PWM电机驱动器（精选8篇）
PWM电机驱动器 篇1
步进电动机是一种将数字信号转换为位移(或直线位移)的机电执行元件,每当输入一个脉冲时,转轴便转过一个固定的机械角度,他具有快速起停、精确步进、没有积累误差且能直接接收数字信号的特点,在数字控制系统中得到了广泛的应用。步进电机的运动性能和他的驱动器有密切的关系,驱动器的性能的优劣直接影响到步进电机运行的好坏[1]。细分驱动方式可以减小步进电机的步矩角,提高分辨率,使电机运行更加平稳均匀,可以减小或消除低频振动。利用恒流和细分驱动技术可以大大提高步进电机的步矩分辨率,减小转矩波动,避免低频共振及降低运行噪声。通常的步进电机控制方法是采用CPU配合专用的步进电机驱动控制器来实现,存在成本高、不同种类的电动机必须要有相应的驱动控制器与之配对的问题[2]。
1 混合式步进电机原理分析
混合式步进电机通常只有整步和半步两种工作方式,当要求更小的步进角和更高的分辨率时,可通过改变定子绕组电流来实现。绕组电流给定采用经量化处理后的正弦波并分段切入,将绕组电流给定与反馈进行比较,并根据比较结果决定该相绕组的通断,最终得到正弦化的定子绕组电流。步进电机在高度细分运行时需要在电机内产生接近均匀的圆形旋转磁场各项绕组的合成磁势矢量,即各相绕组电流的合成矢量应在空间作幅度恒定的旋转运动,这就需要在各相绕组中通以正弦电流,三相混合式步进电机的三相绕组A,B和C在空间位置上相差2π/3,如图1所示。
给定三相绕组分别通过相位相差2π/3而幅度相同的正弦波电流,则合成的电流矢量在空间做幅值恒定的旋转运动,设三相电流分别为:
undefined
以ia为参考坐标,则合成的电流矢量i为:
undefined
这是一个以undefined为幅值、-α为幅角的逆时针旋转矢量。对于三相混合步进电机,三相绕组可以连接成星形或者三角形,按照电路的基本原理三相之和为0即:
undefined
通常对三相混合式步进电机进行驱动控制,需要产生相互独立的三相给定信号,然而按照上述分析,只需要产生两相绕组的给定信号,第三相绕组的给定信号可根据式(5)由其他两相求得。同样,只需要对相应的两相绕组的实际电流进行采样,第三相绕组的实际电流可根据式(5)求得。步进电机是脉冲电路驱动的伺服执行器件,在环行脉冲分配器的控制下,设输入一个控制脉冲,电机绕组的通电状态改变一次,三相步进电机在三相六拍的控制方式下,A,B,C三相的通电状态为:A-AB-B-BC-C-CA-A……。
2 混合式步进电机系统构成与实现
基于AVR单片机和CPLD的三相混合式步进电动机控制系统的结构框图如图2所示。
系统主要包括脉宽调制产生电路、逻辑合成电路、功率驱动电路和电源等4个部分。本设计采用的方法是:单片机采集到现场信号后计算出步进电机运转所需要的控制信息,经过参考电路与反馈信号发生相互作用,得到脉宽调制信号后再传给CPLD,CPLD把接收到的信息转换成步进电机实际的控制信号,即转动速度和转动方向,输出给电机的功率驱动电路模块。下面具体介绍脉宽调制产生电路和脉宽调制产生电路部分。
2.1 PWM信号产生
脉宽调制产生电路主要有单片机和外围的电路组成,如图3所示。
单片机主要完成转速、转向和细分数的设定。脉冲信号(CP)和方向信号(CW)均由外部控制电路输入,在脉宽调制产生电路中通过高速光电耦合器件和外部控制电路隔离,尽量减少由脉冲信号引入干扰的可能性。中心控制器件采用ATMEL公司的ATTINY2313单片机, ATTINY2313单片机使用AVRRISC结构,有32个8位通用工作寄存器,全静态工作,工作于20 MHz时性能高达20 MIPS。内部集成了128 B的系统内可编程E2PROM和128 B的片内SRAM,具有独立预分频器及比较模式的8位定时器/计数器,有两个全双工的串行通信口,集成看门狗复位电路,由于具有这些优点,使得驱动电路变得更加简洁和高效。在单片机的E2PROM内存储相应的sin(α)和sin(α+2π/3)波形的函数值,单片机复位后,首先读出PD3,PD4和PD5的值,来确定细分的大小,细分的数目可以任意设定,这使系统的通用性有了很大的提高。PD2口读入脉冲,PD8读入电动机的转向。波形发生器的工作原理:在输入步进脉冲CP和方向逻辑控制信号CW的同时,来判定细分的数目,E2PROM中有选择的读出需要的sin(α)和sin(α+2π/3)波形函数细分值,在经过D/A转换器TLC7528变成模拟量[3,4,5]。由于TLC7528只有两路输出,所以只能得到两路模拟量,即在TL084B的第7(VOA)脚和14(VOB)脚得到相位差2π/3的正弦波。
由于需要的是三相相位差是2π/3的正弦波,可以用式(5)的方法,在VOA和VOB的输出端用一个加法器和一个反相器就得到第三相正弦波信号,式(6)为其简单的推导。
undefined
电流控制采用芯片TL084B实现。该芯片内部误差放大器将电流给定和电流反馈进行比较,再和基准三角波进行作用,经过电流调节后输出PWM信号,如图4所示,输出端得到脉宽调制信号。
2.2 功率驱动电路
功率驱动电路采用三菱公司的IPM功率模块PS21564。PS21564是专用的电机控制器,适用于三相步进电机控制。他内部有三个相互独立的高低端输出通道,可以驱动工作电压不高于600 V的MOSFET和IGBT。他自身的工作电源电压范围13.5~16.5 V,输出驱动信号电压为20 V,输出最大正向峰值电流为30 A,他的输出驱动信号的最小上升时间为600 ns,最小下降时间为300 ns,可以在较高的频率下工作。通过外接采样电阻,当被驱动器件过流时,内部的过流保护电路就会封锁输出,从而保护功率器件不被损坏。应用HVIC实现集成电平转移,高电平导通逻辑,可与DSP/MCU接口兼容。智能IPM功率模块内置短路、欠压保护电路,输入信号端内置下拉电阻,外部无须再下拉电阻,热阻低,易于散热,2 500 V绝缘耐压,驱动电路如图5所示。
信号在CPLD内转化为PS21564所需要的六路桥,经74HC14反相器输入到PS21564,处理转换成U,V,W来驱动电机。FO引脚为故障输出,当为低电平时反馈给CPLD报警信号,CPLD收到信号后,关断udown,uup,vdown,vup,wdown,wup,停止信号的传送。
3 结 语
利用本文设计的驱动器带动90BYG306三相混合步进电机进行试验,三相绕组用三角形接法,采用交流伺服控制原理,在控制方式上增加了全数字式电流环控制,三相正弦电流驱动输出,使三相混合式步进电机低速无爬行、无共振区、噪音小。该系统具备细分和半流功能,多种细分选择,最小步矩角可设置为0.036°。采用细分驱动后扭矩波动大大减小,从而消除了低频振荡对系统的影响,同时降低了高频失步对系统的影响。单片机程序由ICCAVR编写,复杂可编程逻辑器件程序由ISE 9.1i编写。由于步矩角减小电机分辨率高,波形输出稳定,电机运行更平滑,噪声更小电机驱动平稳。另外驱动电路具备短路、过压、欠压、过热等保护功能,可靠性高。
参考文献
[1]刘宝延,程树康.步进电动机及其驱动控制研究[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社,1997.
[2]赵小强.基于FPGA的步进电机定位控制系统的设计[J].现代电子技术,2007,30(10):55-57.
[3]张文超.步进电机PWM恒转细分驱动技术研究[J].机械制造,2003,41(6):33-34.
[4]Blasko V.Analysis of a Hybrid PWM Based on ModifiedSpace-Vector and Triangle-Comparison Methods[J].IEEETrans.on Ind.,1997(33):756-764.
[5]Chung D W.Unified Voltage Modulation Technique for RealTime Three-Phase Power Conversion[J].IEEE Trans.onInd.,1998(34):374-380.
PWM电机驱动器 篇2
DOI：10.13340/j.jsmu.2016.04.013
文章编号：1672-9498（2016）04007005
摘要：为改善船舶轴带发电机的性能，基于LCL滤波器的PWM整流器被应用到船舶轴带发电机系统中.为抑制LCL滤波器的谐振峰值，在不额外增加传感器的情况下，设计一种新颖的电流控制器.通过Luenberger观测器来预测电容电流，然后通过虚拟电阻反馈此电流引入有源阻尼，进而抑制LCL滤波器谐振峰值；在此基础上设计整流电压和变流器侧电流双闭环控制策略，提高整流侧直流电压和变流器侧交流电流的动态响应速度和抗干扰能力；最后通过仿真和实验验证了理论分析的正确性和控制策略的可行性.
关键词：
LCL滤波器； 有源阻尼； PWM整流器； 轴带发电机
中图分类号： U664.1；TM34
文献标志码： A
PWM rectifiers of ship shaft generators based on LCL filters
GAN Shihonga， CHU Jianxinb， GU Weib， CHEN Taishana
（a. Merchant Marine College； b. Institute of Logistics Science & Engineering， Shanghai Maritime
University， Shanghai 201306， China）
Abstract：
In order to improve the performance of ship shaft generators， a PWM rectifier based on an LCL filter is applied to the ship shaft generator system. To suppress the resonance peak of the LCL filter， a novel current controller without additional transducers is proposed. The capacitive current is predicted by a Luenberger observer. Through the virtual resistor feedback， the predicted current creates active damping to suppress the resonance peak of the LCL filter. Based on this， the dualloop control strategy of the rectified voltage and the inverterside current is proposed to improve the dynamic responding time and the antiinterference ability of DC voltage in the rectifier side and AC current in the converter side. Finally， the correctness of the theoretical analysis and the feasibility of the control strategy are verified by the simulation and experiments.
Key words：
LCL filter； active damping； PWM rectifier； shaft generator
收稿日期： 20151112
修回日期： 20151222
基金项目：
交通运输部应用基础研究项目（2013329810350）；上海市自然科学基金（14ZR1419100）；上海市科学技术委员会资助项目（13160501500）；上海海事大学校基金（20130430）
作者简介：
甘世红（1970—），男，甘肃兰州人，副教授，博士，研究方向为船舶电气控制系统，（Email）shgan@shmtu.edu.cn
0引言
船舶轴带发电机主要应用于远洋船舶上.轴带发电机以主机作为原动机，充分利用主机的富余功率，其运行效率及经济性远高于柴油发电机.船舶轴带发电机供电系统一般采用永磁发电机和变流器方式[12]，首先将轴带发电机发出的交流电进行整流，然后通过网侧逆变器将电能回馈到船舶电站.
轴带发电机采用脉宽调制（Pulse Width Modulation， PWM）整流技术可以输出稳定可控的直流电压，交流侧功率因数可控.[35]此外，PWM整流器采用LCL滤波器可以有效抑制高频电流谐波，采用较小的电感可以得到理想的滤波效果，但LCL滤波器是一个三阶谐振电路，在谐振频率时对轴带发电机系统的稳定性和船舶电网的电流谐波影响很大.这是因为LCL滤波器是一个无阻尼或低阻尼的系统，所以必须采用有源阻尼或无源阻尼方法来抑制谐振峰值.无源阻尼方法是在滤波器里串联电阻，该方法虽然简单、概念清楚，但将引起整个系统功耗大增[6]；有源阻尼方法是通过反馈控制来实现的，近年来成为并网控制的研究热点[712].目前，国内外学者针对LCL滤波器提出的一些控制方案，基本上可以分为间接电流控制和直接电流控制两类，前者主要采用幅相控制[1314]，后者又可以分为电压电流双闭环控制[1]和直接功率控制[1517].
本文对基于LCL滤波器的轴带发电机PWM整流器采用电压电流双闭环控制，提出一种新的电流控制器设计方法，在不额外增加传感器的情况下，通过Luenberger观测器观测电容电流，然后通过反馈此电容电流来获得有源阻尼，进而抑制LCL滤波器的谐振峰值，使PWM变换器获得满意的稳态和动态性能，最后通过仿真和实验验证理论分析的正确性和控制策略的可行性.
5结论
为改善船舶轴带发电机的性能，本文研究了基于LCL滤波器的船舶轴带发电机PWM整流器.为抑制LCL滤波器的谐振峰值，在不额外增加传感器的情况下设计了一种新颖的电流控制器.采用Luenberger观测器来预测电容电流，然后通过虚拟电阻反馈此电流引入有源阻尼，进而抑制LCL滤波器谐振；在此基础上设计了整流电压和变流器侧电流双闭环控制策略，来提高整流侧直流电压和变流器侧交流电流的动态响应速度和抗干扰能力；最后通过仿真和实验验证了理论分析的正确性和控制策略的可行性.
参考文献：
[1]石健将， 李荣贵， 张平， 等. 基于新型电压电流双闭环控制的轴带发电机PWM整流器研究[J]. 电工技术学报， 2014， 29（6）： 189195.
[2]刘以建， 许慧敏， 李硕. 船舶轴带发电机整流器的前馈解耦控制[J]. 上海海事大学学报， 2014， 35（4）： 6367.DOI： 10.13340/j.jsmu.2014.04.013.
[3]石健将， 陆熙， 王宝臣， 等. 航空400 Hz三相高功率因数PWM整流器的零静差矢量控制[J]. 电工术学报， 2010， 25（2）： 8085.
[4]曹晓冬， 谭国俊， 王从刚， 等. 三相PWM整流器模型预测虚拟电压矢量控制[J]. 中国电机工程学报， 2014， 34（18）： 29262935.
[5]SAEEDIFARD M， IRAVANI R， POU J. A space vector modulation strategy for a backtoback fivelevel HVDC converter system[J]. IEEE Transactions on Industry Electronics， 2009， 56（2）： 452466.
[6]仇志凌， 杨恩星， 孔洁， 等. 基于LCL滤波器的并联有源电力滤波器电流闭环控制方法[J]. 中国电机工程学报， 2009， 29（8）： 1520.
[7]许津铭， 谢少军， 肖华峰. LCL滤波器有源阻尼控制机制研究[J]. 中国电机工程学报， 2012， 32（9）： 2733.
[8]LISERRE M， AQUILA A D， BLAABJERG F. Genetic algorithmbased design of the active damping for an LCLfilter threephase active rectifier[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2004， 19（1）： 7686.
[9]DANNEHL J， FUCHS F W， HANSEN S， et al. Investigation of active damping approaches for PIbased current control of gridconnected pulse width modulation converters with LCL filters[J]. IEEE Transactions on Industry Applications， 2010， 46（4）： 15091517.
[10]TANG Y， LOH P C， WANG P， et al. Exploring inherent damping characteristic of LCLfilters for threephase gridconnected voltage source inverters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2012， 27（3）： 14331443.
[11]DANNEHL J， LISERRE M， FUCHS F W. Filterbased active damping of voltage source converters with LCL filter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2011， 58（8）： 36233633.
[12]HE Jinwei， LI Yunwei， BOSNJAK Dubravko， et al. Investigation and active damping of multiple resonances in a parallelinverterbased microgrid[J]. IEEE Transaction on Power Electronics， 2013， 28（1）： 234246.
[13]王英， 张纯江， 陈辉明. 三相PWM整流器新型相位幅值控制数学模型及其控制策略[J]. 中国电机工程学报， 2003， 23（11）： 8589.
[14]张纯江， 郭忠南， 王芹， 等. 基于新型相位幅值控制的三相PWM整流器双向工作状态分析[J]. 中国电机工程学报， 2006， 26（11）： 167171.
[15]VAZQUEZ S， SANCHEZ J A， CARRASCO J M， et al. A model based direct power control for threephase power converters[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2008， 55（4）： 16471657.
[16]BOUAFIA A， GAUBERT JP， KRIM F. Predictive direct power control of three phase pulsewidth modulation （PWM） rectifier using spacevector modulation （SVM）[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2010， 25（1）： 228236.
[17]SHI Tingna， WANG Jian， ZHANG Ce， et al. Direct power control for threelevel PWM rectifier based on hysteresis strategy[J]. Science China， 2012， 55（11）： 30193028.
PWM功能管脚实现电机转速控制 篇3
1原理分析
1.1 D/A转换原理
PWM通过对一系列脉冲的宽度进行调制, 以等效获得需要的方波信号 (含形状和幅值) , 设PWM的高低电平分别为Vh和Vl, Vl一般情况下都高于0V, 则有:
式中T是单片机计数脉冲的基本周期, 即单片机每隔T时间记一次数 (计数器的值增加或者减少1) , N是PWM波一个周期的计数脉冲个数, n是PWM波一个周期中高电平的计数脉冲个数, Vh和Vl分别是PWM波中高低电平的电压值, k为谐波次数, t为时间。把式 (1) 进行傅里叶变换, 得到式 (2) :
由式 (2) 可知, 式中第1个方括弧为直流分量就是所需要的D/A输出, 只要改变PWM信号的占空比, 就能得到电压范围为Vl~Vh V的D/A转换输出;第2项为1次谐波分量, 第3项为大于1次的高次谐波分量, 前面系数代表PWM信号的高频直流分量, 频率为PWM信号基频的整数倍。因此, 如果对于基频为10k Hz的PWM信号, 一个理想的频率≤10k Hz的滤波器可滤除PWM信号的高频谐波分量, 得到低频的直流分量, 从而实现PWM信号到D/A输出的转换。
1.2分辨率
PWM信号输出经RC低通滤波后实现D/A精度。在PWM输出的直流分量上有纹波电压, 纹波电压是由RC滤波电路在一个PWM输出周期电容的充分电形成, 是D/A转换误差的主要原因之一。另外影响D/A精度的重要因素取决于PWM信号的分辨率。
对于确定基频的PWM波形, 其分辨率可以有式 (3) 决定:
式中fosc为单片机振荡频率, fpwm为PWM方波的输出频率。根据式 (2) 经低通滤波, 得到的直流分量为D/A输出值, 根据式 (2) (3) 得到:
从式 (4) 可以看出, N越大DAC的分辨率越高, 但计数脉冲周期也越大, 式 (2) 中的1次谐波周期也变大, 相当于1次谐波的频率变低, 对于低通滤波器的选择难度将增加, DAC输出的滞后也将增加。在理想情况下, PWM信号的频率降低, 得到的直流分量变小, D/A分辨率变高。但是, PWM信号基频的减小, 谐波分量的频率也随之降低, 有更多的谐波通过相同带宽的低通滤波器, 将造成输出直流分量的纹波电压增加, 导致D/A分辨率降低。通过上述分析, D/A转换输出的误差, 取决于通过低通滤波器的高频分量所产生的纹波和由PWM信号的频率决定的最小输出电压这两个方面。
2功能实现
采用模拟低通滤波器滤除PWM输出的高频部分, 保留低频的直流分量, 即可得到对应的D/A输出, 图1所示从PWM输出到得到DAC电压的处理过程, 根据处理过程有较多的电路都可实现转换功能。在实际应用中可以通过单片机软件处理方法调整输出精度。
2.1硬件电路设计方案
应用低次谐波消去法PWM输出信号经两阶RC低通滤波后得到模拟电压, 如图2所示。RC电路作为低通滤波器使用, 将信号的高频分量滤除, 低频信号部分通过电路。其中C电容在电路中的作用是“隔直通交”, 滤除高频分量。
从图2电路中可以看出, 有两个主要因素将影响电路输出的模拟电压。因为PWM高电平的幅值直接收制于单片机工作电压VDD, 因此任何VDD的变化都将反映在模拟电压输出端;图中模拟电压输出端即负载衔接处, 负载的变化也将使输出的模拟电压幅值发生变化, 因此在要求精度高的环境下需要使用有源滤波电路。该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波, 但是, 剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会变大, 而且同样存在计算复杂的缺点。
2.2系统软件结构设计
系统通过软件方式控制PWM寄存器以调整PWM输出占空比, 从而控制电机转速。PWM信号处理的实现流程如图3所示, 以三星芯片 (S3f9454) 为例, 该MCU自带PWM功能。PWM信号输出不通过中断设置, 而是利用主程序不间断的扫描, 通过标志位进行判断是否执行PWM输出功能, 如果执行PWM输出功能, 则查询相应的占空比数值表, 并将查到的数值暂存寄存器内, 并通过MCU管脚输出控制信号, 根据占空比数值控制电机转速, 同时恢复PWM寄存器标志。
3实验结果
图2方案中使用二阶RC低通无源滤波器, 输出为直流分量, 根据式 (2) 的直流分量可知, DAC输出电压为 (5*n/N) V, 实际电压在0~5V之间。由于无源滤波器的负载能力差, 信号经过二阶无源滤波网络衰减严重, 在电机控制部分配置一级功率放大电路, 以增加输出阻抗。经实验测试, PWM输出占空比和电机转速成正比, 如表1所示。从表1中可看出, PWM占空比越大, 即在PWM周期内输出高电平分量增大, 经低通滤波后输出的电压越大, 电机转速相应增加。
4结束语
文章在D/A转换理论描述的基础上, 得出D/A转换输出的误差, 可能取决于通过低通滤波器的高频分量所产生的纹波和由PWM信号的频率决定的最小输出电压这两个方面。针对于电机转速控制给出了软硬件设计方案, 因二阶RC低通无源滤波器负载能力较差, 在电机控制部分需添加一级功率放大电路, 以增加输出阻抗。通过对方案的验证, 证明该方案在外围器件较少的情况下, 实现了较高精度的D/A转化, 降低了生产成本, 为厂家在选择电机控制方案提供一种有效的思路。该方案实施的缺点是输出的模拟电压噪声比独立DAC芯片高, 方案适用于一些不需要精密电压输出的场合。
参考文献
[1]周熊.基于FPGA的直流电机PWM控制[J].科技信息, 2012 (30) :149-150.
[2]袁梅, 田宏达, 董韵鹏等.基于PWM的电流输出数模转换电路[J].仪表技术与传感器, 2011 (07) :91-93.
[3]吴桂清, 李泓霖, 戴瑜兴, 郑宗伟.微控制器PWM接口实现高分辨率D/A转换器方法研究[J].电子学报, 2012, 8 (40) :1631-1634.
[4]冷建华.傅里叶变换[M].北京:清华大学出版社, 2004:59-61.
PWM电机驱动器 篇4
电子技术的高度发展, 促使直流电机调速逐步从模拟化向数字化转变, 特别是可编程技术的应用, 使直流电机调速技术又进入到一个新的阶段, 智能化、高可靠性已成为它的发展趋势。
PWM是脉宽调制技术的简称, PWM控制技术以其控制简单灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术广泛应用的控制方式, 也为高性能的直流电机数字化控制提供了基础。
本文在研究直流电机驱动技术和PWM方法的基础上, 设计了基于L298N芯片的直流电机调速系统硬件电路, 并提供一种用FPGA实现PWM调速的方法。
1 直流电机驱动器L298N
L298N是SGS公司的产品, 其内部包含4通道逻辑驱动电路, 即内含2个H桥的高电压大电流双桥式驱动器, 可驱动46 V、2 A以下的电机。L298N内部功能模块如图1所示。
由L298N构成的PWM功率放大器的工作形式为单级可逆模式, 2个H桥的下侧桥晶体管发射极连在一起, 可驱动2个电机, OUT1、OUT2和OUT3、OUT4之间分别接2个电动机。PIN5、PIN7、PIN10、PIN12接输入控制电平, 控制电机的正反转, ENA、ENB接控制使能端, 控制电机的停转。这些特性使得L298N很适合用作小型直流电机控制芯片。
2 基于PWM调速系统的工作原理
脉宽调制电路是在控制电路输出频率不变的情况下, 通过电压反馈调整其占空比, 从而达到稳定输出电压的目的。
脉宽PWM, 它是把每一脉冲宽度均相等的脉冲列作为PWM波形, 通过改变脉冲列的周期可以调频, 改变脉冲的宽度或占空比可以调压, 采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化。可以通过调整PWM的周期、PWM的占空比而达到控制充电电流的目的, 因此又常被称为开关驱动装置。图2是PWM控制的示意图。在图2中, T是开关通断的时间周期。
电动机两端所得到的电压平均值Vav可用下式表示:
式中, Ta为开关每次接通的时间;α为占空比。
3 PWM控制模块设计
直流电机调速系统在PWM调速时, 占空比是一个重要参数。改变占空比的方法有定宽调频法、调宽调频法和定频调宽法等。本系统采用定频调宽法实现调压, 利用Xilinx FPGA, 通过VHDL硬件描述语言编程改变占空比的大小;采用计数比较的方法产生PWM波形, 该模块可得到脉冲周期固定 (采用分频器可以设置PWM波形开关周期) 、占空比。
3.1 PWM控制模块实现
PWM控制模块的任务逻辑由系统输入时钟clk、直流电动机使能信号t_en、直流电动机启动信号star_dir、直流电动机停止信号stop_dir、直流电动机正传positive_dir、直流电动机反传oppositive_dir、编码电路检测的直流电动机的速度speed_n[7:0]和直流电动机的目标速度speed_t[7:0]。A_a、B_b、C_c、D_d是PWM信号, 即脉宽调制输出。图3是PWM控制模块的接口图。
基于FPGA的直流电动机PWM控制系统的主程序流程如图4所示。图中描述了电机从启动状态到停止状态的整个过程, 以及在这个过程中, 电机进行各种运行状态切换的条件。
3.2 加减速分频算法描述
由于加速模块和减速模块的计数分频设计方法、原理相同, 只是起始参数设置不同, 故以下着重从加速模块的算法设计上进行介绍。
系统clk为24 MHz的晶振时钟信号, 经过10位分频计数器进行分频后, 输出24 kHz的PWM信号。每一个时钟上升沿检测PWM参数设置寄存器, 当发现PWM参数设置寄存器有变动时, 意味着24 kHz的占空比需要增加或者减少, 电机加速或者减速。以加速为例, 当加减速寄存器标志位为1时, 程序读出PWM参数寄存器的值, 设置步长时间和步长值。计数累加器每间隔一定的步长时间自动加上步长值, 增大高电平脉冲的时间系数。加速过程流程如图5所示。
3.3 带死区PWM发生器
为了能够控制较大功率的设备, PWM发生器中还集成了死区发生器。这一特性用于在开关设备的断开和另一个开关设备的闭合之间插入一个时间缺口使它们不会处于同时闭合的状态。死区发生器的保护作用如图6所示。
开启了死区发生器功能, 那么OUT0和OUT1的输出波形就不可能同时为高电平了, 这样就有效地防止了开关设备同时闭合时的输出短路情况。
4 仿真调试与结果分析
本设计是利用VHDL硬件描述语言编写, 在Quartus II软件进行编译、仿真。采用该方法来产生数字PWM波形, 具有简单易修改、控制精确、使用灵活的优点。
仿真过程是在Quartus II中完成的, 设置直流电机加速到25 kHz, 定速speeding为500 r/min, 加速度speed_t设置为700 r/min, step为20 r/min, 其仿真图如图7、图8所示, 加速完成后输出PWM恒速模块。
图7为直流电机启动模式, 定速speeding为500 r/min, PWM输出脉宽相同, 电机振动。
图8为直流电机加速模式, 设置speed_t为700 r/min, 占空比增加step为20 r/min, 通过10次增加, 使speed_n=speed_t, PWM输出电机定速。
5 结语
充分利用FPGA的I/O引脚资源丰富的特点, 克服了传统PWM控制器通道少的不足, 利用FPGA产生占空比≥50%的PWM信号, 用组合逻辑电路实现占空比<50%的脉冲信号, 再配合L298N实现对电机的驱动控制, 采用Quartus II自带的仿真工具进行仿真, 仿真结果验证了设计的可行性, 性能参数也满足使用要求。
摘要：简要介绍了直流电动机的PWM调压调速原理以及FPGA在直流电机控制系统中的应用。
关键词：直流电机,PWM,FPGA
参考文献
[1]吴振纲, 陈虎.PLC的人机接口与编程[J].微计算机信息, 2005, 8 (1) :21～23
[2]冯玲玲.1.5MW无刷双馈双定异步发电机设计[J].电机技术, 2012, 1 (1) :25～27
[3]李朝青.单片机原理及接口技术[M].北京:北京航空航天大学出版社, 1999
[4]郭源博.基于双线性系统理论的PWM整流器非线性控制[J].西安交通大学学报, 2009, 4 (2) :232～237
[5]夏宇闻.VHDL数字系统设计教程[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2003
PWM电机驱动器 篇5
目前,步进电机普遍采用细分驱动方式,可以有效降低整步或半步驱动带来的速度波动、低频振荡等缺点。本质上,细分驱动是将步进电机的驱动电磁场均匀化,使驱动力矩保持近似恒定。对于常用的两相混合式步进电机,其细分驱动是通过使一相电流按正弦规律变化,而另一相电流按余弦规律变化。常用细分数来衡量电机电流与正弦波的接近程度。一般而言,使用单片机系统加外围基本电路可以实现常规的步进电机细分驱动系统。但由于单片机运算能力有限,且运行频率不高(一般不超过20 MHz),其产生方波的能力不超过40 k Hz,而细分数量越高,需要产生方波的频率也越高,所以单片机系统的细分数量比较有限。
随着IC技术的发展,器件运行的频率大大提高,例如采用DSP,FPGA等,比较容易产生1 MHz以上的方波,对于步进电机驱动系统非常适用。
2 步进电机常用细分驱动电路
根据步进电机末端功率管的工作状态,步进电机可以分为放大型驱动和开关型驱动。放大型驱动是功率管工作在电流放大状态,尽管放大型驱动电路可以获得比较好的细分,但功率管在此状态下效率较低,有效输出少,所以放大型驱动电路一般用在小功率、驱动精度高的场合。由于功率管中需要放大正弦曲线的电流,所以放大型驱动电路需要DAC(数字-模拟转换器)实现。开关型驱动电路又可以分为斩波型和PWM型。斩波型驱动电路,是利用电机真实绕组电流的反馈值与设定值(正弦曲线,每个设定点一般为一个阈值区间)进行比较,小于设定值下限时,开关管打开,绕组电流上升,大于设定值上限时,开关管关闭,绕组电流下降。斩波型驱动电路需要电流反馈值和设定值进行比较,根据比较器的类型,可以分为模拟比较器和数字比较器。模拟比较器使用DAC(数字-模拟转换器)将设定值转化为模拟电压值实现[1],数字比较器采用ADC(模拟数字转换器)将电机绕组真实电流转化为反馈数字量[2],在数字系统中进行比较。斩波型驱动电路如图1、图2所示。
上述斩波型驱动电路已获广泛应用,但由于此电路需要ADC或DAC,额外增加了系统的成本。
PWM(脉冲宽度调制)技术目前广泛应用于电机驱动、电源等系统中。通常PWM信号在数字系统中通过构造随系统时钟递增/递减的数据模拟锯齿波(载波)信号,通过计算或查表方式得到正弦波(调制波)信号,二者比较控制输出为0/1(即占空比数据)。常见的PWM系统[3]如图3所示。
3 PWM占空比序列
3.1 占空比推导
在采样定理中,有一个重要理论,即形状不同而冲量相等(即面积相同)的任意窄脉冲,通过惯性环节的效果基本相同。基于此理论,可以将正弦波信号转换为占空比不同的周期方波信号(即脉冲宽度一直在调整变化的信号,PWM)。对于方波信号,由于只存在两种状态(高电平和低电平),PWM非常适于二进制系统。工程中针对正弦波的脉宽调制为:采用锯齿波为载波,正弦波为调制波,利用数字或模拟比较器对载波和调制波进行比较,输出为占空比不同的方波。从PWM实现上看,占空比是PWM控制方式的重要数据,PWM输出的方波频率与载波频率一致,电机绕组两端的电压完全由占空比数据决定,从而控制了电机电流。下面对占空比进行计算说明。
假定对归一化正弦波用归一化的锯齿波进行调制,推导占空比计算如下:
式(1)表示电机中电流绕组。由于正弦波的对称性,现对1/4 周期的正弦波(即电机绕组电流从0 变化到最大)进行分析。对于余弦波,与正弦波相位差90°,即电流从最大变化到最小,数据反顺序即可实现。假定T表示1/4 周期正弦波时间,则
假定在T时间内的正弦波被细分成N份(1≤N,N为正整数),则每份的时间为
对于其中第k份(1≤k≤N),其所在时间为[(k-1)·Δt,k·Δt],由式(1),其冲量(即面积)为
假定调制后的方波占空比为Duty_cycle_k,则方波的面积为
根据二者面积相等,由式(3)~式(5)得出:
用△θ表示π/2N,当Dθ趋于无穷小时,式(6)可以表示为
根据上述推导公式(6),可以得出如下结论:对于任意正弦波信号细分成N份,每份的占空比可以直接计算得出(从而形成PWM占空比序列);对于归一化正弦波而言,占空比数据只和细分数量有关;若载波和调制波保持恒定的频率关系时,即细分数量保持不变时,占空比数据保持不变。
由式(7),可以得出如下结论:当细分的数量足够多,占空比数据可以采用简化计算方法,计算某个相位上的正弦值即可。
3.2 占空比整数化
上述计算出的占空比为0~1 之间的小数,在二进制数字系统中特别是FPGA系统中,处理的数据直接影响系统的运行速度。而采用整数类型的数据,可以保证系统高速处理。因此对于上述数据的二进制格式化采用了如下方式进行。
对于调制成N份的调制信号,占空比的最大分辨率应不大于1/N。因为,对于整数类型数据处理的数字系统而言,如果分辨率大于1/N,若相邻周期的占空比为k/N,(k+1)/N,则此数字系统无法分辨,也无法执行,增大了电流误差。当然,分辨率可以进一步提高,但导致数字系统的运行频率会相应提高,系统资源开销增大。
因此,基于上述分析,工程化PWM调制系统中,采用了N份调制、1/N占空比分辨率设计,则调制信号(fs)、载波信号(fc)、数字系统的频率(fd,直接产生PWM调制方波)之间的关系如图4所示。
图4中,以其中第2份为例,假定圆整后(存在截位误差)的占空比为2/N,则将第2份进行N等份细分,其中两份为高电平1,其余为低电平0,则第2份的占空比为2/N。对于其它的占空比,如k/N(1≤k≤N),以此类推。理论上高电平的位置任意,不影响实际效果,但在不同的相邻方波中,位置应保持相对固定,以降低电机绕组中电流波动范围。
基于以上分析,调制信号(fs)、载波信号(fc)、数字频率(fd)的关系为
占空比整数化的方式为
3.3 结果比较
根据以上分析,按正弦波256 细分,在Mat-lab/Simulink中对PWM进行了仿真,采用单方向同极性调制方式。仿真模型和结果如图5所示。
图5b仿真结果中,调制波与载波比较(曲线1 为调制波,标准正弦波;曲线2 为三角波),得到占空比数据序列(曲线3),利用此序列控制电机驱动电路,得到电机绕组中实际电流曲线(曲线4)。根据式(6)、式(7)、式(9)分别计算了256 细分情况下理论占空比、简化占空比、整数化占空比。结合仿真结果,将上述占空比数据进行了比对,具体如表1所示。
上述占空比数据的主要误差为整数化截尾误差,最大误差为±0.5/N(四舍五入)。可以看出:采用锯齿波与正弦波比较所得整数化占空比与理论计算非常一致,证明了理论分析的正确性;而由于细分数量不够大,采用简化计算整数化的占空比误差稍大。
4 PWM发生器设计
根据上述PWM占空比计算,得到PWM占空比序列。将此占空比序列实现后,在电机驱动时,即可实现电机绕组中电流按正弦波规律变化。PWM发生器采用Altera公司EP2C5系列FP-GA作为主控芯片[5],采用DDS方式实现多种频率的方波信号,即式(8)中的fd,从而实现步进电机的任意细分。FPGA系统框图如图6所示。
其中,产生任意频率的DDS模块向PWM发生模块提供根据式(8)计算出的时钟信号。晶振时钟与数字时钟的关系如下:
DDS原理在此不详述,根据式(10),合理地选择M(任意数,通过改变频率控制字实现)、N(正整数,细分数量),实现电机驱动电流的任意细分数量,同时需要同步更新占空比脉冲序列数据。FPGA中DDS合成电路如图7所示[5]。
实际系统中采用50 MHz时钟晶振,利用DDS可以产生0~20 MHz之间的任意频率方波(与计数器位数有关,采用32 位计数器时,频率分辨率为0.012 Hz),对于单步256 细分情况,DDS方式下电机最高工作频率为76 Hz;直接采用100 MHz的标准时钟下,电机最高工作频率为190 Hz。改变细分数量或调整晶振频率可以扩展电机工作频率。
5 结论
比例电磁阀变频率PWM驱动方法 篇6
在工程机械应用中，电磁阀已经成为最重要的电-机械转换器。初期的电磁阀使用通断型电磁铁，仅存在开和关两种状态，响应频率也相对较低。为适应大型机电一体化系统精确控制的要求，可以在两个极限位置之间保持任意开度大小的比例电磁阀被大量应用。比例电磁阀与开关电磁阀的区别主要在磁极和支撑系统[1]。开关电磁阀吸合时气隙变小，依靠不同极性磁极之间的吸力吸合；比例电磁阀工作时气隙与衔铁的运动方向垂直，通过控制磁极的磁饱和程度来控制衔铁位置。
工程机械的嵌入式控制系统通常利用脉冲宽度调制（PWM）的方法来驱动比例电磁阀。PWM包含占空比和频率两种信息：调整占空比可以得到所需电压值；而PWM频率的选择对电磁阀二次压力的稳定性和自身功耗有很大影响。如果频率过低，电磁阀衔铁将会跟随PWM波形大幅振动；如果频率过高，具有电感特性的电磁阀将PWM整流为过于稳定的驱动信号，过大的静摩擦力将会影响比例电磁阀的控制精度和动态性能；PWM频率过大还会导致电磁线圈的铁损过高。理想的比例电磁阀PWM驱动方法需要使阀芯保持一定振幅的同时可以输出稳定的二次压力[2]。
三一重机SY135挖掘机配置的KPM半电控泵K3V和全电控泵K7V分别使用比例电磁阀来控制双泵总功率和调整双泵排量。作为整机控制的关键元件，实现电磁阀的有效控制将在很大程度上影响系统的稳定性[3,4,5]；同时，比例电磁阀的频响特性和负载能力也会影响挖掘机快速响应的能力。为提升比例电磁阀输出压力的稳定性并降低能耗，一种根据占空比变化改变PWM频率的方法被用于比例电磁阀驱动。根据比例电磁阀控制所需占空比的不同采用不同的PWM频率，使比例电磁阀达到输出压力稳定、防止阀芯卡滞和降低功耗的目的。为了便于测试，本文设计了基于STM32单片机的电磁阀控制器，能够根据不同占空比输出不同频率的PWM。
1 比例电磁阀控制特性分析
KPM-K3V系列电控泵利用比例电磁阀来控制泵的总功率，而K7V系列全电控泵的双泵控制完全依靠比例电磁阀进行排量的调节，比例电磁阀自身的动态特性对电液控制系统的健壮性有很大影响，因此比例电磁阀成为机电液一体化控制中的关键器件。为便于分析，比例电磁阀的电气控制回路可以简化为电阻和电感的串联，而机械控制部分则可以表示为衔铁质量块、气隙阻尼和回位弹簧的二阶振荡系统，并且其电气系统和机械系统互相耦合。
1.1 功率损耗
电磁阀在工作中会产生各种形式的功率损耗，主要包括铜损和铁损两方面。其中，铜损（ΔPCu=I2r）是指电流通过电磁铁线圈发热而损失的功率[6]，而铁损（ΔPFe=ΔPh+ΔPe）包括磁滞损耗和涡流损耗[7]。磁滞损耗为铁磁材料在反复磁化过程中消耗的功率。磁滞损耗ΔPh正比于交变磁化的频率f、铁心的体积V和迟滞回线所包围的面积，其大小与铁磁材料的性质σh、磁化频率和磁感应强度的最大值Bm有关。计算磁滞损耗的经验公式为
其中，指数n与Bm有关。
由于电磁铁的闭合铁芯处于交变磁场中，交变的磁通量使闭合铁芯中产生感应电流（即涡电流），由涡电流产生的铁损部分称为涡流损耗。对于特定的比例电磁阀，涡流损耗与交变磁化的频率f以及磁感应强度的最大值Bm的二次方成正比，其经验公式为
式中，σe为与电磁阀铁芯材料和结构有关的常数。
由上可知：驱动比例电磁阀的PWM信号频率过高将会导致过多的功率损失，增加电磁阀的磁滞损耗和涡流损耗。在保证比例电磁阀二次压力稳定的前提下，PWM频率应尽可能地低。
1.2 机械系统传递函数
比例电磁阀由衔铁弹簧组成的机械系统的传递函数为
其中，ωm表示衔铁弹簧组成的二阶振荡系统的谐振频率；δm表示衔铁弹簧系统的阻尼比，该系数与液压油的温度有关，随着温度的升高，液压油黏度变小会使振动阻尼变小；K为电磁阀弹簧刚度。比例电磁铁位置控制普遍采用电流负反馈，同时电磁阀内部衔铁质量的减小和弹簧刚度的不断提高使得比例电磁铁的动态响应速度得到提升。
1.3 电气系统动态性能
比例电磁阀电气回路的动态性能可以表示为以下微分方程式：
式中，U(t）为线圈电压；R为线圈电阻；i(t）为线圈实时电流；x(t）为衔铁位移；Kv为速度反电势系数；Le为线圈电感；t为时间。
嵌入式控制器等数字电路普遍采用PWM来驱动比例电磁阀。由于PWM等效为高频开关信号，电磁阀线圈在一个控制周期内的实时电流为[8]
式中，D为占空比；T为PWM周期。
由上可知，采用PWM驱动比例电磁阀时，线圈中的稳态电流I和电流波动dI取决于线圈的时间常数τ、PWM频率1/T和占空比D。根据瞬态电流可以推导出电流及其波动大小：
根据式（6），在控制系统中I作为驱动电流控制电磁阀二次压力。电流波动dI可以保持衔铁自身的小幅振动，防止出现阀芯卡滞的现象。如果PWM频率过低，会引起比例电磁阀二次压力随PWM脉冲波动。同样，PWM驱动电磁阀采用不同占空比也会对驱动电流的波动情况产生影响。KPM公司K3V半电控泵的比例电磁阀内部电阻R为17.5Ω，线圈电感Le为19.5mH，则该电磁阀线圈的时间常数τ=Le/R=1.1143ms，挖掘机电压为24V。不同占空比条件下线圈电流波动大小dI和电流值I变化如图1所示。
1.4 比例电磁阀控制策略
比例电磁铁属于励磁式电-机械转换器件，嵌入式控制器产生的控制电流在比例电磁铁线圈中产生磁通，推动衔铁位移，阀芯受到的电磁力具有与电流波动相同的频率。综合考虑比例电磁阀的机电液系统，其机械部分传递函数为低通二阶滤波，而电气系统传递函数为低通一阶滤波。
KPM-K3V电控泵配置的比例电磁阀的振荡频率为80Hz。由二阶低通滤波器的Bode图可知，对于频率大于80Hz的电流波动，电磁阀的机械系统将进行抑制。并且电流的频率越高，机械二阶振荡系统的抑制作用越强。电磁阀的电气系统相当于一阶的低通滤波，由其时间常数可知，电气系统的截止频率为897Hz，相对于机械系统，电气系统对PWM脉冲波动信号的抑制作用较小。因此，可以利用机械系统的滤波特性对PWM信号进行过滤得到所需的稳定的驱动电流，但同时需保留阀芯自身颤振所需的小幅电流波动。
电磁阀阀芯的振动幅度不仅与PWM频率有关，而且根据图1还可以发现，在某一固定的PWM频率下电磁阀输出的二次压力在占空比为50%时波动最为剧烈，而在占空比为10%和90%的情况下二次压力输出波动较小。因此，本文提出了一种根据不同占空比改变PWM信号频率的控制方法：为了降低电磁阀的功率损失在占空比为10%和90%附近时PWM输出，采用较低的PWM频率，而当占空比在50%附近时PWM输出采用较高的频率。
2 比例电磁阀驱动器设计
为对驱动比例电磁阀的PWM频率大小进行优化，设计了基于STM32F103C8T6微处理器的比例电磁阀控制系统[9,10,11]。STM32为意法半导体集团推出的基于ARM构架的32位低功耗微处理器；具有20K的片内SRAM和64K的FLASH程序存储器；主频达到了72MHz，满足比例电磁阀PID控制的计算要求；4个通用定时器TIMx可以复用到GPIO口分别输出4个通道的PWM驱动信号；支持16通道的12位ADC。
为了使STM32芯片端口3.3V的输出电压驱动比例电磁阀，采用L298N芯片实现功率放大，控制挖掘机的24V电源驱动比例电磁阀；使用1Ω精密电阻作为电流采样元件实现电流反馈；采样电阻与比例电磁阀线圈串联，采样电阻两端电压利用NE5532双通道运算放大器得到电压差并输入微处理器中复用为ADC功能的GPIO口；STM32芯片与挖掘机原控制器之间通过TJA1050总线驱动芯片进行CAN通信。利用以上各芯片设计的比例电磁阀控制器的电气原理如图2所示。
3 二次压力测试
当挖掘机在不同挡位即发动机在不同转速工作时，液压泵需要根据发动机的外特性转速扭矩曲线进行功率匹配，即用于液压泵的恒功率控制的比例电磁阀需要根据不同的工作挡位输入不同的工作电流。基于以上要求，比例电磁阀在不同挡位二次压力的测试方法如下：设定电磁阀PWM驱动的频率后，每隔一段时间变换发动机挡位，这时控制器将根据预先设定的功率匹配结果和工作挡位输出不同的电流值。数据采集使用FLUKE 196C示波器配备的电流钳测量电流大小，并且使用Parker Service Master获取比例电磁阀出口处的二次压力大小和温度值。
液压油温度变化而导致的液压油黏度变化会影响电磁阀的响应特性。为忽略这一影响因素，分别在液压油温度为环境温度和完全热机后进行二次压力测试。在电流恒定条件下，液压油温度为13.5℃时采用不同PWM频率驱动比例电磁阀的二次压力测试结果如图3所示。完全热机后当液压油温度达到36℃时，二次压力波动相对较大，如图4所示。
针对本测试采用寄生颤振PWM的比例电磁阀驱动器，当温度较低时电磁阀的二次压力波动范围相对较小，并且PWM频率提高时，电磁阀输出的二次压力波动相应减小。同时驱动电流的不同也会导致二次压力波动范围变化。根据测试结果，采用不同频率PWM且电流为327mA时，电磁阀输出压力波动较大；而当电流逐渐远离327mA时，压力波动范围随之逐渐减小；当电流为0或513mA时，由于接近比例电磁阀能够输出的最大二次压力和最小二次压力，压力波动始终保持在较低水平。
根据上述分析，当二次压力波动满足要求时应该采用更低的PWM驱动频率。根据控制系统稳定性要求，选择波动范围相近且频率相对较低的PWM频率为该输出电流的最优频率。因此，可以得到不同温度条件下的比例电磁阀变频率PWM驱动策略，如表1所示。可知当电流值为最大值和最小值时，要达到二次压力稳定的PWM频率较低；而当电流处于中位时，需要采用较高的频率，与理论分析的结果一致。如果采用其他驱动电流时，通过线性插值可以得到该电流值条件下的优化PWM频率。
当挖掘机散热条件不好或环境温度较高时，液压油温度存在大幅度变化甚至可以达到70～80℃。根据测试结果，设置频率为300Hz能够在高温且液压油温存在大幅变化时得到稳定的二次压力。并且在挖掘机工作90min后，泵控制比例电磁阀阀体表面温度为53℃，液压泵表面温度为60℃，控制器表面温度为26℃，均符合正常工作要求。
4 结论
(1）根据PWM占空比即电流的不同，得到寄生颤振PWM驱动比例电磁阀的最优频率。通过对比例电磁阀输出压力的测试结果表明：利用变频率的PWM驱动信号可以保证在PWM频率较低的前提下，使电磁阀输出稳定的二次压力；同时电磁阀的功率损耗较低，且保留了电磁阀阀芯的小幅颤振来防止阀芯卡滞。
(2）随着液压油温度的升高，同样频率PWM驱动的比例电磁阀输出的二次压力逐渐变不稳定。针对采用固定频率的电磁阀驱动系统，高温条件下可采用300Hz的PWM来驱动比例电磁阀。
摘要：在挖掘机等工程机械中使用的嵌入式控制器普遍利用脉冲宽度调制(PWM)来驱动比例电磁阀。但由于PWM脉冲输出的特点和电磁阀自身电感特性的双重制约,使PWM驱动的比例电磁阀性能难以充分发挥,甚至会影响控制系统整体稳定性。因此,一种根据不同占空比改变PWM频率的方法被用于驱动比例电磁阀。控制器根据电磁阀控制需求的不同占空比,输出不同频率的PWM。测试结果证明,使用变频率PWM驱动比例电磁阀的方法可以在保证比例电磁阀二次压力稳定的前提下,维持自身的小幅震荡,同时降低比例电磁阀的功率损耗。
关键词：比例电磁阀,脉冲宽度调制,挖掘机,电控泵
参考文献
[1]王晓罡,陈文曲,唐妹芳,等.比例电磁阀的特性分析与试验研究[J].火箭推进,2011,37(2):52-59.Wang Xiaogang,Chen Wenqu,Tang Meifang,et al.Testing and Characteristics Analysis of Proportional Solenoid Valve[J].Journal of Rocket Propulsion,2011,37(2):52-59.
[2]苏岭,柳泉冰,汪映,等.脉宽调制保持电磁阀驱动参数的研究[J].西安交通大学学报,2005,39(7):689-692.Su Ling,Liu Quanbing,Wang Ying,et al.Experimental Investigation on Parameters of Pulse Width Modulation Holding Solenoid Valve Drive Mode[J].Journal of Xi’an Jiaotong University,2005,39(7):689-692.
[3]刘兴华,王裕鹏,陈宇航,等.电磁阀驱动电流对喷油特性影响规律研究[J].北京理工大学学报,2011,31(5):514-518.Liu Xinghua,Wang Yupeng,Chen Yuhang,et al.Effects of Solenoid Valve Drive Current on Fuel Injection Characteristics[J].Transactions of Beijing Institute of Technology,2011,31(5):514-518.
[4]叶宏伟,王涛,金鑫.高速电磁阀驱动控制策略的研究[J].电工电气,2011(7):18-20.Ye Hongwei,Wang Tao,Jin Xin.Study on High Speed Solenoid Valve Drive Control Strategy[J].Diangong Dianqi,2011(7):18-20.
[5]刘建成,王立德,刘彪.基于DSP的柴油机喷油电磁阀驱动电路的设计[J].内燃机,2007(1):14-17.Liu Jiancheng,Wang Lide,Liu Biao.Design of Driving Circuit for Oil Injection Solenoid Based on DSP[J].Internal Combustion Engines,2007(1):14-17.
[6]席建中,张宁,韩成春.电磁阀线圈温度预测建模及耐温性判断[J].控制工程,2013,20(2):377-380.Xi Jianzhong,Zhang Ning,Han Chengchun.Coil Temperature Prediction Modeling of Electromagnetic Control Valve and Resistant Temperature Judgement[J].Control Engineering of China,2013,20(2):377-380.
[7]姚晓武.汽车燃油系统比例电磁阀关键技术的研究[D].杭州:浙江大学,2007.
[8]段丽娟,陶刚,孟飞.高速比例电磁阀电-机械转换器动态特性研究[J].液压与气动,2013(5):20-22.Duan Lijuan,Tao Gang,Meng Fei.Electro-mechanical Converter Dynamic Analysis of High-speed Proportional Solenoid Valve[J].Chinese Hydraulics Pneumatics,2013(5):20-22.
[9]翁寅生.基于STM32的电磁阀控制电路研究[J].筑路机械与施工机械化,2012,29(4):89-92.Weng Yinsheng.Study on Solenoid Valve Control Circuit Based on STM32[J].Road Machinery&Construction Mechanization,2012,29(4):89-92.
[10]袁月峰,刘钢海,陈典红.基于STM32单片机的气动比例方向阀控制器[J].仪表技术与传感器,2013(4):22-27.Yuan Yuefeng,Liu Ganghai,Chen Dianhong.Digital Controller for Pneumatic Proportional Directional Valve Based on STM32 Microcontroller[J].Instrument Technique and Sensor,2013(4):22-27.
PWM电机驱动器 篇7
在现代生产及生活中,要求自动化、省人力、效率高的机器中,直流电机作为执行元件,是机电一体化的关键产品之一。随着微电子和计算机技术的发展,直流电机的需求量与日俱增,应用在许多生产生活领域中,例如,在仪器仪表,计算机的外围设备中, 在需要对转速精确控制的情况下,直流电机最为理想。之前的直流电机控制系统多采用集成电路实现,不仅调试安装复杂,而且耗费大量的器件,不利于系统的改进更新。而使用单片机控制直流电机已经成为一种趋势,也符合数字化的发展方向。本文主要采用HTC89C52单片机作为主控芯片,利用软件算法产生占空比可调的PWM信号实现对直流电机的调速控制。
1 系统硬件设计
系统总体方案以模块化进行设计,主要包含电源模块,键盘模块,控制模块和LCD显示模块。由HTC89C52单片机经软件编程产生占空比可调的PWM信号输出驱动电机的控制信号,脉冲信号经驱动电路进行功率放大,控制直流电机的转动速度。键盘模块采用查询工作方式实现加速、减速、启停功能,显示模块采用定时器1中断方式,溢出时显示占空比,系统总体方案框图如图1所示。
1. 1 电源电路设计
由于单片机STC89C52输出的PWM信号的电压值很小,没法使直流电机正常工作,因此在本设计驱动芯片采用的是L298,主要作用是放大PWM的信号电压值来驱动直流电机正常工作。而L298需要用 + 12V的电源来进行驱动,而单片机本身只能提供 + 5V的电源,因此本文设计了一款能把 + 5V直流电压转换为稳定的 + 12V电源,有效地给L298提供了稳定的电源,其电源电路设计如图2所示。
1. 2 电机驱动电路
L298是双电源大电流功率集成电路,可以用来驱动电机,其驱动电机的电压能力能达到46V,可以同时驱动多个电机,因此本设计利用L298芯片来驱动本设计用到的直流电机,其与单片机和直流电机的连接方式如图3所示。
1. 3 I / O 接口电路
输入键盘模块共有4个按键,采用独立式按键, 它们分别接单片机的P1. 0—P1. 3口,其中S1用于实现电机的停止功能; S2用于实现电机的启动功能,S3用于实现电机的减速功能,S4用于实现电机的加速功能,其电路如图4所示。输出显示模块采用LCD显示,主要显示此刻的占空比,其电路如图5所示。
2 系统软件设计
软件主程序采用模块化设计,主程序主要完成以下内容: 参数初始化,开启中断,显示子程序,键盘子程序,电机调速子程序等。当系统上电后,单片机首先进行初始化设置,单片机开始检测是否有键按下,如果有键按下,主程序开始执行按键子程序,读取相应的键值,开始调用中断子程序即电机调速子程序,利用软件算法产生占空比可调的PWM信号实现对直流电机的调速控制,系统的主程序流程图如图6所示,中断子程序流程图如图7所示。
单片机产生占空比可调的PWM脉冲信号的程序如下:
3 调试
本文搭建了该直流电机调速系统,其硬件实物如图8所示。给电路板上电复位后,系统处于非工作状态,按下开始按键,系统开始工作,其占空比为0% ,通过加速减速按键来设置占空比,可有效地实现对直流电机的加速和减速功能。
在本系统中采用的是 + 12V的直流电机,观察在不同的占空比下,负载的转速变化以及在加速和减速的过程中所使用的调速时间进行了记录,如表1所示。
从表1可知: 当占空比为0% 时,电机停止转动,随着占空比的增加,电机的转速越来越快,而随着占空比减少,电机的转速越来越慢。通过调试可以使该系统按规定的要求正常运行,且响应速度较快。因此本系统通过改变占空比的方法有效地实现了对电机的调速控制。
4 结束语
本文所设计的直流电机调速系统,是基于单片机ATC89C52开发设计的,其设计简单,利用软件程序实现了PWM直流电机的调速问题。比较利用硬件方法实现PWM直流电机调速系统,不仅节省成本,而且使系统减少了外界对系统的干扰,同时使系统的精度得到了很大的提高。因此本系统具有成本低,可靠性高,设计简单易实现等特点,具有一定的推广价值。
摘要：主要设计了一款以L298作为驱动的PWM直流调速系统,采用HTC89C52作为主控芯片,利用软件算法实现了控制直流电机的转速,采用LCD液晶显示器显示设定转速,键盘模块设置电机的启、停、加速、减速功能。
PWM电机驱动器 篇8
由于线性放大驱动方式效率和散热问题严重,目前绝大多数直流电动机采用开关驱动方式[1]。开关驱动方式是半导体功率器件工作在开关状态,通过脉宽调制PWM控制电动机电枢电压,实现调速。目前已有许多文献介绍直流电机调速,宋卫国等[2]用89C51单片机实现了直流电机闭环调速;张立勋等[3]用AVR单片机实现了直流电机PWM调速;郭崇军等[4]用C8051实现了无刷直流电机控制;张红娟等[5]用PIC单片机实现了直流电机PWM调速;王晨阳等[6]用DSP实现了无刷直流电机控制。上述文献对实现调速的硬件电路和软件流程的设计有较详细的描述,但没有说明具体的调压调速方法,也没有提及占空比与电机端电压平均值之间的关系。在李维军等[7]基于单片机用软件实现直流电机PWM调速系统中提到平均速度与占空比并不是严格的线性关系,在一般的应用中,可以将其近似地看作线性关系。但没有做深入的研究。本文通过实验验证,在不带电机情况下,PWM波占空比与控制输出端电压平均值之间呈线性关系;在带电机情况下,占空比与电机端电压平均值满足抛物线方程,能取得精确的控制。本文的电机闭环调速是运用Matlab拟合的关系式通过PID控制算法实现。
1 系统硬件设计
本系统是基于TX-1C实验板[8]上的AT89C52单片机,调速系统的硬件原理图如图1所示,主要由AT89C52单片机、555振荡电路、L298驱动电路、光电隔离、霍尔元件测速电路、MAX 232电平转换电路等组成。
2 系统软件设计
系统采用模块化设计,软件由1个主程序,3个中断子程序,即外部中断0、外部中断1,定时器0子程序,PID算法子程序,测速子程序及发送数据到串口显示子程序组成,主程序流程图如图2所示。外部中断0通过比较直流电平与锯齿波信号产生PWM波,外部中断1用于对传感器的脉冲计数。定时器0用于对计数脉冲定时。测得的转速通过串口发送到上位机显示,通过PID模块调整转速到设定值。本实验采用M/T法测速,它是同时测量检测时间和在此检测时间内霍尔传感器所产生的转速脉冲信号的个数来确定转速。由外部中断1对霍尔传感器脉冲计数,同时起动定时器0,当计数个数到预定值2 000后,关定时器0,可得到计2 000个脉冲的计数时间,由式计算出转速:
式中:n为直流电机的转速;K为霍尔传感器转盘上磁钢数;f为脉冲频率;N为脉冲个数;T为采样周期。
3 实验结果及原因分析
3.1 端电压平均值与转速关系
3.1.1 实验结果
实验用的是永磁稳速直流电机,型号是EG-530YD-2BH,额定转速2 000～4 000 r/min,额定电压12 V。电机在空载的情况下,测得的数据用Matlab做一次线性拟合,拟合的端电压平均值与转速关系曲线如图3(a)所示。相关系数R-square:0.952 1。拟合曲线方程为:
由式(2)可知,端电压平均值与转速可近似为线性关系,根椐此关系式,在已测得的转速的情况下可以计算出当前电压。为了比较分析,同样用Matlab做二次线性拟合,拟合的端电压平均值与转速关系曲线如图3(b)所示。相关系数R-square:0.986 7。
3.1.2 原因分析
比较图3(a)可知,当转速在0～1 500 r/min和4 000～5 000 r/min,端电压平均值与转速间存在的非线性,用二次曲拟合如图3(b)所示,拟合相关系数较高。由图3(a)可见,当电机转速为0时电机两端电压平均值约为1.3 V。这是因为电机处于静止状态时,摩擦力为静摩擦力,静摩擦力是非线性的。随着外力的增加而增加,最大值发生在运动前的瞬间。电磁转矩为负载制动转矩和空载制动转矩之和,由于本系统不带负载,因此电磁转矩为空载制动转矩。空载制动转矩与转速之间此时是非线性的。电磁转矩与电流成正比,电流又与电压成正比,因此此时电压与转速之间是非线性的。
当转速在2 000～4 000 r/min线性关系较好,占空比的微小改变带来的转速改变较大,因此具有较好的调速性能。这是因为随着运动速度的增加,摩擦力成线性的增加,此时的摩擦力为粘性摩擦力。粘性摩擦是线性的,与速度成正比,空载制动转矩与速度成正比,也即电磁转矩与电流成正比,电流又与电压成正比,因此此时电压与转速之间是线性的。当转速大于4 000 r/min。由于超出了额定转速所以线性度较差且调速性能较差。此时用二次曲线拟合结果较好,因为当电机高速旋转时,摩擦阻力小到可以忽略,此时主要受电机风阻型负荷的影响,当运动部件在气体或液体中运动时,其受到的摩擦阻力或摩擦阻力矩被称为风机型负荷[9]。对同一物体,风阻系数一般为固定值。阻力大小与速度的平方成正比。即空载制动转矩与速度的平方成正比,也即电磁转矩与速度的平方成正比,电磁转矩与电流成正比,电流又与电压成正比,因此此时电压与转速之间是非线性的。
3.2 占空比与端电压平均值关系
3.2.1 实验结果
拟合占空比与端电压平均值关系曲线如图4所示。相关系数R-square:0.998 4。拟合曲线方程为:
如图4所示,占空比与端电压平均值满足抛物线方程。运用积分分离的PID算法改变电机端电压平均值,可以运用此关系式改变占空比,从而实现了PWM调速。
用示波器分别测出电压的顶端值Utop与底端值Ubase,端电压平均值Uarg满足关系式:
其中:α为占空比。
正是由于所测得的电机端电压底端值Ubase不为0,所以得出的占空比与端电压平均值之间关系曲线为抛物线。若将电机取下,直接测L298的out1与out2输出电压。所测得的电机端电压底端值Ubase约为0,所得的占空比与端电压平均值满足线性关系,即令式(4)中Ubase 为0,式(4)变为:
3.2.2 原因分析
将电机取下后,直接测L298的输出端之间的电压,占空比与端电压平均值满足关系式(5),说明整个硬件电路的设计以及软件编程的正确性。从电机反电势角度分析,当直流电机旋转时,电枢导体切割气隙磁场,在电枢绕组中产生感应电动势。由于感应电动势方向与电流的方向相反,感应电动势也即反电势。直流电机的等效模型如图5所示。图5(a)表示电机工作在电动机状态。图5(b)表示电机工作在发电机状态。
如图5(a)所示,电压平衡方程为[10]:
式中:U为外加电压;Ia为电枢电流;Ra为电枢绕组电阻;2ΔUb为一对电刷接触压降,一般取2ΔUb为0.5～2 V;Ea为电枢绕组内的感应电动势。电机空载时,电枢电流可忽略不计[11],即电流Ia为0。空载时的磁场由主磁极的励磁磁动势单独作用产生。给电机外加12 V的额定电压,由(6)可得反电势:
以40%的占空比为例,电机端电压Uab是测量中的电压平均值Uarg,其值为8.34 V,测量中的电压底端值Ubase约为7 V。由式(7)可得Ea的值范围应在6.34～7.84 V。由图5(b)可见,此时Uab的值是测得的底端值Ubase 即电机的电动势Ea为7 V。
当PWM工作在低电平状态,直流电机不会立刻停止,会继续旋转,电枢绕组切割气隙磁场,电机此时工作在发电机状态,产生感应电动势E。
式中:Ce为电机电动势常数;Φ为每级磁通量。
由于电机空载,所以图5(b)中无法形成回路。用单片机仿真软件Proteus可直观的看出在PWM为低电平状态,电机处于减速状态。低电平持续时间越长,电机减速量越大。正是由于在低电平期间,电机处于减速状态,由式(8)可知,Ce,Φ均为不变量,转速n的变化引起E的改变。此时Uab的值等于E的值。电机在低电平期间不断的减速,由于PWM周期较短,本文中取20 ms,电机在低电平期间转速还未减至0,PWM又变为高电平了。这样,就使测得的Ubase值不为0。以40%的占空比为例,当PWM工作在低电平状态,测得Ubase 的值约为7 V。由式(8)可知,当正占空比越大,转速也就越大,同时减速时间越短,感应电势E的值越大,所以Ubase的值也就越大。
4 结 语
重点分析了直流电机PWM调速过程中控制电压的非线性,对非线性的影响因素做了详细的分析。由于PWM在低电平期间电压的底端值不为0,导致了占空比与电机端电压平均值之间呈抛物线关系。因此,可用得出的抛物线关系式实现精确调速。本系统的非线性研究可为电机控制中非线性的进一步研究提供依据,在实际运用中,可用于移动机器人、飞行模拟机的精确控制。
参考文献
[1]王晓明.电动机的单片机控制[M].北京:北京航空航天大学出版社,2007.
[2]宋庆环,才卫国,高志.89C51单片机在直流电动机调速系统中的应用[J].选煤技术,2008,4(2):57-58.
[3]张立勋,沈锦华,路敦民,等.AVR单片机实现的直流电机PWM调速控制器[J].机械与电子,2004(4):29-31.
[4]郭崇军,李琦,洪权,等.基于C8051的无刷直流电机控制系统[J].机电工程,2007,24(9):35-38.
[5]张红娟,李维.基于PIC单片机的直流电机PWM调速系统[J].机电工程,2005,22(2):10-12.
[6]王晨阳,张玘,熊九龙.基于DSP的无刷直流电机控制系统的设计[J].微计算机信息,2008,24(7):6-10.
[7]李维军,韩小刚,李晋.基于单片机用软件实现直流电机PWM调速系统[J].机电一体化,2004(5):49-51.
[8]郭天祥.新概念51单片机C语言教程:入门、提高、开发、拓展全攻略[M].北京:电子工业出版社,2009.
[9]胡晓朋.电机与拖动基础[M].北京:国防工业出版社,2007.
[10]王秀和.永磁电机[M].北京:中国电力出版社,2007.