双电机同步驱动

2024-10-17

双电机同步驱动（精选8篇）

双电机同步驱动篇1

1 引言

数控龙门移动式镗铣床在重型机床中最具代表性,是实现大型工件五面体加工的理想设备。但在重型龙门移动式加工机床中,存在着不平衡受力问题。由于龙门及其相配套的部件、横梁及其相匹配的部件等大型组件并不总是形成对称结构与对称受力,再加上制造与安装上的某些误差的不一致性,以及在实际运行中存在着难以预料的各种不确定性扰动,所以在实际上尽管采用左、右完全相同的传动机构和进给伺服系统,最终还是不能保持龙门框架或横梁移动的平行性,这是由于框架立柱或横梁两端运动的不同步造成的。这样,由于机械上的强耦合,将导致移动部件发生微扭斜,致使工件加工精度无法保证,甚至使龙门框架或驱动元件受到损坏[1]。

本文所设计的伺服系统,驱动元件采用两台相同的永磁直线同步电机,以发挥其高速动态响应能力,进一步实现快速同步。采用解耦控制技术来消除或者减轻机械耦合对双电机的相互影响,以提高同步控制精度。针对解耦后的单电机位置伺服系统提出一种二自由度内模控制方案,所设计的控制器结构简单、直观、在线调节参数少,且容易调整,对系统具有较强的鲁棒性。理论分析和仿真结果表明,本文所提出的控制方案可以使系统具有良好的位置跟随性能和抗扰性能,鲁棒性强,动态过程同步误差小。

2 直线电机数学模型[2]

永磁直线同步电动机(PMLSM)是直接将交流电能转换为直线运动的推力装置。对PMLSM进行矢量控制,d-q坐标系下其简化的数学模型为[2]

$F_{e} = Κ_{Τ} i_{q} = Μ \frac{d v}{d t} + B v + F_{1} + F_{d} (1)$

s=∫vdt (2)

式中:Fe为电磁推力;KT为推力系数;iq为q轴电流分量;M为电机动子及所带负载的质量;v为动子线速度;B为粘滞摩擦系数;F1为负载阻力;Fd为端部效应产生的阻力;s为动子机械位移。

3 解耦控制器的设计

为了提高双直线电机的同步精度,消除被控对象之间的耦合作用,为此可以采用解耦的方法。将这一双变量控制系统解耦之后,转化成独立的单变量系统,然后按单变量控制系统原理来进行解耦后的设计。为使解耦后的系统和断开耦合通道与解耦通道后所给的单变量系统一样,不改变根据主通道设计的控制器的特性,可采用理想解耦设计原理[3]。图1为理想解耦控制原理图,其中,C(s)为控制器,N(s)为解耦控制器,G(s)为被控对象。

由图1可得系统输出为

Y(s)=[1+G(s)N(s)C(s)]-1G(s)N(s)C(s)X(s) (3)

要求解耦以后的系统变成两个单变量系统,即要求

${\begin{cases} \frac{Y_{1} (s)}{X_{1} (s)} = \frac{G_{11} (s) C_{11} (s)}{1 + G_{11} (s) C_{11} (s)} \\ \frac{Y_{2} (s)}{X_{2} (s)} = \frac{G_{22} (s) C_{22} (s)}{1 + G_{22} (s) C_{22} (s)} \end{cases} (4)$

即

根据解耦要求应当有

$G (s) Ν (s) = [\begin{matrix} G_{11} (s) & 0 \\ 0 & G_{22} (s) \end{matrix}] (6)$

所以

$Ν (s) = G (s)^{- 1} [\begin{matrix} G_{11} (s) & 0 \\ 0 & G_{22} (s) \end{matrix}] (7)$

得到

$\begin{array}{l} [\begin{matrix} Ν_{11} (s) & Ν_{12} (s) \\ Ν_{21} (s) & Ν_{22} (s) \end{matrix}] = \frac{G_{11} (s) G_{22} (s)}{G_{11} (s) G_{22} (s) - G_{12} (s) G_{21} (s)} \times \\ [\begin{matrix} 1 & - \frac{G_{12} (s)}{G_{11} (s)} \\ - \frac{G_{21} (s)}{G_{22} (s)} & 1 \end{matrix}] (8) \end{array}$

通过理想解耦环节,系统从动态上恢复了原有的控制系统,使被控对象恢复其开环的主通道特性。解耦以后所得到的单变量控制系统的控制对象仍然是G11(s),G22(s),但解耦后系统变成了两个单变量系统,可以分别加以独立控制。

4 内模控制器的设计

内模控制是一种基于过程数学模型进行控制器设计的新型控制策略,它实际上属于一种鲁棒控制[4]。内模控制的基本思想是与被控对象并联一个与对象尽量一致的标称模型,利用其输出与实际对象的输出之差反馈到控制器的输入端,来抑制参数变化、模型失配与外部干扰信号,以提高系统的鲁棒性和抑制干扰能力。与传统的反馈控制系统相比,内模控制系统具有较好的动态响应性能,同时也具有较好的稳定性和鲁棒性[5]。

但是,常规的内模控制器是一种一自由度控制器,只有一个可调参数λ,它与系统的给定值跟随性能和干扰抑制性能有着直接的关系。一般来说,在整定参数λ时,一般要在系统的给定值跟随性能、干扰抑制性能和鲁棒性之间进行折中选择,通过反复试凑才能完成,这正是常规内模控制的不足之处。

为克服常规内模控制的不足,本文对解耦后的两个独立的单电机伺服系统采用一种二自由度内模控制结构方案。单电机所采用的二自由度内模控制结构框图如图2所示,其中Gm(s)为位置被控对象的内部模型,C1(s)和C2(s)构成二自由度内模控制器,Cv(s)为速度控制器。

图2所示的系统结构可以等效变化为图3所示的控制系统。

由图2和图3可得,C1(s),C2(s)和Q1(s),Q2(s)有如下关系

Q1(s)=C1(s)/C2(s) (9)

Q2(s)=C2(s)/[1-Gm(s)C2(s)] (10)

这样Q1(s)和Q2(s)的设计就可以通过设计C1(s)和C2(s)来完成。

图3中,速度控制器采用比例调节器Cv(s)=Kv,通过设计Q1(s)和Q2(s)使系统同时获得良好的位置跟随性能和抗干扰性能,Q1(s)主要用来调整系统的位置跟随性能,Q2(s)主要用来调整系统的抗干扰性能。

根据图2可得到位置环被控对象的标称数学模型为

$G_{m} (s) = \frac{Κ_{v} Κ_{Τ}}{s (Μ s + B + Κ_{v} Κ_{Τ})} = \frac{Κ}{s (Τ s + 1)} (11)$

其中

$Κ = \frac{Κ_{v} Κ_{Τ}}{Κ_{v} Κ_{Τ} + B} Τ = \frac{Μ}{Κ_{v} Κ_{Τ} + B}$

根据内模控制原理[6,7],取C1(s)和C2(s)分别为

C1(s)=G $_{m +}^{- 1}$ (s)f1(s) (12)

C2(s)=G $_{m +}^{- 1}$ (s)f2(s) (13)

式中:Gm+(s)为模型Gm(s)中具有最小相位特性的传递函数;f1(s),f2(s)为系统稳定性和鲁棒性所增加的低通滤波器。

为了使伺服系统获得良好的稳态和动态性能,本文根据内模控制原理提出具有如下传递函数的低通滤波器。

$f_{1} (s) = \frac{3 λ_{1} s + 1}{(λ_{2} s + 1)^{3}} (14)$

$f_{2} (s) = \frac{3 λ_{2} s + 1}{(λ_{2} s + 1)^{3}} (15)$

根据式(9)～式(15)可得

$Q_{1} (s) = \frac{3 λ_{1} s + 1}{3 λ_{2} s + 1} (16)$

Q1(s)和Q2(s)即为所要设计的控制器,它仅有两个可调的参数λ1和λ2。根据图3和式(16),式(17),经过推导可得

$\frac{Y (s)}{Y_{r} (s)} |_{F_{1} (s) = 0} = \frac{3 λ_{1} s + 1}{(λ_{2} s + 1)^{3}} (18)$

$\frac{Y (s)}{F_{1} (s)} |_{Y_{1} (s) = 0} = \frac{Κ}{Κ_{v} Κ_{Τ}} \frac{λ_{2}^{2} s (λ_{2} s + 3)}{(λ_{2} s + 1)^{3} (Τ s + 1)} (19)$

从上述两式可以看出,改变λ1可以调整系统的位置跟随性能,不影响系统的抗干扰性能;改变λ2可以调整系统的抗干扰性能,但对系统的位置跟随性能有影响。因此,在确定λ1和λ2时,应先根据抗扰性能的要求确定λ2,然后再根据位置跟随性能的要求确定λ1,以使系统同时获得良好的位置跟随性能和抗干扰性能。Kv,λ1和λ2的具体数值可以根据系统的性能要求,借助计算机辅助分析的方法确定。

5 系统仿真

为验证本文所提出的设计方法的有效性,使用Matlab软件对系统进行仿真实验研究。采用参数相同的2台永磁直线同步电机,电机主要参数:KT =25 N/A,M=10 kg,B=1.2 Ns/m。2个位置伺服系统采用相同的位置给定输入信号,均为2 mm的阶跃信号。

当t=1 s时,系统1突加100 N的阶跃扰动,同时系统2突加200 N的阶跃扰动。系统的阶跃响应曲线如图4所示。由仿真曲线可以看出,虽然给系统突加了大小不同的扰动,系统出现了同步误差,但是该误差很快趋于零,输出趋于一致。

当t=1 s时,系统1突加100 N的阶跃扰动;当t=3 s时,系统2突加200 N的阶跃扰动。系统的位置同步误差曲线如图5所示。由仿真曲线可以看出该系统能够迅速回到稳定状态,达到要求的性能指标,同步性能较好。

6 结论

本文对龙门移动式镗铣床中双直线电机同步驱动问题进行了研究,针对伺服系统间的耦合作用,设计了解耦控制器,并设计了二自由度内模控制器以提高单电机伺服系统的位置跟随性能、抗干扰性能和鲁棒性,进而提高系统的同步传动精度。所设计的同步控制方案参数调整方便, 控制器容易实现。仿真结果表明系统响应速度快,抗扰动能力强,并能快速恢复到同步状态。

摘要：双直线电机同步驱动是龙门移动式镗铣加工中心的关键技术。将解耦控制和内模控制应用在由两台永磁直线同步电机驱动的龙门移动式镗铣加工中心上。针对龙门柱存在的机械耦合设计了解耦控制器,解耦后的系统可以看作是两个独立的单输入单输出系统。然后,对解耦后的单电机伺服系统提出了一种二自由度内模控制方案,使系统对参考输入信号具有较高的响应能力,并且能够很好地抑制模型失配与外部扰动。仿真结果表明,所提出的控制方案具有响应速度快,鲁棒性强,动态过程同步误差小的优点,从而能够较好地满足高精度同步控制的要求。

关键词：龙门移动式镗铣加工中心,永磁直线同步电机,同步驱动,解耦控制,内模控制

参考文献

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双电机驱动系统消隙技术分析篇2

关键词：双电机驱动；消隙；数控设备

当前在电机系统中应用较为广泛的是单电机驱动系统，与此同时双电机驱动系统在数控设备，机器人以及雷达等系统中也得到了高效应用。双电机驱动技术在这些领域中的应用能够有效提升系统机械的传动精度。该技术在机械系统中的应用将成为未来时代发展的潮流。

双电机驱动系统在电机系统中的应用能够取得比单电机系统更好的效果，但是双电机驱动系统本身在的操作过程要比单电机驱动系统复杂的多。双电机之间的转矩输出与电机位置控制还存在着一系列问题。解决这些问题非常重要。而要想解决这些问题很大程度上依赖于双电机驱动系统的消隙技术。因而加强双电机驱动消隙技术的研究就显得非常重要。

1.双电机驱动系统的传动形式

在探讨双电机驱动系统的消隙技术之前，了解双电机驱动系统的传统形式非常重要。充分把握双电机驱动系统的传动形式有助于高水平的消隙。在双电机驱动系统中，机械连接以及传动形式主要是丝杠，齿轮齿条，蜗轮蜗杆，齿轮等组成。在双电机驱动系统中主要有以下四种形式：第一种形式是两个旋向相同的蜗杆分别布置在蜗轮附近，而两台电机分别驱动两侧蜗杆转动，最终实现蜗轮蜗杆正常运行。这种方式一般情况下主要应用在驱动力较大的系统中，这种方式应用灵活，但是在使用过程中我们也需要注意到这种方式也有一定的缺点，反向运行阻力大就是其中一个典型缺点。第二种形式是通过在某一机构两侧安装电机，在启动运行后两台电机能够同时运行，最终实现双机共同驱动该机构运动。与其他驱动方式相比，这种驱动方式更能够减小运行过程中造成的变形问题。在运用这种方式的时候，为了有效降低单台电机的负载，我们可以在竖直方向上用双丝杠来进行驱动。第三种方式就是齿轮齿条传动结构。在这种结构中电机大多平行布置在齿条上方。这种方式一般应用在机床直线运动轴上。第四种方式就是齿轮驱动转台传动结构，在这种方式中驱动电机一般都是对称布置的。双电机驱动系统有多种形式，我们在使用过程中必须要结合系统自身的特点来科学分析。

2.双电机驱动系统消隙原理

随着双电机驱动系统在机械系统中应用范围越来越广泛，双电机驱动消隙技术也越来越被人们重视。双电机驱动系统的消隙技术与机械消隙法相比更加灵活，效果也更好。采用双电机驱动系统消隙技术能在不需要专门的消隙机构发挥作用的前提下实现对数控机床控制的零间隙传动。

在双电机驱动系统中主要是采用2套伺服电机组成的联动系统。在双电机驱动系统中主要是通过采用2个方向完全相反的伺服电机来进行消隙的。在双电机驱动系统中，如果系统反向运行，此时正向驱动电机就能够输出一个能够消除间隙的正向扭矩，从而最终达到消隙的目的；相反，当系统正向运行时，反向驱动电机就能输出一个能够消除间隙的反向扭矩，从而实现消隙。这就是双机驱动系统系统消隙的原理。在双电机驱动系统中无论是系统正向还是反向运行，都会有一个伺服电机与之相对应。运用这种方式驱动，电机本身的负载功率会显著增强。这种方式虽然能够有效消隙，但是造价却非常昂贵，因而这种方式在实际操作中不常见。为了更加有效地消隙，有必要采用一种经济价值更加低廉的方案。

在双电机驱动系统中我们发现当系统本身只是单方向运行的时候，此时驱动扭转方向不会发生变化，也就不会出现间隙问题，也就是说只有在驱动扭矩的方向发生变化的时候，间隙问题才会出现。因此在双电机驱动系统中我们就可以通过对伺服系统协调控制，让2个伺服电机来共同承担系统负载。采用这种方式既能够有效的消除间隙，同时还可以降低整个系统的负载，因而这种方式在实际操作过程中应用较多。

上文提到双电机驱动系统消隙技术与机械消隙法相比，有着显著优点。接下来我们就来详细分析双电机驱动系统消隙技术的优点。在长期实践中我们发现消隙技术具有以下四个优点：一是双机驱动系统结构更加简单，成本也非常低。在使用过程中不需要专门的机械消隙机构。后期维护费用也将有效降低。二是双机驱动系统精度更高。双机驱动系统消隙技术能够有效的消除定位精度误差，从而提高系统的精度。三是它能够有效解决瞬态误差。四是双机驱动系统消隙技术是由两个电机共同来承担负载的，因而在使用过程中我们完全可以选择那些小容量的伺服驱动器以及电机。

3.消隙技术的应用过程中的注意事项

双电机驱动消隙技术如今在数控领域得到了广泛应用。在应用过程中我们对于有些事项必须要保持高度重视：一是在双机驱动系统中在消隙期间，两台电机基本上是处于异齿啮合状态，也就是说此时如果一台电机输出拖动扭矩，另外一台电机就不能施加拖动扭矩。二是要慎重选择电机的功率和转矩。这两个重要指标都会对双电机驱动消隙技术造成影响。我们在应用过程中必须要对这两个问题保持高度重视，要学会通过多种手段来使这一技术能够发挥最优水平。

当前双电机驱动系统在数控领域中得到了广泛应用，而今虽然单电机系统是主流，但是双电机驱动系统有着单电机系统不可比拟的优点。在双电机驱动系统运行过程中间隙问题是一个非常重要的问题。转矩间隙最终会影响到整个系统的运行，同时也会使得产品发生变形。因而我们必须要高度重视双电机驱动系统的消隙技术。本文详细分析了双电机驱动系统的转动形式，而后又深入分析了双电机驱动系统消隙的原理，最后分析了双电机驱动系统消隙技术在应用过程中的需要注意的事项。双电机驱动消隙技术比机械消隙法更具优势，运用这种方法能够有效地消隙。

参考文献：

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[2]国力，龚时华，李斌.七轴五联动螺旋桨加工机床控制系统关键技术[J].华中科技大学学报（自然科学版），2007（33）.

双电机同步驱动篇3

关键词：直线电机,H型运动平台,同步控制

0 引言

直线电机驱动的H型工作台因其具有大的行程范围和高的定位精度而被广泛应用于半导体光刻、微型机械等领域。在实际应用过程中, 由于H型运动平台的组件不是对称结构, 且在制造与安装过程中存在误差, 以及工作过程中存在的不确定性扰动等因素的影响, 导致即使两个完全相同的直线电机和伺服系统, 最终也不能保证横梁两端的同步运动。机械强耦合将导致横梁扭转, 无法保证运动精度, 甚至使结构或驱动元件受到损坏[1], 因此, 实现质心驱动的高精度同步控制是此类平台的控制重点和难点[2,3]。

针对H型双边驱动运动平台建立相应动力学模型, 设计双边同步控制系统, 使用两台相同的直线电机以保证系统具有高速动态同步响应能力, 使用并联控制与模糊逻辑反馈相结合的方法来消除机械耦合的影响, 力求减小双边同步控制的误差。

1 H型运动平台结构及建模

1.1 运动平台结构简介

直线电机驱动的直线运动系统比传统的“旋转电机+丝杠”直线运动系统具有更高的动态性能和传动精度, 代表着直线驱动技术的发展方向。本文研究的H型运动平台用于扫描光刻机的粗动台, 期望同步驱动过程中横梁的最大扭转角度误差小于90 urad。双边直线驱动的H型运动平台可以提供强大的推力, 可以有效避免单边驱动带来的运动滞后和机械振荡[4,5], 其结构如图1所示。平台基座采用结构刚度大、平整度高的花岗岩材料;横梁采用工程陶瓷等轻质、高刚度材料, 两端分别与两个相互平行的直线电机的动子连接, 实现x方向的双边同步驱动;y向直线电机的定子安装在横梁上, 动子与滑块固接, 实现y方向的运动。

1.2 运动平台建模

建立精确的H型双边驱动机构运动模型是研究同步控制的基础, 目前针对平面三自由度H型运动平台的建模主要有两种方式, 一是通过拉格朗日方法建立系统多刚体动力学方程[2,6,7];二是直接为运动平台建立双输入双输出的力到位移的传递函数[8], 这两种方法的缺陷是建模过程复杂, 且只能建立两个单轴直线电机驱动的单自由度模型, 不能体现双边驱动过程中机械耦合的影响, 更不能达到对质心偏移导致的同步运动误差的观测要求。

使用Matlab/Sim Mechanics建立H型双直线电机驱动的x-y-θz三自由度运动平台的机械结构建模, 它能够将双直线的驱动控制和运动过程中的耦合完全体现出来。Sim Mechanics提供可以直接在Simulink环境下使用的模块集合, 它可以对各种运动副连接的刚体进行建模与仿真, 只需要根据拓扑连接关系选择相应的模块和运动副并设置相关参数即可, 极大地简化了机械机构建模过程。Sim Mechanics通过自身提供的检测及驱动模块与Simulink模块连接, 仿真过程无需数据的转换, 极大的提高了仿真计算速度。

图2为使用Sim Mechanics建立的H型运动平台模型, 建模使用到的参数如表1所示。对运动平台进行建模时不考虑运动构件自身的形变, 将其简化为多刚体系统, 在仿真过程中使用Bogacki-Shampsine方法求解。该模型实现了工作台和横梁的x、y方向的移动自由度及z方向的旋转自由度, 横梁两端及滑块上可以直接施加直线电机的驱动力, 在仿真过程中横梁和滑块在推力作用下运动, 准确地模拟了H型运动平台的工作过程, 为研究双边同步驱动奠定了基础。

2 双直线电机同步驱动控制

基于已建立的H型运动平台模型, 使用Simulink模块设计直线电机的控制系统, 直接控制电流信号以达到控制直线电机推力的目的。在横梁两端各添加一个作动器模块以模拟电机, 通过对输入作动器的电流大小及两电流之间匹配关系的控制来保证双边控制的精度。下面研究如何通过单轴控制系统控制推力的大小, 以及如何控制两直线电机之间的推力匹配关系来达到同步运动的目的。

2.1 单直线电机控制系统

双边同步控制的精度很大程度上依赖于单轴控制的精度及其响应速度, 单轴运动精度越高, 响应时间越短, 则双边控制精度越高。基于已经建立的H型运动平台模型, 为单直线电机设计带速度前馈的PID控制系统, 如图3所示。其中G (s) 为直线电机驱动环节, FL为负载干扰, Gc (s) 为PID校正环节, Gp (s) 为前置滤波器, F (s) 为速度前馈环节。实际选取AEROTECH公司的BLM型号系列直线电机, 带入表1中的具体参数, 得到各环节的传递函数如下:

根据ITAE准则[9], 取PID参数为, 取ωn=90, 此时系统对阶跃的响应时间小于0.1 s, 但存在超调13%。由于精密运动平台对位移误差有严格要求, 故根据闭环系统的特点设计前置滤波器Gp (s) 来对消零点以减小超调。

在运用反馈控制的基础上, 针对系统传递函数特点设计速度前馈控制器, 理论上F (s) = (s2+110s) /4 629可以完全消除跟随误差, 但引入s2会导致系统的高频振荡, 所以取F (s) =110s/4 629来最大程度减小系统的跟踪误差, 由仿真结果可以看出斜波信号跟随效果十分理想。

经仿真验证, 该系统对输入0.1 m位移阶跃信号的响应时间约为0.06 s, 无超调, 电机峰值电流为26.8 A, 满足直线电机BLMH-380的峰值电流要求。

2.2 双直线电机同步控制系统

在单直线电机获得较高运动精度的基础上, 如何控制双边推力的匹配是同步控制的难点。常用的同步运动控制策略有并联控制和串联控制两种[10], 串联同步控制在实际应用中主动电机的运动误差及扰动会叠加到从动电机, 且主动电机对从动电机的干扰没有响应能力, 所以实际大多采用并联同步控制;并联同步控制一般比串联同步控制的同步运动精度高, 但其中一个电机受到干扰或两电机承受的负载差别较大时, 便不能保证电机之间的同步性能, 严重时可能造成机械结构卡死或损坏。

传统的串并联同步控制都不能满足高精度同步运动要求, 本文采用一种改进的并联控制方法 (图4) , 在传统的并联结构中增加一个反馈补偿控制器, 补偿控制器对同步误差进行相应的判断和计算, 将处理后的信号反馈到两直线电机的主通道, 以此提高两电机的同步运动精度[11]。当其中一台直线电机发生位置滞后时, 补偿控制器会根据滞后的位移和速度计算出一个差值, 在滞后电机的输入信号上叠加这个差值, 从超前电机的输入信号中减去此差值, 以此提高两电机的响应速度和同步运动精度。

补偿控制器采用模糊逻辑算法来保证双轴运动的同步性能, 图5是包含外部扰动的机械控制系统, 其中的模糊控制器的输入为双轴同步直线电机的位移差e=x1-x2和速度差 (位移变化率) ec=v1-v2。输出为补偿电流信号di, 反馈到两轴的输入电流信号中。

2.3 使用模糊逻辑的补偿控制器设计

补偿控制器参数模糊的整定原则为:当偏差|e|较大时, 为di取较大值, 以便快速减小同步误差。当|e|和|ec|适中时, 取较小的di值即可达到减小误差的目的, 同时也有助于减小超调。当|e|较小时, 则根据速度的变化趋势为di取值, 当误差有变大的趋势, 则取较大的di值, 如果有缩小趋势, 取di为较小值或者取0, 当|e|和|ec|都为0时, 取di为0, 即此时双边电机同步运动, 达到同步控制的目的。

输入信号e, ec和输出信号di的语言变量论域如下:

其中, NB表示负较大值, NS表示负较小值, ZE表示0, PS表示正较小值, PB表示正较大值。在模糊运算和判断过程中的主要依据是位移误差e, 位移变化率ec只起到参考作用, 所以对e的取值比ec更细致。论域与数值的对应及输入输出的隶属度函数如图6、图7所示, 控制规则如表2所示。

2.4 仿真结果对比分析

当两直线电机承受的负载相差很大时同步运动误差最大。为了对比使用模糊补偿控制器前后的效果, 将工件台的初始位置设置为离横梁几何中心最远处, 此时双边同步驱动的误差最大, 有助于观测对比效果。分别对普通并联同步控制 (简称CSC) 和添加模糊反馈的同步控制 (简称FLC) 进行仿真实验, 对系统输入0.1 m位移阶跃信号。图8为阶跃位移响应, 其中CSC的双边位移误差明显, 两直线电机的响应超调和达到稳定的时间均有差异, 位移曲线出现明显的分离, 而FLC的双边位移运动曲线重合, 从图中看不出明显的位移误差。

图9为双边位移误差对比, 由图可见CSC最大误差为5 mm, FLC最大误差为70 um, 即最大扭转角度为82 urad, 模糊反馈同步控制使位移误差减小了两个数量级, 且调整时间比CSC快, 达到了期望的控制目标。图10为双边速度误差对比, 由图可见FLC使速度误差减小了一个数量级, 可见FLC对双边同步驱动有很好的改善作用。

3 结论

使用Sim Mechanics建立了双直线电机驱动的H型运动平台动力学模型, 避免使用传统复杂的数学建模方法, 极大的简化了建模流程;使用Simulink设计相应的控制系统, 利用反馈提高单轴驱动伺服系统的动态性能, 使用前馈控制和PID相结合的方式减小运动跟随误差;设计了带补偿控制器的并联同步控制系统, 使用模糊逻辑算法有效地减小了双边同步驱动的误差, 使系统具有较强的抗负载干扰能力, 提高了控制系统的鲁棒性和机械结构的安全系数。

参考文献

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双电机同步驱动篇4

作为矿山开采的主要交通工具, 矿山电机车性能的好坏直接影响其工作效率。传统的直流调阻调速和直流斩波调速被交流牵引电机车所替代。空间控制、宽度不同的轨距等因素将影响着矿山牵引电机车性能, 若采用一台电机驱动一个轮轴, 即双电机直接驱动, 为了提升电机运行速断, 成本等问题, 采用一台变频器控制多台电机的方法, 即双电机单逆变器控制系统。

1. 牵引电机的数学模型及工作原理

牵引电机车在控制方法上具有多样性, 但对研究对象的控制上具有相似性, 均采用一台电机作为控制模型, 本文在系统建模时以一台电机作为研究对象, 在电机建模时即对一台电机进行建模。为了使牵引电机车提高其运行可靠性, 采用异步电机, 而其动态数学模型具有强耦合、非线性等特点, 根据产生磁动势相等的原则需进行坐标简化。

对交流异步电动机进行调速主要分为基频以下控制和基频以上控制。由于定子电流对异步电机的励磁回路产生影响, 而定子绕组输入的电流由转矩分量和励磁分量两部分组成, 这样就不易于异步电机进行速度调节。而调速主要是由磁场进行控制, 为了对异步电动机磁场准确调节控制, 就要实时检测其位置与数值的大小。若需要直接检测, 就要被现实中一些工程技术所制约, 所以通过采用磁链模型进行观测的计算分析方式。异步电动机在两相旋转坐标系中的电压方程式为

2. 干线牵引电机车矢量控制系统

通过将异步电动机三相坐标变换为两相旋转坐标坐标的数学模型可知, 为了对其转矩进行控制, 可采用用来产生磁场的励磁电流以及转矩分量的电流的幅值和相位加以控制, 在矢量变换的基础上即控制其定子电流的矢量, 这样的控制方式称为矢量控制, 这种控制属于一种比较先进的电机控制。牵引电机车采用矢量控制能够满足其工作中的性能要求。

3. 干线牵引电机车双电机系统仿真模型的搭建与结果分析

依据异步电机等效直流电机模型公式搭建双电机单逆变器矢量控制系统, 如图1所示, 系统采用双电机单逆变器的简化平均模型, 其中电机M1为主控制电机, 电机M2为被控制电机。

3.1 系统仿真参数如下:

额定功率PN=4k W

额定电压UN=400V

额定转速n=1430r/min

极对数np=2

定子电阻Rs=1.405Ω

转子电阻Rr=1.395Ω

定子自感Ls=0.005839H

转子自感Ls=0.005839H

互感Lm=0.1722H。

3.2 仿真研究

系统仿真从电机起动后突加50%额定转矩如图2所示。其中图2、图3分别为系统启动后突加50%额定转矩电机M1和电机M2的定子电流波形;图4、图5分别为系统启动后突加50%额定转矩电机M1和电机M2的转速的波形。

由图2、图3波形可以看出, 在主控制电机M1和被动控制电机M2设计相同参数时, 二者承受的负载转矩平衡;由图4、图5波形看, 两电机具有低速大转矩的工作性能, 即在简化平均模型下采用矢量控制, 能够达到牵引电机车对牵引电机出力的要求。

结论

本文采用MATLAB软件, 建立牵引机车的控制系统的仿真模型, 并对仿真中的关键问题及系统的仿真结果进行分析研究, 为实际系统的设计提供理论依据及必要的设计参数。介绍简化平均模型下的矢量控制调速系统控制方案, 并建立双电机单逆变器控制系统仿真模型。通过对两电机中突加额定转矩下定子电流和转速的仿真结果说明运用简化平均电机模型在两台电机参数一致的前提下, 具有良好的稳态及动态性能, 并能够满足牵引电机车对电机性能的要求。

摘要：干线牵引电机车是铁路运输货物的一种重要交通工具, 根据目前矿山开采的实际情况, 需要其具有较强的稳定性、负荷能力, 即在牵引电机起动上、稳定性、过载能力上提出了较高的要求。本文通过MATLAB仿真软件对双电机拖动系统的简单平均模型进行建模仿真, 采用矢量控制算法。并对双电机单逆变器控制系统进行仿真设计, 仿真验证系统能满足矿山牵引对电机的要求, 并具有良好的抗干扰性能。

关键词：牵引电机车,双电机拖动,矢量控制

参考文献

[1]阮毅, 陈伯时.电机拖动自动控制系统—运动控制系统[M].北京:机械工业出版社, 2010.

[2]张少华.永磁同步电机矢量控制策略研究与控制器实现[D].中南大学, 2008.

双电机同步驱动篇5

由于盾构施工现场环境的约束, 不便于电机更换, 因此在设计时, 需要考虑到器件工作的高可靠性, 对多电机同步控制策略优化设计提出了更高要求。

以往文献集中在介绍多电机同步驱动控制算法、建立数据模型分析、硬件控制系统设计等方面, 较少对刀盘驱动系统多电机同步驱动控制策略进行设计并进行试验数据分析[2]。因此本文着重从盾构控制系统软件方面对刀盘驱动系统多电机同步驱动控制策略进行设计优化及试验数据分析, 并对盾构控制系统中多电机同步控制方法进行深入研究。

1 多电机同步控制理论

在工业控制系统中多电机同步控制存在普通异步电机控制、变频器控制变频电机等方式, 但普通异步电机所组成的多电机同步控制由于精度差、自动化程度低等原因, 使这种控制方式一般应用于控制要求较低的工业场合。

变频电机可以通过改变电机的工作频率, 达到改变转速的目的, 且这种改变可以实时调节。因此, 采用变频器控制变频电机, 通过传感器实时采集电机运行参数传送给控制器, 利用差值耦合、PID算法、平均值等算法进行运算, 然后把处理后的参数送给变频器进行实时调节。多电机同步控制可分为非耦合控制和耦合控制系统结构。其中, 非耦合同步控制主要有两种方式, 即并行同步控制和主从同步控制;耦合同步控制主要有偏差耦合同步控制、交叉耦合同步控制及电子虚拟总轴同步控制[3]。耦合同步控制结构如图1所示。

2 控制方式

由于盾构刀盘驱动控制系统的多电机同步控制主要是非耦合同步控制, 因此从并行同步控制和主从同步控制方式进行分析:并行同步控制, 即要求多电机同时跟踪同一电机运行参数 (转速或相位) ;主从控制方式, 即设定系统中的一个电机为主电机, 其余为从电机, 控制多个电机的运行参数跟踪主电机运行。

针对一个系统的多电机同步控制设计, 正确选择合适的控制方式与控制策略至关重要, 首要考虑电机本身的动态特性, 使控制系统具有快速的动态跟踪能力, 同时有效地抑制控制系统中的各种扰动因素。

2.1 并行同步控制

并行同步控制是基于统一的给定输入信号, 各电机独立运行的控制模式。其优点在于系统启动、停止阶段的同步性良好, 控制结构简单易实现, 不同的控制单元不受距离的限制, 可满足一定条件下的同步控制要求, 其控制系统结构如图2所示。

采用这种控制方式的系统中, 每个单元的输入信号由系统直接给定, 因此, 各单元获得的输入信号一致, 各驱动单元的输入信号除了受输入信号作用以外, 不受任何其它因素的影响, 所以任一单元的扰动不会影响其它单元的工作。但该控制方式对各电机本身的性能要求严格, 电机之间的差异会影响整个负载控制的同步性, 另外, 由于各控制器之间没有交叉耦合环节, 不适合应用于控制速度要求精确的场合[4]。

2.2 主从同步控制

主从同步控制下是主电机的输出转速作为从电机的输入转速, 即从电机能够反映并跟随任何加在主电机上的速度命令或者是从电机的负载扰动, 其控制系统结构如图3所示。其优点是从电机的扰动不会传到主电机中, 且跟随性较好[5]。

3 控制策略

从并行同步控制方式和主从同步控制方式的优缺点及控制精度可以得出:主从控制方式较适合盾构刀盘驱动控制环境, 在盾构刀盘驱动控制系统设计过程中大多采用优化的主从控制模式, 即采用主电机一用一备, 其余电机为从电机控制模式, 但这种控制方式在盾构实际施工过程还是会产生多电机不同步的现象, 因此, 需要对这种优化的主从控制模式进行改进。

通过改进的主从控制策略是:第一台电机为主电机, 每一个控制周期结束, 通过对所有电机参数比较, 确定下一个主电机, 其余为从电机实时跟随控制, 依次类推, 所有电机充当双重角色, 既是主电机, 又是从电机, 结合控制软件的数值分析算法, 实现对其控制, 其控制系统结构如图4所示。但该控制策略对主控器的数据处理速度及动态响应能力要求较高, 且能够对所有电机的控制参数实时判断、处理。

4 控制原理

西门子传动装置控制软件STARTER进行设计, 该软件是西门子公司针对传动装置进行现场调试、测试而开发的。能够实现在线实时监控、修改装置参数、故障检测及复位, 以及跟踪记录等强大的调试功能。

针对改进型主从同步控制策略, 在实验平台上设计一个多电机同步控制系统, 对其进行控制策略方面的理论实验。采用基于该软件平台开发的控制软件, 可实现对盾构多电机同步控制测试。该系统由电抗器、西门子伺服驱动器、伺服电机SINAMICS S120、编码器, PROFIBUS总线等组成, 其控制原理如图5所示, 其主控制系统是由西门子S7-400H PLC实现控制。

5 控制流程

根据改进型主从同步控制策略, 结合盾构刀盘驱动控制系统软件设计多电机同步驱动控制流程如图6所示。

6 实验分析

6.1 实验目的

解决现场多电机驱动不同步的理论问题。

6.2 实验原理

对于多电机同步控制系统来说, 实现的是电机转速的跟随, 受到扰动的电机的转速会发生变化, 其它的电机跟随这台电机的转速变化。在系统受到扰动后的初始状态, 电机之间的转速趋于同步越快越好, 即应尽快消除转速偏差。因此多电机同步控制系统设计必须针对电机和机械系统本身的动态特性, 兼顾跟踪能力和系统扰动的特殊性。

6.3 实验过程

控制策略选择改进型主从同步控制策略, 在该实验过程中3个电机依次设定为主电机, 其它电机为从电机, 通过这种控制可以兼顾多电机和机械系统本身的动态特性和系统扰动的特殊性。在实验过程中通过STARTER实时监测电机转速, 与设定转速进行比较、判断, 进行多电机转速跟踪调节。

6.4 实验结果

通过实验, 得到刀盘多电机同步驱动系统控制实验的转速设定曲线如图7, 1号电机转速曲线如图8所示, 2号电机转速曲线如图9所示, 3号电机转速曲线如图10所示。

通过转速曲线图之间的对比、分析, 可以看出当设定转速V≈2.8 9 6 r p m时, 对应3个电机的转速V1≈2.8 9 5 r p m, V2≈2.895rpm, V3≈2.895rpm, 当设定转速变化为V≈2.46rpm, 对应3个电机的转速V1≈2.46rpm, V2≈2.46rpm, V3≈2.46rpm, 从多电机驱动控制理论研究方面达到较好的多电机转速同步效果。

尤其是在多电机处于荷载不均匀的情况下, 通过改进型主从控制策略, 理论上各电机可以实现负载的动态平衡, 该控制策略较适合盾构在非均匀地质工况下刀盘驱动系统的多电机同步控制。

7 结论与建议

在盾构刀盘驱动控制系统软件设计思路分析基础上, 提出改进型主从多电机同步控制策略, 并对其进行实验测试及结果分析, 从控制理论和测试结果分析得出改进型主从同步控制策略较适合盾构在非均匀地质工况下刀盘驱动系统的多电机同步控制。但控制算法及控制策略只在实验平台进行测试, 没有在盾构刀盘驱动控制系统运行过程中进行测试, 望在后续的研究过程中能够对该控制策略及控制算法进行现场试验。

参考文献

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[2]姜晓平, 朱奕, 伞冶.大功率随动试验台多永磁同步电机同步控制[J].电机与控制学报, 2014, (4) :88-89.

[3]程斯一, 纪文刚.多电机同步控制技术研究平台的设计[J].工业仪表与自动化装置, 2014, (2) :29-30.

[4]史步海, 李伟青.盾构机刀盘驱动系统同步控制技术的研究[J].计算机测量与控制, 2012, 20 (5) :1258-1259.

双电机同步驱动篇6

由于传统的液力机械驱动方式效率不高[1,2],故人们正在不断尝试使用各种新的驱动方式以替代传统的液力机械驱动方式。大功率电力电子元件的发展、电机控制理论应用的不断成熟使电力驱动方式取代传统的驱动方式成为可能。与液力机械驱动方式相比,电力驱动方式有以下优点:加速性能较好,可以实现无级调速,传动机构简单,空间布置灵活,能效较高。

国外对轮式装载机的电力驱动技术进行了大量研究,2003年日立建机就生产出第一台电力驱动的轮式装载机,并成功应用于港口等场合。而在国内,虽然电力驱动技术已经在汽车领域蓬勃发展,但在工程机械方面的应用却较少,而电力驱动在轮式装载机上的应用研究则是空白。

本研究以前轮独立驱动的轮式装载机为对象,假设两侧电机及控制器的结构和性能完全相同,忽略两侧车轮所受载荷波动的不同、装载机滑转等因素。在轮式装载机电力驱动的诸多关键技术中,电机的控制算法、整车的控制策略以及整车的动力学建模技术都是研究的核心问题。本研究立足于国内永磁同步电机(permanent magnet synchronous motor,PMSM)制造和控制技术的发展水平,提出永磁同步电机、独立驱动方式与整车动力性能参数之间的匹配方法,以及转矩分配的整车控制策略。

1 轮式装载机电力驱动改造方式及目标动力性能指标

本文以某国产轮式装载机为原型,完成电力驱动系统的研制。如图1所示,实验中驱动方式采用前桥轮边独立驱动方式,这是因为采用四轮独立驱动方式,在装载机的行驶过程中,会使桥车前后轮动力半径发生变化,使装载机产生寄生功率,降低能量利用率[3,4]。在实验初级阶段,为了达到检测电力驱动动力性能的目的,应尽可能地去除干扰因素,所以采用前桥两轮独立驱动的电驱动方案。

对于装载机的转向角度,由于改造后仍然保持了原有的铰接式液压转向系统,对电机采用转矩控制模式时可以实现装载机自适应差速[5],所以改造后的装载机可以达到原有的最大转向角度;对于装载机的牵引力,由于把四轮驱动改造为两轮驱动,附着质量下降,所以最大牵引力会有所减小;对于装载机的运行速度,由于装载机需能输出较大转矩,以满足各种工况的要求,所以改造后装载机的速度性能将会降低,但是,对于行驶距离较短的场合,如码头、厂区等,也是可以满足要求的。具体的动力性能指标见表1。

2 电力驱动系统参数匹配

轮式装载机中的驱动电机要满足以下性能要求:爬坡、作业工况时低速大转矩,行驶工况时高速低转矩;

较宽的调速范围;宽调速范围运行时的高效率。使用弱磁控制的PMSM可以满足这些要求[6],其机械特性曲线如图2所示,Pmax、PN分别为电机的最大功率和额定功率,nN、nb分别为电机的额定转速和基速,Tmax、TN分别为电机的最大输出转矩和额定转矩。当电机转速低于基速时,电机恒转矩输出,满足低速大扭矩的要求;超过基速时,电机工作在恒功率区域,可以实现较宽的调速范围。而电机的输出特性除了与电机的控制算法有关外,还与电机自身的特性有关,因此,合理的参数匹配至关重要。

2.1 功率匹配

首先,所选电机的功率要满足轮式装载机各种工况的要求,所以,电机的最大功率要与装载机的最大功率工况相匹配。其次,考虑到大多数情况下,装载机并不是工作在最大功率工况下,而电机在额定功率下工作的效率较高,所以,为了实现较高的能量利用率,要使装载机的一般工作工况所需要的功率与电机的额定功率相匹配。

2.1.1 电机的额定功率

考虑车辆运行的各种工况,通过重载时最高车速来初步确定单个电机的额定功率。车速越高,车辆消耗的功率越大;载重质量越大,受到的阻力越大,车辆消耗的功率也越大;一般车辆运行时的速度会低于最高车速,以最高车速计算,可保证电机有一定的能量储备,这样就保证了爬坡、工作等工况下的功率需求。由于车辆行驶速度比较低,装载机所受风阻可以忽略不计,能量主要消耗在克服滚动阻力做功上,则电机的额定功率为

$Ρ_{Ν} \geq \frac{1}{2} \times \frac{1}{3600 η_{r}} (G + G^{'}) f v_{\max} (1)$

式中,ηr为行走装置效率;G+G′为车辆总重,N;G为装载机自重; G′为装载机最大载荷的重力;f为滚动阻力系数;vmax为车辆最高行驶速度,km/h。

本文选定电机的额定功率为4.0kW。

2.1.2 电机最大功率

轮式装载机在作业工况时,所需牵引力较大,所需功率也较大,因此,在进行理论匹配计算时,电机的最大功率应能满足最不利的作业工况。

装载机作业时,有三种铲装方法:一是一次插入铲装法;二是在铲斗插入料堆的同时,提升动臂的配合铲装法;三是在铲斗插入料堆的同时,转斗和提升动臂的配合铲装法。后两种为配合铲装法,虽然三种阻力同时存在,但是所受总阻力比一次插入铲装法要小,所以,车辆进行一次插入铲装法作业,为车辆最不利的作业工况[1],此时电机的最大功率为

$Ρ_{\max} = \frac{1}{2} \times \frac{1}{3600} F_{σ} v^{'} (k W) (2)$

Fσ=10K1K2K3K4l1.25pBb (3)

式中,Fσ为铲斗插入阻力,N;v′为装载机作业速度,km/h;K1、K2、K3、K4分别为物料块度及松散程度影响系数、物料种类影响系数、料堆高度影响系数、铲斗形状系数;lp为铲斗插入堆料深度,cm,在一次铲掘法时,取0.7~0.8倍的斗底长度;Bb为铲斗宽度,cm。

式(3)为装载机工作时计算插入阻力的经验公式[2]。根据式(2)、式(3)选定电机的最大功率Pmax=6kW,过载系数取1.5。

2.2 转速匹配

电机的额定转速要与装载机的最高车速相匹配,根据表1的动力性能指标,装载机的最高车速要达到6km/h,忽略装载机滑转。

2.2.1 电机的额定转速和基速

额定功率相同的电机,额定转速高时,其体积小、质量小、价格低、效率和功率因数也较高,且从整车性能来说既可减少实际运行过程中的机械损耗,也可为控制系统提供较大的调速范围,因此电机转速越高越有利。但在车辆的行驶速度一定时,电机的额定转速越高,则传动速比越大,越有可能加大主减速器的速比和尺寸,因此,电机额定转速的选择应综合考虑以上因素。本文取电机的额定转速为2500r/min。

对于电动车辆用的电机,弱磁扩速倍数k一般要求在4~6之间,这是因为如果k太小,则额定转矩、转子电流、内在损耗、电机尺寸和质量均较大;如果k太大,则传动比又会较大。本文取弱磁扩速倍数k=4.2[7],则有

nbk=nN (4)

由式(4)选定电机的基速nb=600r/min。

2.2.2 轮边减速器传动比

传动比i与最高行驶车速(km/h)的关系如下:

$v_{\max} = \frac{0.377 n_{Ν} r}{i} (5)$

式中,r为车辆的动力半径,m。

根据式(5)选择减速比i=86的三级行星轮减速器。

2.3 转矩匹配

电机的最大转矩Tmax要与轮式装载机所需的最大牵引力相匹配。最大牵引力可能出现在下述两种工况中:一是装载机以最大坡角爬坡行驶;二是装载机以一次插入铲掘方式工作。

对于爬坡工况,最大牵引力为

F1=(G+G′)fcosα+(G+G′)sinα (6)

式中,α为爬度角度。

由式(6)计算轮式装载机爬坡行驶时所需的最大牵引力F1=25 396N。

对于作业工况,最大牵引力为

F2=10K1K2K3K4l1.25pBb (7)

由式(7)计算轮式装载机工作时所需的最大牵引力F2=30 900N。

比较以上两种工况的计算结果可知,在作业工况时,轮式装载机所需的牵引力最大,所以,应使用作业工况下所需的牵引力与电机的最大转矩进行匹配。传动比与最大牵引力的关系为

$Τ_{\max} = \frac{1}{2} \frac{F_{\max} r}{η_{r} i} (8)$

Fmax=F2

由式(8)计算得,电机的最大扭矩

Tmax=90N·m

2.4 PMSM的具体参数

电机的具体选型还需要知道电机的额定转矩,有

TN=9549PN/nN (9)

由式(9)计算得,电机的额定转矩TN=15N·m。PMSM的具体参数如表2所示。

3 极限工况仿真和实验分析

3.1 仿真模型

用实验得到的永磁同步电机特性曲线以及各种工况的动力学模型,并结合转矩控制策略建立轮式装载机的计算机仿真模型,如图3所示。图3中,Te为电机输出扭矩,本文取Te=90N·m;n为电机转速,r/min。

整车控制采用转矩控制策略。由于装载机在路面条件较好的道路上直线行驶时,左右轮所受负载扭矩大小基本相等,所以,可以通过主控制器给前桥两个电机的驱动器发出大小相等、方向相反的转矩指令。永磁同步电机的控制采用弱磁控制,机械特性曲线分为恒转矩区域和恒功率区域(图2),当根据反馈的速度查询得到的转矩大于给定的参考转矩时,输出参考转矩;如果小于参考转矩,则输出反馈后查询得到的转矩。本文仿真中假定电机工作在最大功率曲线上。

整车动力学方程为

$F - F_{L} = m \frac{d v}{d t} (10)$

式中,FL为装载机所受负载,N;m为装载机整车质量,kg。

相对于装载机所受的外部阻力来说,转动惯量产生的阻力较小,可以忽略。

电机输出牵引力方程为

F=Tei/r (11)

轮式装载机速度方程为

$v = ω r = \frac{n}{60 i} 2 π r = 0.1048 n r / i (12)$

由式(10)~式(12)可得轮式装载机的动力学模型:

$Τ_{e} = \frac{F_{L} r}{i} 0.1048 m r^{2} \frac{1}{i^{2}} \frac{d n}{d t} (13)$

图4所示为整车动力学通用模型,不同的负载工况可以得到不同的整车动力学模型,根据上文,极限工况可以分为以下三种:一是重载行驶工况;二是以最大斜坡角爬坡行驶工况;三是一次铲装法作业工况。我们假设各种工况下的负载都平均分配到装载机两侧的车轮上。

3.2 重载行驶工况

重载行驶工况下装载机能量主要消耗在克服滚动阻力做功。滚动阻力Fv为

Fv=(G+G′)f (14)

图5、图6所示是转矩为90N·m时,使电机工作在最大功率区域,且装载机在平路上行驶的电机转速、扭矩曲线,可得电机最高运行转速为2668r/min,即最高车速为5.9km/h。从0到5.9km/h的加速时间为6.9s,说明具有较好的加速特性。

3.3 爬坡工况

爬坡工况下,装载的能量主要消耗在克服坡道阻力和滚动阻力做功,负载阻力FL为

FL=(G+G′)fcosα+(G+G′)sinα (15)

图7、图8所示是转矩为90N·m,电机以2500r/min的转速平地行驶,在2s时改为爬坡运动(斜坡角度20°)的电机转速、扭矩的仿真曲线。由图7、图8可以看出,由于电机具有良好的低速大扭矩输出特性,故装载机可以很快完成由平路行驶状态到爬坡行驶状态的转换,转换时间为1.3s。爬坡过程中,装载机的行驶速度为1.7km/h。

3.4 一次铲装法作业工况

装载机作业时,对于某一固定的堆料,装载机所受的阻力随插入的深度变化而变化,变化规律与物料种类、物料块度、物料高度、铲斗形状等有关。本文主要研究电力驱动对负载的响应情况,因此,在仿真中可以使用阶跃信号来代替作业工况时的负载。

图9、图10所示是转矩为90N·m,电机以2500r/min的转速平地行驶,从2s时开始进行一次铲装作业的电机转速、扭矩的仿真曲线。可以看出由于电机具有良好的低速大扭矩输出特性,故装载机可以很快完成由平路行驶状态到工作状态的转换,转换时间为1.5s。铲掘工作过程中,装载机的行驶速度为1.3km/h,符合匹配计算时的转速。

3.5 实验结果

图11为装载机的重载实验图。载重质量为1400kg,行驶路面为水泥路面。稳定运行的距离为16.9m,所用的时间为11.01s。通过此实验可以检验电力驱动装载机的加速特性、最高车速以及整车转矩控制策略的可行性。

图12、图13所示为装载机重载直线行驶时,两侧电机的转速、转矩曲线。由图12可知,电机从零速到稳定运行,用了8s,但是,根据图13,装载机从启动到扭矩恒定却只用了4.1s。而且由图12中可知,装载机稳定运行时,右前轮电机扭矩为32N·m,左前轮电机扭矩为-33N·m,比重载行驶的仿真结果21Nm大了50%。这是因为电机输出的扭矩大小是由相电流的大小推算出来的,误差过大,没能准确反映加速时间。

从图12可看出装载机稳定运行时,电机的转速可达2714r/min,此时装载机的理论车速为6.54km/h,实测速度5.53km/h,误差为15.4%,导致误差的原因:一是滑差率;二是实际测速时的人为误差。除去人为因素,实验结果与最高车速的6km/h指标基本一致。

在图13中,装载机稳定运行时,电机输出的扭矩有跳动,但是,从两侧电机转矩的对称情况来看,不论是加速阶段,还是稳定运行阶段,两侧电机输出扭矩基本对称。可见,整车的转矩控制策略是可行的。

4 结论

(1)通过对装载机各种工况的分析,对其驱动系统进行了功率匹配、转矩匹配及速度匹配,并进行了装载机三种极限工况(重载行驶工况、爬坡工况、一次铲装法作业工况)的仿真,结果表明,驱动 ()()

系统的匹配方案和建立的轮式装载机仿真动力学模型是合理的,改造后的轮式装载机可以达到最高车速指标和牵引力指标,并且电力驱动系统有较好的加速特性。

(2)在仿真的基础上,通过装载机的重载实验,验证了结果的正确性。实验数据表明,电机输出的转矩有跳动,其原因是装载机在行驶过程中产生振动,但这并不会影响整车两侧电机输出转矩、转速的对称性,总体运行状态良好,从而验证了本文提出的转矩控制策略是可行的、有效的。

摘要：为了把某载重质量为1.5t的轮式装载机的液力机械传动系统改造为轮边独立驱动的电力驱动系统,依据该型车辆的动力性能参数,对电力驱动系统进行了合理的匹配计算,包括功率匹配、速度匹配和转矩匹配。利用永磁同步电机的实验外特性曲线,采用转矩分配的整车控制策略,并结合仿真软件MATLAB/Simulink对轮式装载机进行了建模仿真。通过对轮式装载机在各种工况下驱动性能的分析和实验测试,验证了匹配理论的合理性和整车控制策略的可行性。

关键词：永磁同步电机,轮式装载机,电力驱动,弱磁控制

参考文献

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双电机同步驱动篇7

关键词：双转子永磁同步电机,等效磁网络模型,径向磁阻,切向磁阻,有限元分析

1 引言

水下航行器航行过程中需要稳定姿态,大多采用对转螺旋桨推进系统以克服陀螺效应[1]。双转子永磁同步电机[2](双转子PMSM)有两个机械输出端口[3],可直接驱动对转螺旋桨推进系统,比功率大、可靠性高;转矩脉动小、散热效果好、无陀螺效应,在水面舰船和水下自主航行器(UUV)等电力推进领域具有广阔的应用前景[4,5]。

文献[2]将双转子PMSM分解为内电机和外电机(定子内侧绕组和内转子构成内电机,定子外侧绕组和外转子构成外电机),讨论了其工作原理和电磁模型;文献[6]研究了双转子电机的电感参数、永磁电势及齿槽转矩;文献[7]对双转子永磁发电机进行了仿真和控制策略研究。但双转子PMSM的内外电机串联磁路和并联磁路交替出现,用传统永磁电机设计方法很难兼顾。已经研制出的样机中内外电机的转矩和转速相差较大,必须通过行星齿轮加以同步,而且须重新设计与内外转子功率匹配对转螺旋桨推进器。

本文采用特殊的永磁体结构和双转子尺寸配合方法,使双转子输出相同的转速和转矩,可直接驱动普通对转螺旋桨;采用等效磁网络模型回避了串联磁路和并联磁路问题,探讨了具有普遍意义的双转子PMSM分析方法。

2 结构和工作原理

2.1 结构

双转子PMSM由一个定子和内外两个永磁转子组成,通过单端同心双轴输出机械功率。外转子的内表面和内转子的外表面都安装永磁体[8],如图1所示。定子内外两侧统一开槽,电枢由一套绕组按照螺线管方式绕制而成,电枢内外两层绕组的相序相反[6],如图2所示,通入一组对称三相交流电,即可在两层气隙中分别产生等速而异向旋转的磁场。绕组端部大大缩短,效率可大幅提高。定子内外气隙都得到利用,功率密度可大幅提升。

2.2 转矩设计

内外电机的电枢串联,电流相等。根据电机工作原理,可得内电机和外电机的电磁关系:

式中:R1,R2;B1,B2;Te1,Te2分别为内外转子的半径、气隙磁密和电磁转矩,lef为电枢有效长度,I为电枢电流。由式(1)可知,设计两转子的转动惯量与阻尼系数相等,内转子采用钕铁硼永磁体增大气隙磁密,外电机采用铁氧体永磁体节省成本,当内外气隙磁密和转子半径成反比时,两转子产生等大而反向的电磁转矩,驱动两个转子等速异向旋转。

3 等效磁网络模型

3.1 磁路变化特点

根据电机双气隙的结构特点,以定子内外气隙为界,将其磁场由内而外划分为内转子磁场、定子耦合磁场和外转子磁场[9]3个部分。内外转子等速异向旋转,其永磁体的相对位置周期变化,内转子磁场和外转子磁场不因两转子异向旋转而改变,但定子铁心磁路随转子相对转动而周期变化,每个周期内3种磁路(串联磁路、并联磁路和常规磁路)交替出现。

当内外转子永磁体同向对齐时,二者产生的径向磁通在定子铁心中接续,全部径向穿过定子轭部,内外磁通在定子铁心中形成串联磁路,如图3(a)所示;当内外转子永磁体反向对齐时,二者产生的径向磁通在定子铁心处转弯,全部切向流经定子轭部,内外磁通在定子铁心中形成如图3(b)所示的并联磁路;除了以上两种特殊情况,其它时刻两转子永磁体只有部分重合,二者产生的径向磁通流经定子铁心时,路径发生曲折,斜向穿过定子轭部,如图3(c)所示。

3.2 等效磁网络模型

根据上述得到的三种磁路,省略漏磁路后,分别建立对应电机磁网络模型如图4所示。

图(4)中,下标i和o分别代表内转子和外转子磁路,Rgi和Rgo分别为内外气隙磁阻,Fmi和Fmo,Rmi和Rmo分别为内外转子永磁体的磁势和内磁阻,Rri和Rro分别为内外转子的轭部磁阻。根据上述分析,将定子铁心磁阻分为切向磁阻Rt和径向磁阻Rn。Rt表征定子同侧相邻磁极在铁心中形成切向磁路的磁阻。Rn表征定子两侧相邻磁极在铁心中形成径向磁路的磁阻。

显然,磁路串联时,内外转子磁通全部径向通过定子轭部,径向磁通最大,切向磁通为零;随着两转子异向旋转,同向永磁体重合部分减小,径向磁通减小,切向磁通增大,形成常规磁路;当异向永磁体重合时,两转子形成并联磁路,内外磁通全部切向通过定子轭部,切向磁通最大,径向磁通为零。图4中加粗的磁路,分别为内外转子磁场产生的3种磁路。显然,常规磁路是径向磁路和切向磁路的过渡形式,因而定子铁心常规磁阻可看做径向磁阻和切向磁阻的合成磁阻。

3.3 磁网络模型的处理

电机的两个转子异向旋转,在定子轭部,内外电机的并联磁路和串联磁路周期更替,定子铁心磁场变化频繁,但由于铁心磁导率较高,其磁阻相对于气隙磁阻较小,故其磁路变化对整个电机磁路和气隙磁场影响较小。

由上述可知,串联磁路不需定子铁心,常规磁路只需较少的定子铁心,而并联磁路时内外电机磁通全部切向通过定子铁心。因定子轭部磁路变化对整个电机磁路影响较小,所以在电机设计时应以并联磁路为依据。图5所示为并联磁路时内电机的线性展开结构,显然,这种方法对外电机同样适合。

假设磁场未饱和,忽略电枢反应,建立包含漏磁阻的内电机等效磁路模型,如图6所示。每极永磁体的内秉磁通为φr,对外提供的磁通为φm,内磁阻为Rmi;每极永磁体与转子铁心之间的漏磁阻为Rmr;每极气隙磁通为φg,磁阻为Rgi;定子铁心切向磁阻为Rt,则图5的回路Ⅲ中,半块永磁体的内秉磁通为φr/2,对外提供的磁通为φm/2,内磁阻为2Rmi,气隙磁通为φg/2,磁阻为2Rgi,内气隙一侧定子铁心切向磁阻为2Rt,内转子铁心磁阻为Rri;回路Ⅰ中,半块永磁体和转子铁心之间的漏磁阻为2Rmr,回路Ⅱ中,两相邻永磁体之间的漏磁阻为Rmm。

相比气隙磁阻Rgi,定子铁心切向磁阻Rt和内转子铁心磁阻Rri可忽略。显然,两个磁通源串联,Rmi,Rmr,Rmm均并联在磁通源的两端,Rmi,Rmr,Rmm的并联磁阻Rm为:

4 电磁场计算

4.1 气隙磁密的计算

将图7通过磁通分解,可得每极永磁体向外磁路提供的磁通和气隙磁通分别为:

每极永磁体向外磁路提供的磁密和气隙磁密分别为:

4.2 铁心磁阻的计算

定子铁心径向磁阻和切向磁阻都与转子相对位置有关,以内外电机永磁体同向(内外电机磁路串联)时为初始位置,两转子相对旋转θ角时,定子铁心磁通如图8所示。

根据磁路欧姆定律可得,定子铁心径向磁阻和切向磁阻的最值为:

式中:θτ为极距,θp为永磁体宽度,均以弧度表示,hs为定子铁心厚度,rs为定子轭部的平均半径。

铁心磁路的变化周期为每个转子旋转两个极距所需的时间,对于一台6极电机,该周期为转子相对旋转机械角4π/3。铁心磁通为正弦变化,故定子铁心的常规磁阻(总磁阻)可由径向磁阻和切向磁阻合成:

5 有限元分析

等效磁路模型能反映双转子PMSM的内部磁路特点,为了验证其正确性,对该电机进行磁场分析。两个转子的异向旋转使电机定子铁心内部磁场时空变化极其复杂,采用场路结合时步有限元方法能够较准确地考虑各种影响因素[10],找出铁心磁通随转子位置变化的规律,与磁路计算模型分析结果进行对比,检验该计算模型的合理性。

由于该电机为对称结构,为提高计算速度,采用二维有限元磁场分析。由于该电机径向长度远比气隙大、铁心均为叠片结构的特点,假设定子表面为零矢量等磁位面,忽略集肤效应、齿槽转矩、磁滞效应和涡流效应[11]。

以一台6极双转子PMSM为例,建立磁场计算模型,该电机主要数据为:内转子内径为75mm,内转子外径为121mm;定子内径为125mm,定子外径为236mm;外转子内径为240mm,外转子外径为280mm;定子内外圆壁分别均匀开有36个槽,嵌放螺线管绕组;内外永磁体极弧系数均为0.75,内转子采用钕铁硼永磁体(Br=1.33T,μr=1.04342);外转子采用铁氧体永磁体(Br=0.42T,μr=1.07022)。定子和转子铁心均采用DW310-35。

5.1 铁心轭部磁密分布

模型初始位置仍然是内外电机永磁体同向,通过磁场有限元计算,求取转子在不同相对位置时径向磁密和切向磁密分布,如图9所示。

初始状态为内外永磁体同向对齐,内外磁路串联,故径向磁密最大,切向磁密为0;由于内转子的相邻永磁体空隙为15°且和外转子处也对齐,双转子异向旋转0~7.5°内,只有很少的磁通形成切向磁路,故切向磁密增加很少,径向磁密减小得很慢。

从图9中还可以看出,铁心切向磁密最大值为径向磁密的2倍左右。因为电机齿槽宽度基本相等,铁心径向磁路的宽度为齿部磁路宽度的2倍,磁密最大值只有齿部的一半,故铁心径向磁路一般不饱和。铁心切向磁密和齿部最大值都设计为接近饱和值,定子和转子铁心采用同一种材料,即铁心径向磁密最大值和齿中相等,因而铁心切向磁密的最大值为径向磁密2倍左右。这样可以保证磁路并联时铁心切向磁路不饱和,同时减小铁耗和增大功率密度。

5.2 气隙磁密分布

在空载状态下,以电机串联磁路为初始位置,双转子异向旋转240°范围内,对气隙中心处进行磁场分析,得到内外气隙磁密波形,如图10所示。在电机双转子相对位置角为0°和120°附近,内转子的相邻永磁体空隙和外转子处对齐,故气隙磁密接近0,经过异向旋转7.5°,内外电机永磁体空隙错开,气隙磁密迅速增大。内转子采用高牌号稀土永磁体,气隙磁密较高,外转子采用铁氧体永磁体,气隙磁密较低,在内外转子上采用不同材料的永磁体,通过优化内外转子半径比,使两个转子产生等大反向的转速和电磁转矩。

由图10可知,电机的齿槽效应很明显,因为电机“外转子-定子-内转子”的双气隙结构,改变定子内外槽口相对位置、改变定子内外槽口宽度、改变内外永磁体宽度、内外转子不等极等方法,使内外电机部分齿槽转矩相互抵消,再结合传统方法,减小总的齿槽转矩。

6 结束语

针对双转子PMSM双场耦合的特点,引入定子铁心径向磁阻和切向磁阻,推导出了磁阻计算方法。建立了电机的等效磁网络模型,将双耦合磁场引起的并联磁路和串联磁路交替问题简化为单一的并联磁路问题,探讨了双转子PMSM的设计方法;在内外转子上采用不同永磁体,通过设置内外转子半径比,使二者产生等大反向的电磁转矩,驱动双转子等速异向旋转。最后采用有限元方法对该电机的异向旋转磁场进行了论述,为深入分析和设计该类电机提供了依据。

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双电机同步驱动篇8

随着现代科技的发展,在许多工业场合提出了对大功率拖动系统的需求,而单电机的功率受制造等原因限制不能做得过大,因此在电气控制中,经常遇到两台电机同时驱动一台设备的情况。从驱动电机之间的连接关系来看一般可以分为3类:第1类是各电机之间相互独立,电机之间不存在物理连接;第2类是各电机间存在柔性的物理连接,像皮带等,各电机的工作状态有相互影响;第3类是两台电机之间硬轴连接,转速严格一致。目前已有一些专家学者对双电机和多电机的同步传动方法进行了一定的研究和总结。提出了基于同一给定电压的串、并联方法、基于补偿原理的控制方法[1,2](差电流负反馈法和差速负反馈法等)和基于现代控制理论的控制方法[3,4]等。两台电机由于制造的原因,参数不可能完全相等。后两种方法较好地解决了前一种方法中因存在的启动速度滞后和偏差问题,且抗干扰性较强。以上一些方法主要针对前两种同步传动方案,且主要针对速度同步问题。但是在双电机同步传动中,每台载荷分配是否合理,电机输出功率是否均衡是必须要考虑的问题。如果两台电机间的功率分配没有很好地得到解决,可能出现在拖动过程中一台过热而另一台却负载不足,而导致烧坏电机的情况发生。

本文提出了一种新的追求功率平衡的双电机同步传动控制方法,以双电机刚性联接为平台,两电机转速严格一致。对两台电机分别进行单独控制,分别采用矢量控制和直接转矩控制算法[5,6,7,8,9]。提出了双电机共同驱动同一负载控制的Matlab模型搭建方法,在高速运行和低速运行情况下进行了仿真,结果验证了本算法的正确性与可行性。

2 双电机同步控制思想

由于矢量控制和直接转矩控制对电动机参数具有依赖性,经常在低速运行,以及无速度传感器控制下调速范围较宽时,需要对电动机进行参数辨识,需要准确的电动机参数实现控制。因此矢量控制和直接转矩控制不能够同时驱动多台电机。本文中对两台电机分别进行控制。基于矢量控制转矩脉动小,稳态转速精度高,直接转矩控制动态特性好,跟随性强的特点,在基于刚性连接的双电机同步控制中,主电机用矢量控制,控制电机的转速。为保证两电机同时做功,输出功率平衡,由式P=T×W可知,只要从电机跟踪主电机的转矩,即可让从电机输出功率跟主电机保持一致,从而防止单电机做功而致使电动机烧坏现象。从电机用直接转矩控制,检测出主电机的转矩,作为从电机的转矩指令给定信号与从电机转矩比较,从而输出控制信号。系统装置框图如图1所示。

3 主电机控制

主电机采用无速度传感器矢量控制。转子磁场定向的矢量控制通过将电机的电流、电压等效变换到转子磁场定向的同步坐标系上,实现电机的转矩和磁通的解耦控制,从而实现快速的转矩响应及高效的运行。规定d-q坐标系的d轴即是沿着转子磁链Ψr的方向,可得到异步电机基本方程式如下:

式中:Tr为转子时间常数,Tr=Lr/Rr。

转矩方程为

式(3)表明,转子磁链Ψr仅由id产生,与isq无关,isd称为定子电流励磁分量,Ψr与isd之间的传递函数是一阶惯性环节,当励磁分量isd突变时,Ψr的变化要受到励磁惯性的阻扰,这和直流电机励磁绕组的惯性作用是一致的。

式(5)中,isq是定子电流的转矩分量,当isd不变,即Ψr不变时,如果isq发生变化,转矩Te立即随之成正比地变化,没有滞后。因此,d-q坐标系按转子磁场定向后,在定子电流的两个分量之间实现了解耦,Ψr唯一由isd决定,isq只影响转矩,与直流电机中的励磁电流和电枢电流相对应,这样大大简化了多变量强耦合的交流变频调速系统的控制问题。图2是矢量控制核心原理结构图。

速度辨识采用基于状态观测器的MARS方法,原理图如图3所示。

参考模型为电机,状态方程如下:

可调模型为状态观测器,状态方程如下:

其中

式中:G为观测器的反馈增益矩阵。

当只考虑式(7)中的转速误差时,由式(6)、式(7)可以得到误差方程为

其中

式(8)中(A+G)是前馈环节的状态方程系统矩阵,后向非线性反馈构造为

误差矩阵△A可写为

其中ω的估计方法是使误差{e,Δωr}收敛为零。

由下式来估计转子转速:

4 从电机控制

从电机用直接转矩控制,通过转矩两点式调节器把转矩检测值与转矩给定值进行滞环的比较,把转矩波动限制在一定的容差范围内,容差的大小由滞环调节器来控制。在直接转矩控制系统中,参考坐标系是放在定子绕组上的,即通常所说的α-β坐标系。其系统框图见图1中的从电机控制部分。由于两台电机是基于刚性联结,从电机转速跟主电机保持一致,因此从电机系统中不再进行速度闭环,而是直接进行转矩闭环。让主电机的输出转矩作为转矩给定,从电机输出转矩作为反馈,从而进行比较控制产生转矩开关信号,与磁链开关信号和定子磁链区域信号共同作用,查询电压矢量表,选择合理的空间电压矢量信号。电压矢量选取表如表1所示。

定义误差输入信号为

调节器输出标志:FT,FΨ=1表示ΔT>0,ΔΨ>0;FT,FΨ=0表示AT<0,ΔΨ<0。将磁通和转矩两个调节器结合起来,共同控制逆变器的输出矢量,就既能保证电机的磁通在给定值附近变化,又能使电机的输出转矩快速跟随指令值,从而使系统获得高动态响应性能。

5 模型搭建与仿真分析

双电机模型搭建的数学模型如下。规定两台电机磁极对数相同。

本设计中给定的负载转矩为400N·m,分别从低速(90 r/min)和高速(1 500r/min)运转情况下进行了仿真。从图4～图7可以看出,不论是低速还是高速运转时,系统速度调节时间短,且稳定后转速收敛到给定值。从电机转矩跟踪主电机转矩性能好,调节时间短。尤其是在高速运转情况下,无论是启动还是稳态时都表现了很强的跟随性能,且负载分配合理,由此可知两台电机各自承担一半负载,转矩各为200 N·m。

因此,仿真结果表明两台电机都很好地跟踪了给定转速,具有较好的动静态性能,同时做功且输出功率平衡,避免了因单电机做功而烧毁电机的现象,从而验证了本设计的正确性。

6 结论

本文针对基于刚性连接的双电机同步传动中的功率分配问题进行了研究,提出了一种新的控制方案,将无速度传感器矢量控制和直接转矩控制同时引入控制系统,利用各自的性能优点对两台电机进行控制,建立了Matlab仿真模型,结果表明两台电机调速性能好,功率分配合理,本方案是有效和可行的。

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