压控振荡

压控振荡（精选6篇）

压控振荡 篇1

0 引言

在所有现代雷达和无线通信系统中, 广泛需要射频和微波振荡器, 以用作频率变换和产生载波的信号源[1]。压控振荡器是可调信号源, 常用以实现锁相环和其他频率合成源电路的快速频率调谐, 是通信系统中的关键部件。随着通信系统的快速发展, 压控振荡器的设计呈现出集成化和小型化的趋势, 微波单片集成压控振荡器 (MMIC VCO) 具有体积小, 产品一致性高、可靠性高等优点, 是当前VCO设计的重要方向。作为MMIC VCO的有源器件多为CMOS, MESFET, p HEMT和HBT等, 在微波频段大多数VCO基于MESFET工艺或HBT工艺进行设计以产生比基于p HEMT工艺的VCO更低的相位噪声[2,3]。

然而基于Ga As p HEMT工艺的VCO能更方便地集成到基于同样工艺的混频器、低噪声放大器或者功放等部件中, 形成单片接收机或发射机, 可有效减小设计的成本[3,4]。同时, 基于HBT工艺的VCO在输出功率和工作频率范围等指标上无法与基于p HEMT工艺的VCO相比, 目前的Ga As p HEMT工艺支持到60 GHz甚至更高工作频率的设计[5,6]。另外有研究表明, 基于p HEMT的振荡器相位噪声是优于基于HBT的, 因为虽然HBT的低频噪声很小, 但基于它的振荡器上变频因子比基于p HEMT的要大得多[7,8]。因此研制基于Ga As p HEMT工艺的Ka波段单片压控振荡器具有重要的意义。

1 VCO的设计方法

描述振荡器电路和工作原理的基本方法有反馈法和负阻法, 二者主要区别在于设计方法的思想不同, 本文基于负阻法进行设计。二端口负阻振荡器的原理框图如图1所示, 它包含谐振网络、晶体三极管网络和输出网络。设晶体管网络散射矩阵为[S], ZL为终端网络阻抗, Zg为谐振网络阻抗[9]。

对于振荡器设计来说, 为了产生振荡, 二端口网络的反射系数均应大于1, 且稳定系数小于1。因为输入端口接谐振回路, 输出端口接匹配网络和负载, 都是由无源器件构成的网络, 因此振荡所需的负阻主要由增加反馈网络后的晶体管网络实现。图1中的Zout和ZL可表示为:

由振荡器的负阻原理可以得到起振条件、平衡条件和负载功率最大化的起振条件为[9]:

振荡的平衡条件为:

使负载功率最大的起振条件为:

2 MMIC VCO的设计和原理分析

本设计基于UMS公司的0.25μm Ga As p HEMT工艺, 该工艺具有极高特征频率和极低噪声的特性, 且工艺成熟, 可设计最高工作频率到60 GHz。设计的电路原理图如图2所示。

Foundry对有源器件提供设计自由度有单指栅极宽度 (Wu) 和栅指数目 (N) 。更大栅宽结构的有源器件具有更大的功率容量, 能提供更大的输出功率, 但是有源器件的噪声系数也会随之增大, 这样会恶化相位噪声。出于对输出功率和相位噪声的综合考虑, 主振荡管F_osc的栅宽选择为4×30μm。变容管由漏极和源极相连并接地的p HEMT管F_varactor来实现, 谐振网络由变容管和微带线TL4组成。将三端口有源器件用作变容管第一次由J.Lin和T.Itoh于1992年提出[10], 文献[7]中也使用三端口器件作为压控振荡器的调谐器件。有源器件的源极串接反馈电容形成正反馈以获得负阻, 该电容由开路微带线TL11实现。TL6, TL7, TL8, TL9为输出匹配网络, 直流偏置网络均由带射频旁路电容的1 4波长微带线构成。图2中的Zout和ZL分别为从点A向左右两边看去的阻抗, 由振荡器基本原理知满足最大输出功率的小信号起振条件为:

小信号分析完成后采用谐波平衡分析方法仿真VCO的实际振荡频率、输出功率及相位噪声, 在仿真中调整相关元器件的参数使最后仿真结果符合设计指标要求。在完成初步电路仿真之后, 根据设计指标进行版图绘制与版图的电磁仿真和调整以达到设计要求。最后, 根据Foundry提供的模型参数的公差对设计进行蒙特卡洛成品率分析, 以确保设计具有良好的成品率。依照上述设计思路所获得的VCO版图如图3所示, 满足设计规则检查 (DRC) 。芯片尺寸为1.5 mm×1 mm。

3 MMIC VCO的仿真分析

MMIC电路的最终性能要通过电磁仿真软件进行验证, 本文通过2.5D电路仿真软件MOMENTUM对版图进行电磁仿真。其中考虑了输出接口带来的影响, 输出端口采用单根直径25μm, 长度为300μm的金丝bondwire键合, 其作用等效为约[5]0.24 n H。

首先进行小信号分析, 通过调整源极反馈网络实现图2中A点处获得最大负阻, 并确保输出阻抗Zout的电阻部分在其他不需要的频段为正值以消除寄生振荡;输出匹配网络以满足式 (5) 的最大输出功率条件为目标进行设计。负阻及输出匹配网络的版图仿真结果如图4所示 (调谐电压为-1 V时) 。

由图4可以看出振荡电路已满足小信号分析的起振条件。在完成小信号分析之后采用谐波平衡算法进行分析, 基于版图仿真的振荡器输出功率和输出频率仿真结果如图5所示。

由图5可看出该VCO可在24.6~26.3 GHz的输出频率内提供 (10±1) d Bm的输出功率, 且二次谐波抑制达到了19 d B。由于Foundry提供的有源器件的大信号模型不包含信号源[5], 无法使用谐波平衡法对相位噪声做出精确仿真, 而在振荡器的设计中有源器件的噪声系数和变容管的Q值是影响振荡器相位噪声的关键因素[9,10,11]。为实现较低的相位噪声, 本文通过对振荡管及变容管的栅宽结构进行选择来确保较低的相位噪声:使振荡管在实现指标输出功率条件下具有最小的噪声系数, 同时在设计中使变容管在实现指标要求的调谐带宽条件下具有最高的无载Q值。

MMIC电路具有不易修改和调整的特性, 在进行MMIC电路设计时应确保其有足够高的成品率, 目前广泛使用的是蒙特卡洛成品率分析。蒙特卡洛分析的原理是:根据经验和工艺技术水平对电路元器件模型的参数进行公差设定, 然后随机地从元器件参数的公差范围内取值进行仿真和计算, 通过一系列此类仿真计算实现具有统计特性的仿真结果[3]。其中电路元器件参数的公差由生产厂商或设计开发人员来提供, 仿真和计算由计算机辅助设计软件来实现。使用蒙特卡洛方法对本文的MMIC VCO进行200次随机谐波平衡分析的结果如图6所示。

由图6可以看出本文所设计的MMIC VCO在Foundry提供的工艺公差范围内对器件参数的变化敏感度较低, 具有良好的稳定性。设定输出频率在24~27 GHz内、输出功率大于9 d Bm为合格品, 得到如图7所示成品率分析结果, 具有较高成品率。虽然蒙特卡洛成品率分析基于电路仿真, 和版图的电磁仿真结果存在一定差异, 蒙特卡洛成品率分析依然可以有效分析出元器件参数变化对电路性能的影响, 使设计者对电路进行改进, 提高设计的成品率, 有效地降低设计成本和设计风险。

4 结论

本文介绍了VCO设计的基本方法, 在此基础上基于国际先进的0.25μm Ga As p HEMT工艺设计了一种Ka波段MMIC VCO, 并完成了版图的设计和仿真。版图仿真结果表明该VCO可在24.6~26.3 GHz的输出频带内实现 (10±1) d Bm的输出功率, 同时二次谐波抑制大于19 d B, 芯片尺寸为1.5 mm×1 mm。本设计基于成熟的0.25μm Ga As p HEMT工艺, 具有流片方便, 易集成, 输出功率较高, 谐波抑制好等特点, 对工程上此类设计和应用具有一定的参考价值。

摘要：基于0.25μm GaAs pHEMT工艺设计了Ka波段单片压控振荡器, 该压控振荡器采用源极正反馈结构, 变容管采用源极和漏极接地的pHEMT管。通过优化输出匹配网络和谐振网络以改善输出功率和相位噪声性能, 使用蒙特卡洛成品率分析对本设计的成品率进行分析和改进。版图仿真结果显示:芯片输出频率为24.626.3 GHz, 输出功率为 (10±1) dBm, 谐波抑制大于19 dB, 芯片尺寸为1.5 mm×1 mm。

关键词：Ka波段,砷化镓,微波单片集成电路,压控振荡器,pHEMT

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压控振荡 篇2

1 555压控振荡器电路及分析

由555时基电路构成的压控振荡器如图1所示。在控制端5脚加上控制信号Vco, 改变其大小即可调节3脚输出方波的占空比q。此时, VT+=Vco, VT-=Vco/2, 参照555时基电路的工作原理分析知, 电容上的电压Vc将以指数规律在两阈值电压VT+与VT-之间往复振荡:充电回路是R1、R2和C, 此时相当于输入低电平, 输出是高电平;当电容器充电达到VT+时, 即输入达到高电平时, 电路的状态发生翻转, 输出变为低电平, 电容器开始放电;当电容器放电达到VT-时, 电路的状态又开始翻转, 如此不断循环。Vc与Vo的波形如图2所示。

由图2中的Vc的波形求得电容C充电时间T1和放电时间T2分别为:

故, 555压控振荡器输出方波的占空比为:

由上式知:555时基电路构成的压控振荡器, 其输出方波的占空比q与控制信号Vco成非线性关系, 而实际应用中, 例如为了实现PWM控制, 取反馈信号作为压控振荡器控制信号Vco的输入, 常希望通过检测Vco的变化, 线性地调节振荡器输出方波的占空比q, 以实现负反馈自适应控制, 因此555压控振荡器的非线性特性将不利于实际应用。

2 555压控振荡器特性的线性逼近

显然f (x) ∈C[0, ]1, 下面对f′ (x) 进行考察。

实际电路中取R1=1kΩ, R2=1.8kΩ, C=0.01μF, 则A=0.45, 经验证当x∈ (0.45, .95) 时f′ (x) 在 (0.45, 0.95) 内存在且恒为正, 根据逼近的相关定理知:f (x) 在 (0.45, 0.95) 上的1次最佳一致逼近多项式为:p1 (x) =c0+c1x

利用MATLAB作出 (hx1) 曲线如图3所示, 图解法求得方程 (hx1) =0的解为:x1=0.518或x1=0.853

(1) 当x1=0.518时 则:f (x) 在 (0.45, 0.95) 上的1次最佳一致逼近多项式为:p11 (x) =0.0667+0.8137x, 对应逼近误差e (x) 如图4-1所示;

(2) 当x1=0.853时 则:f (x) 在 (0.45, 0.95) 上的1次最佳一致逼近多项式为:p12 (x) =0.0619+0.8137x, 对应逼近误差e (x) 如图4-2所示。

由图4知f (x) 在 (0.45, 0.95) 上的1次最佳逼近多项式取p1 (x) =0.0619+0.8137x时, 误差较小。故Vco在0.45Vcc~0.95Vcc之间变化时, 555压控振荡器输出方波的占空比可线性表示为: 调节范围为0.43~0.84, 逼近后绝对误差限为0.005, 相对误差限为1.1%。

3 结束语

本文结合555时基电路的工作原理, 推导出555压控振荡器输出方波的占空比q与控制电压Vco间的关系式, 并根据函数逼近的有关定理, 对q-Vco曲线进行了线性最佳一致逼近, 数据表明逼近误差较小, 满足实际工程需要, 有利于555压控振荡器广泛应用于PWM控制等领域。

参考文献

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压控振荡 篇3

随着现代通信技术的不断发展, 锁相环在时钟恢复、频率综合等方面的应用十分广泛, 而压控振荡器作为锁相环里非常重要的部分, 越来越得到电路设计者的重视。常见的压控振荡器 (VCO ) 有LC压控振荡器、环形振荡器和晶体压控振荡器 (VCXO) 等。其中, 延迟单元采用差分对结构的环形振荡器具有易于集成, 成本低, 调节范围宽等优点, 而且在克服环境噪声方面 (环境噪声包括电源噪声和衬底噪声) 。差分对环形振荡器优于其他类型的振荡器, 比如单端反相器环形振荡器[1]。而采用两级差分对结构的环形振荡器, 与含有三级或三级以上差分单元的振荡器相比, 前者可以实现高的振荡频率和较低的热噪声。本文就是基于两级差分结构的优点, 设计了一种只含两级振荡单元的交叉耦合负载的环形振荡器。

1 整体架构设计

所设计的压控振荡器采用的是差分延迟单元结构, 整体电路框图如图1所示。

压控振荡器分为偏置、环振、整形和缓冲几个部分。偏置部分为环振提供直流偏置, 并通过控制偏置电流的大小, 从而改变环振的振荡频率。环振是整个振荡电路的重点部分, 其由两个差分对组成, 两个差分对交叉连接。整形和缓冲由一个双端转单端的电路和三个级连的反相器组成。 具体电路图如图2所示。

2 具体电路分析与设计

2.1 电路设计

偏置由图2中M9和M10组成, M9处于饱和区, M10与环振中两个差分单元中的尾电流管M11、M12一起构成电流镜, 为环振提供偏置, VCON通过控制ID9来控制ISS, 而ISS的大小决定了环振的充电时间 (充电时间为$\frac{CV}{{\rm I}{}_{SS}})$, 从而环振的振荡频率最终由VCON来控制。环振由两个差分延迟单元组成, 每个差分延迟单元如图3 (a) 所示。

M2和M7的栅极接VCON, 保持在线性区, M1和M8为二极管接法, 偏置在饱和区, M3和M6交叉耦合, 起正反馈作用, 同时改善电压摆幅, M4与M5为差分对的输入管。 M21～M24为整形部分, 接差分振荡器的输出, 最后转为单端输出, 与一般的比较整形电路相比, 减少了为其提供直流偏置的尾电流管, 结构简单, 而且使输出摆幅增加, 没有由尾电流源引入的噪, 但M21～M24的宽和长需要根据环振输出电压的大小精心设计, 以使它们偏置到饱和区。 M26～M30为三个反相器构成的缓冲器, 以增强驱动能力, 也起到负载与VCO的隔离作用。

2.2 线性度分析

在图3 (a) 中, M2和M7保持在深三级管区, 其导通电阻$R{}_{2,7}=R{}_{{\rm P}}=\left\{u{}_{p}C{}_{{\rm O}X}\left(\frac{W}{L}\right){}_{2,7}\left(V{}_{DD}-V{}_{C{\rm O}{\rm N}}-|V{}_{{\rm T}{\rm H}{\rm P}}|\right)\right\}{}^{-1}$, 由于M1和M8为二极管接法, 它们等效为阻值为$\frac{1}{g{}_{m1,8}}$的电阻, M3和M6在环路里面起正反馈的作用, 它们的等效电阻为$-\frac{1}{g{}_{m3,6}}{}^{[2]}$, 图3 (b) 为差分单元的半边等效电路。

两级振荡器的振荡频率fosc= (2×2TD) -1, 而TD为每级电路的大信号延时, 由半边等效电路可以看出${\rm T}{}_D=R{}_{L}C{}_L=\left(R{}_{{\rm P}}\left|\left|-\frac{1}{g{}_{m3}}\right|\right|\frac{1}{g{}_{m1}}\right)C{}_L$, 其中CL为输出结点对地的寄生电容和负载电容 (即下一个延时单元的输入电容) , 所以

$f{}_{osc}\infty \frac{1}{{\rm T}{}_D}\infty \left(R{}_{{\rm P}}\left|\left|-\frac{1}{g{}_{m3}}\right|\right|\frac{1}{g{}_{m1}}\right){}^{-1}\infty \left(\frac{1}{R{}_{{\rm P}}}+g{}_{m1}-g{}_{m3}\right)(1)$

式 (1) 中, $g{}_{m1}=\sqrt{2\beta {}_1{\rm I}{}_{D1}}‚g{}_{m3}=\sqrt{2\beta {}_3{\rm I}{}_{D3}}$。

而流过M9的电流为

${\rm I}{}_{D9}=\frac{1}{2}u{}_{p}C{}_{ox}\left(\frac{W}{L}\right){}_9\left(V{}_{DD}-V{}_{C{\rm O}{\rm N}}-|V{}_{{\rm T}{\rm H}{\rm P}}|\right){}^2(2)$

ISS为经M10和M11镜像ID9所得,

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{ss}=\frac{W{}_{11}/L{}_{11}}{W{}_{10}/L{}_{10}}{\rm I}{}_{D9}=\frac{1}{2}\frac{W{}_{11}/L{}_{11}}{W{}_{10}/L{}_{10}}u{}_{p}C{}_{ox}\left(\frac{W}{L}\right){}_9\left(V{}_{DD}-V{}_{C{\rm O}{\rm N}{\rm T}}-|V{}_{{\rm T}{\rm H}{\rm P}}|\right){}^2(3)\\ {\rm I}{}_{D1}=\alpha {}_1{\rm I}{}_{SS}‚{\rm I}{}_{D3}=\alpha {}_3{\rm I}{}_{SS}\end{array}$

, 其中α1和α3为与Vcon无关的数。

从而$g{}_{m1}=\sqrt{2\beta {}_1{\rm I}{}_{D1}}=\sqrt{2\beta {}_1\alpha {}_1{\rm I}{}_{SS}}=\sqrt{2\beta {}_1\alpha {}_1\frac{1}{2}\frac{W{}_{11}/L{}_{11}}{W{}_{10}/L{}_{10}}u{}_{p}C{}_{ox}\left(\frac{W}{L}\right){}_9\left(V{}_{\text{D}\text{D}}-V{}_{\text{C}\text{Ο}\text{Ν}}-|V{}_{\text{Τ}\text{Η}\text{Ρ}}|\right){}^2}=\left(V{}_{\text{D}\text{D}}-V{}_{\text{C}\text{Ο}\text{Ν}\text{Τ}}-|V{}_{\text{Τ}\text{Η}\text{Ρ}}|\right)\sqrt{\beta {}_1\alpha {}_1\frac{W{}_{11}/L{}_{11}}{W{}_{10}/L{}_{10}}u{}_{p}C{}_{ox}\left(\frac{W}{L}\right){}_9}(4)$

$g{}_{m3}=\sqrt{2\beta {}_3{\rm I}{}_{D3}}=\left(V{}_{\text{D}\text{D}}-V{}_{\text{C}\text{Ο}\text{Ν}\text{Τ}}-|V{}_{\text{Τ}\text{Η}\text{Ρ}}|\right)$

$\sqrt{\beta {}_3\alpha {}_3\frac{W{}_{11}/L{}_{11}}{W{}_{10}/L{}_{10}}u{}_{p}C{}_{ox}\left(\frac{W}{L}\right){}_9}$ (5)

所以, $f{}_{osc}\infty \left(\frac{1}{R{}_{{\rm P}}}+g{}_{m1}-g{}_{m3}\right)\infty \left(V{}_{\text{D}\text{D}}-V{}_{\text{C}\text{Ο}\text{Ν}}-|V{}_{\text{Τ}\text{Η}\text{Ρ}}|\right)(6)$

从式 (6) 可以看出, fosc与VCONT呈线性比例关系。

2.3 噪声及功耗分析

在相位噪声方面, 相噪定义的是信号功率与噪声功率之差, 要减小相噪, 可以通过增大信号或减小噪声[3]。信号功率方面, VCO产生的噪声功率可近似表示为[4]

${\rm P}noise=\frac{\Delta {\rm T}}{{\rm T}}\frac{4{\rm K}{\rm T}R}{1+\left(2\pi f{}_{m}RC\right){}^2}$ (7)

T 为振荡周期, △T为延迟单元中晶体管的导通时间, fm为相对载频的偏离值, RC为延迟单元一阶模型的时间常数。在图3 (a) 所示延迟单元中, 振荡器输出在状态改变的临界点边缘时, 正反馈能够提高输出状态改变速率, 从而上升时间和下降时间减小, △T减小, 相噪减小, 降低了压控振荡器的输出相噪。同时, M3和M6组成交叉耦合结构形成的正反馈, 可以提高压控振荡器对电源噪声的抑制, 而且M3和M6直接连到电源, 输出摆幅增大 (若无M3和M6的话, M1和M8的二极管接法, 使输出的最高电平降低) , 信号功率增大, 根据相噪的定义, 可知能减少相噪。

功耗方面, 由于此振荡器只采用两级振荡单元, 功耗自然相对于含有多级振荡单元的振荡器减少不少, 而且通过直流静态分析, 虽然与普通的差分式振荡单元相比多了两个正反馈管M3和M6, 但在两个差分管完全切换时, 流过它们的大信号电流为零, 进一步仿真发现, 在振荡频率为520 MHz时, 流过每个振荡单元的电流为130 μA左右, 加上整形和缓冲部分, 整体功耗只为5 mW, 而近年来发表的文献中的压控振荡器的功率一般在10 mW左右或更高。

3 电路仿真验证及结论分析

基于上海HUAHONG-NEC 0.35 μmCMOS 工艺, 用spectre对电路进行了仿真。图4表示的是电源电压分别为3.6 V、3.3 V、2.5 V条件下, 该压控振荡器的控制电压Vcont (横坐标) 与输出频率 (纵坐标) 的关系曲线 (室温) , 可以看出Kvco为常数 (Kvco=305 MHz/V) , 该压控振荡器具有很好的调节线性度。典型情况下, 当电源电压为3.3 V, Vcont从0.7 V变化到2.4 V时, 振荡频率从540 MHz变化到20 MHz。图5为此VCO的输出摆幅仿真波形, 由于ISS和负载阻抗随Vcont的增大而减小, 导致输出摆幅在不断的变化, 但经过整形后摆幅稳定, 而且达到了全摆幅。 图6为温度分别为0℃、27℃、40℃、80℃时的增益Kvco曲线, 横坐标为控制电压Vcont, 纵坐标为VCO的振荡频率。可以看出在中心频率fD附近 (260 MHz±120 MHz) , 频率随温度的变化很小, 有很好的温度特性。

5 结束语

本文设计的压控振荡器具有非常好的调节线性度 (即增益KVCO为常数) , 在调节范围比较宽的情况下, 增益KVCO 并不高, 而且只采用两级差分延迟单元, 表现出很好的抗噪声能力, 功耗也比较低, 只有5 mW, 不足的地方是, 电路的输出摆幅在整个调节范围有一定的变化, 但经过整形和缓冲后, 输出能得到很好的校正。此VCO可用于由锁相环构成的时钟稳定、恢复电路, 和频率综合器的电路中。

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压控振荡 篇4

锁相环是一种以消除频率误差为目的的反馈控制电路, 但它的基本原理是利用相位误差电压去消除频率误差。所以, 当电路达到平衡状态之后, 虽然有剩余相位误差存在, 但频率误差可以降低到零, 从而实现无频差的频率跟踪和相位跟踪。

锁相环电路包含压控振荡器 (VCO) 、鉴相器 (PD) 和环路滤波器 (LF) 三个基本部件, 三者组成一个闭合环路, 输入信号为ur (t) , 输出信号为u0 (t) , 反馈至输入端。下面逐一说明基本部件的作用。

设参考信号为

ur (t) =Ursin[ωrt+θr (t) ] (1-1)

若参考信号是未调载波时, 则θr (t) =θ, r=常数。设输出信号

u0 (t) =U0cos[ω0t+θ0 (t) ] (1-2)

两信号之间的瞬时相差为

由频率和相位之间的关系可得两信号之间的瞬时频差为

锁定后两信号之间的相位差表现为一固定的稳态值。即

此时, 输出信号的频率已偏离了原来的自由振荡频率ω0 (控制电压uc (t) =0时的频率) , 其偏移量由式 (1-4) 和 (1-5) 得到为

这时输出信号的工作频率已变为

1.1 鉴相器

鉴相器 (PD) 又称为相位比较器, 它是用来比较两个输入信号之间的相位差θe (t) 。鉴相器输出的误差信号ud (t) 是相差θe (t) 的函数, 即基本环路方程, 它的两种模型如图1、图2所示。

若以压控振荡器的载波相位ω0t作为参考, 将可得输出信号u0 (t) 与参考信号Ur (t) 即:

式中, θ2 (t) =θ0 (t)

θ1 (t) = (ωr-ω0) t+θr (t) =Δω0t+θr (t) (1-10)

将uo (t) 与ur (t) 相乘, 滤除2ω0分量, 可得

ud (t) =udsin[θ1 (t) -θ2 (t) ]=udsinθe (t) (1-11)

(a) 时域模型 (b) 频域模型

1.2 环路滤波器

环路滤波器 (LF) 是一个线性低通滤波器, 用来滤除误差电压ud (t) 中的高频分量和噪声, 更重要的是它对环路参数调整起到决定性的作用, 其模型如图3所示。

1) RC积分滤波器

这是最简单的低通滤波器, 电路如图3 (a) 所示, 其传递函数为

2) 无源比例积分滤波器

无源比例积分滤波器如图4所示。与RC积分滤波器相比, 它附加了一个与电容C串联的电阻R2, 这样就增加了一个可调参数。它的传递函数为

3) 有源比例积分滤波器[7]

有源比例积分滤波器由运算放大器组成, 电路如图5所示。当运算放大器开环电压增益A为有限值时, 它的传递函数为

式中, τ1′= (R1+AR1+R2) C;τ2=R2C。若A很高, 则

1.3 压控振荡器

压控振荡器 (VCO) 是一个电压-频率变换器, 在环路中作为被控振荡器, 它的振荡频率应随输入控制电压uc (t) 线性地变化, 即

ωv (t) =ω0+kduc (t) (1-16)

式中, ωv (t) 是VCO的瞬时角频率, Kd是线性特性斜率, 表示单位控制电压, 可使VCO角频率变化的数值。因此又称为VCO的控制灵敏度或增益系数, 单位为[rad/V·s]。在锁相环路中, VCO的输出对鉴相器起作用的不是瞬时角频率而是它的瞬时相位, 由此可知以ωundefinedt为参考的输出瞬时相位为

由此可见, VCO在锁相环中起了一次积分作用, 因此也称它为环路中的固有积分环节。式 (1-17) 就是压控振荡器相位控制特性的数学模型, 若对式 (1-17) 进行拉氏变换, 可得到在复频域的表示式为

VCO的复频域模型如图6所示

VCO的传递函数为

2 环路相位模型和基本方程

复时域分析时可用一个传输算子F (p) 来表示, 其中p (≡d/dt) 是微分算子。由图7, 我们可以得出锁相环路的基本方程

将式 (2-2) 代入式 (2-1) 得

pθe (t) =pθ1 (t) -K0Udsinθe (t) F (p) =pθ1 (t) -Ksinθe (t) F (p) (2-3)

设环路输入一个频率ωr和相位θr均为常数的信号, 即

式中, ω0是控制电压uc (t) =0时VCO的固有振荡频率;θr是参考输入信号的初相位。令

θ1 (t) = (ωr-ω0) t+θr (2-5)

则

pθ1 (t) =ωr-ω0=Δω0 (2-6)

将式 (2-6) 代入式 (2-3) 可得固定频率输入时的环路基本方程:

pθe (t) =Δω0-K0Udsinθe (t) F (p) (2-7)

右边第二项是闭环后VCO受控制电压uc (t) 作用引起振荡频率ωv相对于固有振荡频率ω0的频差 (ωv-ω0) , 称为控制频差。由式 (2-7) 可见, 在闭环之后的任何时刻存在如下关系:

瞬时频差=固有频差-控制频差

3 锁相环路的两种调节过程

锁相环路有两种不同的自动调节过程:一是跟踪过程;二是捕捉过程[8]。

3.1 环路的跟踪过程

在环路锁定之后, 若输入信号频率发生变化, 产生瞬时频差, 从而使瞬时相位差发生变化, 则环路将及时调节误差电压去控制VCO, 使VCO输出信号频率随之变化, 即产生新的控制频差, VCO输出频率及时跟踪输入信号频率。当控制频差等于固有频差时, 瞬时频差再次为零, 继续维持锁定, 这就是跟踪过程。在锁定后能够继续维持锁定所允许的最大固有角频差Δω1m的两倍称为跟踪带或同步带。

3.2 环路的捕捉过程

环路由失锁状态进入锁定状态的过程称为捕捉过程。

设t=0时环路开始闭合, 此前输入信号角频率ωi不等于VCO。输出振荡角频率ωy0 (因控制电压uc=0) , 环路处于失锁状态。假定ωi是一定值, 二者有一瞬时角频差Δω1=ωi–ωy0, 瞬时相位差Δω1随时间线性增大, 因此鉴相器输出误差电压ue (t) =kbsinΔω1t将是一个周期为2π/Δω1的正弦函数, 称为正弦差拍电压。所谓差拍电压是指其角频率 (此处是Δω1) 为两个角频率 (此处是ωi与ωy0) 的差值, 角频差Δω1的数值大小不同, 环路的工作情况也不同。若Δω1较小, 处于环路滤波器的通频带内, 则差拍误差电压ue (t) 能顺利通过环路滤波器加到VCO上, 控制VCO的振荡频率, 使其随差拍电压的变化而变化, 所以VCO输出是一个调频波, 即ωy (t) 将在ωy0上下摆动。由于Δω1较小, 所以ωy (t) 很容易摆动到ωi, 环路进入锁定状态, 鉴相器将输出一个与稳态相位差对应的直流电压, 维持环路动态平衡。若瞬时角频差Δω1数值较大, 则差拍电压ue (t) 的频率较高, 它的幅度在经过环路滤波器时可能受到一些衰减, 这样, VCO的输出振荡角频率ωy (t) 上下摆动的范围也将减小一些, 故需要多次摆动才能靠近输入角频率ωi (t) , 即捕捉过程需要许多个差拍周期才能完成, 因此捕捉时间较长, 若Δω1太大, 将无法捕捉到, 环路一直处于失锁状态。能够由失锁进入锁定所允许的最大固有角频差Δω1m的两倍称为环路的捕捉带。

VCO是频率源的关键器件, 已广泛应用于各种电子系统之中。VCO的性能对电子系统有决定性的影响, 今后, VCO技术的研究与开发工作将继续围绕VCO组件和单片集成VCO 展开。但是, 全集成单片VCO技术是研究工作的重点, 也是未来VCO技术的发展方向。

参考文献

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压控振荡 篇5

本设计对LC压控振荡器的电路结构、调谐范围、相位噪声以及功耗等方面做了详细的分析研究,基于ADS仿真软件设计了一款宽调谐范围、低相位噪声、低功耗的互补交叉耦合型LC压控振荡器。

1 电路设计

1.1 工作原理

振荡器一般都由放大单元电路和实现正反馈的反馈网络两部分组成,若放大单元的传递函数用Ha(ω)表示,反馈网络的传递函数用Hf(ω)表示,则振荡器的起振条件和平衡条件[1]可表示为:

(起振振幅条件:环路增益大于1)

(平衡振幅条件:环路增益等于1)

(相位条件:环路相移为2π的整数倍)

理想LC谐振腔中所储能量在电容和电感中相互转换而没有损耗,故能无限振荡下去。但是由于实际电容和电感都存在着寄生电阻,因此LC谐振腔中所储能量在转换过程中不可避免地要在寄生电阻上损耗一部分,如若没有能量补充,则LC谐振腔将做幅度逐渐减小的阻尼振荡而不能持续振荡下去。一种解决方法就是利用负阻提供足够能量补偿LC谐振腔中的能量损耗从而使其能持续振荡。

1.2 负阻实现

负阻常由交叉耦合的NMOS对管或PMOS对管实现,常用结构有三种:单NMOS结构;单PMOS结构;互补NMOS和PMOS结构。相比于单MOS结构,互补结构有以下优点:(1)互补结构有两对MOS对管提供负阻,故可用更小的电流补偿电容、电感的损耗,降低了功耗。(2)互补结构有更大的输出振幅,故有更好的信噪比,且不需要后级缓冲电路。(3)可通过调整两种管子的尺寸使其跨导相等(gn=gp)以得到更对称的振荡波形,从而降低相位噪声[2]。不过互补结构也有占用面积大、工作电压高的特点,但高工作电压也意味着有宽的电压调谐范围,即低的调谐增益K,这也进一步优化了相位噪声性能。基于以上分析本设计最终选定互补型结构,其电路结构如图1所示。

图1中,共源放大器M2和M4对输入信号A进行反相放大后输出B,完成一次相位180°偏移,共源放大器M1和M3又对B进行反相放大输出A,至此,信号A完成360°偏移。同理B的相位偏移过程也是如此。同时为满足环路增益条件,M1～M4提供的总跨导(gnp)与LC谐振腔的总跨导(gtank=1/Rtank)须满足:gnp=α×gtank,其中α是安全系数,只要保证它超过1.2即可起振(经常取值在2～3之间),再通过合适调整M1～M4的长宽比即可保证振荡稳定持续地进行。

1.3 宽调谐实现

由调谐范围公式:可知,若要拓宽VCO的调谐范围,理论上可使用大电容系数比(Cmax/Cmin)的可变电容,使得在相等的控制电压Vctr变化幅度下Cvar有更大的变化范围,即相当于提高调谐控制灵敏度Kvco,由振荡频率:fosc=f0+Kvco×Vctr,其中。可知Kvco越大则振荡频率fosc对调谐控制电压的噪声干扰越敏感,因此Kvco应本着满足调谐范围要求下越小越好的准则,即变容管的电容系数比(Cmax/Cmin)要适当减小(可通过合适调整M5～M6的长宽比实现),且工作电压要稍微高一点以确保有较大的电压调谐范围,或在MOS变容管的两端并联高Q值的MIM电容等方法降低调谐增益Kvco。鉴于此准则,在VCO设计中常用电路切换技术实现宽调谐范围的目标,电路切换技术有三种:(1)电感切换技术。但由于片上电感具有占用芯片面积大、Q值不高、寄生电容大、自谐振频率低等特点故而不常用。(2)多窄带VCO切换技术。此方法实现简单、噪声性能较好,但占面积太大,且功耗也高,所以也不常用。(3)电容切换技术。就是通过电容开关阵列(SCA)和一个小变容管实现宽调谐范围,设计中常用具有二进制权重的高Q值MIM固定电容和MOS开关管构成开关支路,实现频率的离散调整,用MOS变容管实现频率的连续调整,以覆盖两个临近离散频率之间的差值(并要有一段重叠区域)。这种方法结构简单、噪声抑制能力强,因此本设计选择电容切换技术来实现宽调谐。

1.4 低噪声实现

频率合成器的相位噪声对信息传输质量和稳定性有极大影响,而频率合成器的相位噪声主要是由VCO决定的,因此,降低VCO的相位噪声是VCO设计的首要任务。由Leeson的线性时不变相位噪声模型[3,6]:

可知,VCO的相位噪声来源有内部噪声:尾电流源、互补差分对管、谐振回路的Q值以及外部噪声,主要是电源电压的抖动。对此可做如下考虑:(1)对于电源电压的抖动噪声可以在电源线附近加滤波网络减少干扰。(2)谐振腔的品质因数[4]而对于CMOS工艺的电容其Qc很高,所以Qtank≈Ql,即谐振腔的品质因数主要由电感的品质因数确定,片上电感实现方式有:有源电感(噪声大)、键合线电感(可重复性差)、螺旋电感。经常使用的是螺旋电感,并可通过线圈间距取最小、线圈金属尽可能的厚、L值要小、八边形状以及适当选取线圈半径、线宽等来提高其Q值[5]。(3)对于互补差分对,在满足起振条件的基础上,应适当减小MOS管的跨导(即减小宽长比),调整两种管子的尺寸使gmn=gmp来使输出波形对称,增加MOS器件面积,以减小1/f噪声。在确定沟道长度为最小值的基础上,既要增大MOS管宽度,还要在降低MOS热噪声和降低寄生电容间进行折中。(4尾电流源是一个很重要的噪声源,在共模点CM处,尾电流源偶次谐波(2nω0)附近的噪声将通过混频过程进入振荡器基频的噪声中。为消除和抑制偶次谐波上的噪声,可在尾电流上并联一个起低通滤波作用的大电容C2,C2的大小应使低通滤波器的截止频率低于二次谐波频率2ω0,从而把二次以上的偶次谐波滤掉,降低尾电流的沟道调制效应,减小振荡波形中的高次谐波失真[7]。但C2也同时降低了共模点CM处的高频阻抗,电流的二次谐波分量会通过并联的C2直接到地,减小了谐振回路的有效负载,降低了回路的有载品质因数。对此可在共模点与尾电流间设计一个谐振在2ω0的电感电容回路,在共模点CM处提供高阻抗,从而改善相噪。

另外,在满足了功耗要求的前提下应适当加大尾电流Ibias的值以提高输出振幅(Vtank=IbiasRtank)进而提高信噪比。

1.5 低功耗实现

在LC谐振回路中L所储最大能量等于C中所储最大能量,即有:

式中,Vtank为C上的电压峰值,Itank为L上的电流峰值。LC回路中Rtank的能量损耗为:

另外LC电路有两种工作区域[8],即:

Vtank=Vlimit(电压限制区)

由上分析可知,若要在不恶化相位噪声的基础上降低功耗则须:(1)在满足相位噪声和振幅指标要求的前提下适当降低工作电压和电流;(2)选择合适的Ibias值使LC电路工作在电流限制区和电压限制区的临界处;(3)尽可能提高谐振腔中电容,尤其是电感的Q值以降低Rtank的值;(4)适当提高谐振腔中L的值并降低C的值。

2 仿真结果

根据上面分析设计的电路利用ADS软件仿真,得到的相位噪声曲线和f-v调谐曲线分别如图2、图3所示。

结果显示:在电源电压Vdd=1.8 V时,调谐电压范围为0～1.8 V,中心频点为2.42 GHz,调谐范围为2.127 GHz～2.714 GHz,调谐范围达到24.26%,调谐增益小于100 MHz/V,相位噪声为-139.385 dBc/Hz@1MHz,静态功耗为7.74 m W。

本设计采用开关电容阵列对频率离散粗调和MOS变容管对频率连续微调相结合的方法实现宽调谐,通过选用小电容系数比的MOS变容管并在其两端并联高Q值的MIM电容降低调谐增益Kvco,同时采用互补结构,不但增加了调谐电压的输入范围,而且使输出波形更对称,从而降低了相噪。另外,在尾电流、电源电压以及调谐电压等处进行滤波,进一步降低了相噪,并通过选择合适的Ibias值在功耗和相位噪声之间进行了折中,最终设计出了一个宽调谐范围低相位噪声且低功耗的互补交叉耦合型LC压控振荡器,满足当前通信系统的要求,可广泛应用于各种射频前端中。

参考文献

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压控振荡 篇6

关键词：输入电压,振荡频率,压控振荡器

模拟振荡器是诸多电路系统的组成部分,尤其是压控振荡器( VCO) 的应用广泛,其振荡频率随输入控制电压的变化而改变,作为单片集成电路或SOC芯片中的一部分,被大量应用于自动检测、自动控制以及通讯系统当中［1］。从工作原理上看,集成压控振荡器大致可分为3 类: 施密特触发器型、电容交叉充电型和定时器型。其中,交叉充电式压控振荡器存在充电延时以及对其中的主从型JK触发器要求过高等缺点。而定时器型振荡器由触发器、电压比较器、基准电压源、 电压跟随器、电流源等组成,因所用模块过多,使芯片的整体功耗增加。因此本文将以结构相对简单、性能相对稳定的施密特触发器型为基础,设计一种新型的压控振荡器。

1 传统施密特触发器型压控振荡器

若将反相输出的施密特触发器的输出端经RC积分电路反馈到输入端,就能构成多谐振荡器。若改用一个由输入电压VI控制的电流源对输入端的电容反复充、放电,则充、放电时间将随着输入电压的变化而变化。这样就可用输入电压VI来控制振荡频率［2］。

当充放电电流增大时,充电时间和放电时间随之减小,因此振荡周期缩短、振荡频率增加。若电容充电和放电的电流相等,则电容两端的电压VA将是三角波［2］。常见的振荡器芯片如LM566 就是根据上述原理设计的,其最高振荡频率可达1 MHz［2 －3］。

2 改进电路结构

传统施密特触发器型压控振荡器最大的缺点是受控电流源以及充放电电路均采用BJT,其与MOS相比,所占芯片面积以及功耗均较大,且制造工艺更加复杂,同时由于电路全部使用NPN型晶体管,所以造成了电压堆积,使得输入控制电压的下限值较高,针对以上缺点,对传统电路结构进行了改进。

2. 1 总体电路

如图1 所示为改进后的电路结构,在此对充放电电路以及受控电流源电路重新设计。其中M1管以及电阻R构成受控电流源,而M4分别和M5、M2、M3以及M6组成充、放电电路。电路工作原理如下: 接通电源后,电流首先为电容C充电,M1、M4、M5、M2、M3管导通,电流通过M3流入TG1的输入端,此时与门的输出为高电平,因此TG1导通,TG2关断。当电容两端电压达到VT +时,与门输出端发生翻转,变为低电平,导致TG1关断,TG2开启,电容电流通过TG2以及M6管放电,电容两端电压下降,当下降到VT －时,与门输出端再一次发生翻转,输出变为高电平,从而使TG1开启、TG2关断,重复充电过程。二输入与门的另一个输入端为使能端,正常工作时为高电平,当置为低电平时,整个VCO电路停止工作,输出恒为低电平。整体电路充放电电路部分晶体管的宽长比分别为: M1、M2、 M3为4/1,M4、M5、M6为2/1。

2. 2 主要模块电路

图2 所示为电路中的CMOS传输门,其中NMOS和PMOS的栅极做为互补的逻辑时序控制端引出,而两个导体管的源漏极分别做为传输门的输入和输出端。在正常工作时,输出电平等于输入电平,其中输入端和输出端可调换使用。M1和M2管的宽长比均为2∶1［4 －6］。

图3 为电路中的施密特触发器,可分为3 部分,其中T1~ T6为施密特电路,而T7和T8以及T9和T10分别组成两个首尾相连的振荡器,起到改善输出电压波形的作用,T11和T12组成的反相器作为输出缓冲级,不但可提高电路的带负载能力,且还能将内部电路与负载相隔离,起到保护内部电路作用。触发器电路中所有晶体管的宽长比均为6∶2［7 －10］。

3 仿真结果

在电源电压3. 3 V,R =10 kΩ,C =10 pF的条件下对总体电路进行仿真,图4 为仿真结果,在输入控制电压VI达到下限值约为0. 3 VCC时( 1 V) 时,振荡器输出振荡频率为最大值1. 16 MHz,振幅为3. 3 V,毛刺电压不到0. 1 V,输出电压失真率不到3%。传统施密特触发器型压控振荡器,如上述LM566 芯片VI下限值为0. 75 Vcc［3］。与其相比,此电路输入控制电压下限值明显有所提高,同时最大振荡频率比传统振荡器的最大振荡频率1 MHz也有所增加。

4结束语