车载充电器（精选7篇）
车载充电器 篇1
0 引言
电动汽车作为一种新型交通工具,在缓解能源危机、促进环境与人类和谐发展等方面具有很大的优势。大力发展电动汽车,可以优化能源供应结构,有效地减少中国对石油资源的依赖,保证中国经济发展中的能源安全,是解决能源战略安全问题的重要措施,也是确保经济、社会可持续发展的必然选择[1,2]。
电动汽车充电设施建设是电动汽车产业健康发展的前提和基础。2010年2月国家电网公司发布了《国家电网智能化规划总报告》,对电动汽车充电设施建设提出了明确的规划:到2015年,国家电网公司将累计建设4 000座电动汽车充电站;到2020年,国家电网公司将累计建设10 000座电动汽车充电站。一个完整的充电站主要包括供电系统、充电系统、监控系统及其他辅助设施。其中,充电系统主要包括交流充电桩和非车载充电机,是充电站的核心设备。
非车载充电机是一种利用现代功率电子变换和控制技术将电网交流电能转变为直流电能的功率变换装置,其整流部分根据容量的不同可由多台充电模块并联组成。结合目前主流电动汽车动力电池的充电需求,本文给出了一种采用LLC串联谐振控制的500 V/25 A(电压调节范围200～500 V)电动汽车大功率高频开关整流充电模块的总体设计方案,详细介绍了充电模块主电路、控制电路的实现方法。针对该电路存在的空载或轻载输出电压上升、参数设计困难等缺点[3,4],本文提供了一种解决方案,并定量地给出了充电模块输入电压、开关频率、输出电压等参数的相互关系。
1 充电模块设计方案
1.1 总体设计
图1给出了充电模块的原理框图。根据各组成部分功能的不同,该模块可分为功率变换主电路、采样与控制电路、输入输出保护电路、通信和均流电路、显示及操作界面等几个部分。本文主要介绍功率变换主电路设计和控制电路设计方案。
1.2 功率变换主电路设计
功率变换主电路采用半桥LLC串联谐振电路,如图2所示。其中,Uin为三相输入整流后的直流电压值,Uo为充电模块输出直流电压。为便于后文分析,充电机负载用电阻Ro代替,变压器用励磁电感Lm和理想变压器T1代替。由于单模块为高压大功率输出,Q1和Q2分别通过6个型号为27N80的金氧氧化物半导体场效应管(MOSFET)并联实现,输出整流二极管型号为DESI60-10A。
该电路具有如下优点[5,6,7]:拓扑结构简单,功率密度高,初级开关管可实现零电压开关且关断电流小,次级整流二极管可实现零电流开关,变换效率高,可高频化。
一般情况下,由于励磁电流比较大,原边MOS管很容易获得零电压开关。同时,由于变压器原、副边电流波形接近正弦波及输出电容的钳位,输出整流二极管上没有电压和电流尖峰。因此,LLC串联谐振DC/DC变换器能获得很高的效率及良好的电磁兼容性能。
1.3 控制电路设计
传统的LLC串联谐振变换器通过调节功率管开关频率来实现稳定工作。研究[8,9,10]表明,该变换器输出电压增益M与开关管工作频率f之间成反比关系:工作频率越高,M越小,输出电压越低;工作频率越低,M越大,输出电压越高。因此,在空载和轻载时,为了稳定输出电压,功率管工作频率需要升得很高,从而产生磁性器件难以优化和空载损耗过高的问题。
为解决上述问题,设计了以SG3525(以下简称3525)为核心的控制方案,具体电路如图3所示。
图3所示的控制电路主要由电压比例—积分(PI)调节器和电流PI调节器、多个比较器、3525及外围电路组成。变换器工作在输出空载或者轻载、深度限流等工作状态时,为了避免功率管工作频率过高,脉宽调制(PWM)调节模块通过比较器判断使得3525的PWM脉冲的占空比间歇性为0,以保证变换器稳压或者稳流输出,且损耗极低[11]。其他情况下,变换器无论工作在稳压状态还是稳流状态,3525均通过PFM调节模块恒定输出占空比为50%的脉冲,功率管开关频率随负载变化而变化。通过调节开关频率调节充电机输出电压和输出电流,进而使上述控制方案可满足电动汽车动力电池的恒压—恒流充电、智能充电等各种充电需求。
2 输出电压特性分析
对于采用变频控制的LLC串联谐振变换器,其输入输出电压与开关管的工作频率及主电路的谐振
频率、谐振电感和谐振电容等参数密切相关,而找到上述参数之间的关系是LLC串联谐振变换器设计的关键。为获得充电模块的输出电压特性,本节对该变换器的主电路工作过程进行分析,定量给出开关管开关频率大于、等于和小于变换器谐振频率时的输出电压,为充电机的设计提供指导。
2.1 开关频率高于谐振频率
为便于分析,假定图2所示的充电模块主电路所有器件均为理想器件。
开关频率高于谐振频率(fk>fr)时,将图2所示变换器负载折合到原边的等效模型如图4所示。
由于谐振电容上的直流电压分量为输入电压的一半,将直流分量移出来,从下管Q2的端口看进去,开关管的开关效果相当于在其端口加上幅值为输入电压一半、开关频率为工作频率fk的方波,变压器原、副边得到的是与其有一定相移、同频率的方波,副边方波电压的幅值即为输出电压Uo。负载电阻折合到变压器原边后的电阻值为Rp=n2Ro。
图4中输入电压uin为幅值是输入电压一半、开关频率为工作频率fk的方波信号。输出电压up可以表示为:
式中:ω=2πfk。
由分析可知,折合后变压器原边电压up已经不再是一个方波,因此计算幅值大小时要乘一个折合系数λ,通过对式(1)取模值,得到变压器原边电压的幅值Up与输入电压幅值Uin大小的关系为:
通过数据分析,当λ=fr/fk时,式(2)与实际结果最接近。变压器副边电压幅值Uo与原边电压关系为Uo=Up/n。则Uo与Uin、工作频率fk等各参数之间的关系为:
2.2 开关频率等于谐振频率
当开关频率fk等于谐振频率fr时,MOS管Q1和Q2的开关动作恰好发生在励磁电流im为最大值且该值与谐振电流il相等时,谐振电流il波形为理想的正弦波。此时ω=2πfr=2πfk。由式(3)可得,Uo与Uin的关系为:
2.3 开关频率低于谐振频率
开关频率fk低于谐振频率fr时,变压器原、副边电压已经不再是方波电压,变换器各关键参数之间的关系可按下述方法分析。
设谐振电流il为:
则变压器副边电流为:
不计变换器的损耗,则半个开关周期内变压器副边向输出滤波电容传递的能量等于半个开关周期输出滤波电容向负载传递的能量,即
由于励磁电流im在这半个周期内正负对称,积分为0,式(7)变为:
同样,不计损耗,半个开关周期内输入电压传出的能量等于一个开关周期内输出电容向负载传递的能量,即
分析可知,式(9)中励磁电流im在积分时间1/(2fr)～1/(2fk)内近似不变,其值为:
将式(8)、式(10)代入式(9)可得:
3 原理样机实验结果
3.1 主要设计参数
输入交流电压:380 V交流(±20%);
输出最高电压:500 V直流(变化范围200～500 V);
最大输出电流:25 A;开关频率:25～140 kHz;
输入功率因数:≥0.90;效率:≥92%;
稳压精度:≤0.5%;稳流精度:≤0.5%;
纹波系数:≤0.5%;空载损耗:≤30 W。
3.2 实验数据
表1给出了输入电压在正常工作范围内变化、负载电流从0到满载变化时,充电模块不同输出电压时的稳压精度和纹波系数实验数据。其中,Ie为充电模块额定输出电流(25 A)。
表2给出了输入和输出电压均在正常工作范围内变化时,充电模块输出稳流精度实验数据。
表3给出了500 V直流输出、不同输入电压和负载时充电模块输入功率因数和效率实验数据。
经测试,该充电模块在不同输入和输出情况下的空载损耗仅为16 W左右。由于目前实际充电的电动汽车数量比较少,减少充电机空载待机损耗、提高充电机效率有助于大幅度降低电动汽车充电设施的运营成本。
上述实际测试数据表明,该充电模块所有性能参数完全满足设计要求。
3.3 实验波形
图5给出了空载情况下充电模块谐振电感电流波形。显然,谐振电感电流为间歇性工作方式,可有效降低开关管开关损耗。此外,间歇性控制方式也可确保该变换器在空载工作时输出电压保持稳定。
图6给出了开关频率高于谐振频率时变压器原边电压和谐振电感电流波形。
显然,谐振电感波形大部分时间处于正弦谐振状态。这种工作方式可有效降低充电模块电磁干扰,提高其电磁兼容性能。
4 结语
本文介绍了一种基于LLC串联谐振控制的电动汽车非车载充电机充电模块,给出了模块主电路和控制电路的设计方案,分析了该充电机输出电压特性。原理样机的试验结果表明,该充电模块具有较高的转换效率,很低的空载损耗,性能参数完全满足设计要求。目前,该充电机已在国内多个电动汽车充电站中得到应用,运行稳定,有推广应用价值。
参考文献
[1]陈清泉,詹宜巨.21世纪的绿色交通工具———电动车[M].北京:清华大学出版社,2000.
[2]陈清泉,孙逢春,祝嘉光.现代电动汽车技术[M].北京:北京理工大学出版社,2002.
[3]谢小高,张军明,钱照明.一种具有自限流功能的LLC谐振变流器拓扑[J].电力系统自动化,2006,30(1):64-67.XIE Xiaogao,ZHANG Junming,QIAN Zhaoming.New LLCresonant converter topology with self current-limitation[J].Automation of Electric Power Systems,2006,30(1):64-67.
[4]顾亦磊,吕征宇,钱照明.三电平LLC谐振型DC/DC变换器的分析与设计[J].电力系统自动化,2004,28(16):67-71.GU Yilei,LZhengyu,QIAN Zhaoming.Analysis and designof a three-level LLC resonant DC/DC converter[J].Automationof Electric Power Systems,2004,28(16):67-71.
[5]LIBERATORE A,BARTOLI M,REATTI A.Full-rangepower supply based on a two-inductor resonant current-clamped(L2R-CC)DC-DC converter[C]//Proceedings of IEEEInternational Symposium on Circuits and Systems,June 9-12,1997,Hong Kong,China:873-876.
[6]CAVALCANTE F S,KOLAR J W.Design of a 5kW highoutput voltage series parallel resonant DC-DC converter[C]//Proceedings of IEEE Power Electronic Specialist Conference,June 15-19,2003,Acpulco,Mexico:1807-1814.
[7]HUANG Guisong,ZHANG A J,GU Yilei.LLC seriesresonant DC-to-DC converter:USA,6344979[P].2002.
[8]LAZAR J F,MARTINELLI R.Steady-state analysis of theLLC series resonant converter[C]//Proceedings of IEEEAPEC,March 4-8,2001,California,CA,USA:605-609.
[9]YANG Bo,LEE F C,ZHANG A J,et al.LLC resonantconverter for front end DC/DC conversion[C]//Proceedings ofIEEE APEC,March 10-14,2002,Dallas,TX,USA:1108-1112.
[10]IVENSKY G,BRONSTEIN S,BEN-YAAKOV S.Approximate analysis of the resonant LCL DC-DC converter[C]//Proceedings of IEEE Convention of Electrical andElectronics Engineers,September 6-7,2004,Tel-Ariv,Israel:44-47.
[11]陈良亮.串联谐振直流/直流变换器:中国,201010188294.7[P].2010.
车载充电器 篇2
关键词：电动汽车电池,充电电路,充电方法,控制方法
0 引 言
从20 世纪90 年代初起,世界各大汽车集团公司都在电动汽车上投入了较大的资金,并研制出多种电动汽车及电动汽车概念车,如Ford 的Think city , GM 的EV1 , Toyota 的RAV4 、Prius 和FCEV ,Honda 的EV,再如Plus、Insight 和FCX2V3 等[1,2,3] 。国内在国家电动汽车重大科技专项启动后,全国各地也掀起了一股研制和开发电动汽车的热潮。电动汽车内部的储能元件(即车载电池)的快速充、放电问题一直是掣肘电动汽车发展的主要瓶颈之一。目前已经研究出来的充电方式有恒流充电、恒压充电、浮充充电和脉冲充电等。恒流与恒压充电,前者易出现过充现象损坏电池,后者的充电效率太低;浮充充电只能针对剩余容量较大的电池;而脉冲充电由于充电后期所需的电流很小,开关导通占空比很低,控制难以实现。因此用现有充电策略对电池充电效率均很低,如比亚迪电动汽车F3DM完全充满需6 h,而针对不同电池需要有不同的充电策略,所以选择最有应用前景的电池并针对该电池设计高效安全的充电策略就显得十分必要。
电动汽车动力电池主要包括铅酸电池、镍氢电池和锂电池3种[4,5,6]。
锂蓄电池具有体积小、质量能量比高、质量功率比高、电压高、环保无污染等优点,它的能量密度可以达到镉镍蓄电池的1.5～3倍,锂蓄电池单元蓄电池的平均电压为3.6 V,相当于3个镍镉蓄电池串联起来的电压值,因此它能够减少蓄电池组的数目,从而可以降低因单元蓄电池电压差所造成的蓄电池故障发生的概率,因而可以延长蓄电池组的使用寿命,这对电动汽车而言具有很大的意义[7]。锂电池无记忆效应,其自放电率很低,稳定性好,不使用时内部基本不会发生化学反应。此外,由于内部不含有害重金属,具有很好的环保性。
锂电池的缺点是在强烈碰撞或高温中易发生爆炸。为了解决这个问题,磷酸铁锂电池应运而生。磷酸铁锂电池经过严格的安全测试,即使在最恶劣的交通事故中也不会产生爆炸,而且有很强的耐高温特性,是所有动力电池中最有应用前景的一种。
基于以上分析,本研究采用磷酸铁锂电池作为充电测试对象,利用电力电子功率变换器,通过分段充电策略,实现对锂电池的安全快速充电。
1 电动汽车充电装置总体设计
1.1 基本要求
由于锂电池是车载动力电池中最有应用前景,较之镍氢电池和铅酸电池具有明显优势,且磷酸铁锂电池已经基本解决了锂电池不稳定易爆炸的缺点,故该电动汽车智能充电系统的设计,主要是针对锂电池。具体来说,系统应实现以下几点:
(1) 能对电池进行快速充电,能通过电池管理系统检测出电池充电时的初始容量,并做出相应的判断,选择合适的充电方法[8]。
(2) 能有效进行电压、电流和温度的采样,通过反馈环节将电压或电流稳定在额定的范围内,保证充电电流最大的同时电池安全可靠[9]。
(3) 通过保护电路实现系统运行的安全性,当温度或者电流超过额定最大值时,保护电路能迅速切断相应的开关元件。
1.2 系统的主要设计指标
系统主要设计指标如下所示:
(1) 输入电源:交流单相,相电压220 V;
(2) 输出直流电压:0 V～62 V可调,电压显示;
(3) 输出直流电流:0 A～60 A可调,电流显示;
(4) 自动检测整个电池组的充电电压,过压时能迅速进入保护;
(5)自动检测整个电池组的充电电流,过流时能迅速进入保护;
(6) 可由用户灵活设定充电电流的额定值和最大值,充电电压的额定值和最大值,并能进行实时调节,自动控制充电过程。
1.3 充电方法的选择
充电初期电池端压较低,所以可以采用恒流充电以提高充电速度,当电池电压达到了额定最大值时,转为恒压充电,从而避免过充。最后采用浮充充电使电池达到满充状态,当充电电流低于0.02 C时停止充电,如图1所示。
该方法既提高了充电效率,又避免电池由于过充而损坏,最后通过浮充方式使电池达到满充,可以提高电池的使用寿命,最大限度地利用了电池的容量。
1.4 充电电路总体框架
该系统包含两个主要部分,充电主电路和充电控制回路如图2所示。三相整流和全桥DC-DC变换器组成了充电主回路,控制回路主要由DSP、扩展RAM、IGBT驱动保护电路、IGBT温度监测电路、三相电流电压监控电路、蓄电池状态监测保护电路等构成。充电系统在工作时,控制回路对主电路进行检测与反馈控制,维持充电电压和电流处于合理范围内,实现对电池组的安全、快速和智能充电。
2 充电主电路设计
电路输入为三相220 V交流市电,本研究采用单相桥式不控整流模块,将输入交流电转化为直流;其输出端的电容可以稳定直流母线电压,同时滤除高频干扰信号。采用这种整流模块可以在缩小变换器的体积同时得到更高的功率密度。DC-AC-DC环节包括全桥逆变器和单相整流模块。本研究通过检测充电电流和充电电压进行电压和电流负反馈以控制IGBT开关的开通和关断,从而实现恒流和恒压的输出。最后输出的直流电经过LC滤波后为电池充电。
该变换器由于采用了不控整流模块,比普通整流电路体积更小,集成度更高,而且功率密度较高。通过由全桥逆变器将整流输入的直流电逆变为交流电,经过变压器降压后由整流电路将交流电转换成动力电池所需的直流电,这样在得到所需的额定电压或电流的直流源的同时,还能保证滤除电网输入的或由开关器件产生的纹波(高频干扰信号),使供给电池的直流电较为理想。同时变压器使电网与电池之间实现电气隔离,充电过程更为安全可靠,供电质量也得到提高。又因为使用的功率开关较少,故控制容易实现,快速性较好,电压和电流的可调范围很宽,每个开关管承受的关断电压比一般的单管DC-DC变换电路小,这样有利于该电路应用于大功率场合。
3 控制策略
系统的充电控制由DSP2812芯片实现,包括对蓄电池的电流电压和温度采样进行分析和处理,输出控制信号,实时调整电路开关IGBT的占空比,控制充电电流大小,判断恒流充电转恒压充电的转换时刻等。控制的流程如图3所示。
充电开始时刻,先检测电池参数,若电池端电压低于给定最小值(电压过低),则进入涓流充电模式,并实时监测电池的端电压,直到电压达到给定值。当端电压等于或大于给定值时,标志着电池的剩余容量达到恒流充电的标准,立刻进入恒流充电模式。恒流充电阶段,DSP对反馈的电压值与额定的最大充电电压进行比较,当检测到的电压到达额定最大值时,进入恒压充电模式,这样可以保证锂电池不过充,从而避免损坏电池。恒压充电阶段,本研究通过检测电池温度,保证充电安全,若温度过高,则停止充电。当充电电流小于0.02 C时,充电完成。
4 实验与分析
本研究对锂电池进行充电实验,电池标称容量15 Ah(1 C),标称电压3.2 V,充电最大电压3.65 V,放电终止电压2.0 V。以1.0 C(15 A)恒流充电至电池端压达到3.65 V,再恒压充电至充电电流小于0.02 C(0.3 A)为止。本研究分别通过示波器采集恒流充电波形,恒压充电阶段波形,测试装置保护功能,由波形软件WaveStar生成图像。充电过程中电池端压会有所升高,充电停止静置15 min后即回复原值。
本研究首先将锂电池放电至端压为2.2 V,先进行涓流充电,使端压上升至2.6 V,然后进行恒流充电。与其他充电方式相比,恒流充电的效率最高,而由于该过程中电池电压未超过最大电压,不存在过充的危险,较纯恒流充电方式更为安全。恒流充电过程中电压、电流波形如图4所示。
当电池端压达到3.65 V 时,转入恒压充电,恒压充电时,电流线性下降,电压维持不变。通过这种方式可避免电池过充,充电效率也能得到保证,波形图如图5所示。
由恒压充电转换为涓流充电时刻的波形如图6所示,电流曲线下降,直到0.02 C时充电停止。这样可以保证电池满充,延长其使用寿命。
当电池端压高于给定时,系统经过延时,端压仍然高于给定值,则迅速进入保护,停止给电池充电,波形图如图7所示。
本研究通过定时采样,获得锂电池电压电流充电特性曲线,如图8所示,其中纵轴为电压和电流,电压单位为V/格,电流为5 A/格,横轴为充电时间。 其充电特性曲线基本符合理想的锂电池分段充电特性曲线,恒流充电阶段电压线性上升,恒压充电阶段电流线性下降,最后进入浮充阶段,电流降为0.02 C(0.3 A)表示充电结束。据特性图可得,电压达到额定值的时间约为30 min,达到满充状态也仅80 min,远低于常规充电方法,且经过浮充充电后,电池端电压稳定为额定值,充电质量理想,因而证明锂电池在较短的时间内获得了理想的充电效果。
本研究通过对比试验数据和其他充电方式的相关参数,可以得到如表1所示的充电方式特性对比结论。
5 结束语
本研究通过对电动汽车电池的比较,选择磷酸铁锂电池作为充电对象。并在分析众多充电拓扑和充电方法的基础上,设计出一种快速可靠的分段充电策略:充电初期采用恒流充电以提高充电效率;当电池端电压达到了充电最大值时,转为恒压充电,从而避免过充;最后采用浮充充电使电池达到满充状态。本研究运用该充电策略,以DSP芯片作为控制电路核心,实时监测电池端电压和电流,通过运算比较反馈信号对功率变换器主电路进行控制,使其实现对电池的分段充电。实验表明:分段充电策略比恒流充电方式更为安全,不会过充;比恒压与浮充方式更为高效;比脉冲方式更易于控制,且可靠性更高。它可以实现对磷酸铁锂电池的高效安全充电,且充电质量理想,具有很好的应用前景。
参考文献
[1]CHAN C C.The state of the art of electric and hybrid vehi-cles[J].IEEE2,0029,0(2):1-29.
[2]RIAZENMAN M J.Engineering the EV future[J].IEEESpectrum1,9983,5(11):18-20.
[3]HORI Y.Future Vehicle Driven by Electricity and ControlResearch on Four Wheel Motored“UOT Electric MarchⅡ”[C]//Proceedings of the IEEE Advanced Motion Control.Slovenia:[s.n.]2,002:1-14.
[4]许锦旋,苏成悦,潘永雄.充电器大功率变压器的设计[J].通信电源技术,2007,24(2):77-79.
[5]FURLAN S.A Comparative Valuation of External Costs dueto Transportation Electric VS Conventional Vehicles[C]//Proceedings of the EVS 17.Canada:[s.n.],2000:18-21.
[6]徐曼珍.新型蓄电池原理与应用[M].北京:人民邮电出版社,2005.
[7]文锋,姜久春,张维戈.电动汽车用锂离子电池组充电方法[J].汽车工程,2008,30(9):792-795.
[8]张巍,王艳,殷天明.基于DSP的电动汽车电池管理系统的设计[J].微计算机信息,2009,25(2):238-239.
车载充电器 篇3
在电动汽车领域, 移相PWM控制器常用DSP和全桥集成芯片。如F2802、F2803等, 但成本相对较高;UCC28950是TI公司进一步改进的相移全桥控制IC, 它比原有标准型UCC2895主要改进ZVS能力范围, 提高了轻载、空载转换效率。
本文首先介绍了UCC28950的电气特性、引脚的基本功能及电流型峰值控制的实现。然后用UCC28950设计了385V输入, 270~390V输出, 频率100K, 功率2.2k W, 移相全桥DC-DC变换器。
1 UCC28950应用特性
1.1 软启动功能
CC28950启动前首先满足条件:VDD电压要超过UVLO阈值:7.3V;5V基准电压已经实现;芯片结温低于140;软启动电容上的电压不低于0.55V。如果满足上述条件, 信号EN将产生出来开始软启动过程。用循序渐进地增加占空比完成软启动的闭环, 它从TMIN设置的最小占空比向上, 稳定地加大占空比直到输出电压所需要的占空比。
1.2 过流保护功能
采用峰值电流型控制模式时, CS电压达到2.0V时开始限流, 当出现过流故障时, CS电压超过2.5V, 输入脉冲关断, 开始新的周期。
2 主电路和控制电路的设计
动力锂电池组的电压范围:270~380V;在相应的移相全桥电路设计中的关键点:变压器的设计, 输出整流二极管的选取和短路保护。
2.1 变压器的设计过程
硬件电路的相关参数
输入电压:390Vdc, Vin=385V;输出电压:Vout=270~380Vdc
最大输出电流:2000/380=5.3A;采用全桥隔离变换器, 开关管工作频率f=100K。
主变压器设计:
磁芯选择:变压器磁芯为PQ50/50铁氧体磁芯。磁芯截面积Ae=320mm2。 (1) 变压器次级最大输出电压Vs:
为电源最大输出电压, VD为整流二极管压降, VL为滤波电感压降, Dmax最大占空比, 取0.90。
(4) 变压器初级匝数:Np=Ns*0.902=18匝。
2.2 输出整流二极管的选取
整流二极管存在结电容。实际变压器的漏感和二极管发生振荡, 导致在二极管反向的电压尖峰很高, 超快恢复二极管不能使用。碳化硅无反向恢复电流, 所以碳化硅二极管能很好解决这个问题, 如CREE的C2D10120A。
2.3 短路保护
变压器寄生电感和二极管的极电容发生振荡, 波形如图4。
车载充电器 篇4
面临环境污染和能源的压力,国内外汽车厂商都十分重视研究开发电动汽车,各国国家不惜投入巨资进行研究开发,并制定了相关的政策推动电动汽车的发展。电动汽车充电系统作为电动汽车的重要配套工程,相关的研究与开发工作也取得了长足的发展,其研究方向主要集中在智能化快速充电技术、电池充放电安全管理,提高充电机的效率和功率密度,实现充电机的小型化、提高功率因素、减小充电机对电网的污染等方面。未来充电装置的发展趋势为智能化、高效率、高功率密度、高功率因数、高可靠性、小型化、方便维护与安装。
目前国内使用较多的为车载式充电机,但是由于没有遵从蓄电池内部的物理和化学规律进行合理的充电,大大降低了蓄电池的使用寿命,且硬件结构上采用的多为可控硅控制,由于不是智能控制,其效果不是很理想,故障也很多[1]。
1、充电机的总体结构设计
本设计“电动汽车车载高频智能充电机”采用单片机为主要控制核心。主要包括AC/DC变换器、IGBT功率模块、高频变压器、整流滤波电路、单片机控制电路、脉冲调宽电路以及状态显示电路等。整个电路采用了AC/DC-DC/DC的设计结构,其中AC/DC变换采用全桥式拓扑。控制电路的控制原理是通过对主电路的逆变部分的PWM(脉宽调制)调节,控制IGBT开关管导通、关闭的时间,以达到控制主电路输出部分的电压、电流的大小,其控制部分还包括对电流、电压、温度的采集监测以及实时显示。
2、充电机的主要电路设计
2.1 APFC电路设计
本设计选择工作于连续调制模式下的平均电流型升压式APFC电路来实现较为合适。由ICE2PCS01构成的有源功率因数校正电路具体的电路设计下图2所示。
2.2 充电控制电路的设计
充电控制电路采用C8051F040单片机进行数据采集和控制,该芯片是完全集成混合信号系统级芯片(SOC),具有与8051指令集完全兼容的CIP-51内核。它在一个芯片内集成了构成一个单片机数据采集或控制系统所需要的几乎所有模拟和数字外设及其他功能部件。这些外设或功能部件包括:ADC、可编程增益放大器、DAC、温度传感器、I2C总线、UART、SPI、定时器、可编程计数器、定时器阵列等。内置64K字节的Flash程序存储器和256B的内部RAM及4KB位于外部数据存储器空间的XRAM。C8051F040具有片内JTAG调试电路,通过4脚JTAG接口并使用安装在最终应用系统中的器件就可以进行非侵入式、全速的在系统调试。由于其具有多达8路12位ADC和8路8位ADC,能对来自端口PORTC的单端输入电压、电流进行采样。6通道PWM,片内可编程看门狗定时器,可大大简化单片机控制电路的外围设计和保证了程序的安全运行。ADC负责对充电时电压,电流,I2C负责温度数据的采集,PWM输出充电时电压电流的基准值到到比较电路,同时单片机控制开关电源控制模块UCC3895。
2.3 保护电路的设计
●电压检测电路:
电压采样电路由精密电阻和可调电阻构成,该电路采用单片机内部自带12位AD转换,减少了设计电路的复杂性,并提高了可靠性和精度,为了抵抗电气干扰和高压电击,该电路采用高速隔离光藕PC81 7隔离。
●电流检测电路:
一般进行电流采集时在电路中串联一个阻值很小的取样电阻,把取样电阻上的电压输入单片机转换通道,进行A/D转换,再通过计算把电压值转换为电流值。但由于本方案中充电电流较大,使用电阻采样会消耗点较多的功率,因此,本方案使用电流互感器进行电流采样。
●温度检测电路:
温度采样采用温度传感器LM92。常温下,测温精度可达到正负0.33度,并可与用户设置的温度点进行比较。通过I2C总线接口可对该传感器的内部寄存器进行读写操作。其编程容易,使用方便,在高精度温度测量及控温过程中得到广泛应用。
2.4 状态液晶显示模块电路
选用LCD1286A点阵液晶显示屏作为状态显示。液晶显示模块电路可直接与单片机C8051F040的I/O口的P5和P3连接,.P5作为数据口(D0～D7);P3.0、P3.1、P3.2、P3.3、P3.4和P3.5连接液晶模块的6条信号线LCDD/I,LCDR/W,LCDE,LCDCS1,LCDCS2和LCDRST控制液晶的读/写操作。在充电的每个阶段均有状态显示,如:电池处于正在充电状态、电池因温度过高进入温控状态、电池快充结束充电状态等。
2.5 软件设计
本充电机采用模块式结构,主要由初始化程序、充电方式设置模块、预处理模块、A/D转换模块、D/A转换模块、定时模块和显示模块等部分组成。其中,充电方式设置模块用于设置电池类型和充电方式;A/D转换模块用于检测电池的电压和温度,以确定是否终止充电过程;系统程序的流程图如图3所示[2]。
3、结论
本产品采用多种算法,可根据电池类型选用相应的充电曲线,对铅酸蓄电池、镍氢电池、锂离子电池等常用电池进行充电,满足多种类型电动汽车的应用,适用范围广。将不同电池类型的充电曲线数据及算法输入充电机控制芯片,通过软件程序,实现对多种电池类型的自动选择,智能充电,无需手动调节,并且能实现多种保护功能,延长蓄电池使用寿命。
参考文献
[1]陈清泉,孙逢春等.现代电动汽车技术.北京理工大学出版社.
车载充电器 篇5
1简介
本文设计的充电机输入电压为单相工频交流电压,输出电压范围96V～130V,输出电流最大为18A,输出功率最大2KW,主要为铅酸蓄电池充电。本文中充电机的主电路结构采用了ZVS的电路拓扑结构,如图1所示。
2充电机的控制系统设计
充电机的控制系统以ADI公司的8为模拟微控制器ADUC814和TI公司的UCC2895为核心。ADUC814负责外围信号的采集和监测、充电机输出电压电流的控制以及整个充电机系统的各种保护功能;JCC2895根据系统要求产生移向控制信号,控制整个主回路的正常工作。整个系统的结构如图2所示。
1.1 ADUC831
ADuC814 MicroConverter是一款完全集成的单芯片12位数据采集系统。与ADI公司的所有MicroConverter产品一样,它在单芯片上提供精密模数和数模转换功能以及一个Flash微控制器。ADuC814提供28引脚TSSOP封装,采用3V或5V电源供电。
该单片机主要有以下特点:6通道、5μs、自校准、12位ADC;两个12位轨到轨电压输出DAC;工业标准8052微控制器;8KB可在线重新编程的闪存程序存储器;640字节可读写的非易失性闪存数据存储器;温度监控器;可编程PLL时钟和低功耗工作模式;引脚数量更少、成本更低;基准电压源、串行接口端口、看门狗定时器、电源监控器、上电复位(POR)等;嵌入式下载/调试和仿真功能。
充电机的控制电路中主要用到了单片机的以下模块:(1) ADC模块。采用单片机的ADCO、ADC1、ADC2,ADC3,ADC4四个通道,分别采集充电机的输出电压、输出电流、蓄电池电压信号和充电机的内部温度信号。(2) DAC模块。采用单片机的DAC0,DAC1,分别提供充电机输出电压和输出电流的给定值。(3)定时器0。采用单片机的定时器模块,定时20毫秒一个工作周期。(4)I/O口。LED显示,输出继电器控制信号,以及充电机故障检测信号。
2.2 UCC2895
UCC2895芯片是Texas Instruments公司生产的专用PWM移相全桥DC/DC变换器新型控制芯片,现对于UCC3895,它的工作温度范围更宽,达到了-40℃～+85℃。它在UCC3875原有基础上增加了自适应死区设置和PWM软关断能力,适应了负载变化时不同的准谐振软开关要求。由于它采用了BICMOS工艺,从而功耗更小,工作频率更高,更加符合电力电子装置高效率、高频率、高可靠的发展要求。通过不同的外围电路设置,它既可工作于电压模式,也可工作于电流模式,并且软启动/软停止可按要求进行调节。
本文中车载充电机控制系统采用电压/电流双闭环控制。通过电压电流硬件PI电路控制UCC2895产生移向信号,来调整整个系统的输出电压和电流。
本设计中UCC2895的工作频率设置为60KHz,死区时间设置为1uS。
2.3电路设计
2.3.1电压电流信号采集电路
整个系统需要采集的电压电流信号如下:(1)交流输入电压信号:该信号首先经过整流滤波后变为直流电压,然后通过LM293比较器产生输入过压和欠压信号,通过光耦发送到单片机的IO进行检测。(2)输入电流信号:单相交流输入电压经过主回路整流桥后,变为直流母线电压,在直流母线回路中串接霍尔电流传感器,经过滤波放大后通过LM293比较器与给定参考电压比较产生输入过流信号,由单片机进行检测。(3)输出电压信号:输出电压信号经过电阻分压后,通过LM258放大跟随后送入单片机的ADC。(4)输出电流信号:输出电流信号经过检流电阻后,通过LM258放大跟随后送入单片机的ADC。(5)蓄电池电压信号:蓄电池电压信号经过电阻分压后,通过LM258放大跟随后送入单片机的ADC。2.3.2温度检测电路
温度控制电路主要检测车载充电机内部的温度信号。由于车载充电机的防水要求,整个车载充电机是密封的,所以检测整个充电机内部的环境温度对整个充电机的正常运行至关重要。温度检测热敏电阻,通过分压电阻采集到温度模拟信号经过放大处理后送入单片机ADC进行检测。温度超过+70℃时,充电机电流降额输出;超过+85℃时,充电机关闭输出;过温后,当温度降低到+80℃以下时,充电重新输出。
2.3.3 LED显示电路和输出继电器控制电路
LED显示电路由两个LED灯组成,通过不同的亮灭和闪烁状态显示充电机所处的状态。输出继电器控制电路有单片机IO口通过74HC14缓冲器直接驱动。
3系统程序设计
本系统采用C语言进行程序设计,采用的编译环境为KEIL公司的uVision4。程序流程图如图3。
4结语
该车载充电机控制电路经过试验测试,最高效率达到93%,满足了车载充电机的控制要求。对推广电动汽车的使用提供了更多的充电解决方案。
参考文献
[1]ANOLOG DEVICES.ADUC814:精密模拟微控制器[EB/OL].201 4.
[2]万文斌,项健,贾建雄.大功率智能充电机控制系统研制[J].蓄电池充电,201 3(1):33-36.
[3]张凤英,伍理勋,冯晓云,张斌斌.基于移向控制的电动汽车用充电机主回路分析研究[J].电源技术应用,2007(3):5-9.
[4]李树靖,林凌,李刚.蓄电池在线智能监测仪的设计[J].工业仪表与自动化装置,2003(6):21-24,40.
[5]牟翔永,陈庆川,朱明.基于UC3875的ZVZCS PWM软开关直流电源的研制[J].真空,2008,45(4):105-105.
车载充电器 篇6
目前市场上的电动汽车车载充电机和车载DC/DC都是两套独立系统, 每一套系统都有独立的电子零部件和散热外壳, 成本高同时占用车辆总布置空间, 不利于车辆轻量化和成本控制;对此, 曾也有部分厂家出于电动汽车轻量化的考虑, 把车载DC/DC和车载电机驱动控制器集成到一起, 共用一套散热系统, 可以有效减轻部分重量, 但无法做到最佳效果。车载驱动电机控制器是电机驱动电路, 而车载DC/DC是开关电源电路, 两套电路无法兼容合用, 并且同时工作无法错开;车载充电机和车载DC/DC工作可以错开, 因为两者都是开关电源系统电路。因此, 在设计时如果电压参数选择合理, 可以考虑共用一套开关电源系统, 共用一套散热系统, 即利用一套开关电源合并两套系统, 大大节约了电子零部件和材料成本, 减轻整车重量。本文尝试并设计了一种电动汽车车载充电及DC/DC一体化集成控制器, 实现了集成充电技术, 提高效率的同时降低了成本。
1、总体技术路线设计
基于从电动汽车充电时不能行驶, 行驶时不能充电的特点考虑, 本项目对车载充电机和车载DC/DC系统进行了整合, 搭建了电动汽车车载充电机及车载DC/DC一体化集成系统, 取消了车载DC/DC, 将其功能有机整合到了车载充电机中。搭建技术方案如图1 所示。
系统实现两种模式的切换:
(1) 工作在充电模式
当车辆使用后停在充电桩时, 充电插枪插入充电座, BMS通过CC确认信号后, 通过CAN通讯传输数据给车载充电机和DC/DC控制器, 车载充电机机和DC/DC控制器吸合K1, 工作在充电机状态, BMS吸合K2, 系统给高压动力电池充电。
(2) 工作在DC/DC模式
当车辆充电插枪拔出后, 车辆点火开关打到“ON”, 车载充电机和DC/DC控制器K1 常闭点接通高压动力电池充电, K2 断开, 工作在DC/DC状态, 系统给12V蓄电池充电。
2、主要部件设计
2.1 硬件主电路设计
要实现系统功能, 对主电路的设计至关重要。在分析了常用充电电源 (即开关电源、相控电源、线性电源) 各自优缺点的基础上, 本文采用了高频开关电源进行了设计, 设计的主电路包括DC/DC全桥功率变换电路、三相桥式整流电路, 具体如图2 所示。
将220V家用电做为输入, 通过三相桥式整流电路进行整流, 得到的直流电经过处理后送入由Q1、Q2、Q3、Q4 等组成的DC/DC功率变化电路形成高频脉冲, 将信号进行降压后送入整流电路进行整流, 最后将信号进行滤波, 形成汽车上所需要的12V低压直流电。
2.2 充电软件主程序设计
本文的充电软件主程序是基于TMS320F2812 控制器在CCS编译环境下进行开发, 采用了模块化的程序设计, 主充电程序框图如图3 所示。
在充电及DC/DC集成系统开始工作后, 首先进行AD模块以及芯片内管理模块初始化, 同时允许驱动功率保护、定时器1、实时时钟中断。之后开关中断, 实时时钟中断程序在设定时间到后将会中断, 即如果中断1 结果为Y, 则定时器1 中断服务程序;驱动保护在功率中断保护结果为Y时将中断程序, 为N时执行充电子程序。在充电进行一段时间内, 根据蓄电池状态来判断是否充满电, 若充满电则切断主电路、充电结束。
3、样机实验结果分析
本文集成控制器的样机如图4 所示。
对样机进行了试验, 并同独立充电器进行了对比, 得到结果如表1 所示。
通过试验对主要参数的对比分析可看出, 本文的车载充电及车载DC/DC集成控制器在减轻整车质量的前提下, 在充电效率、充电功率、功率因素等方面均要由于独立车载充电器, 性能优良。
4、结论
本文介绍了一种车载充电及车载DC/DC集成控制器, 搭建了总台技术路线以及核心软、硬件电路。样机的试验结果表明, 该集成控制器具有较高的充电效率, 符合电动汽车集成化、轻量化发展趋势。目前, 该充电器已经国内诸多电动汽车品牌中进行应用, 运行稳定, 有一定的推广应用价值。
参考文献
[1]陈清泉.现代电动车、电机驱动及电力电子技术[M].北京:机械工业出版社, 2005.
[2]郭煜.电动汽车双向DC/DC变换器的研究[D].天津:天津大学, 2004:7-12.
[3]王皆庆.纯电动汽车电池充电器的研究[D].北京:北京交通大学, 2009:3-8.
[4]李昌林.电动汽车车载充电系统的设计与实现[D].武汉:武汉理工大学, 2008:7-9.
[5]王宝瑛等.电动汽车用DC/DC变换器模糊控制的研究[J].汽车技术, 2005, 32 (6) :53-56.
[6]Wensong Yu, Hao Qian, Jih-Sheng Lai.Design of High-Efficiency Bidirectional DC/DC Converter and High-Precision Efficiency Measurement[R].USA:34th Annual Conference of IEEE, 2008:112-114.
车载充电器 篇7
随着能源危机与环境污染的加剧,新能源汽车作为替代传统汽车的节能环保型交通工具,开始被越来越多的消费者认可。根据中国汽车工业协会的数据,2015 年1 ~ 8 月份中国新能源汽车销量达到了10. 87万辆,已远超2014 年全年销量。纯电动汽车( EV) 作为新能源车中最重要的一种,也被认为是未来汽车的发展方向。为了满足汽车中不同电压等级负载的要求,目前电动汽车的电气系统包含高压系统和低压系统两部分。高压系统中由高压动力电池给电机,空调系统等提供电能; 低压系统中则由低压蓄电池给仪表盘,雨刮器等汽车低压负载提供电能。高压动力电池和低压蓄电池之间通过一级车载辅助充电DC-DC变换器连接,用于高压电池给低压负载的供电,同时给低压电池充电。
由于高压动力电池的电压等级为400 V,而低压蓄电池电压等级为12 V,因而要求DC-DC变换器能够实现高低压的电气隔离; 为了加快电池的充电效率,要求DC-DC变换器具备输出大电流的能力; 同时由于蓄电池的充电过程大多伴随着它的使用,变换器将较多地工作于轻载情况下,因而要求变换器拥有较高的轻载效率。常见的隔离型DC-DC拓扑主要有双管正激拓扑、半桥拓扑、全桥拓扑等。其中,全桥拓扑由于其更小的电压电流应力,更小的磁元件尺寸,更高的磁芯利用率,更灵活多变的控制方式,以及相同条件下能够输出更大功率的特点,更适合应用于车载辅助充电DC-DC中。而移相全桥作为全桥拓扑的一种,除了拥有上述全桥电路的优点外,还能够实现原边开关管的ZVS,有利于提高变换器的开关频率,效率和功率密度,降低开关噪声,同时控制简单,在目前的中高功率场合得到了广泛的应用[1,2]。
本研究针对车载辅助充电DC-DC变换器的应用场合,采用一种改进型的移相全桥拓扑设计制作一台工作频率100 k Hz,输入为300 V ~ 400 V、输出为12 V /160 A的样机,并介绍电路设计方案及关键参数的设计过程,最后给出样机的关键波形及效率曲线。
1变换器方案介绍
在实际应用的移相全桥电路中,存在一些问题,如轻载失去ZVS特性问题、副边整流二极管结电容引起的电压振荡问题、偏磁问题、占空比丢失问题等[3]。针对以上问题,文献[4-7]从改变拓扑结构和改变控制策略两方面提出了多种移相全桥改进方案。文献[8-9]则提出了一种简单有效的改进型拓扑,即通过在原边外加电感,增大了电路的ZVS范围; 通过在原边的外加电感与变压器中间添加两个箝位二极管,来箝位由副边整流二极管寄生电容引起的电压振荡,减小电压尖峰,降低器件的电压应力。文献[10]在上述移相全桥的基础上改变了外加电感和变压器的位置,使得箝位二极管每个开关周期只导通一次,其电路图及波形图如图1 所示。
笔者所设计的移相全桥DC-DC变换器的主电路图及总体控制框图如图2 所示。本研究在图1 所示的改进型移相全桥拓扑基础上,在原边交流侧增加了隔直电容,以防止由桥臂不对称导通时间引起偏磁问题,从而防止变压器饱和,同时考虑到车载辅助充电DCDC变换器要求输出大电流,因此副边采用了同步整流技术,以提升变换器整体效率。
图2 中输出电压VO经采样得到VOS,经过一级误差放大器,得到误差信号COMP,COMP作为PWM比较器第一个输入,与锯齿波比较产生PWM信号,PWM信号再经逻辑模块产生原边4 个开关管和副边SR的驱动信号。变换器采用副边控制即所有的控制电路均与副边共地,因而控制芯片产生的控制信号在经过驱动芯片后通过驱动变压器驱动原边开关管。
2主电路参数设计及计算
2. 1 变压器匝比n设计
由于移相全桥拓扑存在占空比丢失的问题,在设计变压器匝比时,应当考虑在占空比丢失最大的情况下,电路能否输出所需的最大占空比。
移相全桥的占空比丢失的估算公式如式( 1) 所示:
从式( 1) 中可以判断,最大占空比丢失发生在电路工作于最小输入电压Vin_min,最大输出电压VO_max,且满载时。因而可以根据图3 的设计流程设计变压器的匝比:
考虑到UCC28950 能够输出的最大占空比为0. 95,可以首先选择Deff_max1= 0. 9,计算变压器匝比n= 14. 5,如果选择整数14 为匝比继续计算,则此时最大占空比变为Deff_max2= 0. 868。在计算占空比丢失时外加电感值暂时用Lr= 5 μH代入计算,得到此时的占空比丢失Dloss= 0. 078。计算Deff_max2+ Dloss< 0. 95,最大占空比能够实现,因此确定变压器匝比为14 ∶ 1 ∶ 1。
2. 2 外加辅助电感Lr设计
移相全桥滞后臂ZVS的实现,依赖于开关管结电容与外加电感的谐振。当负载较重时,外加电感上的能量足够给滞后桥臂开关管的结电容完全充放电,因而滞后臂能够实现ZVS,而当负载较轻时,外加电感上的能量不足以给滞后臂开关管结电容完全充放电,滞后臂开关管就失去了ZVS特性。因而要保证滞后臂实现ZVS,要求外加电感的能量大于开关管充放电所需能量,即外加电感值需满足:
式中: iP—滞后臂关断时的原边电流值; CS3,CS4—原边开关管的结电容。根据式( 2) 画出的当Vin= Vin_max时外加电感Lr取值与负载的关系如图4 所示。从图4中可以看到,若要求25% 以上负载范围内电路实现ZVS,则取谐振电感值Lr> 5 μH即可。需要注意的是,实际中变压器的漏感Lk不可能为零,因此在计算了实现ZVS所需的电感值后,还应根据实际变压器漏感值调整外加电感值,以防止引起占空比丢失过大的问题。本研究中根据实际要求,选择外加电感Lr= 3 μH。
2. 3 输出滤波设计
在设计输出滤波电感值时,需要根据要求的电流纹波 ΔIO来计算输出滤波电感值:
同时,可以根据输出电流纹波 ΔIO计算出输出电容一次充( 放) 电的电荷量:
式中: TS—一个开关周期的时间。
由此,则可以根据所要求的最大输出纹波值 ΔVO计算所需的输出电容值:
本研究中根据实际的要求,选择输出滤波电感LO=2. 1 μH,选择输出滤波电容CO= 200 μF。
3实验结果
按照上述的分析,本研究设计制作了一台实验样机,样机关键电路参数如表1 所示。
电路工作于25% 负载情况下的关键波形如图5所示。图5 中,T0刻到T2时刻为一个开关周期,在一个开关周期中,电路先后经过了环流,换流,输出能量,环流,换流,输出能量6 个阶段,箝位二极管D3只在正半周的输出能量阶段导通一次,而在其余阶段均不导通。
滞后臂上管S3的ZVS波形如图6 所示,对应于图5 中的T1时刻。T1时刻滞后臂下管S4关断,外加电感与滞后臂上下管的结电容发生谐振,使得S3两端电压VDS下降。由于采用了驱动变压器驱动,因而开关管的驱动波形VGS在开关管关断时为负压,从图中看到,在VGS还是负压时,也即S3还未开通时,S3两端的VDS波形就已下降到0,因此开关管在开通时实现了S3的零电压开通,降低了开关管的开关损耗。
iP—变压器原边电流,iD3—流过箝位二极管D3的电流,Vab—两个桥臂中点电压。
电路工作于额定输出电压时的效率曲线如图7 所示。从效率曲线中看到,变换器在最大输入电压及额定输出电压的情况下峰值效率达到了97. 2% ,且在输出最高160 A大电流的情况下,仍然保持了92. 4% 以上的较高效率值。而当变换器工作于轻载时( 0 ~50% 负载范围) ,变换器的效率保持在了96% 左右。
4结束语
本研究针对电动汽车车载辅助充电DC-DC的应用领域,通过分析车载辅助充电DC-DC的应用需求,分析采用移相全桥拓扑。其次根据移相全桥存在的问题采用了一种带箝位二极管的改进型移相全桥拓扑,设计了一款DC-DC变换器,并搭建了样机进行测试。对样机的测试结果显示样机能够实现最高160 A的大电流输出,因而能够满足电动汽车低压电池的快速充电要求; 同时变换器的滞后桥臂开关管能在25% ~100% 负载范围内实现零电压开通,减小了开关损耗,提高了变换器的总体效率,特别是轻载时候效率,从而使得变换器在其主要工作状态下的性能得到了提升。
参考文献
[1]MWEENE L H,WRIGHT C A,SCHLECHT M F.A 1 k W500 k Hz front-end converter for a distributed power supply system[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1991,6(3):398-407.
[2]SABATE J,VLATKOVIC V,RIDLEY R,et al.Design considerations for high-voltage high-power full-bridge zerovoltage-switched PWM converter[C]//Applied Power Electronics Conference and Exposition,1990.APEC'90,Conference Proceedings 1990.,Fifth Annual.IEEE,1990:275-284.
[3]ZELJKOVIC S,REITER T,GERLING D.Analysis of rectifier topologies for automotive HV to LV phase shift ZVT DC/DC converter[C]//Power Electronics and Motion Control Conference(EPE/PEMC),2012 15th International.IEEE,2012:DS1b.4-1-DS1b.4-7.
[4]WU X,CHEN H,ZHANG J,et al.An improved high efficiency full bridge ZVS DC-DC converter with overall load range soft switching[C]//Power Electronics Specialists Conference,2004.PESC 04.2004 IEEE 35th Annual.IEEE,2004:1605-1611.
[5]BORAGE M,TIWARI S,BHARDWAJ S,et al.A FullBridge DC-DC Converter With Zero-Voltage-Switching Over the Entire Conversion Range[J].Power Electronics IEEE Transactions on,2008,23(4):1743-1750.
[6]WU X,XIE X,ZHAO C,et al.Low Voltage and Current Stress ZVZCS Full Bridge DC-DC Converter Using Center Tapped Rectifier Reset[J].Industrial Electronics IEEE Transactions on,2008,55(3):1470-1477.
[7]CHEN B Y,LAI Y S.Switching Control Technique of Phase-Shift-Controlled Full-Bridge Converter to Improve Efficiency Under Light-Load and Standby Conditions Without Additional Auxiliary Components[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,28(4):1001-1012.
[8]REDL R,SOKAL N O,BALOGH L.A novel soft-switching full-bridge DC/DC converter:analysis,design considerations,and experimental results at 1.5 k W,100 k Hz[J].Power Electronics IEEE Transactions on,1991,6:408-418.
[9]REDL R,BALOGH L,EDWARDS D W.Optimum ZVS full-bridge DC/DC converter with PWM phase-shift control:analysis,design considerations,and experimental results[C]//Applied Power Electronics Conference and Exposition,1994.APEC'94.Conference Proceedings 1994.,Ninth Annual.IEEE,1994:159-165.