PWM调速技术

2024-10-24

PWM调速技术（精选7篇）

PWM调速技术篇1

在炎热的夏季,风扇是人们很常见的祛暑工具,而目前绝大多数的风扇均采用纯人工的操作方式,虽然可以实现很多操作,但是却难以满足人们日益多样化的需求。如在夏季的夜晚,当环境温度升高时,如果风扇继续以很小的风速运行则会使得人们不能很好地入睡 ;当环境温度降低时,如果风扇继续以很大的风速运行则很有可能使得人们患上感冒。本文设计的基于PWM调速技术的智能温控风扇系统便可以很好地解决这个问题。当环境温度升高时,风扇的转速会升高到相应的档位 ;当环境温度降低时,风扇的转速也便降低到相应的档位,并且当温度降低到某一临界值时,风扇会停止转动并进入待机状态。该系统在融合了远程操控风扇技术的基础上,对当前环境温度进行实时检测并显示,再根据温度的变化对风扇的转速进行自动地调节,增强了风扇的智能化水平。

1 系统总体设计

本系统为基于PWM调速技术的智能温控风扇系统。其可以实现对风扇的远程控制、风扇转速的自动控制等功能。系统主要由MCU、温度检测模块、红外遥控器、液晶显示模块和直流电机模块组成。主控芯片通过DS18B20温度检测模块对当前环境温度进行实时检测并将其通过LCD1602液晶显示模块进行显示。系统具备两种工作模式,即手动调速模式和自动调速模式。用户可以通过红外遥控器来选择系统的工作模式。在手动调速模式下,风扇的调速通过红外遥控器来实现,用户可以选择相应的档位进行调速。在自动调速模式下,风扇的操作按照系统预先设定的程序来根据当前温度的变化进行自动地控制,即当温度升高到某一个区间时,风扇的转速便升高到相应的档位,当温度降低时到某一个区间时,风扇的转速便也降低到相应的档位,并且当温度下降到临界值时,风扇便停止转动并进入待机状态。用户在使用红外遥控器选择系统相应的工作模式后,系统便执行相应的程序,从而实现整个系统的正常运行。系统总体设计图如图1所示。

2 系统硬件设计

2.1 主控芯片模块

系统以AT89C52单片机作为主控芯片。AT89C52是Atmel公司生产的一款低电压、高性能CMOS 8位单片机,其主要特性有 :1)片内含8 k bytes的可反复擦写的Flash只读程序存储器(ROM)和256bytes的随机存取数据存储器(RAM);2)器件采用高密度、非易失性存储技术生产,兼容标准MCS-51指令系统 ;3)片内配置通用8位中央处理器(CPU)和Flash存储单元 ;4)器件具有32个双向I/O口,3个16位可编程定时 / 计数器中断,2个串行中断,可编程UART串行通道,2个外部中断源。总体上AT89C52单片机具有接口简单、方便使用、功能强大等优点,并且成本低,所以能为本系统提供高灵活、超高效的解决方案。

2.2 红外遥控器模块

本系统的红外遥控器模块采用HX1838模块。HX1838红外遥控器模块具有适应电压宽、低功耗、高灵敏度和抗干扰能力强等特点,工作电压为5V。HX1838模块与微处理器的通讯方式为单口线通讯,可接收38K频率的任何遥控编码数据,再以数字量进行输出。本系统中红外遥控器模块的电路图如图2所示。

2.3 温度检测模块

本系统的温度检测模块采用DS18B20集成温度检测模块。DS18B20是一种常用的温度传感器,具有测温系统简单、体积小、测温精度高、耐磨耐碰、连接方便、占用口线少、硬件开销低和抗干扰能力强等特点。DS18B20独特的单线接口方式使得其在与微处理器连接时仅需要一条口线即可实现与微处理器之间的双向通讯。其测温范围为 -55℃~ +125℃,固有测温误差为1℃。DS18B20在使用中不需要任何外围元件,其可用数据总线供电,电压范围为3.0 V至5.5 V且无需备用电源。本系统中温度检测模块的电路图如图3所示。

2.4 直流电机驱动模块

由于本系统采用PWM调速技术对电机的速度进行控制,所以本系统的直流电机驱动模块采用SA60直流电机驱动模块。SA60是Apex公司生产的一款面向中小型直流电机的全桥型功率输出电路。SA60是PWM型功率输出芯片,电路提供给电机的电源电压最大可达80V,能陆续向负载提供10A的电流,最大模拟输入电压为5V。SA60具有模拟控制和数字控制两种控制方式。本系统采用数字控制方式,所以直流电机驱动模块的电路图如图4所示。

2.5液晶显示模块

本系统的液晶显示模块采用LCD1602液晶显示模块。LCD1602液晶是一种专门用来显示字母、数字、符号等的点阵型液晶模块,它由若干个5X7或者5X11等点阵字符位组成,每个点阵字符位都可以显示一个字符,每位之间有一个点距的间隔,每行之间也有间隔,起到了字符间距和行间距的作用。LCD1602液晶具有微功耗、体积小、显示内容丰富、超薄轻巧等特点。本系统中LCD1602液晶显示模块的电路图如图5所示。

3 系统软件设计

本系统的软件设计部分包括系统初始化、温度检测、红外遥控、液晶显示、电机控制等部分。电机控制部分采用PWM技术。PWM技术在控制电机转速时,电源并非连续地向电机供电,而是在一个特定的频率下以方波脉冲的形式提供电能,不同占空比的方波信号能对电机起到调速作用,这是因为电机实际上是一个大电感,它有阻碍输入电流和电压突变的能力,因此脉冲输入信号被平均分配到作用时间上,这样便可以通过改变直流电机驱动的输入端上的输入方波的占空比来改变加在电机两端的电压大小,从而改变了转速。输入方波占空比的改变利用单片机中的定时器来实现。系统程序流程图如图6所示。

4 结语

本系统综合利用红外遥控技术和PWM调速技术等技术,使得风扇的风速既能够受人为控制,还能够随温度的变化自动地进行控制。经过实践的检验显示,基于PWM调速技术的智能温控风扇系统具有较好的工作稳定性及较高的工作性能。同时,所设计的基于PWM调速技术的智能温控风扇系统具有设计成本低、可扩展性强、便于操作等优点。

摘要：由于绝大多数的风扇均采用纯人工的操作方式,无法实现灵活操作,所以难以满足人们日益多样化的需求。在本设计中,综合利用了红外遥控技术、PWM调速技术、单片机、LCD1602液晶显示模块和DS18B20温度检测模块等,实现了对风扇运行状态的远程调控、温度实时检测和显示及风扇转速的自动调节等功能。

关键词：单片机,红外遥控,PWM调速,温度检测,自动控制

可逆直流PWM调速系统设计篇2

微机技术的快速发展,在控制领域得到广泛应用。本文对基于微机控制的双闭环可逆直流PWM调速系统进行了较深入的研究,从直流调速系统原理出发,逐步建立了双闭环直流PWM调速系统的数学模型,用微机硬件和软件发展的最新成果,探讨一个将微机和电力拖动控制相结合的新的控制方法,研究工作在对控制对象全面回顾的基础上,重点对控制部分展开研究,它包括对实现控制所需要的硬件和软件的探讨,控制策略和控制算法的探讨等内容[1]。在硬件方面充分利用微机外设接口丰富,运算速度快的特点,采取软件和硬件相结合的措施,实现对转速、电流双闭环调速系统的控制。

1、可逆直流PWM调速系统的原理及系统组成

1.1 PWM脉冲发生器的工作原理

PWM脉冲发生器脉宽调制的原理是以三角波(载波)与调制波进行比较,在三角波与调制波的相交处产生脉冲的前后沿。调制原理如图1所示。

1.2 直流PWM-M调速系统的主电路

由4个电力场效应晶体管VT1～VT4和4个续流二极管VD1～VD4组成H型桥式连接。H型变换器在控制方式上分为双极式、单极式和受限式三种。这里采取的是双极式H型PWM变换器,VT1和VT4同时导通和关断,VT2和VT3同时动作。电路工作原理如图2所示。

2、直流PWM-M系统主电路的仿真

2.1 模型

图3中的H型变流器采用多功能桥(Universal Bridge)[2],参数设置为2相桥臂,ABC在交流输出端,开关器件为MOSFET,多功能桥模块参数设ABC在交流输出端时是用来逆变,现在用于直流电机的变流,驱动电路需要另外设计。双极式驱动电路如图4所示。

图4的输入端Inl接脉宽调制信号Uct,输出端Outl输出4路MOSFET驱动信号。脉宽调制由两个PWM发生器进行,上方的PWM发生器用于产生VT1和VT2驱动信号,下方的PWM发生器用于产生VT3和VT4驱动信号。为了使PWM发生器输出驱动信号顺序与多功能桥驱动顺序一致,加入选择器模块(Slector),调制脉冲序列。

为了避免上下桥臂两个管子同时导通或截止,造成桥臂直通现象,需要有“死时”限制,这里采取的办法是是下方的PWM发生器输入控制信号为(Uct+0.001)。

主电路模型中控制信号Uct通过互动开关与PWM分支电路模块连接,双击互动开关就可以选择控制信号Uct和-Uct,控制电机的正反转。

2.2 仿真结果

由图5可以看出:伺服电机的转速上升平稳,这符合PWM调制的特点。在开机启动1.4s后,电机的转速达到额定转速并趋于稳定。

图6表明:电动机的响应迅速,起动电流最大值为29A,大约是额定电流的10倍。1.4s后,电机的电流下降到3A左右,接近额定电流,并趋于稳定。

图7表明:电动机的起动最大输出转矩约为12N*m,1.4s后,电机的输出转矩下降到1.5N*m左右,并趋于稳定。

图8为电机电枢电流和输出转矩的关系曲线,因为电磁转矩Te和电枢电流1a有关,所以它的变化过程和电枢电流一模一样。

图9是变流后的输出信号Uct信号的局部展开,Uct的波动反映了电流调节器的调节作用。

3、结论

本次设计的可逆直流PWM调速系统与由晶闸管相控整流构成的直流调速系统的区别在于主电路和PWM控制电路。至于闭环控制系统,静、动态分析和设计基本相同。在提高主电路驱动能力,完善相应的保护电路后,PWM系统还可用于一般直流电机的调速。可逆PWM调速系统结构简单,省去了复杂的换流装置,因此体积小,成本低,加之采用PIM来完成直流电动机PWM调速控制器,不仅简化了系结构,提高了系统性价比、灵活性、可靠性和抗干扰性,还可有效克服以往直流调速中谐波大、功率因数低的问题,是一种节能的调速方案,在应用中取得了令人满意的结果。

参考文献

[1]李仁定.电机的微机控制.北京:机械工业出版社,1999

PWM调速技术篇3

PID是最经典的闭环控制算法,随着微控制器和计算机控制技术的发展,控制算法在微控制器中实现比模拟PID更灵活、稳定[4]。于是产生了一系列的改进PID算法,如积分分离PID、变速积分PID及带死区的PID等。针对直流电机调速系统的控制目标,提出积分分离和变参数PID相结合的算法,实现电机对给定转速的快速稳定跟踪,实现稳态无静差。

1 调速原理1

直流电机转速与电机其他参数的关系如下[5]:

式中I———电枢电流,A;

ke———电机结构决定的电动势常数;

n———转速,r/min;

R———电枢回路总电阻,Ω;

U———电枢电压,V;

φ———励磁磁通,Wb。

由此可知有3种方法可以改变直流电机的转速,即改变U、φ、R,分别称为调压调速、改变磁通调速、改变电枢回路电阻调速。对于需要无级平滑调速的系统来说,常用调压调速。PWM调速是调压调速的一种[6],即将PWM脉冲直接加在电枢的两端,通过调节脉冲的宽度来实现调压。

2 硬件设计

系统硬件由5部分组成:STM32最小系统作为主控单元、L298N和外围电路组成驱动模块、12V直流电机作为控制对象、起到速度反馈作用的霍尔码盘传感器、观察转速变化的上位机。系统的硬件组成框图如图1所示。

STM32是基于Cortex-M3内核的32位ARM处理器,具有价格便宜、功耗低及性能优越等优点。内部还集成了高级定时器,可生成互补含有死区的PWM脉冲,特别适合电力电子变换和电机控制。STM32最小系统由电源电路、时钟电路、复位电路和程序下载电路组成。由于STM32输出PWM为3.3V电平,难以驱动12V直流电机,采用电机驱动芯片L298N来提高驱动能力。L298N内部内含两个H桥,是高电压大电流全桥式驱动器,可以用来驱动两个直流电机或步进电机[7,8]。因为L298N为5V逻辑电平,并且工作时功率电路和控制电路需要隔离,所以需要加一些必要的外围电路,如光耦隔离、电平转换等,L298N电路如图2所示,图中XPWM7连接STM32的PWM输出引脚,实现对电机M1的驱动。

为了实现闭环控制必须将速度信号反馈回控制器,选用霍尔码盘传感器将速度信号以方波脉冲的形式反馈回控制器,STM32的捕获单元可以捕获这些脉冲的频率,从而根据脉冲频率与转速的关系计算出转速值。

3 软件设计

PID是一种线性控制算法,它是基于偏差的控制,将偏差e(t)的比例(P)、积分(I)、微分(D)通过线性组合构成控制量u(t),对控制对象进行控制,PID的控制规律为:

计算机控制是一种采样控制系统,它只能根据采样时刻的偏差值计算控制量,所以连续PID控制算法不能直接在微控制器中使用,需要采用离散化方法,常用的为增量PID,控制规律如下:

如果计算机控制系统采用恒定的采样周期,只要使用前后3次测量的偏差值,就可以由求出控制量。

PID控制中积分部分主要起到消除稳态误差的作用,在系统刚刚启动或者大范围改变给定时系统偏差往往很大,积分作用会产生积累,这时控制量达到最大或者最小的极限输出即饱和值,系统响应的超调量很大甚至振荡,因此积分分离PID应运而生。积分分离PID是在经典PID基础上改进实现的,即当偏差大于设定值ε时使用PD控制,偏差小于ε时使用PID控制。这样可以充分发挥比例环节提高系统响应的作用,从而快速减少偏差。当偏差进入很小的范围时再引入积分作用,消除稳态误差,提高控制精度。执行积分分离PID算法时,比例环节的选择尤为重要,比例系数太小系统无法进入积分区,太大则使系统有很大的超调甚至使系统不稳定。并且工程上常常在引入积分作用后改变比例系数使它变小,这样系统会更加稳定,这也就是变参数PID的思想。积分分离PID的算法公式如下:

其中,β为是否引入积分作用的标志:

算法程序框图如图3所示。

为了更加直观地体现转速的变化和控制效果,将转速值通过串口发送到PC机中,使用图形化编程环境Lab VIEW编写上位机显示软件[9],显示界面如图4所示。

STM32系列微控制器的开发环境很多,常用的是MDK。Keil公司开发的ARM开发工具MDK,是用来开发基于ARM核的系列微控制器的嵌入式应用程序,可根据程序流程图在MDK中完成对控制算法的编写。

4 实验研究

结合以上对硬件设计和软件设计的描述,完成基于STM32的直流电机PWM调速系统设计。

电机转速从零到给定转速的启动过程类似一个阶跃响应。由自控原理可知,一个系统的性能可以通过单位阶跃响应的特征来定义,所以通过系统对给定转速的响应过程来分析调速系统的性能,图5为系统应用普通PID算法的电机启动过程,给定转速为6 000r/min。应用积分分离PID和变参数PID结合的改进PID算法电机启动过程如图6所示,给定转速也为6 000r/min。分析可知,采用传统PID算法系统虽然没有超调但响应慢;采用改进的PID算法时,系统的响应速度有显著提高,很快达到给定转速,稳态无静差。

对于电机调速系统来说,除了启动性能外,系统对给定转速的跟踪情况和抵抗负载扰动的能力也是衡量调速系统性能的重要指标。采用改进PID算法,给定转速由5 000r/min降到4 000r/min时的系统响应如图7所示,系统快速达到给定转速,且运行稳定。

图8为施加负载扰动后系统的响应情况,从图中可以看到当受到负载扰动后系统转速下降,在控制算法的作用下,系统快速恢复给定转速,有效地抵抗了负载的扰动。

5 结束语

通过软硬件设计,实现了基于STM32的直流电机PWM调速系统设计。实验表明:积分分离PID算法和变参数PID结合的算法与经典PID算法相比,直流电机转速控制效果得到了很大的改善。系统有优良的启动性能,实现输出转速对给定转速的快速稳定跟踪,有效抑制外界扰动,系统运行稳定可靠。为直流电机速度控制系统的实现提供了一种新的解决方案。

参考文献

[1]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京:机械工业出版社,2007:1~2.

[2]汤蕴璆.电机学[M].北京:机械工业出版社,2014:94~95.

[3]何忠悦,周小红.基于PID算法的直流电机PWM调速控制器设计[J].计算机光盘软件与应用,2011,(20):80~86.

[4]杨晓岚.PID算法在智能车中的应用[J].实验科学与技术,2010,(4):187~189.

[5]杨晨阳,王舒憬,王刚.基于ARM的直流电机控制系统设计[J].自动化与仪器仪表,2013,(1):57~59.

[6]赵庆松,苏敏.基于ARM的直流电机调速系统的设计与实现[J].微计算机信息,2007,23(2):173~175.

[7]马瑞卿,刘卫国.自举式IR2110集成驱动电路的特殊应用[J].电力电子技术,2000,34(1):31~33.

[8]张明,章国宝.IR2110驱动电路的优化设计[J].电子设计工程,2009,17(12):66~70.

PWM调速技术篇4

在目前的传动系统中,尽管交流电机在调速控制领域取得了飞速的发展,在许多领域取代了直流电机,但直流电机在起动、制动和调速方面,以及在只有直流电源的场合的应用优势,使直流电机仍然具有广泛的应用。传统的直流电机调速方法很多,如调压调速、弱磁调速等[1],它们存在着调速响应慢、精度差、调速装置复杂的缺点,目前随着电力开关半导体器件的发展,直流电机脉宽调制(PWM)直流调速技术得到了飞速发展,它具有的调速精度高、响应速度快、调速范围宽和耗损低等特点,使之成为直流电机应用的主要调速方式。

2 PWM直流调速原理

PWM调速方法通常采用功率场效应管作为主开关元件,通过改变开关元件的导通方式及通断比来改变输出电压的大小与极性。当开关管的栅极输入高电平时,开关管导通,直流电动机直流绕组两端有电压Ud。t1(s)后,栅极输入低电平,开关管截止,电动机电枢两端电压为零。t2(s)后,栅极输出重新变为高电平。开关管重复前面的工作,这样,对应着输入电平的高低,直流电动机电枢绕组两端的电压波形如图1所示。

在PWM调速系统中,在电源电压Ud不变的情况下,电枢端电压的平均值U0取决于占空比的大小,即改变占空比的值可以改变电枢端电压的平均值,从而达到调速的目的。一般可以采用定宽调频、调宽调频、定频调宽三种方法改变占空比的值,但是前两种方法在调速时改变了控制脉宽的周期,当控制脉冲的频率与系统的固有频率接近时将会引起振荡,因此常采用定频调宽法改变占空比的值,从而改变直流电动机电枢两端电压。

3 PWM控制系统硬件组成

系统要求电机能按照设定值运转,并能实现正反转控制,同时电机的转速能通过编码器反馈给单片机,实现速度的闭环控制。根据直流电机的PWM控制要求,控制系统的硬件部分主要包括[2]直流电机功率驱动、电机轴位置检测反馈、LED数码管显示以及操作按键等几个部分。

3.1 直流电机功率驱动电路

直流电机功率驱动采用IRF520 N-Channel[3]功率场效应管(9.2A、100V,RDS(ON)=0.27Ω)。具体电路如图2所示。

图2中,场效应管的驱动采用了光电隔离将直流电机的工作电源与单片机系统的工作电源隔离开来,提高了系统的可靠性;采用4个功率场效应管组成的全桥电路,方便了直流电机的正反转控制,在电机换向控制时要注意一组管子关断后另一组才能导通,避免同侧管子同时导通造成短路而烧毁场效应管;桥路中的二极管为续流二极管,为场效应管提供保护,改善了电机的电流特性。

3.2 电机轴转速检测反馈电路

系统中利用增量式光电编码器检测直流电机的实际转速,光电编码器信号一般有VCC、GND、A、B和Z,这里只连接电源和A信号,作为直流电机轴的位置和速度信号反馈。编码器反馈的脉冲信号经过光电耦合器对编码器内部的OC输出信号加上拉电阻(图3中R10),经过光电耦合器后信号经过RC滤波后送给单片机的外部中断INT0,在INT0的中断服务程序中对直流电机的转速进行检测,实现速度反馈。

3.3 按键操作和LED数码管显示电路

按键操作设置10个数字键,用于直接输入电机需要的转速,设置SPEED UP和SPEED DOWN键用于在当前转速的基础上连续增加或减少转速,电机旋转方向的改变通过组合按键实现,比如本系统中当SPEED UP和SPEED DOWN键同时按下表示在当前速度下电机转动方向改变。

设定速度和电机当前速度显示由LED数码管完成,系统设置4个七段数码管,有一片4511BCD-七段显示译码完成数码管段驱动,由单片机P0口的低4位输出要显示的BCD码,由P0口高4位对数码管进行位控制,实现四个数码管的动态显示。按键和数码管显示电路如图4所示。

4 直流电机PWM控制软件系统

系统软件由主程序MAIN和按键扫面子程序模块KEY、数码管显示子程序模块DISP、电机PWM控制子程序模块PWM构成[4]。

4.1 主程序模块MAIN

主程序MAIN完成堆栈设置、定时器初始化、中断初始化和各功能模块子程序的调用。

由于系统中主要由中断和子程序调用完成,需要一定的堆栈空间,本系统设置32个字节的空间,即将单片机堆栈指针SP设置为:(SP)=60H。此外,在程序中必须定义好内部存储器的分配,包括:

1)显示区的分配,要轮流显示设定转速和当前转速,所以分配四个存储单元;

2)编码器计数值存储:采用3600脉冲/转的编码器,所以分配两个存储单元;

3)按键设定转速存储:直流电机转速一般在3000r/min以下,所以分配两个存储单元,最高位作为电机旋转方向标志;

4)设定转速转换为0.01s内编码器脉冲数存储:在3000r/min全速运行下,0.01s的编码器输出1800个脉冲,所以分配两个单元;

5)PID运算输出T1计数初值结果:T1采用16位定时器,分配两个单元。

定时器初始化,两个定时器采用16位定时方式1,其中T0用作PWM脉冲周期定时,本系统中设定T0定时为0.01s,即PWM脉冲周期为100Hz;T1用作控制在PWM脉冲周期中高电平的输出时间,此时间也是PID运算的输出结果。

中断系统初始化,本系统中按键扫描、编码器脉冲的计数和PWM脉冲输出是在中断服务中完成的,其中按键中断由外部中断INT1服务,编码器脉冲计数中断由外部中断INT1服务,PWM脉冲输出中断由T0和T1的中断服务,其中T1的定时启动在T0服务程序中。由于按键中断级别和T0的级别较高,所以它们的优先级设定为高级。

主程序中调用的子程序模块有按键扫描子程序模块、数值转换子程序模块、PID运算子程序模块、数码管显示子程序模块。其中数值转换子程序用于将按键设定的电机转速转换为0.01秒内编码器的脉冲数;PID运算子程序用于计算当前输出PWM的占空比,输出为T1的定时计数初值。主程序流程图如图5所示。

4.2 按键扫描子程序模块

按键用于设定电机转速,设定方式有直接数字键设定和连续整数调整,利用组合键实现电机旋转方向和子程序的退出,程序流程如图6所示。

4.3 数码管显示子程序模块

数码管显示子程序为通用显示子程序,可以显示设定转速和当前转速,程序中通过显示存储器的最高位状态来设定该项是否显示。程序流程如图7所示。

4.4 电机PWM输出模块

电机PWM输出由P2.0~P2.3控制,假设当P2.0和P2.3为高时电机正转,则P2.1和P2.2为高时电机反转;本系统PWM调制信号采用PWM的频率固定占空比变化的方式,由定时器T0设定PWM的频率,由定时器T1控制P2口对应位的输出高电平时间,这个时间由PID子程序模块[4]计算后得出;在按键输入操作时PWM不输出。程序流程如图8所示。

5 结论

实现PWM的方法很多,文中给出利用MCS51单片机实现直流电机转速控制的PWM调制控制方法,电路简单、成本低、制作简单、控制响应快。利用单片机灵活的编程及接口设计可以方便地实现直流电机的速度设定、反馈及PWM输出控制,从而实现一种经济实用的直流电机PWM控制系统。

摘要：论述了直流电机PWM调速原理,详细介绍了以MCS51单片机为核心的控制系统实现方法。直流电机的控制部分采用全桥的场效应管IRF功率开关元件,单片机实现对功率开关元件的PWM导通控制、设定速度并显示以及接收电机转速反馈编码器信号。

关键词：直流电机,PWM,单片机

参考文献

[1]邓星钟.机电传动控制[M].武汉:华中科技大学出版社,2001.

[2]铁勇,郭改枝,李媛,等.基于CPLD控制的直流电机PWM控制器的设计[J].内蒙古大学学报(自然科学版),2006(6):69-73.

[3]IRF520DATA SHEET[Z].INTERSIL COR-PORATION.

PWM调速技术篇5

在交流调速系统中,脉宽调制技术(PWM)得到了广泛的应用,而各种微处理芯片的不断推出使得PWM技术有了更大的发展空间。许多国外学者提出了将逆变器和交流电动机看成一个整体的思想,将逆变器的开关模式和电压矢量及目标磁链联系起来,使电机气隙磁通按圆形移动,从而实现空间矢量PWM控制[1]。本文着重讨论了采用分段式PWM空间矢量控制的性能和进行低速补偿的方法。

2 分段式空间PWM控制

分段式空间矢量PWM控制的核心思想是通过合理选择不同的开关状态(即对应于不同的电压矢量),以保证定子磁通轨迹接近于园。逆变器的八种开关状态,可以用八种对应的电压矢量来表示,矢量的空间位置如图1所示。Vs(Sa,Sb,Sc)由三个开关状态构成,可表示为:

式中α=ej2π/3,Vs为空间电压矢量,Ed为定子感应电势。

根据Vs=RsIs+dφs/dt忽略定子电阻Rs的影响时,就有气隙磁通φs=Vsdt,从而可以由电压矢量来控制磁通的运动轨迹。通过合理选择电压矢量作用的时间和顺序,使磁通轨迹接近于园,从而达到控制转矩的目的。磁通轨迹在一个周期内被分为6个扇区,每个扇区分为N等份,每份时间为Tsa=1/6Nf。在每一个Tsa时间内通过合理安排2个电压矢量作用的时间,以逼近要求的磁通轨迹。

电压矢量Va和Vb的作用时间分别为:

其中:

(n为循环变量),πθ=6/2N。每个周期的矢量发出顺序为:(Ⅰ区)4,6→2,6→2,3→1,3→1,5→4,5(Ⅵ区)。

为了保证任何时刻相邻矢量只有一个桥臂状态发生改变,对每一个60o扇区中的小矢量三角形,均分解为两个子三角形。每一个小矢量三角形的电机矢量应按顺序发出,零矢量的选择以每次只移动一个矢量位为准。这样控制的特点是在相同的目标磁通轨迹下所需的开关数最小,并且减少开关损耗和互锁效应的影响。

3 互锁时间对调速性能的讨论

为了确保逆变器半桥不发生短路,逆变器触发控制时人为地加入一段时差Ta为互锁时延,此外由于开关器件的存储效应造成开关器件关断时也有一段时延Ts,这样就会造成发出的实际作用在电机上的电压矢量产生畸变,这就是所谓的互锁效应[2]。考虑到续流二极管的作用,在不同的负载电流情况下,互锁造成的影响是不同的(如图2所示),但是总可以归结为对指令脉冲增加或减少(Td-Ts)。

分析分段式PWM控制在各个采样周期Tsa=1/(6Nf)中的脉冲波形的具体实现,可以发现在一个周期里各相的高电平脉冲均关于零矢量中心对称,这个特点为进行互锁分析提供了方便。

以V4,V6矢量构成的周期为例,发矢量的顺序为:100(Ta)→110(Tb)→111(To)→110(Tb)→100(Ta)→000(To)

同时以电流方向为ia>0,ib>0,ic<0为例可以得到如图3所示的输出P W M脉冲波形。

如图3所示,各电压矢量的长度变化为:

如果用-1代表减少脉宽(Td-Ts),+1代表增加宽度(TdTs),0表示无影响,则在上述采样周期里对六个输出电压矢量脉宽的调整可以用一个向量来表示(这里称其为互锁矢量):

(0,-1,1,-1,0,1)

归纳研究表明,对于上述的分段PWM空间矢量控制策略,互锁效应可以归纳为以下六种互锁矢量的影响,这六种矢量为:

在某一个采样周期中的互锁矢量是由所处的扇区位置和此时三相电流的符号决定的。如果引入电源符号向量sign(i)=[sign(ia),sign(ib),sign(ic)],则互锁矢量在每一个60o扇区仅是电源符号相量的函数。具体的关系如表1所示。

根据上述讨论,通过对所发电压矢量的宽度进行调整,使得实际输出的脉冲波形和所期望的相同,就可以达到对互锁效应的补偿效果,用软件方式实现对于开环PWM控制更为简便实用,但应当指出,由于电流的方向无法实时检测,具体实现时可以假设电流滞后于电压一个角度来估计电流符号向量,当然这样的补偿具有一定的局限性。同时用软件进行补偿由于对Ts不可能进行准确的实时跟踪,这样的补偿也是不完全的。

4 实验、仿真结果及讨论

实验及仿真曲线如图4~图9所示。以异步电动机在静止α、β坐标系下的派克方程作为电机的仿真数学模型,对互锁时间进行补偿时,电流向量可直接从数值仿真计算中的相电流得到。仿真结果表明,互锁效应在低频和高频时对电机调速的性能有一定的影响。

在低频段,互锁效应主要表现为对力矩和磁通的影响,使得电机定子磁通的幅值有较大的降低,而且磁通圆也呈现较明显的畸变,同时力矩的脉动增加,输出的力矩较小。但低频时对电流波形的正弦度影响较小。在高频段,互锁效应主要体现为对电流波形的影响,但对输出转矩的影响较小。

根据前述空间PWM控制方法和对互锁效应的补偿算法,以常用的单片机为控制CPU实现了开环的空间矢量PWM变频速度控制。实验结果表明对互锁效应的补偿可以较大地提高低速时的输出力矩,同时可以有效地减小高速时的电流谐波,这与仿真计算的结果基本吻合。采用相应的补偿方法后,性能可以有较大的改善。

摘要：对分段式PWM控制技术在变频调速系统中的应用进行了讨论,通过研究逆变器上下桥臂的PWM信号之间的时间差对系统性能的影响,给出了解决的思路,提出了一套实用的补偿算法,仿真实验和实际应用表明该方法在高速和低速下均具有较好的动态和稳态性能。

关键词：分段式PWM,变频,调速

参考文献

[1]李永东,高景德等.异步电机磁通观测模型及位置最优控制系统[J].电工技术学报,1995(5),1-7

PWM调速技术篇6

由于线性放大驱动方式效率和散热问题严重,目前绝大多数直流电动机采用开关驱动方式[1]。开关驱动方式是半导体功率器件工作在开关状态,通过脉宽调制PWM控制电动机电枢电压,实现调速。目前已有许多文献介绍直流电机调速,宋卫国等[2]用89C51单片机实现了直流电机闭环调速;张立勋等[3]用AVR单片机实现了直流电机PWM调速;郭崇军等[4]用C8051实现了无刷直流电机控制;张红娟等[5]用PIC单片机实现了直流电机PWM调速;王晨阳等[6]用DSP实现了无刷直流电机控制。上述文献对实现调速的硬件电路和软件流程的设计有较详细的描述,但没有说明具体的调压调速方法,也没有提及占空比与电机端电压平均值之间的关系。在李维军等[7]基于单片机用软件实现直流电机PWM调速系统中提到平均速度与占空比并不是严格的线性关系,在一般的应用中,可以将其近似地看作线性关系。但没有做深入的研究。本文通过实验验证,在不带电机情况下,PWM波占空比与控制输出端电压平均值之间呈线性关系;在带电机情况下,占空比与电机端电压平均值满足抛物线方程,能取得精确的控制。本文的电机闭环调速是运用Matlab拟合的关系式通过PID控制算法实现。

1 系统硬件设计

本系统是基于TX-1C实验板[8]上的AT89C52单片机,调速系统的硬件原理图如图1所示,主要由AT89C52单片机、555振荡电路、L298驱动电路、光电隔离、霍尔元件测速电路、MAX 232电平转换电路等组成。

2 系统软件设计

系统采用模块化设计,软件由1个主程序,3个中断子程序,即外部中断0、外部中断1,定时器0子程序,PID算法子程序,测速子程序及发送数据到串口显示子程序组成,主程序流程图如图2所示。外部中断0通过比较直流电平与锯齿波信号产生PWM波,外部中断1用于对传感器的脉冲计数。定时器0用于对计数脉冲定时。测得的转速通过串口发送到上位机显示,通过PID模块调整转速到设定值。本实验采用M/T法测速,它是同时测量检测时间和在此检测时间内霍尔传感器所产生的转速脉冲信号的个数来确定转速。由外部中断1对霍尔传感器脉冲计数,同时起动定时器0,当计数个数到预定值2 000后,关定时器0,可得到计2 000个脉冲的计数时间,由式计算出转速:

$n = 60 f / Κ = 60 Ν / (Κ Τ) (1)$

式中:n为直流电机的转速;K为霍尔传感器转盘上磁钢数;f为脉冲频率;N为脉冲个数;T为采样周期。

3 实验结果及原因分析

3.1 端电压平均值与转速关系

3.1.1 实验结果

实验用的是永磁稳速直流电机,型号是EG-530YD-2BH,额定转速2 000～4 000 r/min,额定电压12 V。电机在空载的情况下,测得的数据用Matlab做一次线性拟合,拟合的端电压平均值与转速关系曲线如图3(a)所示。相关系数R-square:0.952 1。拟合曲线方程为:

$y = 0.001 852 x + 0.296 3 (2)$

由式(2)可知,端电压平均值与转速可近似为线性关系,根椐此关系式,在已测得的转速的情况下可以计算出当前电压。为了比较分析,同样用Matlab做二次线性拟合,拟合的端电压平均值与转速关系曲线如图3(b)所示。相关系数R-square:0.986 7。

3.1.2 原因分析

比较图3(a)可知,当转速在0～1 500 r/min和4 000～5 000 r/min,端电压平均值与转速间存在的非线性,用二次曲拟合如图3(b)所示,拟合相关系数较高。由图3(a)可见,当电机转速为0时电机两端电压平均值约为1.3 V。这是因为电机处于静止状态时,摩擦力为静摩擦力,静摩擦力是非线性的。随着外力的增加而增加,最大值发生在运动前的瞬间。电磁转矩为负载制动转矩和空载制动转矩之和,由于本系统不带负载,因此电磁转矩为空载制动转矩。空载制动转矩与转速之间此时是非线性的。电磁转矩与电流成正比,电流又与电压成正比,因此此时电压与转速之间是非线性的。

当转速在2 000～4 000 r/min线性关系较好,占空比的微小改变带来的转速改变较大,因此具有较好的调速性能。这是因为随着运动速度的增加,摩擦力成线性的增加,此时的摩擦力为粘性摩擦力。粘性摩擦是线性的,与速度成正比,空载制动转矩与速度成正比,也即电磁转矩与电流成正比,电流又与电压成正比,因此此时电压与转速之间是线性的。当转速大于4 000 r/min。由于超出了额定转速所以线性度较差且调速性能较差。此时用二次曲线拟合结果较好,因为当电机高速旋转时,摩擦阻力小到可以忽略,此时主要受电机风阻型负荷的影响,当运动部件在气体或液体中运动时,其受到的摩擦阻力或摩擦阻力矩被称为风机型负荷[9]。对同一物体,风阻系数一般为固定值。阻力大小与速度的平方成正比。即空载制动转矩与速度的平方成正比,也即电磁转矩与速度的平方成正比,电磁转矩与电流成正比,电流又与电压成正比,因此此时电压与转速之间是非线性的。

3.2 占空比与端电压平均值关系

3.2.1 实验结果

拟合占空比与端电压平均值关系曲线如图4所示。相关系数R-square:0.998 4。拟合曲线方程为:

$y = 0.000 645 3 x^{5.081} + 5.79 (3)$

如图4所示,占空比与端电压平均值满足抛物线方程。运用积分分离的PID算法改变电机端电压平均值,可以运用此关系式改变占空比,从而实现了PWM调速。

用示波器分别测出电压的顶端值Utop与底端值Ubase,端电压平均值Uarg满足关系式:

$U_{\arg} = U_{b a s e} + α (U_{t o p} - U_{b a s e}) (4)$

其中:α为占空比。

正是由于所测得的电机端电压底端值Ubase不为0,所以得出的占空比与端电压平均值之间关系曲线为抛物线。若将电机取下,直接测L298的out1与out2输出电压。所测得的电机端电压底端值Ubase约为0,所得的占空比与端电压平均值满足线性关系,即令式(4)中Ubase 为0,式(4)变为:

$U_{\arg} = α U_{t o p} (5)$

3.2.2 原因分析

将电机取下后,直接测L298的输出端之间的电压,占空比与端电压平均值满足关系式(5),说明整个硬件电路的设计以及软件编程的正确性。从电机反电势角度分析,当直流电机旋转时,电枢导体切割气隙磁场,在电枢绕组中产生感应电动势。由于感应电动势方向与电流的方向相反,感应电动势也即反电势。直流电机的等效模型如图5所示。图5(a)表示电机工作在电动机状态。图5(b)表示电机工作在发电机状态。

如图5(a)所示,电压平衡方程为[10]:

$U = E_{a} + Ι_{a} R_{a} + 2 Δ u_{b} (6)$

式中:U为外加电压;Ia为电枢电流;Ra为电枢绕组电阻;2ΔUb为一对电刷接触压降,一般取2ΔUb为0.5～2 V;Ea为电枢绕组内的感应电动势。电机空载时,电枢电流可忽略不计[11],即电流Ia为0。空载时的磁场由主磁极的励磁磁动势单独作用产生。给电机外加12 V的额定电压,由(6)可得反电势:

$E_{a} = U - 2 Δ U_{b} (7)$

以40%的占空比为例,电机端电压Uab是测量中的电压平均值Uarg,其值为8.34 V,测量中的电压底端值Ubase约为7 V。由式(7)可得Ea的值范围应在6.34～7.84 V。由图5(b)可见,此时Uab的值是测得的底端值Ubase 即电机的电动势Ea为7 V。

当PWM工作在低电平状态,直流电机不会立刻停止,会继续旋转,电枢绕组切割气隙磁场,电机此时工作在发电机状态,产生感应电动势E。

$E = C_{e} Φ_{n} (8)$

式中:Ce为电机电动势常数;Φ为每级磁通量。

由于电机空载,所以图5(b)中无法形成回路。用单片机仿真软件Proteus可直观的看出在PWM为低电平状态,电机处于减速状态。低电平持续时间越长,电机减速量越大。正是由于在低电平期间,电机处于减速状态,由式(8)可知,Ce,Φ均为不变量,转速n的变化引起E的改变。此时Uab的值等于E的值。电机在低电平期间不断的减速,由于PWM周期较短,本文中取20 ms,电机在低电平期间转速还未减至0,PWM又变为高电平了。这样,就使测得的Ubase值不为0。以40%的占空比为例,当PWM工作在低电平状态,测得Ubase 的值约为7 V。由式(8)可知,当正占空比越大,转速也就越大,同时减速时间越短,感应电势E的值越大,所以Ubase的值也就越大。

4 结语

重点分析了直流电机PWM调速过程中控制电压的非线性,对非线性的影响因素做了详细的分析。由于PWM在低电平期间电压的底端值不为0,导致了占空比与电机端电压平均值之间呈抛物线关系。因此,可用得出的抛物线关系式实现精确调速。本系统的非线性研究可为电机控制中非线性的进一步研究提供依据,在实际运用中,可用于移动机器人、飞行模拟机的精确控制。

参考文献

[1]王晓明.电动机的单片机控制[M].北京:北京航空航天大学出版社,2007.

[2]宋庆环,才卫国,高志.89C51单片机在直流电动机调速系统中的应用[J].选煤技术,2008,4(2):57-58.

[3]张立勋,沈锦华,路敦民,等.AVR单片机实现的直流电机PWM调速控制器[J].机械与电子,2004(4):29-31.

[4]郭崇军,李琦,洪权,等.基于C8051的无刷直流电机控制系统[J].机电工程,2007,24(9):35-38.

[5]张红娟,李维.基于PIC单片机的直流电机PWM调速系统[J].机电工程,2005,22(2):10-12.

[6]王晨阳,张玘,熊九龙.基于DSP的无刷直流电机控制系统的设计[J].微计算机信息,2008,24(7):6-10.

[7]李维军,韩小刚,李晋.基于单片机用软件实现直流电机PWM调速系统[J].机电一体化,2004(5):49-51.

[8]郭天祥.新概念51单片机C语言教程:入门、提高、开发、拓展全攻略[M].北京:电子工业出版社,2009.

[9]胡晓朋.电机与拖动基础[M].北京:国防工业出版社,2007.

[10]王秀和.永磁电机[M].北京:中国电力出版社,2007.

PWM调速技术篇7

在电力拖动系统中,调节电压的直流调速是应用最广泛的一种调速方法,利用电力MOSFET等一些全控型器件组成的晶体管脉冲调宽型开关放大器[1]已逐步发展成熟,用途越来越广。本文主要研究了直流电机双极式控制直流PWM-M可逆调速系统的原理和控制方法,以及其在Matlab/Simulink中建模与仿真。

1 H型主电路在Matlab/Simulink的建模与仿真

1.1 H型主电路原理介绍

直流PWM-M调速系统[2]的主电路组成如图1所示,主电路由4个电力场效应晶体管VT1~VT4和四个续流二极管VD1~VD4成H型连接组成。当VT1和VT4导通时,有正向电流通过电动机M,电动机正转;当VT2和VT3导通时,有反向电流通过电动机M,电动机反转。VT1~VT4驱动信号的调制原理如图2所示,在三角波与控制信号Uct相交时,分别产生驱动信号Ub1、Ub4和Ub2、Ub3。

图1直流PWM-M调速系统主电路

图2直流PWM调制波形图

1.2 H型主电路的仿真模型

图1直流PWM-M系统主电路在Matlab/Simulink中的仿真模型如图3所示。图3中H型变流器调用多功能桥,其参数设为2相桥臂,abc在交流输出端,开关器件为电力MOSFET。当多功能桥模块参数设abc在交流输出端时,原本是用于逆变,现在用于直流PWM变流时,其驱动信号发生电路需另外设计。设计的驱动信号发生电路如图4所示,图中输入端In1接脉宽调制(PWM)信号,输出端Out1输出4路MOSFET的驱动信号。脉宽调制由两个PWM发生器模块进行,其中上方的PWM发生器产生VT1和VT2的驱动信号,下方的PWM发生器产生VT3和VT4的驱动信号,为了使PWM发生器输出的驱动信号顺序与多功能桥的驱动顺序一致,模型中加入一个选择器模块,调整了脉冲序列。因为MOSFET有导通和关断时间,为了避免上下桥臂的两个管子同时导通和关断,造成桥臂的直通现象,需要有“死时”限制,这里采取的办法是将下方的PWM发生器输入的控制信号为设为Uct+0.001,即将Uct略为抬高,使下方的PWM发生器信号变窄一些,这样上下两个管子就不会同时导通和关断。该PWM驱动信号发生电路经过打包后即成图3中的PWM分支电路模块。

在主电路模块中控制信号通过互动开关与PWM分支电路模块连接,因此双击互动开关模块就可以选择控制信号Uct和-Uct,控制电动机正转与反转[3,4]。

1.3 仿真模型使用模块参数设置

图3中伺服电动机参数设置为:UN=110V,IN=2.9A,nN=2400r/min,电枢电阻Ra的值为3.4Ω,电枢电感La的值为60.4m H,转动惯量0.014kg·m2,励磁电压110V,励磁电流0.5A。仿真该系统在额定负载时的工作情况。另外可根据伺服电动机参数计算得电动机励磁电阻Rf=220Ω,Laf=0.797H,Lf=0,将电动机参数输入电动机模型对话框,并通过计算公式(1)和(2)可以得到转矩常数Ce和额定负载转矩TL:

另外,在直流PWM模型中控制信号ua的取值方位为0~1,ua也就是双极性PWM的调制度,当取ua=0.8时,PWM变流器的直流电源电压。

1.4 仿真结果及其分析

在Matlab/Simulink中搭建好模型后并进行仿真可得到如图5所示的直流电机PWM-M调速系统的仿真波形。从波形中可以看出变流器输出电压呈良好的矩形波,如果不设一定的“死时”,由于上下桥臂管子的换流重叠现象,使输出电压呈梯形。图5中的Ud1为输出电压的平均值,输出电压略高于110V。图5中n为伺服电动机的转速响应,转速上升平稳,这是PWM调制的特点,图5中ia为电动机起动过程中的电流曲线,起动电流最大值为30A,约为稳定电流的10倍。

2 双极性控制直流PWM-M可逆调速系统在Matlab Simulink的建模与仿真

2.1 双极性控制直流PWM-M可逆调速系统的工作原理

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用,在系统中设置了两个调节器:转速调节器ASR和电流调节器ACR,二者之间实行串级联接,如图6所示。即把转速调节器ASR的输出当作电流调节器ACR的输入,再用电流调节器ACR的输出去控制PWM调制器。从闭环结构上看,电流调节环在里面,叫做内环;转速调节器在外面,叫做外环。这样就形成了转速、电流双闭环调速系统。为了获得良好的静、动态性能,双闭环调速系统的两个调节器都采用PI调节器。

图6直流PWM-M可逆调速系统仿真模型

2.2 仿真模型使用模块参数设置

双极式控制直流PWM-M可逆调速系统的仿真模型如图6所示,模型在直流PWM-M系统主电路模型基础上增加了转速调节器ASR和电流调节器ACR[5],分别如图7和图8所示。ASR和ACR都采用带输出限幅的PI调节器。调节器参数取值见表1,模型的其他设置与H型主电路仿真相同,仿真算法采用ode23tb。

2.3 仿真结果及其分析

双极式控制直流PWM可逆系统的仿真结果如图9及图10所示。图9为系统从正转起动至反转运行过程中转速对给定Un*的仿真波形。在仿真中取电流的过载倍数=3,因此电动机的正转起动和制动时,反转起动过程中始终保持者最大电流12A左右。在正反转速达到额定值2400r/min后,电流下降到4A左右。图10为电流调节器ACR的输出信号Uct的仿真波形,Uct的波动反映了电流调节器的调节作用,Uct的变化使变流器的脉宽随之调整,输出电压值也随着变化,使电流保持不变。

3 结束语

本文在分析H型主电路原理的基础上,研究了增加经典的速度、电流双闭环PI控制方法,并在Matlab/Simulink进行了建模与仿真。仿真结果表明:波形符合理论分析,系统运行平稳,具有较好的静态和动态特性。

参考文献

[1]王兆安,黄俊.电力电子技术[M].5版,北京:机械工业出版社,2000.

[2]洪乃刚.电力电子和电力拖动控制系统MATLAB的仿真[M].北京:机械工业出版社,2006.

[3]李红伟,谌海云,王洪诚.基于Vissim的H桥可逆直流调速系统的建模和仿真[J].电气应用,2008,27(18):46-49.

[4]翟百臣,赵岩,李洪文,等.PWM功率放大器在直流伺服系统中的应用[J].电光与控制,2008,27(18):60-63.

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