控制而设计的，选用TMS320F2812作为电机控制系统的核心处理器越来越普及。本系统将PI调节器与DSP相结合实现数字控制器，对原EL-DS-III型实验台模拟控制器进行了改进和创新，符合行业技术发展趋势和本系统作为实验教学系统进行设计与研究的初衷，并通过系统调试及结果分析，也取得了较好的结果，各项性能指标基本上都能够满足设计的要求，验证了设计思路正确性及可行性。
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脉宽调速系统PWM 篇3
1 系统总体设计
本系统为基于PWM调速技术的智能温控风扇系统。其可以实现对风扇的远程控制、风扇转速的自动控制等功能。系统主要由MCU、温度检测模块、红外遥控器、液晶显示模块和直流电机模块组成。主控芯片通过DS18B20温度检测模块对当前环境温度进行实时检测并将其通过LCD1602液晶显示模块进行显示。系统具备两种工作模式,即手动调速模式和自动调速模式。用户可以通过红外遥控器来选择系统的工作模式。在手动调速模式下,风扇的调速通过红外遥控器来实现,用户可以选择相应的档位进行调速。在自动调速模式下,风扇的操作按照系统预先设定的程序来根据当前温度的变化进行自动地控制,即当温度升高到某一个区间时,风扇的转速便升高到相应的档位,当温度降低时到某一个区间时,风扇的转速便也降低到相应的档位,并且当温度下降到临界值时,风扇便停止转动并进入待机状态。用户在使用红外遥控器选择系统相应的工作模式后,系统便执行相应的程序,从而实现整个系统的正常运行。系统总体设计图如图1所示。
2 系统硬件设计
2.1 主控芯片模块
系统以AT89C52单片机作为主控芯片。AT89C52是Atmel公司生产的一款低电压、高性能CMOS 8位单片机,其主要特性有 :1)片内含8 k bytes的可反复擦写的Flash只读程序存储器(ROM)和256bytes的随机存取数据存储器(RAM);2)器件采用高密度、非易失性存储技术生产,兼容标准MCS-51指令系统 ;3)片内配置通用8位中央处理器(CPU)和Flash存储单元 ;4)器件具有32个双向I/O口,3个16位可编程定时 / 计数器中断,2个串行中断,可编程UART串行通道,2个外部中断源。总体上AT89C52单片机具有接口简单、方便使用、功能强大等优点,并且成本低,所以能为本系统提供高灵活、超高效的解决方案。
2.2 红外遥控器模块
本系统的 红外遥控 器模块采 用HX1838模块。HX1838红外遥控 器模块具有适应电压宽、低功耗、高灵敏度和抗干扰能力强等特点,工作电压为5V。HX1838模块与微处理器的通讯方式为单口线通讯,可接收38K频率的任何遥控编码数据,再以数字量进行输出。本系统中红外遥控器模块的电路图如图2所示。
2.3 温度检测模块
本系统的温度检测模块采用DS18B20集成温度检测模块。DS18B20是一种常用的温度传感器,具有测温系统简单、体积小、测温精度高、耐磨耐碰、连接方便、占用口线少、硬件开销低和抗干扰能力强等特点。DS18B20独特的单线接口方式使得其在与微处理器连接时仅需要一条口线即可实现与微处理器之间的双向通讯。其测温范围为 -55℃~ +125℃,固有测温误差为1℃。DS18B20在使用中不需要任何外围元件,其可用数据总线供电,电压范围为3.0 V至5.5 V且无需备用电源。本系统中温度检测模块的电路图如图3所示。
2.4 直流电机驱动模块
由于本系统采用PWM调速技术对电机的速度进行控制,所以本系统的直流电机驱动模块采用SA60直流电机驱动模块。SA60是Apex公司生产的一款面向中小型直流电机的全桥型功率输出电路。SA60是PWM型功率输出芯片,电路提供给电机的电源电压最大可达80V,能陆续向负载提供10A的电流,最大模拟输入电压为5V。SA60具有模拟控制和数字控制两种控制方式。本系统采用数字控制方式,所以直流电机驱动模块的电路图如图4所示。
2.5液晶显示模块
本系统的 液晶显示 模块采用LCD1602液晶显示模块。LCD1602液晶是一种专门用来显示字母、数字、符号等的点阵型液晶模块,它由若干个5X7或者5X11等点阵字符位组成,每个点阵字符位都可以显示一个字符,每位之间有一个点距的间隔,每行之间也有间隔,起到了字符间距和行间距的作用。LCD1602液晶具有微功耗、体积小、显示内容丰富、超薄轻巧等特点。本系统中LCD1602液晶显示模块的电路图如图5所示。
3 系统软件设计
本系统的软件设计部分包括系统初始化、温度检测、红外遥控、液晶显示、电机控制等部分。电机控制部分采用PWM技术。PWM技术在控制电机转速时,电源并非连续地向电机供电,而是在一个特定的频率下以方波脉冲的形式提供电能,不同占空比的方波信号能对电机起到调速作用,这是因为电机实际上是一个大电感,它有阻碍输入电流和电压突变的能力,因此脉冲输入信号被平均分配到作用时间上,这样便可以通过改变直流电机驱动的输入端上的输入方波的占空比来改变加在电机两端的电压大小,从而改变了转速。输入方波占空比的改变利用单片机中的定时器来实现。系统程序流程图如图6所示。
4 结语
本系统综合利用红外遥控技术和PWM调速技术等技术,使得风扇的风速既能够受人为控制,还能够随温度的变化自动地进行控制。经过实践的检验显示,基于PWM调速技术的智能温控风扇系统具有较好的工作稳定性及较高的工作性能。同时,所设计的基于PWM调速技术的智能温控风扇系统具有设计成本低、可扩展性强、便于操作等优点。
摘要：由于绝大多数的风扇均采用纯人工的操作方式,无法实现灵活操作,所以难以满足人们日益多样化的需求。在本设计中,综合利用了红外遥控技术、PWM调速技术、单片机、LCD1602液晶显示模块和DS18B20温度检测模块等,实现了对风扇运行状态的远程调控、温度实时检测和显示及风扇转速的自动调节等功能。
脉宽调速系统PWM 篇4
PID是最经典的闭环控制算法,随着微控制器和计算机控制技术的发展,控制算法在微控制器中实现比模拟PID更灵活、稳定[4]。于是产生了一系列的改进PID算法,如积分分离PID、变速积分PID及带死区的PID等。针对直流电机调速系统的控制目标,提出积分分离和变参数PID相结合的算法,实现电机对给定转速的快速稳定跟踪,实现稳态无静差。
1 调速原理1
直流电机转速与电机其他参数的关系如下[5]:
式中I———电枢电流,A;
ke———电机结构决定的电动势常数;
n———转速,r/min;
R———电枢回路总电阻,Ω;
U———电枢电压,V;
φ———励磁磁通,Wb。
由此可知有3种方法可以改变直流电机的转速,即改变U、φ、R,分别称为调压调速、改变磁通调速、改变电枢回路电阻调速。对于需要无级平滑调速的系统来说,常用调压调速。PWM调速是调压调速的一种[6],即将PWM脉冲直接加在电枢的两端,通过调节脉冲的宽度来实现调压。
2 硬件设计
系统硬件由5部分组成:STM32最小系统作为主控单元、L298N和外围电路组成驱动模块、12V直流电机作为控制对象、起到速度反馈作用的霍尔码盘传感器、观察转速变化的上位机。系统的硬件组成框图如图1所示。
STM32是基于Cortex-M3内核的32位ARM处理器,具有价格便宜、功耗低及性能优越等优点。内部还集成了高级定时器,可生成互补含有死区的PWM脉冲,特别适合电力电子变换和电机控制。STM32最小系统由电源电路、时钟电路、复位电路和程序下载电路组成。由于STM32输出PWM为3.3V电平,难以驱动12V直流电机,采用电机驱动芯片L298N来提高驱动能力。L298N内部内含两个H桥,是高电压大电流全桥式驱动器,可以用来驱动两个直流电机或步进电机[7,8]。因为L298N为5V逻辑电平,并且工作时功率电路和控制电路需要隔离,所以需要加一些必要的外围电路,如光耦隔离、电平转换等,L298N电路如图2所示,图中XPWM7连接STM32的PWM输出引脚,实现对电机M1的驱动。
为了实现闭环控制必须将速度信号反馈回控制器,选用霍尔码盘传感器将速度信号以方波脉冲的形式反馈回控制器,STM32的捕获单元可以捕获这些脉冲的频率,从而根据脉冲频率与转速的关系计算出转速值。
3 软件设计
PID是一种线性控制算法,它是基于偏差的控制,将偏差e(t)的比例(P)、积分(I)、微分(D)通过线性组合构成控制量u(t),对控制对象进行控制,PID的控制规律为:
计算机控制是一种采样控制系统,它只能根据采样时刻的偏差值计算控制量,所以连续PID控制算法不能直接在微控制器中使用,需要采用离散化方法,常用的为增量PID,控制规律如下:
如果计算机控制系统采用恒定的采样周期,只要使用前后3次测量的偏差值,就可以由求出控制量。
PID控制中积分部分主要起到消除稳态误差的作用,在系统刚刚启动或者大范围改变给定时系统偏差往往很大,积分作用会产生积累,这时控制量达到最大或者最小的极限输出即饱和值,系统响应的超调量很大甚至振荡,因此积分分离PID应运而生。积分分离PID是在经典PID基础上改进实现的,即当偏差大于设定值ε时使用PD控制,偏差小于ε时使用PID控制。这样可以充分发挥比例环节提高系统响应的作用,从而快速减少偏差。当偏差进入很小的范围时再引入积分作用,消除稳态误差,提高控制精度。执行积分分离PID算法时,比例环节的选择尤为重要,比例系数太小系统无法进入积分区,太大则使系统有很大的超调甚至使系统不稳定。并且工程上常常在引入积分作用后改变比例系数使它变小,这样系统会更加稳定,这也就是变参数PID的思想。积分分离PID的算法公式如下:
其中,β为是否引入积分作用的标志:
算法程序框图如图3所示。
为了更加直观地体现转速的变化和控制效果,将转速值通过串口发送到PC机中,使用图形化编程环境Lab VIEW编写上位机显示软件[9],显示界面如图4所示。
STM32系列微控制器的开发环境很多,常用的是MDK。Keil公司开发的ARM开发工具MDK,是用来开发基于ARM核的系列微控制器的嵌入式应用程序,可根据程序流程图在MDK中完成对控制算法的编写。
4 实验研究
结合以上对硬件设计和软件设计的描述,完成基于STM32的直流电机PWM调速系统设计。
电机转速从零到给定转速的启动过程类似一个阶跃响应。由自控原理可知,一个系统的性能可以通过单位阶跃响应的特征来定义,所以通过系统对给定转速的响应过程来分析调速系统的性能,图5为系统应用普通PID算法的电机启动过程,给定转速为6 000r/min。应用积分分离PID和变参数PID结合的改进PID算法电机启动过程如图6所示,给定转速也为6 000r/min。分析可知,采用传统PID算法系统虽然没有超调但响应慢;采用改进的PID算法时,系统的响应速度有显著提高,很快达到给定转速,稳态无静差。
对于电机调速系统来说,除了启动性能外,系统对给定转速的跟踪情况和抵抗负载扰动的能力也是衡量调速系统性能的重要指标。采用改进PID算法,给定转速由5 000r/min降到4 000r/min时的系统响应如图7所示,系统快速达到给定转速,且运行稳定。
图8为施加负载扰动后系统的响应情况,从图中可以看到当受到负载扰动后系统转速下降,在控制算法的作用下,系统快速恢复给定转速,有效地抵抗了负载的扰动。
5 结束语
通过软硬件设计,实现了基于STM32的直流电机PWM调速系统设计。实验表明:积分分离PID算法和变参数PID结合的算法与经典PID算法相比,直流电机转速控制效果得到了很大的改善。系统有优良的启动性能,实现输出转速对给定转速的快速稳定跟踪,有效抑制外界扰动,系统运行稳定可靠。为直流电机速度控制系统的实现提供了一种新的解决方案。
参考文献
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脉宽调速系统PWM 篇5
由于线性放大驱动方式效率和散热问题严重,目前绝大多数直流电动机采用开关驱动方式[1]。开关驱动方式是半导体功率器件工作在开关状态,通过脉宽调制PWM控制电动机电枢电压,实现调速。目前已有许多文献介绍直流电机调速,宋卫国等[2]用89C51单片机实现了直流电机闭环调速;张立勋等[3]用AVR单片机实现了直流电机PWM调速;郭崇军等[4]用C8051实现了无刷直流电机控制;张红娟等[5]用PIC单片机实现了直流电机PWM调速;王晨阳等[6]用DSP实现了无刷直流电机控制。上述文献对实现调速的硬件电路和软件流程的设计有较详细的描述,但没有说明具体的调压调速方法,也没有提及占空比与电机端电压平均值之间的关系。在李维军等[7]基于单片机用软件实现直流电机PWM调速系统中提到平均速度与占空比并不是严格的线性关系,在一般的应用中,可以将其近似地看作线性关系。但没有做深入的研究。本文通过实验验证,在不带电机情况下,PWM波占空比与控制输出端电压平均值之间呈线性关系;在带电机情况下,占空比与电机端电压平均值满足抛物线方程,能取得精确的控制。本文的电机闭环调速是运用Matlab拟合的关系式通过PID控制算法实现。
1 系统硬件设计
本系统是基于TX-1C实验板[8]上的AT89C52单片机,调速系统的硬件原理图如图1所示,主要由AT89C52单片机、555振荡电路、L298驱动电路、光电隔离、霍尔元件测速电路、MAX 232电平转换电路等组成。
2 系统软件设计
系统采用模块化设计,软件由1个主程序,3个中断子程序,即外部中断0、外部中断1,定时器0子程序,PID算法子程序,测速子程序及发送数据到串口显示子程序组成,主程序流程图如图2所示。外部中断0通过比较直流电平与锯齿波信号产生PWM波,外部中断1用于对传感器的脉冲计数。定时器0用于对计数脉冲定时。测得的转速通过串口发送到上位机显示,通过PID模块调整转速到设定值。本实验采用M/T法测速,它是同时测量检测时间和在此检测时间内霍尔传感器所产生的转速脉冲信号的个数来确定转速。由外部中断1对霍尔传感器脉冲计数,同时起动定时器0,当计数个数到预定值2 000后,关定时器0,可得到计2 000个脉冲的计数时间,由式计算出转速:
式中:n为直流电机的转速;K为霍尔传感器转盘上磁钢数;f为脉冲频率;N为脉冲个数;T为采样周期。
3 实验结果及原因分析
3.1 端电压平均值与转速关系
3.1.1 实验结果
实验用的是永磁稳速直流电机,型号是EG-530YD-2BH,额定转速2 000～4 000 r/min,额定电压12 V。电机在空载的情况下,测得的数据用Matlab做一次线性拟合,拟合的端电压平均值与转速关系曲线如图3(a)所示。相关系数R-square:0.952 1。拟合曲线方程为:
由式(2)可知,端电压平均值与转速可近似为线性关系,根椐此关系式,在已测得的转速的情况下可以计算出当前电压。为了比较分析,同样用Matlab做二次线性拟合,拟合的端电压平均值与转速关系曲线如图3(b)所示。相关系数R-square:0.986 7。
3.1.2 原因分析
比较图3(a)可知,当转速在0～1 500 r/min和4 000～5 000 r/min,端电压平均值与转速间存在的非线性,用二次曲拟合如图3(b)所示,拟合相关系数较高。由图3(a)可见,当电机转速为0时电机两端电压平均值约为1.3 V。这是因为电机处于静止状态时,摩擦力为静摩擦力,静摩擦力是非线性的。随着外力的增加而增加,最大值发生在运动前的瞬间。电磁转矩为负载制动转矩和空载制动转矩之和,由于本系统不带负载,因此电磁转矩为空载制动转矩。空载制动转矩与转速之间此时是非线性的。电磁转矩与电流成正比,电流又与电压成正比,因此此时电压与转速之间是非线性的。
当转速在2 000～4 000 r/min线性关系较好,占空比的微小改变带来的转速改变较大,因此具有较好的调速性能。这是因为随着运动速度的增加,摩擦力成线性的增加,此时的摩擦力为粘性摩擦力。粘性摩擦是线性的,与速度成正比,空载制动转矩与速度成正比,也即电磁转矩与电流成正比,电流又与电压成正比,因此此时电压与转速之间是线性的。当转速大于4 000 r/min。由于超出了额定转速所以线性度较差且调速性能较差。此时用二次曲线拟合结果较好,因为当电机高速旋转时,摩擦阻力小到可以忽略,此时主要受电机风阻型负荷的影响,当运动部件在气体或液体中运动时,其受到的摩擦阻力或摩擦阻力矩被称为风机型负荷[9]。对同一物体,风阻系数一般为固定值。阻力大小与速度的平方成正比。即空载制动转矩与速度的平方成正比,也即电磁转矩与速度的平方成正比,电磁转矩与电流成正比,电流又与电压成正比,因此此时电压与转速之间是非线性的。
3.2 占空比与端电压平均值关系
3.2.1 实验结果
拟合占空比与端电压平均值关系曲线如图4所示。相关系数R-square:0.998 4。拟合曲线方程为:
如图4所示,占空比与端电压平均值满足抛物线方程。运用积分分离的PID算法改变电机端电压平均值,可以运用此关系式改变占空比,从而实现了PWM调速。
用示波器分别测出电压的顶端值Utop与底端值Ubase,端电压平均值Uarg满足关系式:
其中:α为占空比。
正是由于所测得的电机端电压底端值Ubase不为0,所以得出的占空比与端电压平均值之间关系曲线为抛物线。若将电机取下,直接测L298的out1与out2输出电压。所测得的电机端电压底端值Ubase约为0,所得的占空比与端电压平均值满足线性关系,即令式(4)中Ubase 为0,式(4)变为:
3.2.2 原因分析
将电机取下后,直接测L298的输出端之间的电压,占空比与端电压平均值满足关系式(5),说明整个硬件电路的设计以及软件编程的正确性。从电机反电势角度分析,当直流电机旋转时,电枢导体切割气隙磁场,在电枢绕组中产生感应电动势。由于感应电动势方向与电流的方向相反,感应电动势也即反电势。直流电机的等效模型如图5所示。图5(a)表示电机工作在电动机状态。图5(b)表示电机工作在发电机状态。
如图5(a)所示,电压平衡方程为[10]:
式中:U为外加电压;Ia为电枢电流;Ra为电枢绕组电阻;2ΔUb为一对电刷接触压降,一般取2ΔUb为0.5～2 V;Ea为电枢绕组内的感应电动势。电机空载时,电枢电流可忽略不计[11],即电流Ia为0。空载时的磁场由主磁极的励磁磁动势单独作用产生。给电机外加12 V的额定电压,由(6)可得反电势:
以40%的占空比为例,电机端电压Uab是测量中的电压平均值Uarg,其值为8.34 V,测量中的电压底端值Ubase约为7 V。由式(7)可得Ea的值范围应在6.34～7.84 V。由图5(b)可见,此时Uab的值是测得的底端值Ubase 即电机的电动势Ea为7 V。
当PWM工作在低电平状态,直流电机不会立刻停止,会继续旋转,电枢绕组切割气隙磁场,电机此时工作在发电机状态,产生感应电动势E。
式中:Ce为电机电动势常数;Φ为每级磁通量。
由于电机空载,所以图5(b)中无法形成回路。用单片机仿真软件Proteus可直观的看出在PWM为低电平状态,电机处于减速状态。低电平持续时间越长,电机减速量越大。正是由于在低电平期间,电机处于减速状态,由式(8)可知,Ce,Φ均为不变量,转速n的变化引起E的改变。此时Uab的值等于E的值。电机在低电平期间不断的减速,由于PWM周期较短,本文中取20 ms,电机在低电平期间转速还未减至0,PWM又变为高电平了。这样,就使测得的Ubase值不为0。以40%的占空比为例,当PWM工作在低电平状态,测得Ubase 的值约为7 V。由式(8)可知,当正占空比越大,转速也就越大,同时减速时间越短,感应电势E的值越大,所以Ubase的值也就越大。
4 结 语
重点分析了直流电机PWM调速过程中控制电压的非线性,对非线性的影响因素做了详细的分析。由于PWM在低电平期间电压的底端值不为0,导致了占空比与电机端电压平均值之间呈抛物线关系。因此,可用得出的抛物线关系式实现精确调速。本系统的非线性研究可为电机控制中非线性的进一步研究提供依据,在实际运用中,可用于移动机器人、飞行模拟机的精确控制。
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脉宽调速系统PWM 篇6
关键词：无刷直流电机,模型,仿真
1、引言
随着无刷直流电机 (BLDCM) 应用领域的不断扩大, 要求控制系统设计简易、成本低廉、控制算法合理、开发周期短。本文主要研究反电势近似梯形波的永磁无刷直流电机模型的建立与仿真, 根据电机的参数和实际运行状况, 通过MATLAB软件的SIMULINK和PSB模块, 快捷地创建一些电机控制系统模型, 并与SIMULINK结合, 实现电机控制算法的仿真。文章介绍了如何创建无刷直流电动机的动态数学模型和PWM调速控制系统模型, 并利用该模型, 进行了PWM调速控制系统的仿真试验。
2、无刷直流电机的数学模型
以两相导通三相六状态的无刷直流电机为例。方波无刷直流电动机的主要特征是反电动势为梯形波, 包含有较多的高次谐波, 这意味着定子和转子的互感是非正弦的, 并且无刷直流电动机的电感为非线性[1]。采用直、交变换理论己经不是有效的分析方法, 因此应该利用电机本身的相变量来建立数学模型。为简化数学模型的建立, 在电动机模型建立时, 认为电动机气隙是均匀的。并作以下假设[2]:
(1) 电动机的气隙磁感应强度在空间呈梯形 (近似为方波分布) ;
(2) 定子齿槽的影响忽略不计;
(3) 电枢反应对气隙磁通的影响忽略不计;
(4) 忽略电动机中的磁滞和涡流损耗;
(5) 三相绕组完全对称。
无刷直流电动机在运行过程中, 每相绕组通过的不是持续不变的电流, 该电流和转子作用产生的转矩, 以及绕组上的感应电动势也都不是持续的。因此转矩和反电动势都采用平均值的概念。由以上假设, 根据无刷直流电动机的特性, 可建立其电压方程、转矩方程、状态方程以及等效电路结构。
对于三相无刷直流电机, 其电压平衡方程可表示为[3]
式中:ua、ub、uc为定子相绕组电压 (V) ;ia、ib、ic为定子相绕组电流 (A) ;ea、eb、ec为定子相绕组反电动势 (V) ;R为每相绕组的电阻 (Ω) ;L为每相绕组的电感 (H) ;M为每相绕组间的互感 (H) 。
在通电期间, 无刷直流电机的带电导体处于相同的磁场下, 各相绕组的反电动势为理想梯形波, 其幅值为
式中:Ke为反电动势系数;ωm为转子的机械角速度。
无刷直流电动机的电磁转矩方程为:
式中:Te为电磁转矩;ωm转子的机械角速度。
无刷直流电动机的运动方程为:
式中:TL为负载转矩;F为粘滞阻尼系数;J为转子与负载的转动惯量。
3、无刷直流电机及其调速系统仿真模型的建立
在MATLAB/Simulink环境下, 根据无刷直流电动机的数学模型、电压方程式及电磁转矩方程, 可得到如图1的仿真模型。该系统主电路由直流电源模块、逆变器模块和直流无刷电动机本体模块组成;模型控制部分由转速给定模块n、转速调解器模块ASR、PWM脉宽调制器和控制器单元模块等组成。其模型如图1所示:
转速调解器模块输出脉宽控制信号, 并通过脉宽调制器调节脉冲宽度, 用于根据转速调节无换向器电动机的三相电压。由于BLDCM控制系统要求的相电流为方波电流, PWM调制信号, 只需为等幅、等宽、等距的信号, 则由一个固定频率的三角波及直流电压信号的合成就可产生出所需的信号[4]。控制器单元controller模块的作用是根据转子磁极位置分配电动机三相绕组的通电, 即控制逆变器模块6个开关器件的开关次序由Simulink/PSB下提供的3对MOSFET功率开关器件, 各自并接反并联续流二极管, 构成三相逆变桥。
4、实例仿真
为了验证所建模型的功能及其正确性, 根据实际系统构建了一个完整的PWM调速系统仿真模型。
本例中仿真电机额定电压为300V, 额定转速为2000r/min, 定子电阻R为4.765Ω, 定子电感L-M为0.0085H, 转动惯量J为0.008kg·m2, 励磁磁通为0.1848Wb, 励磁脉冲宽度120°, 极对数p为2, 转速调解器的比例系数ki为10.7, 积分系数kp为0.15, 负载转矩为1.5N·m模型的仿真结果如图所示, 其中图2为给定2000r/min带载1.5N·m启动时的转速响应, 启动时电机转速略有超调后进入状态, 稳态转速波动很小。图2为转速波形图, 图3为电动机转矩波形。图4为a相反电动势波形, 图5为a相定子电流波形。可以看到无换器电动机电流呈交流方波, 由于电压采用了PWM控制, 在120°导通区间内电流有脉动, 这使电动机电压和转矩也产生一定脉动。
在起动初始阶段.转矩有较大峰值, 这是因为在无刷直流电动机起动时.无刷直流电动机的反电动势还役来得及建立起来, 相电流较大, 造成转矩峰值;在反电动势建立起来后, 转矩迅速降到稳态值, 转矩脉动很小。以上波形与无刷直流电动机的理论波形吻台。充分说明建立的无刷直流电机控制系统仿真模型是准确的, 且行之有效。
5、结语
在分析无刷直流电动机数学模型的基础上, 建立了一种基于MATLAB/Simul Luk和Sim Power System的无刷直流电动机PWM调速系统的仿真模型。仿真结果验证了仿真模型的有效性和正确性。
参考文献
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脉宽调速系统PWM 篇7
目前, 我国约有70%的中小功率矿井提升机采用绕线式异步电动机转子串电阻调速的交流拖动方式, 在提升机的运行过程中会有大量电能消耗在转子所串的附加电阻上, 导致运行的经济性变差, 能量浪费严重。如何改善中小功率提升机拖动系统的现状、实现提升机运行过程中的节能降耗是中小功率提升机电控系统研究的重要内容, 也是交流调速系统研究的重要课题。采用变频调速技术是改善提升机电控系统的控制性能、实现节能降耗的重要途径。而目前在矿井提升机电控系统中使用的变频器大都为电压型交-直-交通用变频器, 其整流部分为二极管不可控整流, 能量传输不可逆, 当提升机在减速、爬行、制动时, 电动机处于再生发电状态, 产生的再生电能将通过逆变器的反并联二极管传输到直流侧滤波电容上, 产生泵升电压;而以IGBT为代表的全控型器件耐压较低, 过高的泵升电压可能损坏开关器件、电解电容, 甚至会破坏电动机的绝缘, 从而威胁整个电控系统的安全工作。因此, 笔者提出了一种基于DSP控制的双PWM控制方案, 可很好地解决提升电动机处于再生发电状态时的能量回馈问题。在双PWM变频调速系统中, 高频PWM整流是关键技术[1]。本文在三相电压型PWM整流器 (VSR) 前馈解耦控制策略的基础上, 结合电压空间矢量PWM调制 (SVPWM) 算法, 设计了三相VSR控制系统, 通过仿真实验验证了采用该控制策略的整流器具有动态响应快、输出直流电压稳定、整流和逆变时功率因数高等优点。
1 双PWM变频调速系统结构及工作原理
在交-直-交电压型的双PWM变频调速系统中, 整流器和逆变器均采用PWM技术, 无需增加任何附加电路就能实现变频器再生能量向电网的回馈, 实现能量双向流动、调速电动机四象限运行[2]。该系统结构非常适合提升机电动机的控制, 使提升机在启动、加速、等速、制动减速、爬行等环节均能自动运行。另外, 在提升机下放罐笼或箕斗电动机反转时, 能方便地实现四象限运行, 使能量回馈电网, 实现电控系统的节能降耗。双PWM变频调速系统的主电路拓扑结构如图1所示。
在双PWM交流变频调速系统中, 整流部分采用PWM技术, 为得到最佳的整流性能, 必须改善整流部分的控制性能。SVPWM控制策略是依据变频器空间电压矢量切换来控制变频器的一种新颖思路的控制策略[3]。与SPWM比较, 其优点主要表现在提高了电压型整流器的功率因数和电动机的动态响应性能, 同时提高了变频器输出交流电的性能, 从而减小了电动机的转矩脉动等。另外, 其简单的矢量模式切换更易于实现数字化。
2 PWM整流器数学模型及前馈解耦控制策略
2.1 三相静止坐标系下的数学模型
三相VSR工作原理如图2所示。
图2中, L为交流侧的滤波电感, 电阻R为滤波电感L的电阻, C为直流侧滤波电容, ea、eb、ec为交流电源电压, 电阻RL和反电动势eL串联等效为直流侧负载。开关函数表达式定义为
利用电路的基本定律 (基尔霍夫电压定律和基尔霍夫电流定律) , 可得三相VSR在三相静止坐标系下的一般数学模型:
从式 (2) 可看出, 数学模型所表达的物理意义全面、清晰、直观。但在该数学模型中, 变量的表示均为时变交流量, 且用开关函数描述, 其中包括了开关过程的高频分量, 因而不利于控制系统的设计[1]。
2.2 两相旋转d-q坐标系下的数学模型
建立两相旋转d-q坐标系下的三相VSR数学模型:
从式 (3) 可看出, 三相VSR的d、q轴电流量等物理量互相耦合, 因此, 在设计控制器时, 需要进行解耦控制。本文采取前馈解耦控制策略。
2.3 前馈解耦控制及DSP实现
式 (3) 中, 令Vd=Vdc·sd为三相VSR交流侧电压空间矢量Vdq的d轴分量, Vq=Vdc·sq为Vdq的q轴分量, 可得:
再假定Vd、Vq的控制方程为
式中:id*、iq*分别为id、iq的电流指令值;Gdf (s) 为电流调节器的传递函数。
将式 (5) 代入式 (4) , 并写成矩阵形式:
从式 (6) 可看出, 采用前馈解耦控制策略后, 三相VSR控制中的电流内环 (id, iq) 实现了解耦, 便于电流调节器的实现, 其DSP实现的三相VSR控制框图如图3所示。
3 PWM整流器的电压空间矢量控制
3.1 空间矢量控制算法
SVPWM控制策略利用电流调节器输出空间电压矢量指令, 再采用SVPWM使三相VSR的电压空间矢量跟踪电压矢量指令, 从而控制电流。
三相VSR不同开关组合时的交流侧电压可以用一个模为2Vdc/3的电压空间矢量在复平面上表示, 除2条零矢量外, 其余6条非零矢量对称均匀分布在复平面上, 将整个复平面分成6个扇形区域, 如图4所示。当来自电流调节器的空间矢量指令在某一扇区时, 就可以由该矢量所在扇区的相邻2个基本VSR电压空间矢量和零矢量合成。
三相VSR的SVPWM调制步骤: (1) 计算整流桥输入端合成指令电压空间矢量; (2) 判断指令电压空间矢量所在扇区; (3) 选择开关矢量; (4) 计算各开关矢量的作用时间及其发送顺序; (5) 利用DSP生成三相PWM触发信号。
从图3可看出, 电流调节器输出的指令电压空间矢量经前馈解耦控制及坐标变换, 得到在两相静止坐标系α-β上的分量Vα、Vβ, Vα、Vβ用于判断电流调节器输出的电压空间矢量指令所在的扇区以及计算合成该矢量指令的2个基本VSR电压空间矢量和零矢量的作用时间。先定义:
利用式 (8) 计算N值:
式中:sym (x) 为符号函数, 定义为
然后, 根据N值查表1, 即可确定扇区号。
以指令电压空间矢量Vref在Ⅰ扇区为例, 如图5所示。
图5中, Vref位于U0和U60所围的扇区中, 可用U0和U60这2个基本空间电压矢量表示, 即
式中:T1、T2分别为U0和U60的作用时间;T0, 7为零矢量的作用时间。
根据图5的几何关系, 可得:
当Vref以Vα、Vβ的形式给出时, 6个电压空间矢量的模均为2Vdc/3, 即可计算其两边基本电压空间矢量的作用时间:
同理, 当Vref落在其它扇区时, 可用与其相邻的基本电压空间矢量合成, 其作用时间也可求出。可先定义如下变量:
根据式 (13) 可推导出Vref在不同扇区时相邻基本电压空间矢量的作用时间赋值表, 如表2所示。
3.2 SVPWM控制算法的DSP实现
根据前面的控制算法推导, 定义如下的占空比参数taon、tbon、tcon:
式中:PWMPRD为TMS320F2812的周期寄存器的值。
最后可确定实际控制所需的三相PWM波的占空比Ta、Tb、Tc, 如表3所示。其中, TMS320F2812的比较寄存器CMPR1、CMPR2、CMPR3分别存入Ta、Tb、Tc的值。
TMS320F2812中PWM的生成由特定寄存器控制。CMPRX (X=1, 2, 3) 这3个比较寄存器分别对应何时开通a、b、c三相, 其值的大小由2个基本电压空间矢量和零矢量的作用时间决定[4]。本文采用的PWM生成过程:当TMS320F2812的计数器累加到等于CMPRX (X=1, 2, 3) 的设定值时, 就会改变电压空间矢量指令对应的控制信号输出, 如图6所示。其中, 该PWM波形的生成是以指令电压矢量Vref落在由U0和U60所在的Ⅰ扇区为例的。
从图6可看出, 为保证系统在各种情况下每次切换都只涉及1只开关, 电压空间矢量采用8段空间矢量合成方式, 即每个矢量均以 (000) 开始到结束, 中间矢量为 (111) , 非零矢量保证每次只切换1只开关。
由以上对电压空间矢量作用时间、电压空间矢量扇区和开关矢量的分析可知, 根据参考指令电压矢量所在扇区的不同, 选用适当的开关矢量, 计算出电压空间矢量的作用时间, 即可合成所需要的参考电压空间矢量。上述算法明显优于传统算法, 且便于数字实现。
4 系统仿真
根据上述分析, 对新型中小功率提升机双PWM变频调速系统中所采用的三相VSR在Matlab/Simulink环境下进行仿真。系统仿真结构如图7所示, 其中, 交流侧参数:输入三相电压, 每相220 V、50 Hz, 电感为10 mH, 交流侧电阻为0.02Ψ;直流侧参数:负载为50Ψ、输出直流电压为660 V、电容为2 200μF。开关频率为5 kHz。仿真求解器算法采用ode23tb。
仿真结果如图8、图9、图10所示。
从图8可看出, 三相VSR运行在整流状态时, 交流侧电网电压波形和交流侧电流波形均为正弦波, 相位基本相同, 即功率因数近似为1。从图9可看出, 整流器的直流侧输出电压响应速度非常快, 系统在0.03 s左右即达到稳定状态, 能满足系统的需要。从图10可看出, 整流器在再生制动逆变状态下的电压和电流也均为正弦波, 相位基本相反, 很好地实现了高功率因数的逆变运行。
5 结语
针对目前中小功率矿井提升机电控系统存在的能量浪费严重、谐波污染大等缺陷, 本文提出了一种新型的双PWM的变频调速系统。在双PWM变频调速系统中, 整流器的设计是关键, 本文提出了基于电压空间矢量的SVPWM控制策略。仿真实验结果验证了该控制策略的正确性和优越性, 体现了采用了PWM整流器后的优良性能, 从而为中小功率矿井提升机双PWM变频调速系统的进一步研究和应用打下了良好的基础。
摘要：针对中小功率交流矿井提升机电控系统转子串电阻调速造成能量浪费的现状, 文章提出了一种新型的双PWM变频调速系统的设计方案, 分别建立了三相电压型PWM整流器在三相静止坐标系和两相旋转d-q坐标系下的数学模型, 研究了其前馈解耦控制策略及DSP实现, 根据电流调节器输出的参考电压空间矢量直接计算了变频器电压空间矢量位置和作用时间, 并给出了采用DSP实现的方法。仿真结果证明了该方案的有效性。
关键词：矿井提升机,节能降耗,变频调速,PWM整流器,SVPWM,DSP
参考文献
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