双转子电机（精选7篇）
双转子电机 篇1
摘要：针对一种新型的车用双转子电机,搭建了基于双转子电机的驱动试验平台,对关键节点进行了接口模块的开发设计,该试验平台能够实时地监测与调试试验相关参数,最后的试验结果也验证了该试验平台的合理性。
关键词：试验台,双转子电机,硬件在环
1 前言
在对环保意识和节能要求越来越强烈的形势下,开发节能环保的混合动力电动汽车(Hybrid Electric Vehicle,简称HEV),已经成为当今世界汽车发展的紧迫任务。而作为混合动力系统中动力源之一的电机系统,也成为近些年的研究热点。
本文搭建的试验平台针对的是一种新型的车用双转子电机,该电机利用作用力与反作用力原理,将传统电机的定子也作为转子(外转子),与原有的电机转子(内转子)作反向运动,在传统电机的外围另外增加了电机外壳[1]。将这种新型的电机直接安装在驱动桥上,在电机的左右两侧分别增设了用于减速和换向减速的(行星)齿轮机构,就可以把动力经万向节传动机构传至车轮[2]。
本文的主要工作是搭建一个试验台架[3],通过试验方法来验证双转子电机的转速、转矩、功率等理论关系,为进一步的控制规律研究提出试验依据。
2 双转子电机的HIL试验平台
双转子电机HIL试验平台的基础为电封闭式传动试验台,由双转子电机作为驱动装置,两台伺服驱动系统作为加载装置,另外,还包括两台转矩传感器以及数据采集模块和控制器等。仿真试验台的总体结构如图1所示。
可见,双转子电机仿真试验台由三部分组成:
(1)双转子电机驱动桥系统,包括双转子电机、双转子电机控制器、模拟加速踏板(电位器)及附属传动装置等;
(2)动态测功负载,包括直流伺服电机及其控制器、转矩转速传感器等;
(3)dSPACE控制系统及转矩转速、电压电流传感器等。
HIL试验平台的实物如图2所示。
本试验台的工作范围如表1所示。
试验平台控制与数据采集处理系统由dSPACE公司的模块化结构多处理器硬件在回路实时仿真系统及计算机组成。在硬件在回路仿真时,双转子电机两侧动态负载转矩以及转速由转矩转速传感器实时发送到dSPACE,计算机主要用于数据显示及对dSPACE的操作控制。数据的采集与控制参数的修改由ControlDesk软件完成[4]。
下面主要介绍动力电池组节点、双转子电机控制器节点及电机采样节点的设计。
2.1 动力电池组节点
采用光电隔离技术及数字处理技术的电流电压传感器,测量动力电池组的总电压和电流,并以RS-485总线方式输出标称化有效值数据。然后通过一个RS485-RS232的转换电路,与dSPACE测试系统进行通信。
它的主要技术指标如表2所示。
静态功耗:+12V时≤600mW;+24V时≤1200mW。
总线保护功能:可承受400W的瞬时脉冲电压、自动热关断和ESD保护等功能。
根据传感器传输协议的内容,在Simulink下建立相应的收发模块如图3所示[5]。
以上便完成了对动力电池组及双转子电机的电压电流采集程序模块。
2.2 双转子电机控制器的节点
双转子电机控制器的原理如图4所示。
控制器提供了一个9芯的调速制动控制接口,包括了加油开关、制动开关、速度调节及制动调节。利用dSPACE直接与双转子电机控制器的9芯接口直接相连。而由于其速度调节及制动调节为4~20mA的电流给定,因此需要把dSPACE的D/A输出的0~5V输出电压转换成4~20mA的电流输出,其电路转换如图5所示。
该电路采用了AD694作为电压转电流输出的芯片。由于该芯片需要的是0~10V的输入电压,因此加了一个运放,把dSPACE输出的0~5V转换成0~10V,经过AD694后,接入双转子电机控制器的速度调节及制动调节模块。从而实现了对双转子电机的控制。
2.3 电机采样节点
选用了智能微机扭矩仪来测量电机的转矩转速信号。在Simulink下建立相应的dSPACE系统读入转矩传感器数据的模块,如图6所示。
3 双转子电机在HIL平台上的试验与分析
在dSPACE的ControlDesk环境中建立如图7所示的试验监控及在线调试环境。这样不仅可以实时地监测采集到的数据,而且可以在线地调节轮速跟踪控制器的参数,进一步地提高控制的效果。
从上述的界面中可以读取双转子电机内外转子的输出转矩及转速、动力电池组及双转子电机的电压电流,同时可以实现转矩传感器的调零、双转子电机的调速、制动等控制,从而实现双转子电机的特性验证研究。
双转子电机的特性试验主要做了电机的效率试验及电机差速驱动试验。
(1)利用试验平台对双转子电机进行稳态工况下的效率测试,试验结果如图8所示,双转子电机在低负荷下效率较低,当负荷逐渐接近额定值时效率逐渐升高。在大于8kW工作区间,效率大于80%。
(2)双转子差速加速驱动试验,试验步骤如下:
同时调整双转子电机给定及两侧负载,使得双转子电机工作在稳态情况下。在15秒(图中时间单位为0.1秒)时刻同时增大左侧负载并减小右侧负载,5秒后反向操作将左右侧负载的大小对换,再过5秒后左右侧负载同时调整到初始位置。
负载变化如图9所示,双转子电机的内外转子输出转速如图10所示,图11所示为内外转子两侧转速之差,可以看出转速差的最大值出现在两侧转矩变化交叉位置附近,最大值达到50n/min左右。
试验结果表明,在初始加速阶段,两侧转速输出可以很好地跟随加速指令的要求,由于整个驱动系统具有较大的转动惯量,所以内外转子转动惯量差异对驱动的一致性影响很小。在两侧负载出现不一致的情况下,电机两侧出现转速差,当负载的不一致消除后,两侧转速差也随即消除。
4 结束语
本文主要是对双转子电机的动力性能测试的试验台架进行了设计,其中对于动力电池在节点、双转子电机控制器节点及电机工况采样节点进行了详细的软硬件设计,最后使用所搭建的台架对双转子电机进行了测试,测试结果与理论相符合,证明该试验可以为双转子电机的进一步设计改善提供实验依据。
参考文献
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双转子感应电机的电磁场分析 篇2
异步电机以其结构简单、运行可靠、价格低廉等优点,在工农业生产中应用最广泛。研制高效率和高功率因素的新型异步感应电机,具有十分重要的意义[1,2]。
德国的Nikolaus Neuberger博士,Eugen Nolle教授提出了一种新结构的感应电机,采用环形绕组形式,其结构完全不同于常规的异步电机,电机的效率和功率因素都较高。沈阳工业大学的张凤阁教授对双转子结构的异步电机和双转子永磁同步电机都进行了比较深入的研究。
1、电机的结构和工作原理
双转子感应电机具有一个特殊的定子和内外两个转子。其结构示意图如图1所示。内、外转子铁芯靠近气隙的圆周上分别均匀开槽以制成笼型。在定子铁芯的内外表面均匀开槽,以嵌放的特殊环型绕组,环型绕组的排列相序与常规电机类似,以在内外气隙中分别形成同速同向旋转的三相圆形旋转磁场。
同速同向旋转的三相圆形旋转磁场分别切割电机的内转子导条和外转子导条,在导条中分别产生感应电动势和感应电流,从而在外转子和内转子上产生两个电磁转矩,同时拖动负载运行。
由于采用跑道型绕组,电机的内外磁场的励磁动势相等。都等于:
由于内外转子的气隙相等,因此空载时的气隙磁密仅仅取决于气隙磁阻,由于气隙的长度相等,因此取决于每级下的表面积。
其中下标O表示与外转子有关的物理量,而i表示与内定子有关的物理量。
定子产生的总磁通
而定子相电压平衡方式式:
其中:
由以上分析可得,双转子电机的等效电路如图2所示。
可以看出,双转子电机实际上相当于两台普通的电机。因此,双转子电机的体积小,效率高,功率密度高。
2、双转子电机电磁场分析
利用Maxwell 2D可以对双转子电机内的电磁场进行准确地分析[3,4]。电机内的磁位线分布如图3所示。
电机的内转子上的电磁转矩约为1 3 N·m,如图4所示。
电机的外转子上的电磁转矩约为2 2 N·m,如图5所示。
电机的总的转矩约为35 N·m,电机的电磁功率约为5.4kW。
3、总结
尽管双转子电机与普通的电机结构不同,但是却可以采用分析普通电机的方法来分析双转子电机的特性。
通过分析得到了双转子电机的等效电路,并利用电磁计算软件分析了电机内的电磁场,为双转子电机设计提供了一定的依据。
摘要：为了提高感应电机的运行性能,研究了一种具有内外双转子的新型结构的感应电机。电机采用励磁电抗较大的特殊铁芯和跑道型绕组形式。理论分析了电机内电磁场分析,推导了电机的数学模型。然后利用Maxwell2D,计算了其内部的电磁场,验证了理论分析的正确性,为双转子感应电机的设计提供了一定的依据。
关键词：双转子电机,感应电机,电磁场,有限元
参考文献
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双转子电机 篇3
双转子电机具有结构小巧、简单、噪音小、使用寿命长、效率高等优点,可以大大减小体积和重量,提高系统的效率和动态性能,因而在水力发电、风力发电、电动车和飞机引擎的涡轮发动机、潜艇和鱼雷的对转推进器改进等领域应用广泛[1,2,3,4,5]。目前已经作为新型电机的研究热点为人们所重视。
本文以仿真的方式对双转子永磁同步电机的运行特性进行了较系统的分析。双转子永磁同步电机若以电枢部分为参照系来观察永磁体部分的旋转行为,可发现双转子永磁同步电机(DRPMSM)与普通永磁同步电机(PMSM)并无明显区别,因此研究DRPMSM时可以参考普通PMSM[6]。由此,本文建立了DRPMSM在MATLAB/Simulink中的仿真模型,并分别在矢量控制系统[5](VC)和空间矢量PWM控制[6,7](SVPWM)中对电机模型的转矩、转速和电流响应进行了仿真分析。同时为了加强对DRPMSM的控制和利用,对其特点进行了深入分析[8]。
1双转子永磁同步电机数学模型
电机运行机理:
从电端口看,双转子永磁电机可以看做是一台内转子永磁电机和一台外转子永磁电机串联,电机截面图和等效电路如图1、图2所示。
①内转子轴;②风叶;③ 端盖;④轴承;⑤集电环;⑥外转子;⑦机座;⑧内转子;⑨螺栓;⑩外转子轴;(11)碳刷;(12)引出线
定子绕组的外层槽导体组成外转子永磁电机定子绕组,而定子绕组的内层槽导体作为内转子永磁电机的定子绕组,显然外转子绕组在外转子永磁体的作用下产生的反电势与内转子绕组在内转子永磁体的作用下产生的反电势相互叠加组成双转子永磁电机的反电势。定子绕组通入三相交流电所产生的两个异向旋转磁场与内外转子永磁体产生的磁场相互作用,在内外转子上产生异向旋转的电磁转矩,分别驱动两转子输出机械能。所以双转子永磁电机的运行机理可转化为内、外转子永磁电机的工作原理,其中,内外永磁电机定子绕组为串联关系,流入电流相同。
为了分析方便,工程上一般对电机做如下理想化假设:电机各相绕组结构对称;电机具有正弦波反电动势;磁路线性且不考虑饱和;忽略电机中的涡流损耗和磁滞损耗。可得到其在转子同步旋转坐标系d-q下的数学模型。考虑到永磁同步双转子电机的特点, 其数学模型分为内外两部分, 外部是定子与外转子构成的永磁同步电机, 内部是外转子与内转子构成的永磁同步电机。永磁同步双转子电机的数学模型如下。
外部永磁同步电机模型:
式中:ψd1、ψq1、ud1、uq1、id1、iq1分别为外部定子磁链、定子电压、定子电流的d-q轴分量;Ld1、Lq1为d-q轴等效电感;ψf1为外层永磁体磁链;Rs1为定子绕组电阻;ωr1为外转子机械角速度;np1为极对数;Te1为外部电机电磁转矩;Tm1为负载转矩;J1为转动惯量;α为折算系数,一般取0.3～0.4之间。
内部永磁同步电机模型:
式中:ψd2、ψq2、ud2、uq2、id2、iq2分别为内部定子磁链、定子电压、定子电流的d-q轴分量;Ld2、Lq2为d-q轴等效电感;ψf2为内层永磁体磁链;Rs2为内定子绕组电阻;ωr2为外转子机械角速度;np2为极对数;Te2为内部电机电磁转矩;Tm2为负载转矩;J2为转动惯量;α为折算系数,一般取0.3～0.4之间。
同时,参考普通PMSM的运动方程,得到DRPMSM的运动方程为:
式中:J1、J2、Tm1、Tm2、F1、F2、ωr1、ωr2分别为内、外转子的转动惯量、外加负载转矩、摩擦阻尼系数和机械角速度。
2仿真模型
参考PMSM电机模型,结合DRPMSM的数学模型,可以在MATLAB软件下建立电机的仿真模型,电机参数如表1,模型如图3所示。
为了测试电机模型的正确性,设计图4的矢量控制系统和图5的空间矢量PWM控制系统,两中结果对比,以确认数学模型的正确性。
3仿真结果分析
在MATLAB/ Simulink 环境下分别打开矢量控制和空间矢量PWM控制仿真模型属性,设置其起始时间为0,停止时间为1.5 s,选取Ode45变步长解法。0.4 s时给定转速从450 rad/s跳变到750 rad/s,两转子负载转矩转矩0.5 s时从0跳变到1 N·m,给定定子磁链幅值为0.175 Wb;在此基础上仿真分析双转子永磁同步电机的输出特性,并且比较矢量控制和空间矢量PWM控制的转速、转矩和电流响应曲线,见图6、图7。其中,图6(a)和图7(a)中w1、w2分别为磁极转子和电枢转子相对机座的角速度。
由图6、图7可知:本文所建立的双转子永磁同步电机在矢量控制系统和空间矢量PWM控制系统中都能稳定运行,从而表明所建立的仿真模型的正确性。
由图6(a)和图7(a)可得:矢量控制系统和空间矢量PWM控制系统下转速动态响应都比较快,分析曲线光滑程度可以看出矢量控制系统下的系统转速响应较空间矢量PWM平稳,脉动小;但空间矢量控制的超调要小。
由图6(b)、图7(b)可得:矢量控制系统和空间矢量PWM 控制转矩响应迅速,空载运行时转矩都为零;但是,空间矢量PWM下的系统转矩响应较矢量控制平稳,超调小、脉动小。尤其是在起动瞬间和调速瞬间,电机的转矩冲击要小。
由图6(c)、图7(c)可得:稳态运行时,矢量控制系统和空间矢量PWM控制系统下的电流波形都比较理想。但是在起动瞬间,空间矢量PWM控制下的相电流冲击要比矢量控制下的小;在调速瞬间,空间矢量PWM控制下的冲击相电流也比矢量控制下小。突加负载时,二者的电流波形都会畸变, 但是很快就能达到稳定。
4双转子永磁同步电机的特性分析
前面的仿真测试了模型的正确性,下面将对其特点进行分析。由双转子永磁同步电机的机械运动方程式(13)、(14)可得:
因两转子电磁转矩相等,假使转速稳定,则可得到:
F1和F2为常数,则可得出稳定状态时负载与两个转子转速的关系:
由式(17)可求得内外转子转速的关系:
从式(17)可得出:由于负载转矩和摩擦阻尼系数的大小不同,双转子电机的内外转子的转速可能会不相等。假设仿真参数与表1相同,只是改变加入负载的大小,来观察双转子电机的内外转子的转速曲线,其中图8和图9的内外转子的转速曲线中各参数分别设置为Tm1=1 N·m,Tm2=1 N·m;Tm1=1 N·m,Tm2=1.1 N·m;Tm1=1 N·m,Tm2=1.2 N·m,F1=2,F2=3。
图6和图7的转速仿真波形表明,电机内外转子的转速关系与摩擦阻尼系数有关,由式(17)得ωr1/ωr2=F2/F1=1.5。
图8中,当内外转子稳定运行时,转速关系可由式(18)求得:ωr2=2ωr1/3。仿真结果显示,当电机内外转子的转速相差比较大时,会增大机械振动,长时间运行会影响电机寿命。
从以上仿真波形的分析中可以看出:负载相等时,内外转子的转速动态响应快,内外转子稳定运行时的转速关系仅与摩擦阻尼系数有关;负载不等时,内外转子的转速动态响应要慢,内外转子稳定运行时转速与负载转矩和电机的摩擦阻尼系数有关,运行状态也有多种可能。与传统的永磁电机相比,双转子电机运行状态更多样化,稳态和瞬态分析更复杂,这对控制双转子电机来说,提供了更多的思路。
5结语
(1)本文在MATLAB/Simulink中建立的新型双转子永磁同步电动机仿真模型符合永磁同步电机的数学模型,能有效地对电机的动、静态性能进行仿真。通过在矢量控制和空间矢量PWM控制中的应用,验证了模型的正确性。
(2)矢量控制系统通过矢量变换,对电机转矩和磁链进行了解耦,实现了电机磁通与转矩的分开控制,从而使电机具有了直流调速系统的优点。空间矢量PWM控制系统放弃了矢量控制的解耦思想,采取定子磁链定向,直接用产生的电压空间矢量PWM波形来控制逆变器,使电机转矩响应迅速。两种控制方式分别适用于不同的场合,其中空间矢量PWM控制方法更适宜用于精确控制和伺服控制领域,而矢量控制更加适宜用于非精确控制领域。
(3)通过对双转子永磁同步电机的机械运动方程进行推导,得出内外转子转速在稳定运行时和瞬态运行时的关系,同时通过仿真分析,更深入地了解了双转子永磁同步电机的转速、转矩以及相电流的特点,为以后应用在发电系统中做铺垫。
参考文献
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双转子电机 篇4
关键词：双转子永磁同步电机,等效磁网络模型,径向磁阻,切向磁阻,有限元分析
1 引言
水下航行器航行过程中需要稳定姿态,大多采用对转螺旋桨推进系统以克服陀螺效应[1]。双转子永磁同步电机[2](双转子PMSM)有两个机械输出端口[3],可直接驱动对转螺旋桨推进系统,比功率大、可靠性高;转矩脉动小、散热效果好、无陀螺效应,在水面舰船和水下自主航行器(UUV)等电力推进领域具有广阔的应用前景[4,5]。
文献[2]将双转子PMSM分解为内电机和外电机(定子内侧绕组和内转子构成内电机,定子外侧绕组和外转子构成外电机),讨论了其工作原理和电磁模型;文献[6]研究了双转子电机的电感参数、永磁电势及齿槽转矩;文献[7]对双转子永磁发电机进行了仿真和控制策略研究。但双转子PMSM的内外电机串联磁路和并联磁路交替出现,用传统永磁电机设计方法很难兼顾。已经研制出的样机中内外电机的转矩和转速相差较大,必须通过行星齿轮加以同步,而且须重新设计与内外转子功率匹配对转螺旋桨推进器。
本文采用特殊的永磁体结构和双转子尺寸配合方法,使双转子输出相同的转速和转矩,可直接驱动普通对转螺旋桨;采用等效磁网络模型回避了串联磁路和并联磁路问题,探讨了具有普遍意义的双转子PMSM分析方法。
2 结构和工作原理
2.1 结构
双转子PMSM由一个定子和内外两个永磁转子组成,通过单端同心双轴输出机械功率。外转子的内表面和内转子的外表面都安装永磁体[8],如图1所示。定子内外两侧统一开槽,电枢由一套绕组按照螺线管方式绕制而成,电枢内外两层绕组的相序相反[6],如图2所示,通入一组对称三相交流电,即可在两层气隙中分别产生等速而异向旋转的磁场。绕组端部大大缩短,效率可大幅提高。定子内外气隙都得到利用,功率密度可大幅提升。
2.2 转矩设计
内外电机的电枢串联,电流相等。根据电机工作原理,可得内电机和外电机的电磁关系:
式中:R1,R2;B1,B2;Te1,Te2分别为内外转子的半径、气隙磁密和电磁转矩,lef为电枢有效长度,I为电枢电流。由式(1)可知,设计两转子的转动惯量与阻尼系数相等,内转子采用钕铁硼永磁体增大气隙磁密,外电机采用铁氧体永磁体节省成本,当内外气隙磁密和转子半径成反比时,两转子产生等大而反向的电磁转矩,驱动两个转子等速异向旋转。
3 等效磁网络模型
3.1 磁路变化特点
根据电机双气隙的结构特点,以定子内外气隙为界,将其磁场由内而外划分为内转子磁场、定子耦合磁场和外转子磁场[9]3个部分。内外转子等速异向旋转,其永磁体的相对位置周期变化,内转子磁场和外转子磁场不因两转子异向旋转而改变,但定子铁心磁路随转子相对转动而周期变化,每个周期内3种磁路(串联磁路、并联磁路和常规磁路)交替出现。
当内外转子永磁体同向对齐时,二者产生的径向磁通在定子铁心中接续,全部径向穿过定子轭部,内外磁通在定子铁心中形成串联磁路,如图3(a)所示;当内外转子永磁体反向对齐时,二者产生的径向磁通在定子铁心处转弯,全部切向流经定子轭部,内外磁通在定子铁心中形成如图3(b)所示的并联磁路;除了以上两种特殊情况,其它时刻两转子永磁体只有部分重合,二者产生的径向磁通流经定子铁心时,路径发生曲折,斜向穿过定子轭部,如图3(c)所示。
3.2 等效磁网络模型
根据上述得到的三种磁路,省略漏磁路后,分别建立对应电机磁网络模型如图4所示。
图(4)中,下标i和o分别代表内转子和外转子磁路,Rgi和Rgo分别为内外气隙磁阻,Fmi和Fmo,Rmi和Rmo分别为内外转子永磁体的磁势和内磁阻,Rri和Rro分别为内外转子的轭部磁阻。根据上述分析,将定子铁心磁阻分为切向磁阻Rt和径向磁阻Rn。Rt表征定子同侧相邻磁极在铁心中形成切向磁路的磁阻。Rn表征定子两侧相邻磁极在铁心中形成径向磁路的磁阻。
显然,磁路串联时,内外转子磁通全部径向通过定子轭部,径向磁通最大,切向磁通为零;随着两转子异向旋转,同向永磁体重合部分减小,径向磁通减小,切向磁通增大,形成常规磁路;当异向永磁体重合时,两转子形成并联磁路,内外磁通全部切向通过定子轭部,切向磁通最大,径向磁通为零。图4中加粗的磁路,分别为内外转子磁场产生的3种磁路。显然,常规磁路是径向磁路和切向磁路的过渡形式,因而定子铁心常规磁阻可看做径向磁阻和切向磁阻的合成磁阻。
3.3 磁网络模型的处理
电机的两个转子异向旋转,在定子轭部,内外电机的并联磁路和串联磁路周期更替,定子铁心磁场变化频繁,但由于铁心磁导率较高,其磁阻相对于气隙磁阻较小,故其磁路变化对整个电机磁路和气隙磁场影响较小。
由上述可知,串联磁路不需定子铁心,常规磁路只需较少的定子铁心,而并联磁路时内外电机磁通全部切向通过定子铁心。因定子轭部磁路变化对整个电机磁路影响较小,所以在电机设计时应以并联磁路为依据。图5所示为并联磁路时内电机的线性展开结构,显然,这种方法对外电机同样适合。
假设磁场未饱和,忽略电枢反应,建立包含漏磁阻的内电机等效磁路模型,如图6所示。每极永磁体的内秉磁通为φr,对外提供的磁通为φm,内磁阻为Rmi;每极永磁体与转子铁心之间的漏磁阻为Rmr;每极气隙磁通为φg,磁阻为Rgi;定子铁心切向磁阻为Rt,则图5的回路Ⅲ中,半块永磁体的内秉磁通为φr/2,对外提供的磁通为φm/2,内磁阻为2Rmi,气隙磁通为φg/2,磁阻为2Rgi,内气隙一侧定子铁心切向磁阻为2Rt,内转子铁心磁阻为Rri;回路Ⅰ中,半块永磁体和转子铁心之间的漏磁阻为2Rmr,回路Ⅱ中,两相邻永磁体之间的漏磁阻为Rmm。
相比气隙磁阻Rgi,定子铁心切向磁阻Rt和内转子铁心磁阻Rri可忽略。显然,两个磁通源串联,Rmi,Rmr,Rmm均并联在磁通源的两端,Rmi,Rmr,Rmm的并联磁阻Rm为:
4 电磁场计算
4.1 气隙磁密的计算
将图7通过磁通分解,可得每极永磁体向外磁路提供的磁通和气隙磁通分别为:
每极永磁体向外磁路提供的磁密和气隙磁密分别为:
4.2 铁心磁阻的计算
定子铁心径向磁阻和切向磁阻都与转子相对位置有关,以内外电机永磁体同向(内外电机磁路串联)时为初始位置,两转子相对旋转θ角时,定子铁心磁通如图8所示。
根据磁路欧姆定律可得,定子铁心径向磁阻和切向磁阻的最值为:
式中:θτ为极距,θp为永磁体宽度,均以弧度表示,hs为定子铁心厚度,rs为定子轭部的平均半径。
铁心磁路的变化周期为每个转子旋转两个极距所需的时间,对于一台6极电机,该周期为转子相对旋转机械角4π/3。铁心磁通为正弦变化,故定子铁心的常规磁阻(总磁阻)可由径向磁阻和切向磁阻合成:
5 有限元分析
等效磁路模型能反映双转子PMSM的内部磁路特点,为了验证其正确性,对该电机进行磁场分析。两个转子的异向旋转使电机定子铁心内部磁场时空变化极其复杂,采用场路结合时步有限元方法能够较准确地考虑各种影响因素[10],找出铁心磁通随转子位置变化的规律,与磁路计算模型分析结果进行对比,检验该计算模型的合理性。
由于该电机为对称结构,为提高计算速度,采用二维有限元磁场分析。由于该电机径向长度远比气隙大、铁心均为叠片结构的特点,假设定子表面为零矢量等磁位面,忽略集肤效应、齿槽转矩、磁滞效应和涡流效应[11]。
以一台6极双转子PMSM为例,建立磁场计算模型,该电机主要数据为:内转子内径为75mm,内转子外径为121mm;定子内径为125mm,定子外径为236mm;外转子内径为240mm,外转子外径为280mm;定子内外圆壁分别均匀开有36个槽,嵌放螺线管绕组;内外永磁体极弧系数均为0.75,内转子采用钕铁硼永磁体(Br=1.33T,μr=1.04342);外转子采用铁氧体永磁体(Br=0.42T,μr=1.07022)。定子和转子铁心均采用DW310-35。
5.1 铁心轭部磁密分布
模型初始位置仍然是内外电机永磁体同向,通过磁场有限元计算,求取转子在不同相对位置时径向磁密和切向磁密分布,如图9所示。
初始状态为内外永磁体同向对齐,内外磁路串联,故径向磁密最大,切向磁密为0;由于内转子的相邻永磁体空隙为15°且和外转子处也对齐,双转子异向旋转0~7.5°内,只有很少的磁通形成切向磁路,故切向磁密增加很少,径向磁密减小得很慢。
从图9中还可以看出,铁心切向磁密最大值为径向磁密的2倍左右。因为电机齿槽宽度基本相等,铁心径向磁路的宽度为齿部磁路宽度的2倍,磁密最大值只有齿部的一半,故铁心径向磁路一般不饱和。铁心切向磁密和齿部最大值都设计为接近饱和值,定子和转子铁心采用同一种材料,即铁心径向磁密最大值和齿中相等,因而铁心切向磁密的最大值为径向磁密2倍左右。这样可以保证磁路并联时铁心切向磁路不饱和,同时减小铁耗和增大功率密度。
5.2 气隙磁密分布
在空载状态下,以电机串联磁路为初始位置,双转子异向旋转240°范围内,对气隙中心处进行磁场分析,得到内外气隙磁密波形,如图10所示。在电机双转子相对位置角为0°和120°附近,内转子的相邻永磁体空隙和外转子处对齐,故气隙磁密接近0,经过异向旋转7.5°,内外电机永磁体空隙错开,气隙磁密迅速增大。内转子采用高牌号稀土永磁体,气隙磁密较高,外转子采用铁氧体永磁体,气隙磁密较低,在内外转子上采用不同材料的永磁体,通过优化内外转子半径比,使两个转子产生等大反向的转速和电磁转矩。
由图10可知,电机的齿槽效应很明显,因为电机“外转子-定子-内转子”的双气隙结构,改变定子内外槽口相对位置、改变定子内外槽口宽度、改变内外永磁体宽度、内外转子不等极等方法,使内外电机部分齿槽转矩相互抵消,再结合传统方法,减小总的齿槽转矩。
6 结束语
针对双转子PMSM双场耦合的特点,引入定子铁心径向磁阻和切向磁阻,推导出了磁阻计算方法。建立了电机的等效磁网络模型,将双耦合磁场引起的并联磁路和串联磁路交替问题简化为单一的并联磁路问题,探讨了双转子PMSM的设计方法;在内外转子上采用不同永磁体,通过设置内外转子半径比,使二者产生等大反向的电磁转矩,驱动双转子等速异向旋转。最后采用有限元方法对该电机的异向旋转磁场进行了论述,为深入分析和设计该类电机提供了依据。
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双转子电机 篇5
关键词：试验台,对转双转子电机,驱动防滑,硬件在环
0 引言
对转双转子电机是一种新型电动车驱动用电机。该电机所采用的驱动形式克服了传统电传动系统中,动力经主减速器、差速器、半轴,然后传到驱动车轮所造成的传输路径过长的问题,减少了传动引起的能量损失,同时它也可改善轮毂电动驱动[1]控制器多、成本高,以及较小的簧载质量引起的平顺性下降的不足,是一种结构简单、体积轻巧、控制简便,且集驱动、差速、制动能量再生、驱动防滑等功能于一体的电驱动形式[2,3]。
在双转子电机应用方面,日本横滨大学率先开展了双转子电机驱动特性等的基础性研究[4],但一些重要测试结果未见报道。目前,国内也逐步开展了这方面的研究。华南理工大学等对电机运行、控制等方面进行了理论方面的研究,探讨了双转子电机应用于电动车辆时的某些动力特性和控制策略[5,6,7]。为把双转子电机尽快地运用到电动车产品中,满足电动车对于电驱动系统更高的要求,本研究在之前理论分析的基础上搭建了双转子电机专用测试平台,启动了双转子电机的试验研究,为驱动系统装车奠定了基础。
1 双转子电机HIL仿真平台的搭建
1.1硬件在环试验台构成
对转双转子电机硬件在环(HIL)试验台采用节能四象限电回馈封闭式试验台。试验台驱动由一台对转双转子电机及相应的减速装置完成,负载采用两台伺服系统及相应的扭矩、转速传感器组成,试验台的总体构成如图1、图2所示。其中,试验用双转子电机为具有能量再生回馈功能且控制精准的永磁同步双转子电机,考虑到成本等因素,电机采用风冷散热结构。双转子电机主要由内转子、外转子和机壳等组成[2]。
1.2试验台仿真控制原理
由于试验台需要完成驱动防滑等精度高、响应迅速的试验项目,所以试验台控制和数据采集系统使用dSPACE多处理器模块化HIL实时仿真计算系统。在仿真试验时,扭矩仪将对转双转子电机两侧动态负载实时发送到dSPACE中,通过计算随即可得到模拟的两侧车轮实时滑转率情况[5,6,7,8]。数据记录、显示和对dSPACE的控制由计算机完成,控制参数的设定则在ControlDesk中进行。图3为HIL试验仿真流程图,图4所示为ControlDesk控制系统界面。
如图3所示,HIL仿真试验可以构成一个闭环的双转子电机驱动防滑测试试验台,由驾驶员油门踏板(电位器)给定一个双转子电机驱动转矩要求,双转子电机控制器根据这个要求驱动双转子电机输出一定的转矩。通过调节驾驶员油门与负载电机转矩可以对双转子电机进行加减速控制。在驱动防滑仿真控制时,可以同时或者只调节单侧的负载电机以模拟路面的附着状态变化。轮速跟踪控制器按照文献[8]提出的控制原则根据两侧负载的转速变化率的和的变化情况计算一个修正转矩对双转子电机进行转矩抑制。在此模型中,从信号的采集到两侧负载转速变化率的计算以及到控制器计算负反馈转矩的大小都是在dSPACE中完成的。
2 试验结果与分析
本HIL仿真测试平台主要完成了两项测试任务:①双转子电机驱动特性验证;②基于轮速跟踪控制的双转子电机驱动防滑控制策略研究。
2.1驱动特性验证
首先利用试验平台对双转子电机进行效率测试,考虑到试验平台设计要求,本次试验仅就双转子电机输出功率在10kW以内数据进行测试。试验结果如图5所示,对转双转子电机在低负荷区域效率偏低,在载荷逐步增大接近额定功率时,电机效率也逐步提高。当电机工作在8kW以上区间时,其效率超过80%。
其次,模拟双转子电驱动桥差速加速驱动试验,模拟步骤如下:将对转双转子电机加速至70%负荷附近并调节双转子电机两侧负载的平衡,在第10s时刻调整左右两侧负载使其不平衡,4s后对负载进行反向操作,使得左右侧负载值对换,再过4s后调整两侧负载使其同时恢复到初始值,负载变化如图6所示。近似正弦波地调节负载的目的是为了模拟电驱动桥在转向过程中两侧驱动轮受到的地面阻力的变化情况。图7所示为两侧转差率(即右侧转速与左侧转速之差与右侧转速的比值)变化曲线,可见转差率峰值达到了12.6%,并位于左右侧转矩值交叉点附近。
双转子电驱动桥左右侧输出转速结果如图8所示,试验数据显示,在转动惯量差异率(两侧转动惯量差值与单侧转动惯量的比)小于5%的情况下,两侧转子的驱动差异性非常小。在整个试验阶段,左右侧转速输出能够较好地跟随控制指令,当有意调整两侧负载值并使其数值交替起伏时,双转子电机两侧输出相应地出现了转速差,且当负载数值恢复至初始值后,两侧输出的转矩恢复一致,转速差也随即消失。
2.2驱动防滑控制策略验证研究
模拟电驱动桥轮速跟踪控制试验,试验过程为:给定双转子电机两侧等大的负载,启动电机加速,在加速至20s时刻电机两侧负载同时减小,在10s后又恢复到初始水平。dSPACE采集双转子电机两侧转速信号并进行微分计算,在选定的两种K值下输出修正电机控制信号,以抑制双转子电机转矩输出,其中K值的选择参见文献[8]。图9所示为电动驱动桥的负载给定情况,图10为电机给定的输出转矩和实际轮速跟踪控制修正后转矩比较图,图11为无转矩控制和有轮速跟踪控制下的输出转速比较图。
通过比较可以看出,采用轮速跟踪控制方式可以有效地抑制转速非正常快速增大,从而提高了车辆的驱动防滑能力。轮速跟踪控制方式不需要知道汽车和车轮的实际平移速度就可以对汽车进行驱动防滑控制,是一种非常适用于电动车辆的防滑控制策略。
3 结论
(1)设计的对转双转子电机具有和差速器同样的差速驱动功能。在等转矩控制下,双转子电机内外转子的转速此消彼长,且保持了两侧输出转矩的平衡,其差速作用与传统的车用开式差速器相同。
(2)通过调整负载电机转矩来模拟道路附着状况的改变,设计了通过骤减负载模拟车辆驶经低附着系数路面的打滑试验,所设计的轮速跟踪控制器有效降低了双转子电机转矩的输出,在一定程度上抑制了滑转率的突然升高,控制效果明显。
参考文献
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双转子电机 篇6
关键词：微电机,整流子,伺服电机,精车机
0 引言
微电机,全称“微型电动机”,是指直径小于160mm或额定功率小于750W的电机,常用于控制系统或传动机械负载中,用于实现机电信号或能量的检测、解析运算、放大、执行或转换等功能。随着我国民经济的迅猛发展,各行业对微电机的需求越来越大,2010年我国微电机产业工业总产值达675亿元。
微电机转子生产制造一般包括片成形、槽绝缘、绕线、整流子焊接、滴漆、精车等工艺[1]。微电机转子整流子的精车,是制造过程中一项非常重要的工序,其加工质量直接影响转子的同心度和表面光洁度,对电机质量的提高有极其重要的作用。微电机生产企业都配备有专用的精车设备,此类设备按进刀切削方式可分为液压换向缸定位,气压换向缸定位和电机定位[2]。气、液压换向缸定位不能快速复立且密闭性要求高,效率低。电机定位方式定位精度相对较高,但每次开机都要重新找原点才能正常工作,加工的一致性较差,对产品的标准化生产造成影响。研制一种新型的基于PLC控制的单刀双伺服精车机,不仅实现了多次进刀切削和精确定位,而且开机自动定位同一原点,既提高了生产效率,又提高产品的质量。
1 总体方案设计
一般微电机转子直径小于80mm,整流子直径在30mm之内,整流子材质是铜。转子整流子的径向跳动和粗糙度对电机质量影响较大,径向跳动较大或表面粗糙度较差的转子会造成电机的噪音大和电刷磨损严重。精车机的设计参数确定为:
转子铁芯直径:Ф20mm~Ф80mm;
整流子外圆直径:Ф5mm~Ф40mm;
整流子径向跳动:<5μm;
表面粗糙度:
最大加工长度:25mm;
进刀次数:4次;
气源压力:0.5MPa~0.8MPa;
电源电压:220VAC。
设计了一种4次进刀的控制策略,进刀路径示意如图1。图中O是系统原点,由用户定义,开机或切削完成车刀自动复归该原点。图中1是基准点,作为切削进给量的零点标志,每刀切削完成后重回该点定位。以4次切削为例,进刀路径是O→1→2→3→4→1→5→6→7→1→8→9→10→1→11→12→13→O,此进刀方式每刀切削之间不需复归原点,只需要重回基准点计算下一刀的进给量,极大节省了切削时间。
基于上述技术指标和控制策略,研制的单刀双伺服精车机的总体结构见图2,它由PLC控制器、伺服电机、主轴电机、上位机、气动系统组成。控制器使用日本三菱的FX系列PLC控制器,扩展RS485通讯接口,通过RS485通信实现对主轴电机转速的精确控制,通过脉冲信号输出控制伺服电机进行精确定位。定位电机使用具有绝对位置系统功能的日本三菱MR系列伺服电机。上位机使用触摸式屏幕,提供用户界面和参数设置,用户可根据具体的技术要求输入参数。
2 系统软硬件设计
系统硬件由FX1N-60MT控制器、TPC7062K触摸屏、MR-J2S-40A伺服电机(带17位编码器)、BLV620KA主轴电机及外围输入输出线路(包括限位开关、气阀等)组成。
2.1 伺服电机控制
对于定位精度要求较高的设备,一般选用伺服电机,通过脉冲控制进行精确定位。本设备的定位系统选用了三菱MR-J2S-40A伺服电机,17位绝对位置编码器分辨率可达131 072脉冲/转。在伺服放大器上加上电池,构成绝对位置系统,这样在原点经过设置后,当电源重新投入后,系统就能自动找回原点。
由FX1N-60MT与MR-J2S-40A伺服电机组成的绝对位置系统接线如图3。
PP、NP是控制脉冲输入端和运转方向控制端子,分别连接PLC输出Y0和Y4。车刀位置控制通过伺服电机传动滚珠直线丝杠进给定位,该位置控制通过电子齿轮匹配伺服驱动器发出的脉冲数与机械最小偏移量之间的关系,实现旋转与直线运动的变换[3]。一个脉冲相当于Δℓμm进给量,电子齿轮通过下式来确定:
式(1)中CMX是电子齿轮比分子,CDX是电子齿轮比分母,Δℓ是每个脉冲对应的进给量(mm/P),Pt是伺服电机编码器分辨率;ΔS是电机每转对应的进给量(mm/r)。17位编码器,Pt=131 072,定位精度Δℓ=1μm,滚珠直线丝杆ΔS=Pb=5mm,通过公式(1)可得电子齿轮分子CMX=16384,分母CDX=625。
CR端用于控制保存伺服电机绝对位置编码,当Y2接通,当前位置将保存作为绝对位置系统的原点。
DO1、ZSP、TLC端用于传送位置信号,分别与PLC的X30、X31、X32连接。当SON和ABSM端置于ON,PLC从伺服放大器读出当前位置。在设备初始化过程中,利用DABS指令读取双伺服电机的绝对位置程序如图4。当指令条件处于上升沿,将ABS数值写入数据寄存器D8140和D8141中,X轴位置读取完成后,执行完成标志M8029和M41动作。M41作为Y轴绝对位置读取的触发条件,配合完成双伺服电机的初始化。
2.2 主轴电机和触摸屏
主轴电机加速时间越短、转速越稳定,经精车加工转子的表面光洁度就越好,电机噪音越小。日本东方马达的BLV620KA无刷电机,转速调节范围0~4 000r/min,可根据用户不同切削需求进行设定,带负载运行转速调节精度达±2%。加速时间和运转速度等参数可通过RS485 Modbus RTU通讯控制。FX1N-60MT通过扩展485通信模块FX1N-485-BD与BLV620KA通信,通信波特率9 600bit/s。系统上电后,初始化过程包括清除通讯警告、清除通讯报警、设置通信报警次数、设置加速时间等。初始化完成后,通信进入轮询状态,周期下发转速命令、读取转速和报警信息。
本精车机通过触摸式屏幕设置系统参数和显示运行数据,并能够根据控制器监视和运算的结果显示相关报警信息。使用北京昆仑通态TPC7062K触摸屏作为上位机,系统共分运行参数界面、手动操作界面、系统参数设置界面和帮助界面,运行参数界面如图5,用户可根据需求设置进刀次数、每刀切削速度和进刀量等参数,同时提供了生产计数等参数的显示,极大的扩展了设备的功能。
3 测试
经调整、测试,设备动作正确后,按设计的技术标准对精车机进行试验。如图6所示,将Ф30mm,10钩整流子转子安装在V型块上,接通电源和气源,便可输入参数进行整流子精车。
利用圆度仪对转子进行检测,评定方法最小二乘评定基圆法(LSCI,Least Squares Referance Circle),滤波类型Gauss,滤波档2~500,测试数据如表1~3所示。试验结果表明,该精车机加工的转子单片跳动、邻片跳动和峰谷值均小于5μm,到达了预设的技术指标。
μm
4 结论
本文的精车机是基于PLC控制的单刀双伺服系统,利用伺服电机的绝对位置系统解决了现有精车机开机重新找原点的问题,开机自动复归原点,主轴电机使用高精度的无刷电机,保证切削过程转子转速稳定,确保了加工的一致性和产品的标准化。同时,实现了4次进刀,有效提高生产效率。测试结果表明,该单刀双伺服精车加工的精度较高,径向跳动小于5μm,可作为高品质微电机转子加工生产设备。
μm
μm
参考文献
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双转子电机 篇7
1 双馈发电机工作基本特性
双馈发电机的基本控制策略是依据原动机转速控制转子电流的频率,并使其满足
其中,f1为电网频率,fmech为转子的机械频率,f2为转子励磁电流频率,p为电机极对数。根据式(1)控制双馈发电机的双PWM变流器[2,3],原理如图1所示。当发电机转子工作在亚同步速时,网侧变流器从电网吸收能量,转子侧变流器从网侧变流器吸收能量并传递至定子;当发电机转子工作在超同步速时,转子侧变流器从发电机转子吸收能量,网侧变流器从转子侧变流器吸收能量并传递至电网。当发电机转子工作在同步状态下时,发电机转子、转子侧变流器、网侧变流器与电网间无能量交换。图中,P1、Q1分别为发电机定子输出有功和无功功率,P2为发电机转子、变流器及电网的有功传递值,Q2为网侧变流器输出的无功功率,Pg和Qg为机组总有功和无功输出。
2 基于定子磁链定向的矢量控制分析
图2为双馈发电机定子磁链定向矢量图,下标1、2分别表示定子和转子。在定子磁链定向算法中,m轴与定子磁链重合。以下分析中,转子侧采用电动机惯例,定子侧采用发电机惯例[4,5]。
在m、t坐标系中,定子绕组电压方程:
定子绕组磁链方程:
定子输出功率方程:
转子绕组电压方程:
转子绕组磁链方程:
忽略定子电阻压降,按照定子磁链定向控制方式,感应电动势矢量E1滞后ψ190°,电动机定子电压矢量U1与E1同相位,则um1=0,ut1=-u1。将R1=0,ψm1=ψ1,ψt1=0,um1=0,ut1=-u1代入定子绕组电压方程和磁链方程,并联立式(4)(5)(6),得到:
式(7)即为定子电流控制方程,式(8)即为转子励磁电流控制方程。
3 基于I-PI控制的双电流环设计
3.1 电流PI调节内环设计
双馈发电机转子励磁系统双电流环的外环为定子电流环,内环为转子电流环[6,7,8,9,10]。为更精确描述转子励磁变流器的传递函数,本文通过近似描述滞后环节的Pade′等效法,对变流器的开关频率所导致控制滞后效应进行分析,旨在达到转子励磁双电流环的设计目标,同时得到基于开关频率函数的PI参数。
式(9)为Pade′等效法近似描述的滞后环节分子分母多项式有理函数多项式传递函数。
其中,m与n分别为分子、分母最高阶次,系数ai、bi分别由式(10)(11)计算得到。
其中,cni、cmi分别为二项式系数。若令τ=Tcontrol(变流器开关周期),m=0,n=1,则得到滞后环节传递函数近似表达式:
如图3所示,设电流内环PI环节Ai Rm2的传递函数为W_Ai Rm2(s)=Kim2(τim2s+1)/(τim2s),变流器滞后环节传递函数为e-Tcontrols,同步坐标系下转子惯性环节传递函数为
其中,ΔL为转子侧电抗器电感值。则转子电流环开环传递函数为
为使调节器零点对消控制对象较小值极点,令:τim2=(ΔL+L2-Lm2/L1)/R2,则得到典型I型系统,其开环传递函数为
对应的闭环传递函数为
根据闭环传递函数一般形式:
则可依据动态性能指标σim1%及ξim2计算得:
3.2 电流外环设计
如图4所示为依据第2节理论分析所得完整电流内环与电流外环控制原理图,其中,电流内环闭环传递函数同式(13)。
分析知电流内环闭环传递函数截止频率较低,故电流内环闭环传递函数可近似表达为
据此可得出结论:电流外环仅需设计积分调节器即可获得理想特性。
设外环电流调节器传递函数:W_Ai Rm1(s)=Kim1/s,则电流外环开环传递函数为
若令T∑=R2·τim2/Kim2,则可以得到典型I型系统闭环传递函数为
依据动态性能指标σim1%及ξim1计算得:
3.3 电流双环调节器参数整定函数自变量分析
由上述分析可知:Kim2=f(Tcontrol,τim2,ξim2,σim2,R2),其中,τim2由系统固有特性决定,ξim2与σim2由调节性能决定,所以Kim2=f(Tcontrol,τim2,ξim2,σim2,R2)可蜕变为完全由变流器开关频率所决定的函数。
对函数Kim1=f(Tcontrol,τim2,ξim1,σim1,ξim2,σim2,R2),τim2由系统固有特性决定,σim1、ξim1、ξim2、σim2由调节性能决定,因此函数Kim1=f(Tcontrol,τim2,ξim1,σim1,ξim2,σim2,R2)也蜕变成完全由变流器开关频率所决定的函数。
此外,t轴的I-PI双电流环设计与m轴完全一致,文中不再赘述。
4 仿真分析
为验证文中基于开关频率函数的I-PI双电流环设计正确性,用Matlab 7.1/Simulink搭建了仿真平台[11]。双馈发电机参数为:额定容量SN=160 k V·A,额定频率fN=50 Hz,定子电阻R1=0.013 79Ω,定子自感L1=0.007 842 1 H,转子电阻R2=0.007 728Ω,转子自感L2=0.007 842 H,互感Lm=0.007 69 H(参数值已折算至定子侧);转子侧变流器输出电抗ΔL=10 m H;电网参数:400 V,50 Hz。
4.1 PI控制电流内环仿真分析
依据Tcontrol=0.000 5 s及上述仿真参数计算得[12]:τim2=1.332 8 s;令σim2%=1.5%,则:ξim2=0.8,可求得Kim2=8.046 8。图5、6、7所示分别是设置变流器开关频率为2 k Hz、1 k Hz、500 Hz时实际控制仿真波形。电流内环目标设置为0.5 s时刻20~60 A阶跃。仿真结果说明,当参数整定函数的开关频率与实际变流器开关频率一致时,电流内环能够达到设计目标,实现优异的动、静态性能;而当参数整定函数的开关频率与实际变流器开关频率不一致时,无论超调量及调节时间都将背离设计目标,且当变流器实际开关频率与电流内环设计中开关频率自变量偏差越大,其结果是背离设计目标程度越明显。
4.2 PI控制双电流环仿真分析
本文依据σim1%=1.5%,ξim1=0.8动态性能指标及内环设计结果进行计算,得到:Kim1≈305。
图8所示为变流器开关频率为2 k Hz时I-PI环实际控制仿真波形,图9为开关频率为1 k Hz时I-PI实际控制仿真波形电流外环目标设置为0.5 s时刻20~60 A阶跃。仿真结果显示,当参数整定函数的开关频率与实际变流器开关频率一致时,I-PI双电流环能达到设计目标,实现优异的动静态性能;而当参数整定函数的开关频率与实际变流器开关频率不一致时,无论超调量及调节时间都将明显背离设计目标。
5 结论
本文通过理论推导,省略了传统双馈转子励磁调节器的外环比例调节器,提出了一种采用PI调节器转子电流内环、I调节器定子电流外环的双馈转子励磁调节器。通过对电流双环调节器参数整定函数的自变量进行分析,得出了基于变流器开关频率函数的参数整定方法。仿真结果验证了通过该整定方法可以得到较好的定子电流动、静态控制特性。
摘要：针对双馈发电机(DFIG)转子励磁变流器定子磁链定向的矢量控制方式,对双馈发电机的定、转子双电流环传递函数进行分析。为确保定子电流环及转子电流环的动、静态调节性能,提高风能利用率,降低电网输入电流谐波含量,采用Pade′等效法对变流器的滞后环节进行了近似描述,并依据电流内环的频带特性对其进行了简化,提出了一种基于变流器开关频率函数的I-PI双电流环参数整定方法。推导得出了变流器双电流环参数整定函数,并研究了采用I-PI双电流环的内、外环电流调节器性能。该参数整定方法物理意义明确,易于系统实现。最后,利用Matlab/Simulink仿真,验证了所提方法的有效性和正确性。
关键词：双馈发电机,变流器,矢量控制,磁链定向,电流环,参数整定
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