电机驱动器（精选12篇）
电机驱动器 篇1
直流电动机是最早出现的电动机, 也是最早实现调速的电动机。由于它具有良好的线性调速特性、控制简单、效率高及优异的动态特性, 长期以来一直占据着调速控制领域的统治地位。近年来, 虽然随着交流变频电机及无刷电机的调速控制技术的不断成熟, 直流电机正面临着巨大的挑战, 但在多数调速控制场合, 直流电机仍是最佳选择。直流电机驱动器可以实现对不同电压直流电机的单闭环 (速度环) 控制及双闭环控制。速度环传感器接口可以支持单相旋转编码器、两相式旋转编码器、三相式旋转编码器以及测试发电机。电机调速采用PWM (脉宽调制) 方式实现。
1 应用系统结构设计与设备选型
根据直流电机驱动器功能特点, 电机驱动器需要完成串行数据通信、信号采集、功率驱动等处理任务。直流电机驱动器的系统结构如图1所示。系统使用Atmel公司的高性能单片机AT90S8535作为核心控制器。按照系统结构, 需要选择实现A/D转换、电机功率驱动和串行通信单元的元器件来构建系统[1]。
2 硬件设计
直流电机驱动电路主要包括传感器接口电路、H桥功率驱动电路、串行通信接口电路等。
2.1 传感器接口电路
传感器接口电路采集的信号有电机的转速和绕组电流。直流电机的绕组电流通过采样连接在H桥上的一个小值采样电阻的电压获得。转速信号通过与直流电机同轴连接的增量式光电编码盘输出的相差90°相角的两路方波信号获取。
为了实现对速度信号的采样, 利用电机控制常用的光电编码器来实现对转速的编码。增量式光电编码器的特点是每产生一个输出脉冲信号就对应于一个增量位移, 但是不能通过输出脉冲区别出在哪个位置上的增量。它能够产生与位移增量等值的脉冲信号, 其作用是提供一种对连续位移量离散化或增量化以及位移变化 (速度) 的传感方法, 它是相对于某个基准点的相对位置增量, 不能够直接检测出轴的绝对位置信息。一般来说, 增量式光电编码器输出A、B两相互差90°电度角的脉冲信号 (即所谓的两组正交输出信号) , 从而可方便地判断出旋转方向。同时还有用作参考零位的Z相标志 (指示) 脉冲信号, 码盘每旋转一周, 只发出一个标志信号。标志脉冲通常用来指示机械位置或对积累量清零。如图2所示。
将A、B两相脉冲中任何一相输入计数器中, 均可使计数器进行计数。编码盘输出Z相脉冲用于复位计数器, 每转一圈复位一次计数器。编码盘的旋转方向可以通过D触发器的输出信号Q来判断。整形后的A、B两相输出信号分别接到D触发器的时钟端和D触入端, D触发器的CLK端在A相脉冲的上升沿触发。
2.2 H桥功率驱动电路
H桥功率驱动电路可应用于步进电机、交流电机及直流电机等的驱动。永磁步进电机或混合式步进电机的励磁绕组都必须用双极性电源供电, 也就是说绕组有时需正向电流, 有时需反向电流, 这样绕组电源需用H桥驱动。直流电机驱动器拟驱动工作电压为5V~48V, 功率小于300W的直流电动机, 使用PWM方式进行调速。为了实现对H桥的驱动和功率控制, 利用2片半桥驱动芯片IR2112S来驱动由4只IRF540搭建的H桥。
2.3 串行通信接口电路
使用MAXIM公司的MAX232来进行单片机TTL电平和标准RS232电平的转换。
3 软件设计
直流电机驱动器的软件包括单片机程序和在上位机上运行的应用程序。本文仅对单片机程序设计做介绍。直流电机驱动器的单片机控制软件采用模块化程序结构。系统程序主要包括一个主循环程序、PID控制程序、中断服务程序和其他一些控制程序。
3.1 主程序
主程序完成系统初始化、中断判断、数据检测及处理和电机的PID调节等工作。主程序的结构如图3所示。
3.2 PID调节程序
比例 (P) 、积分 (I) 、微分 (D) 控制算法各自作用:比例, 反应系统的基本 (当前) 偏差, 系数大, 可以加快调节, 减小误差, 但过大的比例使系统稳定性下降, 甚至造成系统不稳定;积分, 反应系统的累计偏差, 使系统消除稳态误差, 提高无差度, 因为有误差, 积分调节就进行, 直至无误差;微分, 反映系统偏差信号的变化率, 具有预见性, 能预见偏差变化的趋势, 产生超前的控制作用, 在偏差还没有形成之前, 已被微分调节作用消除, 因此可以改善系统的动态性能。但是微分对噪声干扰有放大作用, 加强微分对系统抗干扰不利。积分和微分都不能单独起作用, 必须与比例控制配合[2]。用计算机算法来代替模拟式PID控制器的数字PID控制器算法不断改进和完善, 显著地扩展了它的功能。
3.3 串行数据传输程序
单片机与上位计算机之间采用RS232的串行数据传输方式。单片机采用中断方式接收数据, 而发送数据则采用查询方式。单片机与上位计算机之间的数据传输格式为:数据的发送和接收以帧为单位, 每帧10个字节, 接收完整1帧后再进行识别。
4 系统测试与小结
直流电机驱动器系统的测试分为四部分:AT90S8535主机电路测试、传感器接口电路的测试、H桥功率驱动电路的测试和串行通信电路和的测试[3]。对各部分的测试应该编制各自的测试程序。
本设计直流电动机控制器采用两级计算机系统实现, 上位机利用通用计算机, 下位机采用单片机控制。上位机和下位机之间以串行数据传输方式进行通信。单片机采取一定的算法对直流电机进行调速控制, 并将信息传位上位计算机, 上位计算机对数据处理后, 并实时显示在屏幕上。可以用Visual Basic或Visual C++来编写应用软件, 通过改进控制程序, 该设计同样可以应用到其它控制场合。
摘要：从直流电机控制驱动器功能说明出发, 对控制系统的组成结构、系统设备选型进行分析。在硬件设计上给出了详细的电路设计图, 并对各功能部件与单片机AT90S8535的连接作了说明。软件设计绘出了系统的程序控制流程图, 对各部分程序进行简单的分析。
关键词：AT90S8535单片机,传感器,电机功率驱动,串行通信
参考文献
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[2]张军.AVR单片机应用系统开发典型实例[M].中国电力出版社, 2005
[3]郑锋, 王巧芝, 程丽平, 张清鹏.51单片机典型应用工发范例大全[M].中国铁道出版社, 2011
电机驱动器 篇2
河南全新液态起动设备有限公司是河南省高新技术企业、新乡市重合同守信用单位。是集液态固态电机软起动设备、高低压电气成套设备、重型电机制造、电机制造维修设备、高低压电机维修及维修培训、变压器绕制设备等机电设备的制造、组装、维修及技术开发服务的综合性公司，公司致力于生产无刷电机启动器 无刷电机软起动器 无刷液阻启动器，其产品广泛应用于国内各个领域，并赢得了广泛赞誉。
河南全新生产的无刷电机启动器 无刷电机软起动器 无刷液阻启动器是BP4型频感变阻器工作方式的演变，它采用最佳磁路原理和最佳导磁材料把原二次回路系统的多触点元件组成的电磁回路，通过工艺革新做成一个无触点的电磁元件，作为启动时可变阻的起动设备。它利用电动机在起动过程中，转子电流频率随转子转速升高而降低的关系，即转子转速由0变到额定转速Ne，转子电流的频率则由50赫兹平滑地降到l—2赫兹，起动器阻抗则由最大变到最小，等效于转子回路外接的电阻由最大变到最小，故能自动地随转子频率的变化作平滑调节，是一种理想的起动装置。
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产品一旦制造完成，其自身的质量就已经确定了，检查的作用就是测定一批产品的质量水平，而其潜在的设计和工艺缺陷是固有的，是会随着储藏、运输、使用的过程中陆续暴露出来的，所以，河南全新高质量的无刷电机启动器 无刷电机软起动器 无刷液阻启动器产品品质要靠制造来保证。
电机驱动器 篇3
摘 要：针对输入电压较低且工作电流较大的直流电机驱动控制场合，设计了一种低压大电流H桥直流电机驱动器.驱动器采用VNH3ASP30的H桥电机驱动芯片，依据调压调速理论，通过TL494产生一路占空比可调的PWM脉冲来控制电机的运行速度，并运用TL494内部集成的运放构成电流截止负反馈来限制驱动器的输出电流，考虑到运行状况的需要，设计了双边延单稳态触发器启动延时可调电路.实验表明，该驱动器具有工作电压低，输出电流大（最大可达30A），调速方便，电机启动延时（0-lOs）可调等特点，并且省去了软件设计，降低了控制难度，减少了成本，
关键词：直流电机；VNH3ASP30；H桥驱动；占空比；启动延时
DOI：1O.15938/j.jhust.2015.02.009
中图分类号：TM33
文献标志码：A
文章编号：1007-2683（2015）02-0048-05
0 引 言
随着电机拖动行业中小型机械系统的发展，直流电机控制系统的运用越来越广一泛，H桥直流电机驱动电路由于其可以方便地实现直流电机的四象限运行，因此在直流电机控制中受到广泛的应用但针对电源电压较低输出电流较大的直流电机控制场合一直存在以下问题使大电流直流电机驱动控制系统效果不够理想，由于分立器件组成的H桥电路各元件的特性不同，导致驱动特性具有一定离散性，此外，由于功率管的导通电阻较大，因此功耗很大导致需要大功率的散热片，就使驱动器体积变大.为此，许多公司生产了集成的电机驱动芯片，如美国国家半导体公司（NS）推出的H桥电机驱动芯片LMD18200，其工作电压高达55V，峰值输出电流高达6A.虽然该芯片也具有驱动简单，控制效果好，但由于其输出电流较小，因此不能用于中型直流电机驱动系统中.
针对上述问题，本文选用了专用直流电机驱动集成芯片VNH3ASP30，该芯片就是一款输入电压低于40V，输出电流有效值可达30A左右的电机驱动芯片，该芯片内部集成了欠压、过压、过热、短路保护接地损耗等保护电路.可以实时对电机驱动器运行状态进行监测，确保直流电机驱动器处于安全运行状态，该芯片内部集成输出电流互感器，在接地电阻为规定值时，可以发出与输出电流成一定比例的感应电流，因此利用其电流互感功能设计了电流截止负反馈电路，对电机启动停止可能导致的输出电流过大进行了限流保护，本文利用TI494产生一路占空比可调的PWM脉冲与该H桥电机驱动芯片VNH3ASP30相互配合来驱动直流电机，并实现电机平稳的调速，为了满足电机拖动行业一些中小型机械系统的应用，对芯片VNH3ASP30方向引脚进行配置，设计开关延时电路，通过配置5V的逻辑电平就可使其平稳的工作在四象限.
1 基于PWM的H桥直流电机驱动器的设计
对于直流电机而言，其速度控制方法有三种，电枢串阻调速、电枢调压调速、弱磁调速，电枢串阻调速只能实脱有级调速，导致速度变化不够平滑；弱磁速虽然调速效果较好，但其工作在恒功率区，调速范围有限；只有调压调速既能实现无级调速，又能在负载变化时‘使速度有较好的稳定性，电损耗小，因此在直流调速系统中均以电枢调压调速为主，本设计采用占空比可调的PWM脉冲来实现直流电机的速度调节，其原理是改变其平均电压的大小来实现变压调速.
1.1 H桥驱动芯片VNH3ASP30性能及驱动电路
本设计选用的是H桥直流电机驱动集成芯片VNH3ASP30，该芯片在低压大电流H桥直流电机驱动控制中得到了广泛应用，其具有以下性能特点：①电源电压40V，最大电流30A；②内部集成MOS管导通电阻42mΩ③具有过压、欠压保护电路，即输入电压在5.5V，40V范围外自动关断VNH3ASP30输出；④该芯片还具有过流、过热、短路自动保护功能；⑤芯片内部集成电流互感器，接地电阻为700Ω时，感应电流比例为1：4700⑥可执行PWM波频率高达20kHz，驱动电路设计如图1.
由图1可知，该芯片内部有两路输出和地线，可以同时驱动两组直流电机，本设计为了加大驱动能力将其并联.图中INA和INB为方向控制引脚，向其输入5V逻辑电平，通过芯片内部的逻辑选择模块来驱动上下桥臂的开通和关断，两个引脚同时输入高电平或同时输入低电平则电机处于电磁制动状态，当两个引脚电平不同时可实现正反转运行，其运行速度由图中PWM引脚输入的占空比可调的PWM脉冲决定，采用TL494芯片生成同定频率占空比可调的PWM脉冲来控制电机运行速度，该芯片ENA和ENB引脚具有桥臂使能功能（高电平有效），中这两个引脚用来控制电机启动和停止，同时ENA和ENB两个引脚对芯片VNH3ASP30内部H桥电路有检测功能，当检测到故障（过压、过流、短路等）时，故障引线就会被闭锁，只有输入信弓.从低电平升到高电平时，H桥才能正常工作.CS引脚是芯片内部输出电流互感器的电流输出引脚，该引脚在接入电阻为700Ω时，互感电流与输出电流的比例为1：4700，对于电机控制电流反馈提供了很大方便.
TI494是固定频率的脉冲宽度可调的PWM脉冲发生芯片，其内部结构图如图2，TL494内部由一个振荡器、两个比较器、两个误差放大器、一个D触发器、一个或门、双与门、双或非门、一个+5v基准电压、两个NPN输出晶体管组成，图2中TI494芯片5、6引脚为RC震荡输入端，震荡频率由5、6脚输入的电容和电阻决定，其频率电容C=O.1μF，电阻R=1kΩ，产生频率约为lOk的锯齿波，该锯齿波同时加给死区时问控制比较器和PWM比较器，在误差放大器输出无效时（低电平），引脚4输入的电压与锯齿波相比较，其比较输出送人PWM比较器，经过四路信号相或后，一方面给D触发器提供时钟信号，另一方面提供给输出控制或非门，该芯片13脚的作用是控制输出模式的，该引脚为高电平时，触发器电路起作用，左侧输出脉冲经D触发器分频后分别送入两个与门来控制两个NPN三极管工作在推挽工作方式，此时两路输出相位差为π，此时PWM脉冲为振荡器频率的一半，其输出最大占空比为50%，若13引脚为低电平时，触发器不起作用，两路输出相同，其频率与振荡频率一样，最大占空比为100%.
本设计就是用TJ494产生占空比可调的PWM脉冲来控制电机的运行速度，其PWM脉冲发生电路如图3.如图可知13引脚接地，由此可知通过P1按入滑动变阻器，控制4脚电压在O-3.3V变化产生l-0的占空比可调的PWM波形，从而达到调速的目的.
为了让调速时避免驱动信号受到干扰，将TI494产生的PWM信号与VNH3SP30的输入控制信号隔离开来，本文选用高速光耦6N173，并将其输出接入CD4070异或门电路，CD4070的供电电源由TL494的内置SV基准电压14引脚提供，将CD4070输出接人VNH3SP30的PWM引脚，该光耦隔离电路不仅反应速度快、具有较短的延时，还能起到很好的隔离作用使该直流电机H桥驱动器运行状态更加稳定.
1.2 H桥直流电机驱动器截流反馈电路的设计
在直流电机启动或堵转时，由于惯性，转速不可能瞬间建立起来，反电势电压几乎为零，若没有限流措施就会导致电机电流会瞬间变大，这样会产生很大的噪声，同时会对电机换向不利，也可能是电子器件损坏，为了防止电机在运行中出现类似问题，本文设计了电流截止负反馈电路，该电路只在电机电流超过一定值时开始调节电流，本截流反馈电路运用图3中TI494内置误差放大器1进行搭建，其原理图如图4.
图4中CS与VNH3ASP30的CS引脚相连，通过二极管D1滤去反向电流，R20为700Ω的采样电阻，在采样电阻为700Ω时，输出电流与感应电流比为4700，由于本设计的限值为25A，所以当电流为25A时CS端电压
二极管导通压降0.7V，所以稳压管稳压取值为3V，本截流反馈输出电压其中，PI调节器的比例放大系数Kp=R6/R5，积分时问常数τ=RsCs；U1、U2分别为运放的输入电压.当电流超过25A时，稳压管击穿，电阻R2，两端电压大于零，输出电压公式PI调节器的输出与TLA94内部三角波进行比较后产生占空比变小的PWM脉冲信号来降低电流.为了防止截流反馈输出累积量过大，还设置了钳位电路以保证其正常工作.
1.3 H桥直流电机驱动器开关延时电路的设计
由于只针对不需要精确速度、位置的电机拖动行业的中小型机械（如车床走刀），以成本低、简单实用为主，其开关延时电路为控制电机正反转切换时产生可调的延时时间，既有利于电机缓冲后再运行，还可以运用在需要一定延时的加工机械上，其开关延时电路图如图5.开关延时电路中P3接人限位开关或者单刀双掷开关来控制电机的正反转，四异或门集成芯片CD4070中一异或门与电容C2、滑动变阻器DWl组成双边沿单稳态触发器.
图5中滑动变阻器的阻值与电容C2的值决定允放电时问.充放电时间计算公式为
本设计中CD4070电源电压Vcc=5V，其阈值电压VTH≈2.5V，所以可知充放电时间几乎相等，图5中INA和INR脚与VNH3SP30中的方向引脚INA、INB相连接，当开关P3的2脚与1脚接触后，CD4070的5脚变为低电平，6脚高电平，CD4070的4脚Y2输出为高电平，由于CD4070的l脚瞬问变为低电平，而2脚与电容连接，电平不能瞬问变低，所以此时1脚Y.输出为高电平，Y1、Y2均与CD4070的l、2脚相连且为高电平，则Y脚输出为低电平，Y脚与VNH3SP30的ENAFNB；相连，所以虽然INAINB低电平单电机不转，当电容C2放电完毕，1、2脚电平均为低电平，Y，输出低电平，此时Y1与Y2经异或门输出Y为高电平，电机正转，反转切换过程也是如此，其延时时间长短可由滑动变阻器DWI阻值来调节.此开关延时电路使该驱动器控制更加简便、适用.
2 实验波形
通过TL494产生PWM脉冲输入到VNH3SP30，两次闭合开关使电机正反转，测到开关延时波形如图6，在输入PWM脉冲占空比分别为50%和75%时对该低压大电流H桥直流驱动器的输出电压以及电枢电流进行了检测，如图7、8.由图7、8对比可以看出占空比越大电流脉动越小，即转矩脉动越小，
3 结 语
电机驱动器 篇4
随着现代化程度的不断提高, 传统的机床正被逐步进行简易数控化改造, 而作为基本动力来源之一的步进电机的控制关系到整个数控系统的控制精度, 同时也关乎改造后机床的加工精度。步进电机虽然有启动速度快、控制精度高、转速控制方便等优点, 但实际运动过程肯定要经历加速启动、恒速运行和减速停止过程。如果在加速启动阶段一次将速度升到给定速度, 由于其启动频率超过极限频率, 步进电机要发生失步现象;同样在减速停止阶段要突然停下来, 由于机械惯性的作用, 步进电机不能立即停止, 影响类执行机构的执行效率。所以, 对于步进电机的启动与停止阶段的控制非常重要。
本文以一般单片机为控制系统的处理器, 结合L297/298步进电机驱动芯片, 在软件算法上将步进工作分成3段, 在启动阶段和停止阶段采用变频控制, 从而达到对步进电机精确控制的目的。
1变频调速原理
变频控制原理如图1所示, 对步进电机的工作过程按照3个阶段 (即加速启动、恒速运行和减速停止) 采用不同的控制策略。在加速启动阶段通过逐步提高驱动脉冲的频率, 使步进电机以一个恒定的加速度a加速运动到所需要的速度;在恒速运行阶段保持最高驱动脉冲频率不变;在减速停止阶段, 驱动脉冲由最高频率逐步降低, 直到电机运行到所设定位置。在整个运动过程中, 通过控制总脉冲个数N来控制步进电机运动。
2硬件电路设计
本系统主要由脉冲产生与脉冲频率控制及步进电机驱动两大部分电路组成, 脉冲产生与脉冲频率控制主要采用单片机为核心的控制器, 步进电机驱动主要采用L297/298步进电机驱动芯片。
2.1 脉冲产生与脉冲频率控制电路设计
本系统主要通过控制脉冲的频率和脉冲的个数来实现对步进电机的控制, 故该电路是本系统的核心。其脉冲的产生方法有多种, 本系统采用8253产生脉冲, 如图2所示, 因此单片机只需将计算得到的每阶段所需的频率值写到8253的控制寄存器中即可, 大大节约了系统资源, 提高了步进电机的控制精度。
8253产生脉冲的频率、脉宽等参数主要由控制寄存器中N0、N1来决定, 其关系为:
N0=fCLK/f 。 (1)
N1=N0-DN0 。 (2)
其中:N0、N1分别为8253内计数器/定时器高8位和低8位的初始值;fCLK为8253芯片系统时钟脉冲频率, Hz;f为输出脉冲频率, Hz;D为输出脉冲占空比, 0
对于脉冲个数的控制, 本系统是通过外中断INT1来实现的, 8253输出脉冲送到外中断INT1通过软件编程即可实现对输出脉冲的计数。
2.2 步进电机驱动电路设计
L297是步进电机控制器, 适用于双极性两相步进电机或单极性四相步进电机的控制。用L297输出信号可控制L298双桥驱动集成电路, 用来驱动电压最高为46 V、总电流为4 A以下的步进电机。L297也可用来控制由达林顿管组成的分立电路, 以驱动更高电压、更大电流的步进电机。L297只需要时钟、方向和模式输入信号, 相位由内部产生, 从而减轻了单片机和程序设计的负担。L297采用固定斩波频率的PWM恒流斩波方式工作, 主要由译码器、两个固定斩波频率的PWM恒流斩波器以及输出控制逻辑组成。L298是用来驱动步进电机的集成电路, 采用双全桥接方式驱动, 由于是双极性驱动, 步进电机的定子励磁绕组线圈可以完全利用, 使步进电机达到最佳的驱动。步进电机驱动电路见图3。
3软件设计
本系统软件流程见图4, 主要包括各个变量的初始化、对运行过程进行分段、计算初始脉冲频率与各阶段脉冲频率、脉冲个数的计量与所处运行阶段的判断。其中8253寄存器值的初始值计算与更新主要根据式 (1) 和式 (2) 来计算。
本系统的软件编写环境采用Keil C编程环境, 采用单片机C语言来编写相关软件。
4结论
本文设计的控制系统已经过一段时间的运行, 结果表明, 其运行平稳、动作可靠, 基本能达到预期控制的效果与功能, 并且系统成本较小, 对于传统机床的简易数控化改造步进驱动部分的设计具有一定的借鉴意义。
摘要：针对步进电机在启动和停止过程中容易失步等问题, 采用变频调速结合单片机控制技术, 有效地解决了上述问题, 提高了系统的控制精度。重点介绍了变频调速的原理、硬件原理图及软件设计流程。实验表明效果良好。
关键词：变频调速,单片机,步进电机
参考文献
[1]林玉梅.步进电机自动化控制系统的设计[J].科协论坛, 2008 (12) :6-7.
[2]向海健.基于L297/298的步进电机工作模式的单片机接口[J].微计算机信息, 2007 (26) :302-303.
[3]石剑锋, 谢少荣.双引擎飞艇发动机转速测量与保持的研究与应用[J].机电一体化, 2004 (4) :31-32.
电机驱动器 篇5
[摘要]LMD18200是美国国家半导体公司(NS)推出的专用于直流电动机驱动的H桥组件。同一芯片上集成有CMOS控制电路和DMOS功率器件，利用它可以与主处理器、电机和增量型编码器构成一个完整的运动控制系统。LMD18200广泛应用于打印机、机器人和各种自动化控制领域。本文介绍了LMD18200芯片的结构、原理及其典型应用。
[关键词]LMD18200MC68332PWM双极性驱动单极性驱动
1、主要性能
l峰值输出电流高达6A，连续输出电流达3A；
l工作电压高达55V；
lLowRDS(ON)typically0.3Wperswitch；
lTTL/CMOS兼容电平的输入；
l无“shoot-through”电流；
l具有温度报警和过热与短路保护功能；
l芯片结温达145℃，结温达170℃时，芯片关断；
l具有良好的抗干扰性。
2、典型应用
l驱动直流电机、步机电机
l伺服机构系统位置与转速
l应用于机器人控制系统
l应用于数字控制系统
l应用于电脑打印机与绘图仪
3、内部结构和引脚说明
LMD18200外形结构如图1所示，内部电路框图2如图所示。它有11个引脚,采用TO-220和双列直插式封装。
各引脚的功能如下：
引脚
名称
功能描述
1、11
桥臂1，2的自举输入电容连接端
在脚1与脚2、脚10与脚11之间应接入10uF的自举电容
2、10
H桥输出端
3
方向输入端
转向时，输出驱动电流方向见表1。该脚控制输出1与输出2（脚2、10）之间电流的方向，从而控制马达旋转的方向。
4
刹车输入端
刹车时，输出驱动电流方向见表1。通过该端将马达绕组短路而使其刹车。刹车时，将该脚置逻辑高电平，并将PWM信号输入端（脚5）置逻辑高电平，3脚的逻辑状态决定于短路马达所用的器件。3脚为逻辑高电平时，H桥中2个高端晶体管导通；3脚呈逻辑低电平时，H桥中2个低端晶体管导通。脚4置逻辑高电平、脚5置逻辑低电平时，H桥中所有晶体管关断，此时，每个输出端只有很小的偏流（1.5mA）。
5
PWM信号输入端
PWM信号与驱动电流方向的关系见表1。该端与3脚（方向输入）如何使用，决定于PWM信号类型。
6、7
电源正端与负端
8
电流取样输出端
提供电流取样信号，典型值为377µA/A。
9
温度报警输出
温度报警输出，提供温度报警信号。芯片结温达145℃时，该端变为低电平；结温达170℃时，芯片关断。
表1LMD18200逻辑真值表
PWM
转向
刹车
实际输出驱动电流
电机工作状态
H
H
L
流出1、流入2
正转
H
L
L
流入1、流出2
反转
L
×
L
流出1、流出2
停止
H
H
H
流出1、流出2
停止
H
L
H
流入1、流入2
停止
L
X
H
NONE
LMD18200工作原理：
内部集成了四个DMOS管，组成一个标准的H型驱动桥。通过充电泵电路为上桥臂的2个开关管提供栅极控制电压，充电泵电路由一个300kHz左右的工作频率。可在引脚1、11外接电容形成第二个充电泵电路，外接电容越大，向开关管栅极输入的电容充电速度越快，电压上升的时间越短，工作频率可以更高。引脚2、10接直流电机电枢，正转时电流的方向应该从引脚步到引脚10；反转时电流的方向应该从引脚10到引脚2。电流检测输出引脚8可以接一个对地电阻，通过电阻来输出过流情况。内部保护电路设置的过电流阈值为10A，当超过该值时会自动封锁输出，并周期性的自动恢复输出。如果过电流持续时间较长，过热保护将关闭整个输出。过热信号还可通过引脚9输出，当结温达到145度时引脚9有输出信号。
4、典型应用
LMD18200典型应用电路如图3所示。
LMD18200提供双极性驱动方式和单极性驱动方式。双极性驱动是指在一个PWM周期里，电动机电枢的电压极性呈正负变化。双极性可逆系统虽然有低速运行平稳性的优点，但也存在着电流波动大，功率损耗较大的缺点，尤其是必须增加死区来避免开关管直通的.危险，限制了开关频率的提高，因此只用于中小功率直流电动机的控制。本文中将介绍单极性可逆驱动方式。单极性驱动方式是指在一个PWM周期内,电动机电枢只承受单极性的电压。
该应用电路是Motorola68332CPU与LMD18200接口例子，它们组成了一个单极性驱动直流电机的闭环控制电路。在这个电路中，PWM控制信号是通过引脚5输入的，而转向信号则通过引脚3输入。根据PWM控制信号的占空比来决定直流电机的转速和转向。采用一个增量型光电编码器来反馈电动机的实际位置，输出AB两相，检测电机转速和位置，形成闭环位置反馈，从而达到精确控制电机。
5、结束语
电机驱动器 篇6
关键词：双电机;功率追踪;模糊控制器;迭代算法
中图分类号：TM343 文献标识码：A
Algorithm of coaxial dual-motor drive system power tracking
XUE Chen-Xu1*， HAN Jun-feng2， LIN Chuan1， PAN Sheng-hui1， YANG Feng1
- College of Electrical and Information Engineering， Guangxi University of Science and Technology， Liuzhou 545006 China;
2.Department of Electrical Engineering， Guangxi Technological College of machinery and electricity， Nanning 530007 China）
Abstract： Research coaxial dual-motor load power tracking. In this system， two synchronous motors speed is forced. Due to the slight difference in the two identical motor parameters， it will lead to uneven distribution of power. According to the vector control theory， the AC motor torque and motor flux decoupling induction motor. The mathematical model of dual-motor power （current）-tracking， is controlled by fuzzy controller design and iterative algorithm to solve the power to track all issues. Simulation results show that the fuzzy PID control system compared with the control iterative algorithm can improve the response speed power-tracking， and faster to achieve power balance.
Keywords： Dual-motor; power point tracking; fuzzy controller; iterative algorithm
1 引言
双电机硬轴联接驱动同一负载时，即使同批次的相同型号电机也极难达到各项参数完全一致，因此它们所分担的负载就不可能完全相等，从而导致两个电机输出功率出现偏差，容易使其中一台电机工作在轻载状态，而另一电机工作在过载状态，造成电机过负荷。为改善这种情况，将负载进行合理分配，双电机的功率平衡问题就必须得到解决 [1]。
自从上世纪80年代 Koren提出交叉耦合控制算法之后[2]，许多专家针对“多电机协调控制”这一课题展开了一系列的研究。国内，汤杰，李志勇针对刚性硬联的双电机同步传动系统的功率分配问题提出主从控制方案[3]，在同步运行中确保功率平衡。田瑞，赵艳提出了变频器的主/从功能在多电机传动系统中的应用[4]，解决了多台电机同时驱动同一负载的功率平衡问题。张超，裴延涛提出了基于矢量控制思想的同轴硬联双电机负载平衡系统[5]，并且将交叉耦合及主从控制的概念运用于其中，从而实现双电机承担相等负载的实验目的。
上述文献均较少提及从电机功率跟踪过程中的精确的数学模型，因此对双电机功率追踪精确数学模型的算法研究是一个新的研究点。本文以双电机同轴驱动系统为对象，通过矢量控制理论，将交流异步电机的电机转矩和电机磁通的解耦，建立了双电机功率追踪系统的数学模型。在主从控制和交叉耦合的基础上，设计了模糊参数自整定PID控制器以及基于迭代算法的控制器，均获得了精确的控制效果。通过比较，模糊参数自整定PID控制器提高了响应速度，解决了功率平衡问题，改善了系统的动态性能。
2 双电机同轴运行功率不平衡的Simulink仿真
由双电机同轴运行功率平衡定义[6]可知，在双电机同轴拖动同一负载时，两台电机额定功率相同，即使两台电机的其他参数不相同时，其所分配的负载力矩也必须是相同的。选择电机为鼠笼式异步电机，在本次仿真试验中采用星型接法。电源的三路输入信号的初始相位分别设置为0°，120°，240°，电压设置为380V，频率为50Hz。在MATLAB/SIMULINK中创建双电机同轴模型，如图1所示：
图1 双电机功率不平衡仿真实验
两台电机额定功率均为15kW，其中电机1转子电阻为2.65Ω，电机2转子电阻为3.65Ω，两台电机的输出转矩差如图2所示：
图2 功率不平衡输出转矩差
如图2所示，在输入负载转矩为60NM时，电机1输出转矩为38NM，电机2输出转矩为22NM，这说明两台电机在定子电阻相差1欧姆时，两台电机输出功率相差1.7倍以上，出现了严重的功率不平衡。因此，在该系统中，必须进行功率平衡的控制。
3 双电机硬轴驱动系统数学模型的建立
系统采用主从控制方法对双电机进行控制，通过微处理器产生变频控制信号[7]，将主从电机的负载转矩（定子电流）进行比较，进而控制从电机，达到改变从电机负载转矩与主电机平衡的目的，从而通过控制从电机的变频调速过程实现两台电机的功率平衡。
3.1 变频器环节的数学模型
变频器的输入信号是控制电压Uc，通过变频器输出相应的电机定子相电压U1和电源频率f1。由于f1和U1的比值保持不变，所以变频器的频率给定信号Uc与U1的关系由变频器的加速时间确定。加速时间设为τ，可以得出在阶跃给定下的系统响应情况。当给定信号是Uc，输出响应可以分解为两个斜坡函数y1（t）和y2（t），并有：
3.2 电机环节的数学模型
在对从电机数学模型的建模过程中，为了实现电机磁通和转矩的解耦，利用矢量控制理论，通过坐标变换将交流异步电机等效为直流电动机，从而对从电机的转矩进行控制。本系统中电机环节的模型是解耦后基于电流转矩分量的传递函数[8]：
（6）
式（6）说明异步电动机的电流与电压的动态是非线性关系。为了用简单的过程说明矢量控制原理，假设如下：
电动机的负载变化非常慢，在电流调节中基本不变，可设△MZ=0;转速变化相对于电流变化非常慢，因此在电流调节中可以认为转速基本不变，可设△ωr=0。以上的假设将式（6）进一步线性化，可表示成三阶微分方程的，其形式如下：
可将它等效为直流电机电枢绕组回路方程，本式将作为转矩跟随控制的传递函数。
4 双电机同轴系统功率追踪算法的MATLAB仿真
选择主电机参数如表1所示：
表1 主电机的相关参数
为了使主从电机参数不同，这里设置从电机转子电阻为0.42Ω，其他参数均与主电机相同。根据上节建立的电动机环节数学模型及电机参数，可以得到电机的传递函数为：
4.1 基于模糊参数自整定PID控制系统的设计
根据主从电机参数及矢量控制原理解耦，其中主从电机间电压变化为4.5～5V，根据控制系统对过渡要求和专家经验，设计模糊PID控制器[9]，建立模糊规则如图3所示：
图3 模糊控制器规则
对上述系统进行MATLAB仿真，仿真实验如图4所示：
图4 同轴从电机功率跟踪系统图
仿真时间设置为3s，设置主电机输入电流200A：仿真结果如图5所示：
图5 模糊PID功率追踪
由仿真结果可知，主电机输入200A电流，从电机电流经过0.5s达到主电机90%以上的输入，经1s达到误差为0，并且动态过程线性化程度较好。
电机驱动器 篇7
关键词：伺服驱动器,永磁同步电机,DSP,矢量控制
0 引言
交流电动机采用电子换向技术代替传统的机械换向，性能可靠、无磨损且故障率低，比有刷电机的寿命有了几倍的提高[1,2]。随着大功率MOSFET、IGBT器件发展成熟，以及微处理器的性能提升，目前快速发展的交流电动机控制系统，采用空间矢量调制技术和定子磁场定向控制，具有快速、实时的处理能力[3,4]。电压空间矢量控制技术的应用使得电机的效率进一步提高[5]。本文设计一种基于DSP TMS320F28335的永磁同步伺服电机驱动器。
1 永磁同步电机的控制理论与策略
1.1 永磁同步电机的数学模型
三相永磁同步伺服控制系统的模型是一个多变量、非线性并且强耦合的系统，必须解耦转矩的控制参数，才能实现对转矩的线性化控制。常用的一种解耦控制方法是转子磁场定向控制，首先将物理量从三相静止坐标系转换到两相静止坐标系，再从两相静止坐标系转换到旋转坐标系，如图1所示。
图1中，a、b、c中的旋转磁动势F大小相等，且其角速度ω1相同。
1.2 永磁同步电机的控制策略
同步电动机的磁场定向控制，即矢量控制，是使定子磁势与转子磁极轴线保持90°的恒定值，定子磁势的旋转速度(也即变频器的输出频率)跟随转子旋转速度的变化而变化。系统采用励磁电流id=0的直接转矩控制策略。
按照励磁轴线定向，使得定子磁动势始终与轴垂直，θsf=90°，电机的转矩表达式为:
若恒定，则转矩T正比于的大小。控制模型如图2所示。
1.3 电压空间矢量SVPWM
目前最流行、效果最好的矢量控制方法当属电压空间矢量PWM技术———磁链轨迹法。该方法是从电动机的角度出发，其目标是使交流电动机产生圆形磁场。图3为三相逆变器IPM原理图，通过控制功率开关管V1到V6的通断时间，产生圆形电压空间矢量。
若上桥臂开且下桥臂关的状态为1，上桥臂关且下桥臂开的状态为0，有000、001、010、011、100、101、110、111共8种开关模式。其中000和111输出零电压。
三相逆变器输出的相电压矢量[UAUBUC]T与开关状态矢量[a v c]T的关系为:
式中UDC为直流电源电压。
1.4 基于DSP的全数字控制的结构
图4是三相永磁同步伺服电动机采用DSP全数字控制的结构图。
通过电流传感器测量逆变器输出的定子电流iA、iB，经过DSP的A/D转换器转换成数字量，并利用式iC=-(iA+iB)计算出iC。通过Clarke变换和Park变换将电流iA、iB、iC变换成旋转坐标系中的直流分量isq、isd,isq、isd作为电流环的负反馈量。
利用增量式编码器测量电动机的机械转角位移θm，并将其转换成电度角θe和转速n。电度角θe用于参与Park变换和逆变换的计算。转速n作为速度还的负反馈量。
给定转速nref与转速反馈量n的偏差经过速度PI调节器，其输出作用于转矩控制的电流q轴参考分量isqref。isqref和isqref(等于零)与电流反馈量isq、isd的偏差经过电流PI调节器，分别输出到dη旋转坐标系的相电压分量Vsqref和Vsqref。Vsqref和Vsqref再通过Park逆变换转换成μβ直角坐标系的定子相电压矢量的分量Vsαref和Vsβref。
当定子电压矢量的分量Vsαref、Vsβref和其所在的扇区数已知时，就可利用电压空间矢量SVPWM技术，产生PWM控制信号来控制逆变器。
2 基于DSP的硬件系统设计
伺服电机驱动器以TI的电机专用DSP芯片TMS320F28335为核心控制芯片，获取编码、霍尔信号计算转速及转子位置并产生PWM信号，以三菱的第六代智能功率模块PM100CL1A060为功率逆变模块驱动电机、LEM公司的霍尔电流传感器LAX100-NP采样电机电流、ADI公司的16位AD芯片AD7606采样电机电流及模拟指令信号、电压比较器作为冗余过流硬件保护，能通过CAN、RS232及以太网与电机伺服驱动器进行通信并控制电机的运行。系统硬件结构框图如图5所示。
2.1 PWM及高速光耦模块设计
系统采用DSP28335的增强型脉宽调试(e PWM)模块，高频斩波信号对PWM进行斩波控制，通过三态缓冲门74HC245做输出缓冲以增强带载能力，通过高速光耦HCLP-4504隔离并输出15V驱动信号用于驱动高频变换器的门极驱动。
e PWM模块通过比较功能子模块调节PWM的占空比以及脉冲发生状态反转时间;通过死区产生子模块产生PWM死区，确保IPM功率模块不会短路烧毁;通过故障捕获子模块，响应外部故障触发信号并关断PWM;通过事件触发子模块来产生ADC启动新号，以确保ADC采样频率和PWM频率同步。
2.2 IPM逆变模块及过流保护设计
针对电机额定电流35A的大电流，过载1倍70A，选用三菱的智能功率模块PM100CL1A060。
PM100CL1A060输出额定电流100A，内置栅极驱动和保护电路，保护功能有控制电源欠压锁定保护、过热保护和短路保护、过流保护功能。
过流冗余保护为:1)若负载发生短路或控制系统故障导致短路，IPM栅极驱动单元自动关断门极电流，确保电路不被烧毁。2)发生短路时，IPM输出故障信号。故障信号经过高速光耦和与门后，连接到DSP28335的引脚，使PWM呈高阻状态，彻底关断PWM输出。3)霍尔传感器采集电机电流经过精密采样电阻转化成电压，经过电压比较器与设定电压比较。当电机电流大于设定值时，电压比较器输出高电平，连接DSP至外部中断引脚，触发PWM占空比限制或直接关断PWM。
2.3 A/D模块设计
伺服电机驱动器采样电机三相电流的精度，直接影响电机驱动器驱动电机的精度。A/D转换芯片采用ADI公司推出的新一代16位模拟数字转换器AD7606。AD7606支持±10 V的双极性信号，省略了外部偏置电路。
AD7606的采集频率和PWM载波频率一样，是20 k Hz，并在PWM波各开关周期的起点或中点时刻对电机的电流进行采样，能够获得谐波成分相对较少的基波电流值，有利于实现高精度的电流闭环控制。AD7606在20 k Hz的采样频率下支持8倍过采样倍率，有效提高抗干扰能力。
2.4 通信模块及保护电路设计
本系统外扩3类通讯接口，以满足不同场合通讯需求。包括CAN、RS232、以太网。其中CAN接口采用TI的隔离CAN转发器ISO1050，与隔离式电源一起使用，可防止数据总线或者其他电路上的噪音电流进入本地接地并干扰和损坏敏感电路;CANL与CANH间串入低电容静电放电(ESD)保护二极管，保护单条信号线免除ESD和其他瞬态电压导致的损坏。
串口采用TI的增强型线路驱动器MAX3232-EP，具有±15kV ESD保护，信号保护与抗干扰设计与CAN接口类似。
以太网采用工业级芯片ENC28J60，它提供了一个内部DMA模块，以实现快速数据吞吐和硬件支持的IP校验和计算。与DSP的通信通过2个中断引脚和SPI实现，数据传输率高达10 Mb/s，实时传输电机控制指令。
2.5 电源模块及PCB设计
电源模块是整个系统的核心模块之一，其稳定性直接关系到系统的稳定与否。本系统电源设计，采用隔离电源模块与主供电线路隔离，从源头消除杂波的传递。同时采用TI公司生产的高性能LDO稳压芯片TPS75 801与TPS75 833分别产生1.9 V与3.3 V。并且设计上电顺序控制逻辑电路，确保逻辑数字电源引脚VDD在数字I/O引脚VDDIO达到0.7 V之前先达到0.7 V，消除因上电顺序而导致DSP引脚的不确定状态。
同时PCB四层板全手动布线以减少交叉线及过孔，在电路中加入大容值钽电容，小容值低等效串联电阻的陶瓷旁通电容，磁珠隔离模、数电以及网格状铺铜，都最大程度减小因电源波动以及信号振荡对系统的影响。
3 软件系统设计
系统软件部分主要由2大部分构成:主程序模块及中断服务程序模块。
3.1 主程序模块
主程序模块主要完成系统文件的初始化配置及头文件的定义、各个功能模块的初始化(包括PWM模块、CAN通信模块、AD采样模块等)、内存变量的定义、中断矢量的声明等工作;软件的主程序流程图如图6所示。
主程序的初始化仅在复位或者系统开始运行时执行一次，使系统从一个确定的状态开始运行。各子模块在运行之前，必须对相应的寄存器配置进行初始化，以确定子模块运行的时钟、通信波特率等。
3.2 中断程序模块
中断子程序主要包括外部中断和定时器中断(图7)。外部中断主要有IPM错误信号触发保护机制、过流保护中断等。定时器中断有电流的AD采样中断，电机的转速计算中断，电流环、速度环及位置环的调节中断，SVPWM计算中断等。
a)AD采样中断
对电机三相电流的采样，在每个PWM周期进行，由PWM模块触发中断进行采样，为电机的控制提供精确的反馈参数。如果电流采样时刻不合适，将导致电流反馈值中包含谐波分量，从而导致转矩的脉动。通过仿真及实验测试，结果表明对电机的三相电流采样在每个PWM周期的起点或者中点时刻，可获得谐波成分较少的基波分量。
b)转速计算
电机的转速计算一般有M测速法与T测速法。M测速法是在固定的时间段内读取位置的变化量，经过计算可得到此短时间内的平均转速。M测速法的精度与传感器的精度及计算频率有关，且在低速模式下精度不高。T测速法是使系统产生一路高频时钟脉冲，通过计算2个正交脉冲间的高频时钟个数，来确定所需的时间，从而计算转速，T测速法在低速模式下可获得较高的精度。因此，本系统设计中，用M法与T法结合来获得准确地转速。
c)电流环的调节
永磁同步电机的位置伺服控制系统，一般由电流环、速度环及位置环构成三环调节系统，而伺服系统高性能的基础在于各环的优化工作，尤其是电流环，其调节好坏直接影响整个伺服系统的性能。
电机的电流环调节，位于电机三环控制的最内层，其输入是速度环调节后的输出，其反馈值则是经过AD7606采样电机三相电流并计算后的结果。电流环的输入值与电流环的反馈值进行比较，其差值在电流环内进行PI调解后经过逆变器放大输出给电机的三相。电流的精确反馈有助于提高电机的响应速度，改善输出机械特性。
d)SVPWM计算
将驱动器与电机看成一个整体，以跟踪圆形旋转磁场为目的来控制变频器工作，即通常所说的磁链跟踪控制，由于磁链轨迹的跟踪是通过控制不同的电压空间矢量来实现的，又称为电压空间矢量SVPWM控制。
SVPWM的算法，大致可分为3个步骤进行:
1)首先确定Uout所在的扇区
2)计算相邻的2个基本电压矢量的作用时间
3)根据各扇区基本电压矢量的所用时间和顺序，给寄存器赋值
4 实验及结果分析
实验采用1台24 V,400 W的永磁同步电动机作为被测对象。实验基于常规PI控制的速度环，IPM开关频率20 k Hz，死区时间设置为2 us，速度给定1 500 r/min，由于实验条件限制，电机在空载条件下运行。电机的响应曲线及驱动器实物图分别如图8、图9所示。
反复调整PID参数，观察电机响应曲线，找到最佳的响应参数。从实验采集的数据波形中可以看到，电机的响应时间约0.18 s，波形大致曲线和预想一致，空载条件下转速脉动误差不超过2%;伺服电机驱动器的指标基本达到了系统的设计要求。
5 结语
分析了永磁同步电动机的矢量控制原理及控制方法，在基于浮点型DSP芯片TMS320 F28335的基础上，设计了永磁伺服电机的硬件系统，综合考虑了电源稳定性、抗电磁干扰、静电保护等，采用励磁电流为零的直接转矩控制策略，应用电压矢量空间控制技术实现了对伺服电机的高精度控制。最后利用400W样机对该系统进行测试，试验证明该设计具有较高的响应速度、稳定的精度，适用高性能的伺服控制系统领域。
参考文献
[1]李万魁.基于DSP的永磁同步电机控制器研究[J].机电技术,2014(4):68-71.
[2]吴一鸣,刘景林.基于TMS320F2812的永磁同步电动机矢量控制系统设计[J].电子设计工程,2014,22(10):169-172.
[3]GUANG-JIE FU,XUE CAO.DESIGN OF VECTOR CONTROL SPEED MODULATED SYSTEM ON AC MOTORS BASED ON DSP[J].Proceedings of the Eighth International Conference on Machine Learning and Cybernetics,2009,12(15):3663-3666.
[4]T.Hemanand,T.Rajesh.Speed Control of Brushless DC Motor Drive Employing Hard Chopping PWM Technique Using DSP[J].Proceedings of India International Conference on Power Electronics,2006:393-396.
电机驱动器 篇8
DRV8432是TI公司推出的一款双H桥PWM电机驱动器, 工作电压可以达到50V, 具有四种工作模式, 并内置了包括欠压、过热、过载、短路保护在内的保护电路, 具有内阻小、效率高的特点[1], 十分适合低压小功率直流力矩电机的驱动。
1 设计过程
DRV8432的功能和组成可以用图1来描述。
DRV8432有四个PWM信号输入口, 一路PWM信号就可控制一个半桥, 且内置了门级控制与驱动电路;DRV8432的每个半桥可以独立控制, 母线电压也可以不一样, 这样就方便使用一片DRV8432来同时驱动不同电压需求的电机。DRV8432通过M1、M2、M3三个模式选择管脚来配置工作模式 (如表1所示) , 通过OT W和FAULT来表征故障 (如表2所示) , 通过OC_ADJ脚与“地”之间所接的电阻来设置过流阈值 (如表3所示) 。当复位信号有效时, D RV 8 4 3 2的驱动桥的输出为高阻状态。
在设计中, 我们将DRV8432配置成了并联H桥CBC (Cycle-by-Cycle) 限流工作模式, M3M2M1=010, 按照单极性方式进行使用。这样, 它的连续工作电流可以达到14A, 峰值工作电流可以达到24A[1]。
在并行工作模式下, DRV8432内的A和B半桥形成一个并联半桥, 由PWM_A控制, C和D半桥形成另一个并联半桥, 由PWM_B控制, PWM_C和PWM_D接地;在CBC (Cycle-byCycle) 限流方式下, 当出现电流过流时, DRV8432会自动强行关断H桥上桥臂而打开下桥臂, 使电机线圈和H桥两个下桥臂形成通路来消耗能量, 待电流进入正常范围后再依照给定的PWM信号进行工作。
D R V 8 4 3 2的外围设计如图2所示, DRV8432仅需一个12V电源作为控制电源输入, OTW、FAULT、P W M_A、P W M_B、R E S ET_A B、RESET_CD、POW_CTRL均经光电耦合器与控制器相连, 由受控于控制器的继电器来实现DRV8432的PVDD端的上电与断电。
2 实验验证与改进
(1) 功率驱动输出口滤波电容选取问题
如果按照图2选取滤波电容 (C8、C 9、C 1 2、C 1 3) , 经实验, 在工作状态下用万用表测量OUT_AB端和O U T_C D端, 几乎没有输出, 无法驱动电机, 且C8、C 1 2、C 1 9、DRV8432均发热十分严重。
参考文献[2]给出的参考设计中, 为DRV8432的功率驱动输出口配置了电感和电容组成的低通滤波器, 意在增强单个电感或者电容的滤波效果[3]。但按照图2的取值将这个滤波电路 (如图3所示) 单独拿出来进行仿真, 输入取为20k Hz, 占空比为50%的脉冲电压源, 其结果如图4所示, 滤波器输出是震荡的, 与不能正常输出这一实际情况相符。
去掉C8和C12后, 用万用表量OUT_AB和OUT_CD, 显示DRV8432可以输出与电压给定命令一致的电压, 能够正常驱动电机, 但是C19、DRV8432仍发热明显, 用示波器测量OUT_AB/OUT_CD端对地的波形, 如图5所示, 从图中可以看出, 波形震荡, 失真严重。
在去掉C8和C12的情况下长时间工作时, DRV8432还会偶发无输出的现象, 此时进行测试, 发现DRV8432的输入波形正常、电源正常、FAULT和OTW没有表征出错, 但用万用表测量OUT_AB端和OUT_CD端发现没有输出, 用万用表分别测量OUT_AB端和OUT_CD端对地电压时, 发现两端对地电压相等, 应该是DRV8432内部产生了保护。关于这个现象, 文献[4]认为DRV8432在使用中要避免0%或100%占空比输入, 两个PWM端都必须是脉冲输入时CBC模式才可以持续, 否则H桥可能会出现一种假死状态, 因此出现没有输出的现象。但我们没有对此进行验证和确认, 而是继续去掉C9和C13, 这时, 用示波器测量出OUT_AB/OUT_CD端对地波形如图6所示, OUT_AB/OUT_CD端输出波形除有过冲外, 波形是清晰的。此时, 即使在长时间工作的情况下, C19和DRV8432均没有明显的温升。
从实验的结果看, 依照参考文献[2]来配置滤波电容, DRV84332不能正常工作, 为此, 我们在最终的设计中将DRV8432的功率输出口上的滤波电容全部去除了。
(2) 开机浪涌抑制问题
在最初的设计中, 图2中的R3, D 3是没有的, 但这时的启动电流很大, 如图7所示, 电流峰值可接近40A。这种开机浪涌, 无论是对供电电源还是对驱动器上的元器件来说都是不利的, 必须采取措施来加以抑制。
抑制开机浪涌的常用方法有:在滤波电容处串入NTC热敏电阻、使用固定电阻器串入输入端来抑制启动电流、在固定电阻上并联电磁继电器或者三段双向可控硅等开关器件, 当电源进入正常工作状态后再将此开关接通[5]。
依照电路的实际情况, 我们选用了第三种方法, 在继电器输出触点上并联一个电阻 (R3) , 为实现防反接功能, 再增加一个与电阻串联的二极管 (D3) , 如图2所示。在使用时, 利用控制器控制继电器触点延时接通, 即先经电阻R3限流, 对电源滤波电容C19充电一定时间后再接通触点。延迟时间按照理想电容和电流的定义进行估计 (假定为恒流充电) :由Q=C×U=I×t, 可得t= (C×U) ÷I= (C×U) ÷ (U÷R) , 则t= (1 0 0 0×1 0-6F×2 4 V) ÷ (2 4 V÷1 2 0 0Ω) =1.2秒, 取延时为2秒, 测得的启动电流曲线如图8所示, 启动电流峰值至少降低了90%。
3 结语
这款基于DRV8432的直流力矩电机驱动器成功地应用于小型转台的驱动, 经使用验证, DRV8432十分适合小功率直流力矩电机驱动。由于其体积很小, 外围设计简单, 因此, DRV8432也不失为研制一体化电机的可选方案。
摘要：针对直流力矩电机驱动器的设计, 详细介绍了基于DRV8432的直流力矩电机驱动器设计过程, 提出了对开发过程中所出现问题的改进办法。实验验证表明, DRV8432十分适合小功率直流力矩电机驱动。
关键词：DRV8432,直流力矩电机,驱动器,开机浪涌
参考文献
[1]DRV8432/DRV8412:Dual Bridge PWM Motor Driver[R/OL].http://www.ti.com/lit/ds/symlink/drv8432.pdf
[2]DRV8432 EVM Motor Driver Evaluation Board User’s Guide[R/OL].http://www.ti.com/lit/ug/slou291a/slou291a.pdf
[3]郑军奇.EMC电磁兼容设计与测试案例分析.2版.[M]北京:电子工业出版社, 2009:163-166
[4]DRV8432烧坏原因[R/OL].www.deyisupport.com/question_answer/analog/f/60/t/19887.aspx
电机驱动器 篇9
1 THB7128芯片的结构框图与特点
THB7128的特点:双全桥MOSFET驱动, 低导通电阻R o n=0.5 3Ω;最高耐压40VDC, 大电流3.3A (峰值) ;多种细分可选 (1、1/2、1/4、1/8、1/16、1/32、1/64、1/128) ;自动半流锁定功能;内置混合式衰减模式;内置输入下拉电阻;内置温度保护及过流保护 (如图1、图2) 。
CLK:脉冲输入端 (脉冲上升沿有效) , 脉冲的高电平为5V, 低电平为0V。
C W/C C W:电机正反转控制端, 低电平时, 电机正转;高电平时, 电机反转。
Enable:使能端, 低电平时, 输出强制关断, 为高阻状态;高电平时, 回复输出。
细分设置 (M1, M2, M3) :详细的细分设置见表1。
Io (100%) =VREF* (1/5) * (1/Rs) Rs为NFA (B) 外接检测电阻。
(例) VREF=1.5V、Rs电阻为0.3Ω时, 设定电流为:Iout= (1.5V/5) /0.3Ω=1.0A。
斩波频率设定功能:斩波频率由OSC1端子端子-G N D间连接的电容, 依据下面的公式设定。
Fcp=1/ (Cosc1/10×10-6) (Hz) (例) Cosc1=100p F时, 斩波频率如下, Fcp=1/ (100×10-12/10×10-6) =100 (k Hz) (电容值一般选在100p F~470p F之间, 对应的斩波频率为100k Hz~21k Hz) 。
半流锁定电路:当CLK输入低于1.6HZ时, 芯片的输出电流将自动降为正常工作电流的一半。
衰减模式:THB7128衰减模式固定为混合式衰减模式, 快衰和慢衰的比列为1∶4。
输出短路保护电路:该IC为防止对电源或对地短路导致IC损坏的情况, 内置了短路保护电路, 使输出置于待机模式, 检测出输出短路状态时, 短路检出电路动作, 关断一次输出。此后, 延迟一段时间 (typ:256u S) 之后再度输出, 如果输出仍然短路的话, 将输出固定于待机模式, 由输出短路保护电路动作而使输出固定于待机模式的场合, 可给VCC一个低电平来解除锁定。
2 步进电机的特点
步进电机和普通电动机不同之处是步进电机接受脉冲信号的控制, 步进电机靠一种叫环形分配器的电子开关器件, 通过功率放大器使励磁绕组按照顺序轮流接通直流电源。由于励磁绕组在空间中按一定的规律排列, 轮流和直流电源接通后, 就会在空间形成一种阶跃变化的旋转磁场, 使转子步进式的转动, 随着脉冲频率的增高, 转速就会增大。步进电机的旋转同时与相数、分配数、转子齿轮数有关。
现在比较常用的步进电机包括反应式步进电机、永磁式步进电机、混合式步进电机和单相式步进电机等。其中反应式步进电机的转子磁路由软磁材料制成, 定子上有多相励磁绕组, 利用磁导的变化产生转矩.现阶段, 反应式步进电机获得最多的应用。
步进电机两个相邻磁极之间的夹角为60°。线圈绕过相对的两个磁极, 构成一相 (A-A’, B-B’, C-C’) , 磁极上有5个均匀分布的矩形小齿, 转子上没有绕组, 而有40个小齿均匀分布在其圆周上, 且相邻两个齿之间的夹角为9°。当某组绕组通电时, 相应的两个磁极就分别形成N-S极, 产生磁场, 并与转子形成磁路。如果这时定子的小齿与转子没有对齐, 则在磁场的作用下转子将转动一定的角度, 使转子齿与定子齿对齐, 从而使步进电机向前“走”一步。
3 步进电机的驱动方式
步进电机常用的驱动方式是全电压驱动, 即在电机移步与锁步时都加载额定电压。为了防止电机过流及改善驱动特性, 需加限流电阻。由于步进电机锁步时, 限流电阻要消耗掉大量的功率, 故限流电阻要有较大的功率容量, 并且开关管也要有较高的负载能力。
步进电机的另一种驱动方式是高低压驱动, 即在电机移步时, 加额定或超过额定值的电压, 以便在较大的电流驱动下, 使电机快速移步;而在锁步时, 则加低于额定值的电压, 只让电机绕组流过锁步所需的电流值。这样, 既可以减少限流电阻的功率消耗, 又可以提高电机的运行速度, 但这种驱动方式的电路要复杂一些。
驱动脉冲的分配可以使用硬件方法, 即用脉冲分配器实现。现在, 脉冲分配器已经标准化、芯片化, 市场上可以买到, 但硬件方法结构复杂, 成本也较高。
步进电机控制 (包括控制脉冲的产生和分配) 也可以使用软件方法, 即用单片机实现, 这样既简化了电路, 也降低了成本。使用单片机以软件方式驱动步进电机, 不但可以通过编程方法, 在一定范围内自由设定步进电机的转速、往返转动的角度以及转动次数等, 而且还可以方便灵活地控制步进电机的运行状态, 以满足不同用户的要求.因此, 常把单片机步进电机控制电路称之为可编程步进电机控制驱动器。
4 THB7128步进电机驱动电路 (如图3、图4)
在上面的电路中, CW/CCW, Enable信号端, 我们均采用了普通的PC817光藕进行隔离, 以放置对T H B 7 1 2 8芯片的干扰, CLK由于是高频信号, 所以采用6N137高速光藕进行隔离。
在使用THB7128过程中, 有以下几点需要注意:芯片击穿的电压为36V (空载状态下) , 电机在运行时会产生的感应电动势, 电感越大、速度越快产生的电动势越大。所以在选择电源时, 需要把这考虑进去, 推荐最高使用32V以下电源。芯片的锁定时间设置在0.6s, 也就是说, 在0.6s的时间内脉冲 (C L K) 没有变化, 芯片就减小VREF的值, 从而达到电机在无信号的情况下低电流工作, 降低芯片的功耗, 改变下图中电阻R4的大小, 即可改变锁定电流的大小 (如图5) 。
OSC1为衰减时间设置, 推荐100pf~470pf之间, 对应的衰减时间约10us~47us, Cosc1的大小决定了衰减时间的长短, 具体调整方式:更换OSC1电容, 由低向高调, 以电机运行平稳, 噪音低、震动小时为佳。
在四个电机输出端与地之间需接入电阻R x, 阻值视供电电压而定, V M/R x在5m A左右即可., 作用是减弱毛刺对芯片的损坏。
在画芯片管脚的地线时要尽可能的粗, 检测电阻和芯片之间的连线要短、粗, 两者的地线端相连也要短粗。
在靠近15脚 (VCC) 、14脚 (VM) 管脚处各放置1个0.1uf的电容。
检测电阻选用2512封装的贴片或1W的金属膜, 推荐使用0.22Ω电流大小按下面公式计算:VREF=5*Io*Rs。
5 结语
利用专门的电机控制芯片设计驱动器, 不仅结构简单, 而且价格便宜, 开发周期短, 稳定性高。非常适合小型自动化设备对步进电机的驱动要求。
摘要：THB7128是一款高细分、大功率两相混合式步进电机驱动芯片。本文主要介绍它的原理和应用。该芯片具有细分数高、自动半流与内置混合式衰减模式、内置温度保护及过流保护等特点;输入为脉冲, 可直接与微处理器连接, 实现简易且实用的步进电机驱动解决方案。
电机驱动器 篇10
1 总设计方案
以stm32主控芯片为控制系统, 其余组成部分为驱动电路、电源电路、检测电路、显示电路、通信电路等。该驱动器拟设计成双电机驱动模式, 在根据指令完成保护、驱动操作的同时还能对电机运行参数进行实时监测显示和反馈, 如图1所示。
2 电路硬件设计
2.1 控制系统
本驱动器采用STM32F103RCT6微处理器, 基于Cortex-M3内核, 最高的时钟频率为72MHZ, 拥有丰富的外设资源, 包含了DMA控制器、ADC、还拥有专用于电机控制的高级定时器, 有强大的边沿捕获能力和PWM功能, 可以使设计大大的简化, 系统总功耗降低;采用SWD仿真接口, 引脚更少, 连接更为简单安全, 代码也能以更快的速度下载到Flash当中。
2.2 驱动电路
驱动器采用VNH3SP30芯片作为电机驱动单元, VNH3SP30是意法半导体公司生产的专用于电机驱动的大电流功率集成芯片, 最大电流为30A、电源电压高达40V, 内含欠压、过压保护电路, 具有过热报警输出和自动关断等功能。
STM32单片机通过光耦隔离来实现对驱动芯片的控制和信号反馈, 单片机通过控制INA和INB管脚高低电平来实现电机的正反转及制动, 通过PWM信号控制电机转速, ENA和ENB管脚实现芯片的过热、过压、欠压及过流反馈, 如图2所示。
2.3 电源电路
电源电路设计参数值具体包括如下:
(1) stm32微处理器和通信芯片供电电压3.3V;
(2) VNH3SP30芯片驱动和检测电路供电电压5V;
(3) 增量式码盘供电电压12V;
(4) VNH3SP30芯片电机驱动供电电压24V。
在电源电路中, 电源输入电压为24V, 通过LM2576S-12.0, LM2576S-5.0以及SPX1117IMPX-3.3稳压芯片将电压分别降为12V、5V、3.3V后供给各电路。
2.4 检测电路
检测电路包括电流检测、电压检测以及转速检测, 主要用于对流过电机的电流、电机两端电压以及电机转速进行检测。电压、电流、转速信息不仅可对电机运行提供保护, 而且还能用于对电机运行特性参数进行调整。
电流检测元件使用电流传感器 (ACS712) , 在该传感器内设置有高精准性的低偏置线性霍尔传感器电路, 可对交流、直流电流成比例的电压进行输出和检测。电压检测则以分压电路实现, 将直流电机并联到电阻上, 将电阻输出电压调节到stm32的ADC采集范围内。转速检测预留增量式码盘接口, 将码盘固定于电机上, 电机轴和码盘转子相连, 处理器通过采集码盘信息从而计算出电机转速。
2.5 显示电路
驱动器预留LCD显示电路接口, LCD分别接在stm32的PA8~12、PB6~7等共计16个端口, 对电机驱动时的转速、电压、电流以及故障等运行情况进行显示。
2.6 通信电路
通信电路设计采用SP3232芯片, 实现上位机与电机驱动器之间的通信, 用于实现控制器对电机的转向、转速的控制及电机运行电压、电流、转速、运行状态等情况的反馈。
3 软件设计
软件设计以stm32自带的固件库为基准, 与直接控制寄存器相比可有效降低编程难度和耗时, 驱动器功能主要包含PWM控制和ADC信号采集。驱动器控制以脉宽调制实现, 通过对占空比进行调节, 达到控制电机转速的目的。考虑到电压波动负载变化会对转速产生影响, 因此本设计中以PID算法对转速波动进行调节;由于ADC采集会受到电压和电流波动的影响, 因此可将每秒采集的数据量累积到10求均值, 再将均值与电机欠压、过压、过流的临界值进行比对, 若超过临界值则反馈故障状态;232通信主要实现上位机对电机转向、转速的实时控制和运行状态的反馈。
4 总结
本文基于stm32微控制器对直流电机驱动器的驱动和运行控制进行了设计, 实现了驱动部分对电机运行状态的监测和反馈, 同时节约了控制系统的程序空间, 提高控制精度, 赋予了驱动系统可移植性。
参考文献
[1]吴勇, 王友仁, 王强, 等.基于STM32的无刷直流电机正弦波驱动控制系统设计[J].微电机, 2015 (09) :39-42.
[2]邱恒.基于STM32单片机的直流电机调速系统设计研究[J].电子世界, 2016 (07) :156-156.
盾构机刀盘多电机同步驱动研究 篇11
关键词：盾构机；刀盘驱动；刀盘同步控制
1 引言
传统的盾构机刀盘是由液压驱动的，近几年出现了由变频器控制三相交流异步电机驱动的刀盘。显然，与液压驱动相比，电机驱动具有机械设计简单、安装维护容易、控制灵活方便、成本低廉、更加节能等诸多优点，而且电机驱动刀盘的方式还可以方便盾构机的保养，例如，在更换刀具时，可以按需要将刀盘旋转到便于更换刀具的角度。因此，越来越多的盾构机刀盘选择电机进行驱动。
2 盾构机刀盘驱动的控制要求
应用于珠三角穗莞深城际轨道交通建设的φ8780土压平衡盾构机采用电动机驱动刀盘的方式，由14个170kw大功率水冷电机，各电机经过各自的减速器与一个差不多和刀盘等直径的大齿轮啮合来驱动整个刀盘。这是一个多电机驱动同一负载的应用，需要多电机同步控制和负载平衡控制，即让电机速度相同的情况下，承担相应的平均负载，避免电机之间出力不均衡而引起部分电机过载。与其他需要负载平衡控制的应用相比，刀盘驱动的特殊性在于：
（1）电机的数量较多，刀盘驱动要求在14个电机之间平衡负载；
（2）机械传动机构复杂，传动比大，从电机侧到刀盘传动比高达355。刀盘负载的微小波动，对电机力矩的影响也很大，如果对电机力矩控制不得当，将容易造成传动机构的损坏。因此，需要采取措施，尽量快速调节电机力矩，避免使电机力矩产生过大的波动。
本盾构机刀盘直径为8.78m，刀盘旋转切削泥土时，不仅需要克服刀具切削土产生的阻力，而且需要克服因盾构千斤顶向前推进时，刀盘与开挖面之间挤压产生的摩擦力。这要求刀盘必须具备足够的扭矩，按相关计算设计正常扭矩为10046KNm，最大脱困扭矩为12056KNm。在如此大的扭矩，如果采用单电机负载，将要求电机功率达到2380KW，实际中难以控制如此大功率的电机，而且可靠性差。因此，要求设计多电机共同驱动刀盘旋转。
针对盾构机刀盘传动结构特点，虽然各电机与刀盘齿轮是刚性连接，使得各电机的速度是强制同步，但是，这种速度同步是“被动”同步，即各电机虽然速度相同，但扭矩未必相同，如果有些电机速度比较慢的情况下“被提速”，使得此电机没有对刀盘做正功，反而成为其他电机的负载，增加整个刀盘的扭矩负载。相反，如果个别电机因为转速比其它都快，则在刀盘齿轮啮合的作用下“被减速”，此电机的负载将会比正常负载大，定子电流急升，增加电机发热量，严重时会烧坏电机。这些都是多电机之间不同步产生的不利影响。
另外，如果仅依靠机械结构完成同步，容易对传动机械器件造成机械疲劳，大大缩短其设计使用寿命，由于盾构机现场施工环境的限制，不便于更换重型器件，所以设计时就需要考虑到器件工作的高可靠性，这也就要求在多电机传动控制方面需要优化同步控制策略，以提高这个传动系统的可靠性能。这就是“主动”的速度同步控制策略，使得各电机能够稳定、精确地跟踪给定速度的同时，还能够均衡地分担刀盘负载。
3 多电机同步控制方式
对多电机同步控制通常可分为非耦合控制和耦合控制。其中，非耦合同步控制主要有并行同步控制和主从同步控制两种形式；耦合同步控制主要有交叉耦合同步控制。偏差耦合同步控制以及电子虚拟总轴同步控制。
3.1 并行同步控制
并行控制是基于相同的给定参考输入信号，各电机独立运行的控制模式，其控制结构如图1所示：
图1 并行同步控制
并联运行的同步控制系统优点在于启动、停止阶段系统的同步性能很好，不同的单元不受距离的限制，可满足一定条件下的同步要求。在并联运行同步控制系统中，每个单元电动机的输入信号由系统直接给定，因此各单元获得的输入信号完全一致。各驱动单元的输入信号除了受参考信号作用以外，不受其它因素的影响，所以任一单元的扰动不会影响其它单元的工作状态。但采用这种方法后，速度会随着负载的变化而变化，因此不适合对速度精度要求高的场合。
3.2 主从同步控制
以双电机为例，主從同步控制系统的基本结构图如图2所示。在这种情况下，主电机的输出转速值作为从电机的输入转速值。由此可以得出，从电机能够反映并且跟随任何加在主电机上的速度命令或者是从电机的负载扰动。
图2 主从同步控制
在多台电动机的情况下，主从控制系统有两种不同的控制方式：
（1）第一台电动机为主电动机，其余的所有电动机为从属电动机。主电动机接收给定的输入信号，而所有的从属电动机共享主电动机的输出信号作为输入信号。在这种控制方式中，当主电动机的负载受到扰动时，所有从电动机都会受到它的影响；但是当任何一台从电动机的负载发生变化时，其它所有电动机不会受到影响；
（2）第一台电动机为主电动机，最后一台电动机为从电动机，而其余的电动机充当双重角色，既是主电动机，又是从电动机，相对于本电动机的前一个电动机而言，它是从电动机；相对于该电动机的后一台电动机而言，它是主电动机。因而除了最后一台电动机之外，任何一台电动机的负载发生扰动时都会影响到随后所有电动机的运行，但不会影响前面的电动机。
3.3 交叉耦合同步控制
交叉耦合控制原理图如图3所示，同非耦合控制相比，交叉耦合控制主要的特点就是将两台电机的速度信号进行比较，从而得到一个差值作为附加的反馈信号，再将这个反馈信号作为跟踪补偿信号，使系统能够接受任何一台电机的负载变化，从而获得良好的同步控制精度。但这种控制方式不适合于超过3台电动机的同步控制。
图3 交叉耦合同步控制
3.4 偏差耦合同步控制
偏差耦合控制是交叉耦合控制的发展，如图4所示，其基本思想是将两个电机的速度反馈作差，然后将得到的偏差信号作为该电机的速度补偿信号，增益用来补偿各电机之间的不同转动惯量，从而改善了双轴之间的协调控制性能。
图4 偏差耦合同步控制
但是这类补偿控制还是不能有效地解决多电动机之间动态性能匹配、跟踪过程及跟踪轨迹非线性等一系列问题。
3.5 电子虚拟总轴同步控制
电子虚拟总轴控制策略最早由Meye和Lorenz在1999年提出，由Logcnz和Valenzuela进一步将其发展，以两台电动机为例，其控制原理图如图5所示。
图5 电子虚拟总轴同步控制
虚拟总轴方案模拟了机械总轴的物理特性，因而具有与机械总轴相似的固有同步特性。虚拟总轴系统的系统输入信号经过总轴的作用后，得到各驱动器的参考输入信号。即各驱动器同步的是参考输入信号而不是系统的输入信号。由于该信号是经过总轴作用后得到的信号，因此该信号更易于为单元驱动器所跟踪，从而达到提高同步性能的目的。
4 电机同步控制方式选择
鉴于盾构机刀盘驱动是刚性连接的特点，各电机之间的速度基本一致，即使有速度差，也是因为齿轮之间的啮合缝隙引起的，在此可以忽略其影响。因此不需要对各电机速度进行差值控制，即不适合采用耦合控制方式。
基于这些特点，可采用非耦合的并行控制和主从控制。如果采用主从方式，如前面所述可以有两种结构方式，一种方式是1个作为主电机，其余的13个作为从电机；另一种是第1个电机只作为主电机，第14个电机只作为从电机，其中间12电机既是主电机又是从电机，对前1个电机是充当从电机角色，对后1个电机扮演从电机角色。这种主从结构中主电机工作在速度控制模式，从电机工作在力矩模式，系统的速度给定作为主电机的速度输入，其力矩输出作为从电机的力矩给定。
这种非耦合主从控制方式，所有的从电机给定信号都来自于唯一的主电机，可以保证输出的力矩平衡，虽然从电机的速度不能反馈到主电机，但对于盾构机同轴负载来说，理论上已经足够满足同步及力矩平衡的要求。只是在实现这种控制方式过程中存在一个通信实时性的问题，即主变频器与从变频器信号传输的实时性问题，因为主变频器的力矩信号是从变频器的信号给定，当遇到负载波动比较大的情况下，信号传输过程的延时，将会导致主从之间出力不均衡，此时通信的实时性直接影响到整个系统稳定运行。
因此，在实践过程中我们采用并行控制方式。并行同步控制中，每台变频器对应控制一台电机，各变频器之间无需联系，其特点是系统结构简单，易实现，控制的关键是要电机的负载差异小，即各电机的机械特性保持一致，从而达到多个电机负载平衡。
5 应用研究
5.1 三相异步电动机机械特性曲线
从理论上来说，同型号的数个电机，采用并行同步控制，如果驱动的电压和频率完全相同，那么，不用采取额外的措施，电机的负载就能互相平衡。但实际上，即使同型号电机，实际的特性很难保证一致。如图6所示的交流异步电机机械特性曲线，对通常的交流异步电动机而言，在一定的范围内，滑差（电机的实际转速与由供电频率和电机极数决定的磁场转速之间有一定的差异）和负载之间有近似的线性关系，但由于制造过程中的差异，同型号电机的机械特性曲线也不完全相同。如图7所示的相同条件下两台同型号电机的机械特性曲线比较。
图6 电动机机械特性
图7两台电动机机械特性对比
当多个电机驱动同一负载时，由于电机轴通过机械耦合在一起，这意味着这些电机的速度是强制同步的。如果这些电机的电压和频率相等，那么，各电机的负载大小实际与各自的特性相关。为简单说明起见，以2个电机为例，如图8所示。
图8 电机同负载特性
从上图中不难看出，当电源频率相等（图中与纵轴交点，第1行虚线）、实际速度强制同步（图中的第2行虚线所示）的情况下，2个电机的负载大小实际由各自机械特性的斜率所决定。当2个电机特性相同时，那么负载也是相等的。当特性不相同时，相对的负载也不相等。同时也可以看出，在2个电机特性有差异的情况下，对于同样的速度范围，软特性（曲线更下垂）的2个电机之间的负载差异比硬特性的2个电机之间的负载差异要小。
当电机由变频器驱动时，由于频率连续可变，因此该曲线可以上下平移（如图9所示），形状基本不变，对电机本身而言，负载与转速的关系与电网直接驱动是一样的。
图9 电机变频调速特性
根据上述电机机械特性曲线的分析，要达到多个电机负荷平衡的效果，就必須减小各电机间的负载差异，而机械特性越“软”（曲线更下垂）电机之间的负载差异越小。当然也要注意“软化”程度，软的特性不仅使得电机低速时力矩较小，而且会因刀盘的微小负载扰动，使得电机转速波动很大。选择变频器驱动电机时，当电机的实际负载增大，变频器将主动降低给定，这样的效果是人为地“软化”了曲线，在同样的速度范围内，“软化”了特性的拖动系统更容易达到负载的平衡。
5.2 变频器选择
5.2.1 变频器控制原理
变频器的控制，较常用的有V/F控制和矢量控制，下面分别介绍。
V/F控制就是变频器输出频率与输出电压的比值为恒定值或成比例。变频器采用V/F控制方式时，对电机参数依赖不大，V/F控制是为了得到理想的转矩-速度特性，基于在改变电源频率进行调速的同时，又要保证电动机的磁通不变的思想而提出的，通用型变频器基本上都采用这种控制方式。V/F控制变频器结构非常简单，但是这种变频器采用开环控制方式，不能达到较高的控制性能，而且在低频时，必须进行转矩补偿，以改变低频转矩特性。V/F控制特点——以控制速度为目的，控制特点控制精度不高，低速时，力矩明显小，常用于变频器一拖多场合下。
矢量控制的应用场合一般是要求比较高的传动场合。而且，矢量控制在低速时可以输出100%的力矩，而V/F控制在低速时因力矩不够而无法工作。矢量控制——它有速度闭环，即从负载端测出实际的速度，并与给定值进行比较，它能够得到更高精度的速度控制，并且在低速时，也有100%的力矩输出。
矢量控制变频调速的做法是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流Ia、Ib、Ic通过三相－二相变换，等效成两相静止坐标系下的交流电流Ia1、Ib1，再通过按转子磁场定向旋转变换，等效成同步旋转坐标系下的直流电流Im1、It1（Im1相当于直流电动机的励磁电流；It1相当于与转矩成正比的电枢电流），然后模仿直流电动机的控制方法，求得直流电动机的控制量，经过相应的坐标反变换，实现对异步电动机的控制。其实质是将交流电动机等效为直流电动机，分别对速度、磁场两个分量进行独立控制。通过控制转子磁链，然后分解定子电流而获得转矩和磁场两个分量，经坐标变换，实现正交或解耦控制。
5.2.2 φ8780盾构机刀盘变频器选择及应用
东芝VF-AS1系列变频器具有矢量控制功能，它可以通过调整电压及频率，从而改变电动机机械特性曲线，同时，内部设置了一个参数（F320）用于调整负载反馈的强度，在应用上这个参数的效果就是调节整个拖动系统的特性曲线的斜率，即“软化”的程度。当耦合在一起的电机特性有差异时，可以通过调整相应变频器的这个参数使拖动系统的特性达到一致。同时，正如前文所描述的那样，在同样的速度范围内，“软化”了特性的拖动系统更容易达到负载的平衡。
同时，东芝VF-AS1系列变频器具有CC-Link接口，可方便的接入到盾构机控制系统中，14台变频器分别控制14台电机，实现并行同步控制，实际应用体系结构如图10所示：
图10 并行同步控制系统结构图
由于系统的变频器数量多，功率大，根据变频器的动力来自不同变压器，故将其分成两大部分，每部分根据不同的断路器再分成两个小组。第一部分中的两个小组，左边的由INVT1、INVT3、INVT5、INVT7四个变频器组成NO1刀盘VFD盘，右边小组由INVT2、INVT4、INVT6三个变频器组成NO2刀盘VFD盘。
设计变频器的排列并非按从小到大的顺序排布，而是采用间隔增长的形式，这是出于提高系统可靠性的设计理念。其中INVT1和INVT3共用一个断路器，其中INVT2和INVT4共用一个断路器。当INVT1所在主回路的断路器出现故障时，将会导致INVT1和INVT3不能正常运行，但INVT2和INVT4仍然可以正常工作，这样使得电机在轴承端仍可保持平稳出力，从而大大减小因电气故障给机械部件造成的意外损伤。
实际应用时，PLC获取上位机设定的刀盘转速，并换算成变频器给定频率，然后广播式发送到14个变频器中。14个变频器对应14个参数文件，其中每个文件除了负载平衡系数及CC-Link站点号不同以外，其余参数都保持一致。刀盘旋转时，14个电机同时启动，并且保持转速一致，电流和转矩保持在允许的范围之内，刀盘转速跟踪给定，达到了同步控制的效果。
6 结论
通过对多电机同步驱动的研究，比较多电机同步控制的几种方式，我们采用了并行控制方式，每台变频器对应控制一台电机，各变频器之间无需联系。我们将电机同步控制技术应用于φ8780土压平衡盾构机上，设备运行良好，成功解决了盾构机刀盘电机同步驱动控制的难题。
参考文献
[1]东芝变频器VF-AS1操作说明书
[2]ATV71变频器在盾构机刀盘驱动中的應用
[3]张厚美，盾构隧道的理论研究与施工实践[M].北京：中国建筑工业出
电机驱动器 篇12
作为矿山开采的主要交通工具, 矿山电机车性能的好坏直接影响其工作效率。传统的直流调阻调速和直流斩波调速被交流牵引电机车所替代。空间控制、宽度不同的轨距等因素将影响着矿山牵引电机车性能, 若采用一台电机驱动一个轮轴, 即双电机直接驱动, 为了提升电机运行速断, 成本等问题, 采用一台变频器控制多台电机的方法, 即双电机单逆变器控制系统。
1. 牵引电机的数学模型及工作原理
牵引电机车在控制方法上具有多样性, 但对研究对象的控制上具有相似性, 均采用一台电机作为控制模型, 本文在系统建模时以一台电机作为研究对象, 在电机建模时即对一台电机进行建模。为了使牵引电机车提高其运行可靠性, 采用异步电机, 而其动态数学模型具有强耦合、非线性等特点, 根据产生磁动势相等的原则需进行坐标简化。
对交流异步电动机进行调速主要分为基频以下控制和基频以上控制。由于定子电流对异步电机的励磁回路产生影响, 而定子绕组输入的电流由转矩分量和励磁分量两部分组成, 这样就不易于异步电机进行速度调节。而调速主要是由磁场进行控制, 为了对异步电动机磁场准确调节控制, 就要实时检测其位置与数值的大小。若需要直接检测, 就要被现实中一些工程技术所制约, 所以通过采用磁链模型进行观测的计算分析方式。异步电动机在两相旋转坐标系中的电压方程式为
2. 干线牵引电机车矢量控制系统
通过将异步电动机三相坐标变换为两相旋转坐标坐标的数学模型可知, 为了对其转矩进行控制, 可采用用来产生磁场的励磁电流以及转矩分量的电流的幅值和相位加以控制, 在矢量变换的基础上即控制其定子电流的矢量, 这样的控制方式称为矢量控制, 这种控制属于一种比较先进的电机控制。牵引电机车采用矢量控制能够满足其工作中的性能要求。
3. 干线牵引电机车双电机系统仿真模型的搭建与结果分析
依据异步电机等效直流电机模型公式搭建双电机单逆变器矢量控制系统, 如图1所示, 系统采用双电机单逆变器的简化平均模型, 其中电机M1为主控制电机, 电机M2为被控制电机。
3.1 系统仿真参数如下:
额定功率PN=4k W
额定电压UN=400V
额定转速n=1430r/min
极对数np=2
定子电阻Rs=1.405Ω
转子电阻Rr=1.395Ω
定子自感Ls=0.005839H
转子自感Ls=0.005839H
互感Lm=0.1722H。
3.2 仿真研究
系统仿真从电机起动后突加50%额定转矩如图2所示。其中图2、图3分别为系统启动后突加50%额定转矩电机M1和电机M2的定子电流波形;图4、图5分别为系统启动后突加50%额定转矩电机M1和电机M2的转速的波形。
由图2、图3波形可以看出, 在主控制电机M1和被动控制电机M2设计相同参数时, 二者承受的负载转矩平衡;由图4、图5波形看, 两电机具有低速大转矩的工作性能, 即在简化平均模型下采用矢量控制, 能够达到牵引电机车对牵引电机出力的要求。
结论
本文采用MATLAB软件, 建立牵引机车的控制系统的仿真模型, 并对仿真中的关键问题及系统的仿真结果进行分析研究, 为实际系统的设计提供理论依据及必要的设计参数。介绍简化平均模型下的矢量控制调速系统控制方案, 并建立双电机单逆变器控制系统仿真模型。通过对两电机中突加额定转矩下定子电流和转速的仿真结果说明运用简化平均电机模型在两台电机参数一致的前提下, 具有良好的稳态及动态性能, 并能够满足牵引电机车对电机性能的要求。
摘要：干线牵引电机车是铁路运输货物的一种重要交通工具, 根据目前矿山开采的实际情况, 需要其具有较强的稳定性、负荷能力, 即在牵引电机起动上、稳定性、过载能力上提出了较高的要求。本文通过MATLAB仿真软件对双电机拖动系统的简单平均模型进行建模仿真, 采用矢量控制算法。并对双电机单逆变器控制系统进行仿真设计, 仿真验证系统能满足矿山牵引对电机的要求, 并具有良好的抗干扰性能。
关键词：牵引电机车,双电机拖动,矢量控制
参考文献
[1]阮毅, 陈伯时.电机拖动自动控制系统—运动控制系统[M].北京:机械工业出版社, 2010.
[2]张少华.永磁同步电机矢量控制策略研究与控制器实现[D].中南大学, 2008.