微位移驱动器

微位移驱动器（精选7篇）

微位移驱动器 篇1

0 引言

超磁致伸缩微位移驱动器(giant magnetostrictive actuator,GMA) 是利用超磁致伸缩材料(giant magnetostrictive material,GMM)的磁致伸缩效应开发的一种新型精密驱动器,具有输出力大、输出位移大、响应速度快、控制电压低、体积小等优点[1,2,3,4],适宜用作微位移定位和驱动的功能部件,在精密、超精密加工领域有着广阔的应用前景。

GMM的磁致伸缩性能直接取决于激励磁场特性,因此,为了更好的发挥驱动器的性能,有必要对驱动器磁场数值进行分析,从而确定合适的驱动器工作参数。在对GMA的结构和工作原理分析的基础上,针对自行研制的GMA,通过有限元分析,重点对其磁场特性进行了研究。

1 超磁致伸缩微位移驱动器的结构与工作原理

根据超磁致伸缩材料的驱动特性及磁路原理[5],采用台州市椒光稀土材料有限公司提供的国产GMM棒材,研制了超磁致伸缩微位移驱动器,其结构原理与实物见图1。

所研制的超磁致伸缩微位移驱动器工作原理可简述为:当给激励线圈通有电流时,由电磁感应原理将产生驱动磁场,从而驱动GMM棒5的伸长或缩短,通过输出顶杆11,对外将产生输出位移和力。为保证良好的磁场特性,磁路结构是由GMM棒、输出顶杆、外壳7、底座1和引伸轴4 构成的一个闭合磁路,除GMM棒之外,它们均由导磁材料45号钢(相对磁导率约1000)制成;而其他零件采用非磁性材料铝或铜制成,从而有效降低了漏磁。

此外,偏置线圈给GMM棒施加一定的偏置磁场,以消除“倍频现象”,可使GMM棒磁致变形处于线性区域;预压螺母10、预压碟簧12可提供一定的预紧力,从而提高机磁耦合系数和磁致伸缩系数;带螺旋沟槽的套筒13、进水口3和出水口8构成一个循环的冷却水回路,可带走驱动器工作时所产生的热量,减小温度变化对驱动器工作的影响。驱动器的主要设计参数见表1。

2 驱动器磁场二维边值的有限元分析

2.1 麦克斯韦方程组

磁场分析的麦克斯韦方程组是研究一切宏观电磁场问题的基础,也是电磁场有限元分析的依据和出发点。现假设:1)由线圈产生的磁场为稳态磁场,线圈线匝均为同轴圆环回路;2)忽略周围磁介质、驱动器冷却进/出水孔以及定位孔的影响;3)驱动器有限元几何模型视为静态轴对称模型。在此假设条件下,驱动器磁场麦克斯韦方程组为[6,7]

$\begin{array}{l}\nabla \times {\rm H}=J+\frac{\partial D}{\partial t}\nabla \times E=-\frac{\partial B}{\partial t}\\ \nabla \times D=\rho \nabla \times B=0\end{array}\}(1)$

式中:H——磁场强度;

B——磁感应强度;

E——电流强度;

D——电流通量密度;

J——电流密度;

ρ——电荷密度。

为保证麦克斯韦方程组有确定的解,还必须引入磁场的本构方程

D=εE B=μH J=σE (2)

式中:ε——介电常数;

μ——磁导率;

σ——电导率。

在线性、均匀、各向同性的媒介中,ε,μ,σ为恒定不变的常数。

2.2 二维非线性磁场的数学模型

在GMA中,由于GMM及其媒质都是非线性的,材料的磁导率μ通常是随着磁场强度和磁感应强度变化而变化的,且材料结构非常复杂,一般是各向异性的非均匀材料。因此,驱动器的磁场也是非线性的,对其磁场性能的分析和计算就显得很复杂。

在推导GMA非线性磁场基本方程时,需进行如下的假设:1) GMM为各向同性;2) 忽略GMM的涡流效应与磁滞效应;3) 将GMA的实际三维磁场简化为两维平面场或轴对称场。这样,GMA的轴对称磁场特征的非线性边值问题,就可以用如下的数学模型进行描述:

$\{\begin{array}{l}\frac{\partial }{\partial x}\left({\beta }^{\prime }\frac{\partial u}{\partial x}\right)+\frac{\partial }{\partial y}\left({\beta }^{\prime }\frac{\partial u}{\partial y}\right)=-f(x,y)\in \Omega (3.1)\\ {\beta }^{\prime }{}_1\frac{\partial u{}_1}{\partial n}\left|{}_{L^{\prime }}={\beta }^{\prime }{}_2\frac{\partial u{}_2}{\partial n}\right|{}_{L^{\prime }}(3.2)\\ u{}_1|{}_{L^{\prime }}=u{}_2|{}_{L^{\prime }}(3.3)\\ u|{}_{L^{\prime }}=u{}_0(r{}_b)(3.3)\\ {\beta }^{\prime }\frac{\partial u}{\partial n}|{}_{L{}_2}=q(r{}_b)(3.3)\end{array}$

式(3.2)和式(3.3)为超磁致伸缩驱动器模型在不同媒质分界面上的边界条件。表2列出了上述模型在二维平面磁场和轴对称磁场中的场量以及参数的类比关系。

2.3 GMA磁场模型分析

引入磁位矢量A,则磁感应强度B=∇×A,将磁感应强度以及∇×A=0条件代入麦克斯韦方程式(1)和式(2),可得驱动器磁场的基本微分方程:

$\nabla \times \left(\frac{1}{u}\nabla \times A\right)=J$ (4)

在圆柱坐标系(r,z,θ)中有:

$\nabla \times A=\frac{1}{r}\left|\begin{array}{ccc}r{}_0& r\theta {}_0& {\rm Z}{}_0\\ \frac{\partial }{\partial r}& \frac{\partial }{\partial \theta }& \frac{\partial }{\partial {\rm Z}}\\ A{}_r& rA{}_{\theta }& A{}_z\end{array}\right|$

(5)

在轴对称场中有:

$\begin{array}{l}A{}_r=A{}_z=0,A=A{}_{\theta }\\ J{}_r=J{}_z=0,J=J{}_{\theta }\end{array}\}$

(6)

合并式(2)到式(6),可得方程:

$\frac{\partial }{\partial r}\left(\frac{1}{r\mu }\frac{\partial (rA{}_{\theta })}{\partial r}\right)+\frac{\partial }{\partial z}\left(\frac{1}{r\mu }\frac{\partial (rA{}_{\theta })}{\partial z}\right)=-J{}_{\theta }(7)$

该方程式对应的变分问题为:

$J(rA{}_{\theta })=\frac{1}{2}\underset{\Omega }{{\displaystyle {\displaystyle \int }{\displaystyle \int }}}\left[\frac{1}{r\mu }\left(\frac{\partial rA{}_{\theta }}{\partial r}\right){}^2+\frac{1}{r\mu }\left(\frac{\partial rA{}_{\theta }}{\partial {}_z}\right){}^2-2J{}_{\theta }rA{}_{\theta }\right]\text{d}r\text{d}z$ (8)

式中,Ω为磁场的计算区域。利用有限元法将其离散化,可导出有限元代数矩阵方程:

[K][A]=[J] (9)

式中:K——系数矩阵;

A——磁矢量矩阵;

J——电流密度矢量矩阵。

对于超磁致伸缩驱动器磁场而言,其边界条件为:第一类边界条件,即狄利克雷条件(Dirnchlet)A=0;第二类边界条件,即诺埃曼条件$(\text{Ν}\text{e}\text{u}\text{m}\text{a}\text{n}\text{n})\frac{\partial A}{\partial z}=0$。

3 基于ANSYS软件的驱动器磁场有限元分析计算

3.1 GMA的有限元几何建模

GMA磁场闭合回路是由GMA棒、输出顶杆、底座、外壳和气隙等组成,图2为本文所研究的驱动器有限元模型。注意到输出顶杆与壳体之间有0.25mm的间隙,这个气隙会产生磁阻,对整个磁路有一定的影响,所以必须单独对它进行建模,见图2中的A4。

选用八节点等参单元(PLANE53)对模型进行网格划分,各节点只有矢量磁位一个自由度,网格划分如图3所示。为保证计算精度,对GMM棒的网格进行了单独划分。整个驱动器共划分为906个单元,2781个节点,其中GMM棒划分为3×10=30个单元。

边界条件的设置时,考虑到45号钢的磁导率比空气大得多,所以可以忽略磁漏,这样给模型施加边界条件,磁力线全被约束在边界线所包围的场域内,如图4所示。

3.2 偏置磁场与综合磁场的有限元计算分析

a) 偏置磁场:偏置磁场的激励条件按下式进行设置:

$J{}_s=\frac{n{\rm I}}{A}$(10)

式中:JS——电流密度;

n ——线圈匝数;

I ——电流大小;

A ——面积。

取偏置电流Ip=3.2A,可计算出电流密度$J{}_s=\frac{365\times 3.2}{0.09\times 0.0095}=1.37\times 10{}^6\text{A}/\text{m}{}^2$。

经ANSYS软件分析求解,得到超磁致伸缩材料的磁场强度等值线如图5所示,并最终将GMM棒各等分段磁场强度绘制成如图6所示的磁场强度曲线。

从图6曲线可看出,GMM的轴向磁场在中间是比较均匀,其平均值约为:21.9×103A/m。而在材料的两端磁场强度较大,这是由于45号钢的导磁能力远大于GMM,在两材料的交接处就会出现磁场强度过于集中现象,而GMM的导磁率较低,出现严重的磁漏现象,所以中间部位的磁场强度就要小于两端的磁场强度。

在施加激励条件时,经过了反复的计算,最终选取偏置电流为3.2A,能够保证超磁致伸缩材料工作在线性范围。

b) 综合磁场:按上述分析步骤对驱动器的综合磁场进行分析,分析时将偏置线圈施加恒定电流3.2A,然后改变激励线圈的电流值,经过反复比较求解,对激励线圈施加1.6A的电流时,电流密度为$J{}_S=\frac{750\times 1.6}{0.09\times 0.02}=6.67\times 10{}^5\text{A}/\text{m}{}^2$,可以获得接近设计要求的43.4×103A/m的工作磁场。经ANSYS分析求解后整理的综合磁场作用下GMM轴向磁场强度分布如图7。

从图7中可以看出,GMM棒的轴向均匀性较好,符合驱动器的工作要求。

4 结论

针对所研制的超磁致伸缩微位移驱动器的磁场特性进行了深入研究,通过有限元方法分析建立了GMA二维非线性磁场模型,并借助有限元软件ANSYS成功获得GMA的磁场分布,据此预估驱动器的工作性能参数:取偏置电流Ip=3.2A,可得到偏置磁场21.9×103A/m,且当激励电流小于Ii=1.6A时,驱动器工作于线性区间。

参考文献

[1]JENNER A G,SMITH R J E,WILKINSON A J.Actuation and transduction by giant magnetostrictive alloys[J].Mechatronics,2000,10(4-5):457-466.

[2]CLARK A E.Magnetostrictive rare-compounds[A].Ferromag-netic Materials[M].IN:WOHLFARTH E P,ed.Amstadam:North-Holand,1980:342-350.

[3]邬义杰,刘楚辉.超磁致伸缩驱动器设计方法的研究[J].浙江大学学报,2004,38(6):747-750.

[4]张磊,束立红,等.磁致伸缩驱动器的设计与性能分析[J].海军工程大学学报,2006,18(4):75-79.

[5]林其壬,赵佑民.磁路设计原理[M].北京:机械工业出版社,1987:479-501.

[6]Mohammed,O.A.,Ganu,et al.FEM analysis and testing of magnetostrictive effects in electrical samples for machinery appli-cations.Power Engineering Society General Meeting[J].IEEE.2003(3):13-17.

[7]刚宪约,梅德庆,陈子辰,等.超磁致伸缩微致动器的磁场有限元分析[J].中国机械工程,2003,14(22):1961-1963.

微位移驱动器 篇2

1 G型辐射制冷器后光路的低温红外光校

辐射制冷器是一种被动式制冷装置,其工作原理是利用高辐射率的辐射面向宇宙深冷黑体空间辐射热量,进行辐射换热,降低辐射制冷器的温度,冷却红外探测器。G型辐射制冷器(见图1)为二级辐射制冷器,主要结构特点:一级反射屏为部分旋转抛物面,级间连接支撑由高强度和低导热率的环氧玻璃钢复合材料组成。因反射屏、二级冷块、一级冷块和地球屏的剖面类似字母“G”,因此被称为G型辐射制冷器[1]。

在FY—3气象卫星的有效载荷中分辨率光谱成像仪的红外探测为双光路,长波40元双排线列探测器安装在G型辐射制冷器二级上,工作温度100 K,短波20元双排线列探测器安装在辐射制冷器一级上,工作温度140 K。探测器组件和红外透镜组件均安装在辐射制冷器上,我们称为后光路。由于压电陶瓷微位移驱动器驱动量程限制,红外透镜组件初始位置尽量处在“理论值”附近。“理论值”由中分辨率光谱成像仪光学设计人员根据辐射制冷器光学组件的低温位置计算得出,红外透镜组件预留间隙安装。低温红外光校的方案是固定红外探测器组件,采用低温下性能相近的两只压电陶瓷微位移驱动器驱动红外透镜组件沿着光轴方向在“理论值”附近移动,根据中分辨率光谱成像仪头部所测量的MTF值来确定红外透镜组件的最佳位置,并用与低温间隙(室温安装预留间隙、低温“膨胀”量与低温驱动位移之和)等厚度的不锈钢垫片固定红外透镜组件,并复核MTF值。

低温红外光校是在液氮真空罐系统中进行的,平行光管系统提供平行光,中分辨率光谱成像仪头部提供传递函数MTF测量。长短波红外探测器组件分别安装在G型辐射制冷器各级上后,安装压电陶瓷微位移驱动器以及红外透镜组件,考虑辐射制冷器低温位置的变化量、安装附件的低温收缩量以及压电陶瓷微位移驱动器高度增加值,安装调节时,必须保证红外透镜组件低温下处在“理论值”附近,并且能够被压电陶瓷微位移驱动器前后自由推动,沿光轴方向平行移动。

2 压电陶瓷微位移驱动器低温标定及低温性能

压电陶瓷微位移驱动器是采用逆压电效应原理进行工作的器件[2]。PZT压电陶瓷是目前国内外应用最广泛的一种。我们采用的压电陶瓷微位移器是WDT-1D200F型,材料为掺杂PZT,最大调节电压200 V,常温下最大位移0.25 mm左右。

红外透镜组件所处的温度为辐射制冷器外壳工作温度230 K,必须对所使用的压电陶瓷位移器在低温下的驱动性能进行研究和标定。低温标定是在充满高纯氮气的高低温箱内进行的,调节高低温箱内氮气温度,当温度稳定在230 K时,利用涡流式微位移传感器来测量压电陶瓷微位移驱动器高度增量(对应着压电陶瓷的低温收缩性能),并调节压电陶瓷输入电压,测量出压电陶瓷驱动器相对应的位移。

G型辐射制冷器后光路低温红外光校共使用4只压电陶瓷微位移驱动器,室温(293K)和低温性能情况(230 K)见表1。以0319#为例,低温下的驱动性能曲线(见图2)类似于室温(见图3)。升压曲线和降压曲线不重合,最大驱动位移约为0.31 mm,当调节电压下降回到0 V时,压电陶瓷不能完全恢复到原始位置,相差0.071 mm;当支架上铂电阻显示温度稳定在230 K后,测量出压电陶瓷低温收缩所反映出的高度(安装面间距)增加0.29 mm。

压电陶瓷微位移驱动器具有迟滞非线性和蠕变等特性[3,4,5,6]:1)迟滞非线性:理论上的升压曲线和降压曲线为一条封闭的环线,二者不重合,存在位移差。主要是因为压电陶瓷内部非180°电畴的转向是不完全可逆的,即当电场强度降低时,有一部分不能恢复到电场强度增加时同一电压下的状态;2)蠕变特性:在一定电压下,压电陶瓷的位移达到一定值后随时间变化,在一段时间后才达到稳定值。这是因为电介质内部晶格间存在内摩擦力,电畴开始转向时相互影响而存在一定的变形滞后。对于PZT压电陶瓷微位移驱动器来说,在10 s内基本到达稳定;3)温度特性:压电陶瓷材料温度膨胀性比一般的金属合金材料都小。

经过室温和低温下的研究,验证了压电陶瓷微位移驱动器具有迟滞非线性和蠕变等特性,同时发现:1)低温下迟滞非线性更大,低温光校采用升压曲线作为驱动依据,标定点之间近似线性,进行插值来确定电压和位移的对应值;2)为了克服蠕变的影响,在低温下使用时,稳定时间定为1分钟;3)在低温下测量出压电陶瓷微位移驱动器安装面间距变化很大,主要原因可能是四周“位移放大”结构存在较大的低温“膨胀”性,即温度降低引起两安装面间距增大。在低温下使用压电陶瓷微位移驱动器,室温安装时提前考虑低温对安装面间距的增幅,作为低温下驱动的原始值;4)存在最大加载电压和位移驱动能力,超过最大电压将被击穿而损坏。可以加反向电压来反向驱动,但是电压很小,否则也同样损坏。在低温下反向驱动时加反向电压为-50～-60 V;5)存在“零点漂移”现象,即降压为0时,在室温和低温下,驱动位移没有完全复位,存在一定的差值,且低温下更大。完全复位的办法是加小额度正反向电压2～3个循环。

3 低温红外光校结果及结论

图4为长波红外通道采用压电陶瓷微位移驱动器进行低温光校的过程,代表性的选择了第1元、第22元和第40元的MTF值进行测量和比较,其中位移S超过0.31 mm的部分为在推动透镜组件移动0.31 mm的基础上再次安装压电陶瓷微位移驱动器进行驱动,长波红外透镜组件低温预留间隙为1.23 mm。可以看出最佳驱动位移在0.31 mm到0.38 mm之间,由于MTF值已经满足仪器成像要求,最终选择了0.32 mm,测量低温间隙为1.55 mm,即所加垫片厚度。图5为短波红外通道进行低温光校的过程,代表性的选择了某个通道的第1元、第5元和第10元的MTF值进行测量和比较。短波红外透镜组件低温预留间隙为1.03 mm。短波红外光路没长波红外敏感,可以看出最佳驱动位移在0.07 mm到0.24 mm之间,根据仪器成像要求,最终选择了0.15 mm,即垫片厚度为1.18 mm。安装等厚垫片后,长波和短波红外线列探测器相对应几元的MTF的变化值△MTF见表2。

可以看出,PZT型压电陶瓷微位移驱动器具有体积小、重量轻、精度和分辨率高、响应快等优点,用来驱动透镜组件进行红外遥感仪器的低温红外光校是可行的。压电陶瓷微位移驱动器所测量的红外透镜组件最佳安装位置与安装垫片后的光路结果较吻合。在压电陶瓷微位移驱动器低温标定时,驱动标准块质量非常轻,而透镜组件质量重,驱动能力存在一定的差别,所以测量的MTF值也不完全相同。在使用过程中尽量克服压电陶瓷微位移驱动器的不利方面,减少迟滞非线性、蠕变特性、温度变形和零点漂移等对低温驱动性能及红外光校的影响。

摘要：压电陶瓷微位移驱动器是利用逆压电效应来实现电控位移并产生驱动力的一种新型微位移器件。FY—3气象卫星有效载荷中分辨率光谱成像仪(MERSI)采用大冷量G型辐射制冷器冷却碲镉汞(HgCdTe)红外探测器,即长波红外和短波红外线列探测器,分别安装在辐射制冷器二级和一级上。在对G型辐射制冷器的后光路校核过程中,根据传递函数(MTF)值确定其相对于红外探测器组件的最终位置。压电陶瓷微位移驱动器作为真空和低温下红外透镜组件的驱动工具。

关键词：G型辐射制冷器,压电陶瓷微位移驱动器,低温红外光校,低温标定

参考文献

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[2]Seo Y,Miyayama M,Yanagida H,Vibration absorption of PZT piezoelectric ceramics.Japanese Journal of Ceramic Society,1994;102:50—54

[3]陈学峰.多自由度压电陶瓷微位移器的研制.硕士论文,中国建筑材料科学研究院,2004

[4]陈大任.压电陶瓷微位移驱动器概述.电子元件与材料,1994;13(1):2—7

[5]崔玉国,刘恕元,黄维杰,等.压电陶瓷执行器迟滞与非线性成因分析.光学精密工程,2003;11(3):270—275

微位移驱动器 篇3

国内外对作动器研究多着眼于作动器与位移传感器优化配置以及作动器的设计,刘福强,等采用逐步消减法,实现作动器与位移传感器优化配置[1,2,3,4]。李琳,等从力学和磁学的角度研究了作动器壳体材料对作动器输出性能和轴向刚度的影响[5,6]。李怀洲,等对磁致伸缩位移传感器的信号处理电路、位移测量原理进行了详细研究,实现了磁致伸缩位移传感器高精度测量[7,8]。刘小康,等为了实现纳米位移的精确测量,设计了一种新型纳米时栅位移传感器[9]。强秀华,等基于Leb VIEW设计了作动器位置信号采集系统[10]。目前,对作动器的热分析研究较少,未见作动器位移传感器热分析。通过对常规工况下作动器位移传感器热分析,得到了作动器环境温度、入口工作介质温度和冷却衬套对位移传感器温度的影响规律,为位移传感器的热防护设计提供参考,有重要工程应用价值。

1 热分析模型

设计的作动器结构如图1所示,主要包括作动器筒体、位移传感器、冷却衬套、活塞、活塞杆,其中冷却衬套位于活塞杆与位移传感器之间。作动器筒体两端分别为作动器筒体固定支撑端和作动器筒体运动端。作动器筒体固定支撑侧端部的外面有位移传感器盖板,位移传感器盖板内有位移传感器壳体,在位移传感器盖板与位移传感器壳体间为间隙,充满空气,为空气层。作动器筒体运动端结构为衬套压盖,作动器筒体衬套位于衬套压盖的内侧。

作动器安装在航空发动机矢量喷管夹层中,作动器工作时依靠作动器筒体内部活塞两侧的工作介质压差,即工作油路,推动活塞杆完成往复运动。同时,活塞上的小孔将工作介质引入活塞杆间隙和位移传感器间隙,完成位移传感器冷却,即冷却油路。因此,作动器系统存在三种典型工况:工作油路和冷却油路均流动工况、工作油路流动而冷却油路不流动工况、工作油路和冷却油路均不流动工况。本文所研究的是工作油路流动而冷却油路不流动工况,即活塞杆与作动器筒体之间的工作介质流动,活塞杆间隙和位移传感器间隙内工作介质不流动。

1.1 导热微分方程

常物性、非稳态、有内热源的导热微分方程式[11]

式中t是温度;λ是导热系数;ρ是密度;c是比热容;为单位时间内单位体积中内热源的生成热。

由于采用一维热分析方法,作动器系统内无内热源,所以上式简化成为

作动器在常规工况下,内部需要依靠导热方式完成换热的部分包括:作动器筒体、位移传感器盖板、位移传感器内部空气、位移传感器壳体、作动器筒体固支端、作动器运动端衬套压盖、作动器筒体衬套、活塞杆筒体、活塞杆间隙内工作介质、冷却衬套、位移传感器间隙内工作介质。

作动器筒体导热热量

式中Φtc是作动器筒体导热热量;λtc是作动器筒体导热系数;ltc是作动器筒体长度;ttcn是作动器筒体内壁温度;ttcw是作动器筒体外壁温度,等于twai;rtcw是作动器筒体外壁半径;rtcn是作动器筒体内壁半径。

位移传感器盖板导热热量

式中Φgb是位移传感器盖板导热热量;Agb是位移传感器盖板面积;λAL是位移传感器盖板导热系数;δgb是位移传感器盖板厚度;tgbn是位移传感器盖板内壁温度;tgbw是位移传感器盖板外壁温度,等于twai。

位移传感器内部空气导热热量

式中Φgas是位移传感器内部空气导热热量;Agas是空气层导热面积;λgas是空气导热系数;δgas是空气层厚度;tktw是位移传感器壳体外壁温度。

位移传感器壳体导热热量

式中Φkt是位移传感器壳体导热热量;Akt是位移传感器壳体导热面积;λst是位移传感器壳体导热系数;δkt是位移传感器壳体厚度;tktn是位移传感器壳体内壁温度。

作动器筒体固支端导热热量

式中Φtd是作动器筒体固支端导热热量;Atd是作动器筒体固支端导热面积;λtc是作动器筒体固支端导热系数;δtd是作动器筒体固支端厚度;ttdn是作动器筒体固支端部的内壁温度。

作动器运动端衬套压盖导热热量

式中Φyg是作动器运动端衬套压盖导热热量;Ayg是作动器运动端衬套压盖导热面积;λst是作动器运动端衬套压盖导热系数;δyg是作动器运动端衬套压盖厚度;tygn是衬套压盖内壁温度;tygw是衬套压盖外壁温度,等于twai。

作动器筒体衬套导热热量

式中Φct是作动器筒体衬套导热热量;Act是作动器筒体衬套导热面积;λq AL是作动器筒体衬套导热系数;δct是作动器筒体衬套厚度;tctn是作动器筒体衬套内壁温度。

活塞杆筒体导热热量

式中Φhs是活塞杆筒体导热热量;λst是活塞杆筒体导热系数;lhs是活塞杆筒体长度;rhsw是活塞杆筒体外壁半径;rhsn是活塞杆筒体内壁半径;thsn是活塞杆筒体内壁温度;thsw是活塞杆筒体外壁温度,等于twai。

活塞杆间隙内工作介质导热热量

式中Φhsjx是活塞杆间隙内工作介质导热热量;λo是工作介质导热系数;llqct是活塞杆间隙长度;rlqctw是冷却衬套外半径;tlqctw是冷却衬套外壁温度。

冷却衬套导热热量

式中Φlqct是冷却衬套导热热量;λq AL是冷却衬套导热系数;llqct是冷却衬套长度;rlqctw是冷却衬套外半径;rlqctn是冷却衬套内半径;tlqctn是冷却衬套内壁温度。

位移传感器间隙内工作介质导热热量

式中Φcgqjx是位移传感器间隙内工作介质导热热量lcgqjx是位移传感器间隙长度;rcgq是位移传感器半径;tcgq是位移传感器温度。

1.2 对流换热

对流换热是指因流体的宏观运动而引起的流体与固壁之间的热量传递。对流换热公式

式中Q是对流换热热量;h是表面对流换热系数;A是对流换热表面积;Δt是流体与固壁之间温度差值。

作动器在常规工况下,内部需要依靠对流换热方式完成换热的部分包括:作动器筒体与工作介质、作动器筒体固支端端部与工作介质、作动器筒体衬套与工作介质、位移传感器的部分区域与工作介质。

作动器筒体与工作介质对流换热量

式中Φtch是作动器筒体与工作介质对流换热量;htc是作动器筒体内壁面对流换热系数;Atc是作动器筒体内壁面面积;tf是作动器筒体中工作介质的定性温度tf=(tin+tout)/2,tout是作动器筒体工作介质的出口温度。

作动器筒体固支端端部与工作介质对流换热量

式中Φtdh是作动器筒体固支端端部与工作介质对流换热量;htc是筒体内对流换热系数;Atd是作动器筒体固支端的端部面积;ttdn是作动器筒体固支端的端部温度。

作动器筒体衬套与工作介质对流换热量

式中Φcth是作动器筒体衬套与工作介质对流换热量;Act是作动器筒体衬套与工作介质接触面积。

位移传感器部分区域与工作介质对流换热量

式中Φcgqh是位移传感器部分区域与工作介质对流换热量;Acgqh是位移传感器部分区域与工作介质接触面积。

1.3 位移传感器热分析数学模型

作动器筒体导热热量Φtc等于作动器筒体与工作介质的对流换热热量Φtch。

位移传感器盖板的导热热量Φgb等于位移传感器盖板内空气的导热热量Φgas,等于位移传感器壳体导热热量Φkt,等于作动器筒体固支端端部的导热热量Φtd,等于作动器筒体固支端端部与工作介质的对流换热量Φtdh。

衬套压盖导热热量Φyg等于作动器筒体衬套导热热量Φct,等于作动器筒体衬套与工作介质的对流换热热量Φcth。

活塞杆筒体的导热热量Φhs,等于活塞杆间隙内工作介质导热热量Φhsjx,等于冷却衬套导热热量Φlqct,等于位移传感器间隙内工作介质导热热量Φcgqjx,等于位移传感器与工作介质对流换热热量Φcgq。

在稳态时,作动器筒体中工作介质每秒钟的吸热量Φa应等于作动器系统内部导热热量与对流换热热量之和。

2 结果与分析

利用已建立的位移传感器热分析数学模型,基于FORTRAN语言编写求解程序,研究作动器环境温度twai、入口工作介质温度tin和冷却衬套厚度Delta三个因素分别对位移传感器温度tcgq的影响规律。

2.1 环境温度对位移传感器的影响

在常规工况下,工况一:作动器入口工作介质温度tin为50℃,入口工作介质流量Min为40 L/min;工况二:作动器入口工作介质温度tin为70℃,入口工作介质流量Min为60 L/min,两种工况下,环境温度twai为210℃、230℃、250℃、270℃和290℃,得出不同环境温度下的位移传感器温度tcgq变化曲线如图2所示。由图2可知,环境温度为210℃,工况一位移传感器温度为122℃,工况二位移传感器温度为132.8℃,环境温度为290℃,工况一位移传感器温度为158℃,工况二位移传感器温度为168.8℃。伴随作动器环境温度的升高,位移传感器温度升高,当环境温度由210℃升高到290℃,工况一与工况二条件下位移传感器温度均升高36℃,位移传感器温度与环境温度呈线性相关,即环境温度每升高10℃,位移传感器温度升高4.5℃。这表明位移传感器温度受环境温度影响很大。位移传感器无自身发热,其热源为高温环境,冷源为工作介质,作动器筒体、作动器筒体固支端、作动器运动端衬套压盖均暴露在高温环境下,接触表面不断有热流进入作动器内部,导致作动器内部零部件升温。综上可知,在本文参数研究范围内,环境温度直接影响位移传感器温度,恒定入口工作介质流量和入口工作介质温度,环境温度由210℃升高至290℃,位移传感器温度升高28%左右。较低的环境温度能有效防止位移传感器超温而工作失效。

2.2 入口工作介质温度对位移传感器的影响

在常规工况下,工况三:作动器环境温度twai为210℃,入口工作介质流量Min为80 L/min,工况四:作动器环境温度twai为250℃,入口工作介质流量Min为60 L/min,两种工况下,入口工作介质温度tin为50℃、60℃、70℃、80℃和90℃,得出不同入口工作介质温度下的位移传感器温度tcgq变化曲线如图3所示。由图3可知,入口工作介质温度为50℃,工况三位移传感器温度为121.8℃,工况四位移传感器温度为139.8℃,入口工作介质温度为90℃,工况三位移传感器温度为143.8℃,工况四位移传感器温度为161.8℃,伴随入口工作介质温度的升高,位移传感器温度升高,当入口工作介质温度由50℃升高到90℃,工况三与工况四条件下位移传感器温度均升高22℃,位移传感器温度与入口工作介质温度呈线性相关,即入口工作介质温度每升高10℃,位移传感器温度升高5.5℃。这表明位移传感器温度受入口工作介质温度影响很大。部分位移传感器周围存在工作介质,其与工作介质形成对流换热,保证了位移传感器不超温。综上可知,在参数研究范围内,恒定入口工作介质流量和环境温度,入口工作介质温度由50℃升高至90℃,位移传感器温度升高16%左右。在保证作动器正常工作前提下,降低入口工作介质温度能有效防止位移传感器超温而工作失效。

2.3 冷却衬套厚度对位移传感器的影响

在常规工况下,作动器环境温度250℃,入口工作介质温度70℃,入口工作介质流量为60 L/min,冷却衬套原设计尺寸为外半径0.010 5 m,内半径0.008 5 m,研究不同冷却衬套厚度(改变冷却衬套外半径)对位移传感器温度的影响规律,得出位移传感器温度tcgq变化曲线如图4所示,位移传感器工作失效温度165℃。由图4可知,该常规工况下,冷却衬套原设计厚度2 mm时,位移传感器温度为150.82℃,不超过工作失效温度。伴随冷却衬套厚度的增加,位移传感器温度逐渐升高。当冷却衬套厚度为2.6 mm时,位移传感器温度开始超过工作失效温度165℃。位移传感器温度与冷却衬套厚度正相关。该常规工况下,冷却衬套在作动器结构中将位移传感器与活塞杆分割,但工作油路中工作介质流动,冷却油路中工作介质不流动,即活塞杆内部工作介质的热传导方式为导热。由式(12)可知,伴随冷却衬套厚度的增加,外半径增大,即冷却衬套表面积增大,外界高温通过冷却衬套的导热热量增加,导致位移传感器温度升高。综上可知,在参数研究范围内,冷却衬套厚度直接影响位移传感器温度,冷却衬套厚度由0.5 mm增加至3.5 mm,位移传感器温度升高57%,在位移传感器热防护设计工作中,在保证冷却衬套强度的前提下,减小冷却衬套厚度能有效防止位移传感器超温而工作失效。

3 结论

对作动器位移传感器建立了完整的热分析模型,研究了作动器环境温度、入口工作介质温度和冷却衬套厚度对位移传感器温度的影响规律。在本文参数研究范围内,可以得出以下结论:

(1)作动器环境温度对位移传感器温度影响较大,环境温度每升高10℃,位移传感器温度升高4.5℃,温度升高幅度28%左右,较低的作动器环境温度有利于实现位移传感器热防护;

(2)作动器入口工作介质温度对位移传感器温度影响较大,入口工作介质温度每升高10℃,位移传感器温度升高5.5℃,温度升高幅度16%左右,降低作动器入口工作介质温度能实现位移传感器热防护;

(3)作动器冷却衬套厚度对位移传感器温度影响较大,冷却衬套厚度由0.5 mm增加至3.5 mm,位移传感器温度升高幅度57%,减小冷却衬套厚度能实现位移传感器热防护。

参考文献

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微位移驱动器 篇4

压电陶瓷在外电场作用下,会产生机械变形,这种现象称为逆压电效应[1]。压电陶瓷双晶片是由两片形状大小完全相同的压电陶瓷片对称粘贴在弹性梁的两侧,或直接粘贴在一起而形成的,压电双晶片是一种应用很广的压电元件,其突出优点是单位电压所产生的变形量大;它利用逆压电效应将电能转换为机械能,可以通过一个电信号而非机械量输入来产生所需的运动或位移,可以实现机电隔离[2],并且它还不受温度、振荡等外界环境的影响。

在图1(1)所示的复合圆盘结构中,上下两片压电陶瓷片方向相同极性相反,如果中间金属电极四周固支,则在外电场的作用下,上下两片压电陶瓷在横向方向上会一个伸长一个缩短,二者所产生的差动作用将使整个复合圆盘产生向上或向下(根据电压的极性不同)的弯曲变形,如图1(2)所示,压电复合圆盘是一种理想的微位移系统驱动元件。

压电复合圆盘的尖端位移对外加电压非常灵敏,二者基本成线性关系。对于其微位移的测量,传统的方法是静态法,即在不受夹持的压电晶片(保持应力为零)x方向上粘贴应变片,测量晶片z方向施加某一静电压U时的应变,事实上压电晶片在通常电压作用下的变形非常小(通常量级为10-6m),很难测量准确,而且这种方法对应变片的粘贴要求非常高,所以现在很少使用静态法[3]。本文介绍了一种非接触的测量方法,可以动态的测量和跟踪压电复合圆盘随外加电压变化而产生的尖端位移的变化。

2 位移测量装置

2.1 位移传感器的选择

位移传感器选择S T-1型电涡流传感器,电涡流传感器是以高频电涡流效应为原理的非接触式位移、振动传感器,可对进入其测量范围内的金属物体的运动进行精密地非接触测量。广泛应用于对大型旋转机械的轴的径向振动、轴向位移、轴转速、胀差、偏心、油膜厚度等进行在线测量和自动控制以及转子动力学研究和零件尺寸检验方面[4],并且还在不断扩展。

2.2 电涡流计标定

在使用电涡流计测量位移之前应先对其进行标定,电涡流计对不同金属的灵敏度不同,其标定实验装置如图2(1)所示,把表面涂有银电极的压电片粘贴在螺旋测微仪的顶端,随着螺旋测微仪的精确定位,记录传感器对应的输出电压值。每一组参数都重复实验6次,取其测量电压平均值,测得位移与输出电压的对应关系数据如表1所示,去掉实验坏点,用最小二乘法拟合出输出电压——位移的拟合直线,其拟和方程为V=-9.5953δ-1.1047,取V-δ拟合直线中线性较好的部分,就是电涡流计对压电陶瓷银电极敏感区域为图中拟合直线的最佳区域,如图2(2)所示。被测元件与电涡流计探头之间的间隙在0.500~0.900mm之间,输出电压在-7 V左右。

2.3 压电复合圆盘位移动态测量装置

压电复合圆盘位移的动态测量装置如图3所示,将压电复合圆盘四周固支,调整电涡流计探头与复合圆盘的初时位置,使其处于最佳间距,即电涡流计的输出电压为-7V,这样可以使电涡流计工作在特性最佳的区域。

给压电复合圆盘施加外加电压,它就会产生相应的位移。由电涡流计实时采集位移信号,输出相应的电压信号,通过数据采集卡输送到微机中,经数据采集程序进行数据处理(此程序可用V B或V C语言来编写),将电涡流计输出的电压信号代入其对银电极的标定曲线方程V=-9.6839δ-1.0595,反求,即可得到位移信号的大小,并可实时输出位移信号曲线。

3 方波电压位移的动态测量试验

在图3所示实验装置上,以压电复合圆盘结构参数分别为压电片直径4 0 m m、压电片厚度0.2 m m、中间铜电极厚度0.2 m m的复合圆盘为样片,给其施加一频率为20Hz,电压幅值为±20V的方波电压,得到其外加电压与输出位移对比曲线如图4所示。由图可知,在施加循环电压时,压电复合圆盘的位移严格跟随电压变化,发生了形变,由此可知,本测量系统可以实时跟踪压电复合圆盘的位移变化。

4 结束语

(1)提出了一种非接触、动态测量压电复合圆盘位移的方法,利用电涡流计和数据采集卡可实时采集压电复合圆盘随外加电压所产生的位移信号,分辨力可达1um,并可实时输出位移曲线。

(2)对压电陶瓷复合圆盘在方波电压作用下产生的位移进行了精确测量,试验表明,压电复合圆盘在外加电压的作用下实时发生了形变,而且其形变能够严格跟随电压的变化而变化。

(3)通过实验可知,在压电复合圆盘尺寸参数为压电复合圆盘直径40mm,厚度0.2mm,中间铜电极厚度0.2 m m时,其位移对外加电压的灵敏度大约为0.5um/V。

摘要：压电复合圆盘在施加外加电压时会因为逆压电效应而产生位移,是一种理想的微执行器驱动元件。本文介绍了一种测量其尖端微位移的动态测量方法,本方法以ST-1型电涡流计作为位移传感器,用微机和数据采集卡来进行实时采集和处理数据;详细阐述了电涡流传感器的使用方法和使用过程,给出了测量实例。试验证明本方法可以准确快速的测量压电复合圆盘随电压的变化而产生的位移变化。

关键词：压电复合圆盘,微位移测量,电涡流传感器

参考文献

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[2]叶会英,浦昭邦.一种由压电双晶片测量压电材料参数的动态模型[J].宇航计测技术,2000,20(4):11-17.

[3]陈伟民,李敏.用动态位移响应测量压电常数的方法.压电与声光[J].2001,23(4):323-325.

微位移驱动器 篇5

大型工件数控加工时, 往往由于刀具的运动范围较小而需要借助于工作台来改变大型工件的位置和姿态, 以提高生产效率和加工精度。另外, 若要在一般输送设备的输送过程中用人工改变被输送物的姿态, 不仅费力, 且不能保证每次操作的准确性;而采用机械手, 将增加生产线的复杂程度及成本。若使用一种输送装置, 在完成长、短距离输送的同时, 能改变被输送物的姿态, 则能更好地满足生产的需要。

此外, 在线检测LCD液晶面板、太阳能模组等大幅面光电产品的表面缺陷, 必须从不同的方位和角度, 辅以灯光照明才能检出, 若能选择一种能改变位置和姿态的机构用于光电产品的检测, 则可实现检测的自动化。

并联机构与串联机构相比, 由于其具有刚度大、结构稳定、承载能力大、微动精度高、运动负荷小等优点, 目前已在诸多领域开始得到广泛应用并成为机构学研究的热点之一。近年来, 三自由度并联机器人也成为了研究的重点:Arakelian等[1]通过对对称型平面3-RRR三自由度并联机构动力学模型的研究, 使作用在机架上的力和力矩为零;Gao等[2]给出了对称型平面3-RRR三自由度并联机构的工作空间形状和构件尺寸之间的关系;Kucuk[3]运用遗传算法对7种平面二支链三自由度并联机构的灵巧度进行分析比较, 分析了一种灵巧度最优的构型;韩旭炤等[4]提出了一种非对称型平面三导轨3-PRR并联机构, 对其进行了奇异性分析和工作空间分析;钱永明等[5]提出了一种同一导轨2-PRR+RPR平面并联机构, 并将其应用于平面虚拟轴机床;杨建新等[6]在一种非对称二导轨3-PRR平面非冗余并联机构的基础上, 对三种冗余并联机构的驱动奇异性进行了分析。

本文提出并研究一种非对称型三滑块分布在两个平行导轨上的三自由度平面并联机构[7], 它与文献[6]介绍的3-PRR非冗余并联机构的不同之处在于, 该机构包含的五杆单回路机构中的二滑块位于同一导轨上或同一铅垂面内的二个导轨上, 工作空间更大。当三滑块沿平行导轨分别作往复直线运动时, 工作台可改变位置和姿态, 可广泛用于数控加工或操作时工件不同位姿的精确定位。

1 机构创新设计与运动学模型

1.1 机构创新设计

本文提出并设计的三滑块平面型并联数控操作平台如图1所示, 它包括三个滑块A、B、C, 三个连杆1、2、3, 以及工件板4。工件板4的两端分别以转动副D连接连杆3的一端, 以复合转动副E连接连杆1、2的一端, 而连杆1、2、3的另一端分别以转动副连接导轨1 (K′) 的滑块A、B和导轨2 (K) 上的滑块C, 导轨K、K′平行。易知, 该机构自由度为3, 且结构简单、制造容易、定位精度高。

1.2 运动学正解

建立直角坐标系Oxy, 如图1所示, 其中, A、B、C、D、E分别表示机构中的5个铰链;Si (i=1, 2, 3) 分别表示三滑块A、B、C在导轨上的x方向的位移;设P (xP、yP) 为末端执行平台4的中点位置, θ表示其与x轴正向夹角, Li (i=1, 2, 3) 分别为1、2、3杆的杆长, L为执行平台4的长度;设θi (i=1, 2, 3) 分别表示连杆1、2、3与x轴正向夹角;H表示两平行导轨之间的距离。

已知S1、S2、S3, 求执行平台4的位姿 (xP, yP, θ) 。

由矢量法, 易知机构运动学矢量方程:

分别向x轴、y轴投影, 即有

S3+L3cosθ3=S1+L1cosθ1+Lcosθ (2)

S1+L1cosθ1=S2+L2cosθ2 (3)

H+L3sinθ3=L1sinθ1+Lsinθ (4)

L1sinθ1=L2sinθ2 (5)

由式 (3) 、式 (5) 消去θ2, 并化简得

$\theta {}_1=\arccos \frac{L{}_2^2-L{}_1^2-(S{}_1-S{}_2){}^2}{2L{}_1(S{}_1-S{}_2)}$ (6)

由式 (3) 、式 (5) 消去θ1, 并化简得

$\theta {}_2=\arccos \frac{L{}_1^2-L{}_2^2-(S{}_1-S{}_2){}^2}{2L{}_2(S{}_2-S{}_1)}$ (7)

由式 (2) 、式 (4) 消去θ, 并化简得

asinθ3+bcosθ3+c=0

即

$\theta {}_3=2\arctan \frac{a\pm \sqrt{a{}^2+b{}^2-c{}^2}}{b-c}$ (8)

a=2L3 (H-L1sinθ1)

b=2L3 (S3-S1-L1cosθ1)

c=L${}_1^2$+L${}_3^2$-L2+S${}_1^2$+S${}_3^2$+H2-2S1S3+

2L1 (S1-S3) cosθ1-2HL1sinθ1

由式 (4) 得

$\theta =\arcsin \frac{{\rm H}+L{}_3\sin \theta {}_3-L{}_1\sin \theta {}_1}{L}$ (9)

进一步有

$\mathit{{\rm O}}\mathit{{\rm P}}=\mathit{S}{}_1+\mathit{L}{}_1+\frac{1}{2}\mathit{L}$ (10)

于是, 末端执行器P的位姿正解为

$x{}_{{\rm P}}=S{}_1+L{}_1\cos \theta {}_1+\frac{L}{2}\cos \theta$ (11)

$y{}_{{\rm P}}=L{}_1\sin \theta {}_1+\frac{L}{2}\sin \theta$ (12)

$\theta =\arcsin \frac{{\rm H}+L{}_3\sin \theta {}_3-L{}_1\sin \theta {}_1}{L}$ (13)

由上式可知, 末端执行器P的位置 (xP, yP) 及姿态θ均与滑块A、B、C的位移S1、S2、S3有关, 因此, 该机构为非解耦。

1.3 运动学反解

已知平台4的位姿 (xP, yP, θ) , 求S1、S2、S3。

由式 (12) 得

$\theta {}_1=\arcsin \frac{y{}_{{\rm P}}-\frac{L}{2}\sin \theta }{L{}_1}$ (14)

将式 (14) 代入式 (5) 得

$\theta {}_2=\text{π}-\arcsin \frac{y{}_{{\rm P}}-\frac{L}{2}\sin \theta }{L{}_2}$ (15)

将式 (14) 代入式 (4) 得

$\theta {}_3=\text{π}-\arcsin \frac{y{}_{{\rm P}}+\frac{L}{2}\sin \theta -{\rm H}}{L{}_3}$ (16)

由式 (11) 得

$S{}_1=x{}_{{\rm P}}-L{}_1\cos \theta {}_1-\frac{L}{2}\cos \theta$

由式 (3) 得

S2=S1+L1cosθ1-L2cosθ2

由式 (2) 得

S3=S1+L1cosθ1-L3cosθ3+Lcosθ

于是, 末端执行器P的位置反解方程为

由位置方程 (式 (17) ) 对时间进行一次求导, 即可得到速度反解方程:

2 工作空间分析

2.1 某种位置下摆角θ的最大变化范围

如图2所示, 当连杆1、2拉直共线时, 转动副E落在导轨上, 此时滑块C左右移动时, 对应工作台4呈现不同的姿态, 工作台4在图2b和图2e状态下与x轴正向夹角分别呈现最大和最小值, 则工作台4的最大摆角为

$\text{Δ}\theta {}_{\max }=\theta -{\theta }^{\prime }=\text{π}-2\arcsin \frac{{\rm H}-L{}_3}{L}$ (19)

式 (19) 表明, H减小, L、L3增大可增大工作台4的摆角范围。

(a) (b) (c) (d) (e) (f)

如图3所示, 若L1<L2, 且不与水平导轨重合, 当连杆1、2其中较短的一根杆垂直于导轨时, 此时滑块C左右移动, 对应工作台4呈现不同的位姿, 显然, 当连杆1垂直于平行导轨时, 对应工作台4在图3b和图3f状态下与x轴正向夹角分别呈现最大和最小值, 这里讨论L1+L3>H的情况, 工作台4的最大摆角为

$\text{Δ}\theta {}_{\max }=\theta -{\theta }^{\prime }=\text{π}+2\arcsin \frac{L{}_1+L{}_3-{\rm H}}{L}$ (20)

式 (20) 表明, H、L减小, L1、L3增大可增大工作台4的摆角。

本文实验装置取连杆1、2的杆长L1=L2=500mm, 平台4的长度L=500mm, H=1000mm, 在L3的长度由500mm逐渐变化到1000mm的过程中, 对应工作台4的最大摆角如图4所示。

2.2 某种姿态下位置 (x, y) 的最大变化范围

为了分析方便, 仅以L1=L2=L3=L0的情况进行讨论, 工作台4与x轴的正方向的夹角θ不变, LK为导轨长度, 讨论工作台的中点P的工作空间。

图5a所示的状态下, L0取得最小值, $L{}_{\min }=\frac{{\rm H}-L\text{s}\text{i}\text{n}\theta }{2}$, 此时, P点无法作上下运动, 仅能沿着导轨的水平方向作直线移动。

图5b所示的状态下, L0取得临界值, $L{}_{\text{m}\text{i}\text{d}}=\frac{L{}^2+{\rm H}{}^2-2{\rm H}L\text{s}\text{i}\text{n}\theta }{2({\rm H}-L\text{s}\text{i}\text{n}\theta )}$, 此时, L3恰好能到达导轨最左端极限位置。

图5c所示的状态下, L0取得最大值, Lmax=H-Lsinθ, 此时, P点也无法作上下运动, 仅能沿着导轨的水平方向作直线移动。

(a) (b) (c)

如图6所示, 当杆长L0满足Lmin<L0<Lmid时, P点的工作空间S1= (L0-L0cosα) (LK-L0sinα-Lcosθ) , 其中, α=arccos[ (H-Lsinθ-L0) /L0]。

如图7所示, 当杆长L0满足Lmid<L0<Lmax时, P点的工作空间S2= (L0-L0sinβ) (LK-Lcosθ+L0sinα) , 其中, β为滑块C位于最左端时L3与导轨的夹角。

由图6、图7比较可得, 当Lmid<L0<Lmax时, P点的工作空间较大。

3 应用实例研究及样机研制

现以图1所示的机构操作点P匀速行走, 实现如图8所示的由直线、圆等构成的组合工艺曲线 (曲线上的一些特征点的坐标已在图中标出) , 则所需三滑块的位移曲线规律如图9所示。

该三自由度平面并联操作手的虚拟样机如图10所示, 物理样机正在研制中。

4 结论

(1) 发明并研究了一种三滑块驱动的平面并联机构, 该机构结构简单、制造成本低、定位精度高、操作方便、具有解析的运动学正反解, 易于实现实时控制, 可应用于数控加工、变姿态运输、光电产品检测等需要变姿态的工业操作场合。

(2) 推导了该机构运动学正反解解析公式, 分析了该机构的工作空间, 即在给定位置时工作台的最大转角和给定姿态时末端执行器的最大工作范围。

(3) 运用MATLAB仿真分析了工作台在给定姿态的情况下, 末端操作点沿给定组合曲线运动时, 三滑块所应有的位置的变化规律, 也给出了该三自由度并联操作手的虚拟样机, 为其精确控制、设计制造奠定了基础。

(4) 若在末端执行器上加Z方向的直线移动或A、B轴转动, 即可构成四、五、六轴操作手, 因此, 本装置可应用于平面或空间的数控加工、工件运输、产品检验等。

摘要：提出并设计一种简易实用三滑块在两个平行导轨上驱动的三自由度平面并联操作手, 推导了该机构运动学正反解解析公式, 分别分析了末端执行器在定位置和定姿态情况下的工作空间, 仿真分析了定姿态时三滑块的运动规律及特性, 并建立了三维模型。研究结果为该三自由度并联操作平台的实时控制及工业应用奠定了基础。

关键词：滑块,并联机构,运动学,工作空间

参考文献

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微位移驱动器 篇6

在测量技术中，通过检测位移可以测量振动、压力、应变、加速度和流量等多种物理量。随着加工技术的日趋进步及各种器件向小型化、微型化的发展，传统位移测量仪器已不能满足当下的测量需求，对于微小位移的量的需求越来越迫切。根据测量原理的不同，目前用于能够实现微位移的测量方法主要有3类:一是显微镜测量，二是电学测量，三是光学测量。其中电学测量包括电容测量法、电感测量法;光学测量包括X射线干涉法、激光频率法等。这些测量方法存在结构复杂，易受温度影响，价格昂贵等缺点[1]。

在此提出一种基于光杠杆原理[2]的光学微位移测量系统，实验结果表明，该系统具有结构简单、响应速度快、灵敏度高等优点。

1 光杠杆测量微位移原理

基于光杠杆原理测量微小位移的装置结构及原理如图1所示，测量装置由光源、平面镜A和B、悬臂梁、光电探测器组成。其中，光源选用半导体激光器，光电探测器选用位置敏感探测器PSD(position sensitive detectors)，平面镜选用平面介质膜反射镜。

测量过程，激光器置于平面镜A左侧适当距离处，光束首先射向平面镜A后经反射到悬臂梁的端面处，再由悬臂梁端面进行反射到平面镜B，最后由平面镜B将光反射到PSD光敏面。被测物体通过点接触方式作用于悬臂梁的端面底部，悬臂梁开始处于水平状态，当被测物体产生微小伸长量z时使悬臂梁发生弯曲变形产生一个微小角度α，如图1中虚线表示，进而改变了悬臂梁端面处光束的入射角度(其变化量也为α)并经其反射后在平面镜B上的入射点也改变，再经由平面镜B反射到PSD光敏面，在PSD光敏面上产生的位移变化为S。这个过程将被测物体的微小伸长量z放大到PSD光敏面上的位移S。

悬臂梁弯曲变形产生的微小偏转角度α[3]由式(1)表示:

式(1)中，d为悬臂梁长度。

由传统光杠杆测量原理知在变化量微小时，式(1)可近似为:

其中，平面镜B上的入射角变化θ=2α，由此可得，光点在平面镜B上的位移变化为:

进而得到，光点在PSD上的位移变化量为:

则该测量系统的放大倍数为:

此测量系统中，悬臂梁长度d较小，选用长度为5mm～10mm，且D1和D2的长度之和为100mm左右，故该系统的理论放大倍数K可达30倍～60倍左右。

2 测量系统的组成

基于光杠杆原理的测量系统由位移驱动装置、光杠杆微位移测量系统以及信号处理系统组成。

2.1 位移驱动器

位移驱动装置采用压电陶瓷[4]作为测量系统的标准输入位移;信号处理系统由PSD输出信号处理电路和A/D转换电路，最后通过单片机将位移量在液晶显示器显示。

PZT陶瓷调制器是广泛应用于微测量中的位移驱动器，其由压电陶瓷材料构成，根据压电陶瓷材料的逆压电效应，通过控制输入电压来调整器件在一定方向上的位移输出量，位移控制精度高，可达0.006μm。

2.2 PSD工作原理

PSD[5]是一种半导体位置敏感器件，它是基于横向光电效应的连续模拟式光斑位置检测器件。当入射光照射在PSD光敏面的不同位置时，其输出的电信号(直流信号)不同，该输出电信号经过处理即可得到光斑在光敏面上的位置及位移变化量。PSD的主要特点是位置分辨率高、响应速度快、光谱范围宽、可靠性高、处理电路简单，尤其是应用于精确定位时，具有受光斑强度、分布、对称性和尺寸影响小的特征[6]，使该传感器件在许多领域得到广泛应用。

如图2所示，PSD光敏面有两个电极1和2，当有入射光照射时，其两个电极输出的电流分别为I1和I2。其中，I1和I2之和等于总的光电流I0，而I1、I2的分流关系取决于入射光点位置到两个电极间的等效电阻R1、R2。假设负载电阻R的阻值相对R1、R2可忽略不计，则:

式中，M为PSD光敏面中心点到电极间的距离，x为入射光点到光敏面中心的距离。

由式(6)及I1+I2=I0可知:

由式(6)、(7)可得出，当光强不变时，电极输出电流与入射光点到光敏面中心点的距离x呈线性关系，则:

2.3 信号处理电路

根据以上所述对PSD输出信号的处理需求，本文设计了以下处理电路:包括I-V转换电路、加法电路、减法电路、除法电路。

由于PSD的输出电流很小，其大小在微安级别，而运算放大器自身的偏置电流和失调电压影响电流的转换精度，因为在转换过程中，运算放大器的偏置电流会和被测电流一起放大R1倍转换成电压[7]，失调电压会与转换电压一起输出，故应该选用低偏置电流、低噪声、低失调电压的高精度运算放大器[8]。本文选择了AD8639，其是双通道宽带宽、自稳零放大器，具有轨对轨输出摆幅和低噪声特性。该放大器具有极低的失调、漂移和偏置电流。

对于I-V转换电路中将电流尽可能地放大可以使电路具有较高的信噪比，所以原则上在不影响带宽的前提下反馈电阻是越大越好，然而反馈电阻太大时，PSD的暗电流和运算放大器的失调电压会随着反馈电阻的变大而变大，对测量精度造成影响，因此反馈电阻也不能取得太大。同时为了保证PSD的测量精度，必须使两路输出尽可能一致，电阻元件则需采用高精度电阻。经选择本文采用的是精度为0.1%阻值为10kΩ金属膜电阻。

除法电路采用美国BURR-BROWN公司生产的宽频带、高精度的四象限模拟乘法器MPY634KU[9]。该芯片的带宽为10MHz，在四象限范围内的精度高达±0.5%。

通过选择各运算电路，加法减法及除法的连接电路如图3所示，加法电路的输出与X1输入端相连，减法电路的输出与Z2输入端相连，X2、Y1、Z1输入端接地。则除法电路的输出为:

3 测量系统整体结构

如图4所示，在光杠杆微位移测量系统中，由于悬臂梁的表面不能达到镜面反射的要求，故在其端部表面加一块镜面反射膜以满足要求;悬臂梁的另一侧加一探针则位移驱动装置PZT通过一连接板与悬臂梁的接触方式为点接触;PSD输出信号经处理电路、A/D转换送入单片机进行实时显示位移变化量。另外为降低外界背景光和杂散光的干扰，对光源、平面镜、PSD进行封装，底座采用45号钢板，侧板及顶盖采用黑色亚克力板，前侧板加工出一个适合的方孔，便于系统光线的传播。

4 测量结果

4.1 背景光的测试

本文采用的背景光消除方式与常用的光学法和电学法不同，针对背景光的来源，即外界自然光和照明设备产生的光，故本文对测试系统进行封装处理的方式如图5所示的结构，并通过实验进行了测试，如表1所示。

1．激光光源;2．平面反射镜;3.PSD;4．悬臂梁固定装置

由表1可知，经过封装之后的测量系统，其背景光的影响大大减小，相对于光学法和电学法，该种方法简单有效，对于提高系统的测量精度起到重要作用。

4.2 实验结果

为了测量系统的线性度及分辨力对压电陶瓷驱动器产生的标准位移进行测量，压电陶瓷采用保定倚天生产的YT-5L型，测量系统的输出电压与压电陶瓷驱动器所加电压经最小二乘法拟合后的曲线如图6所示。

其拟合方程为:

线性度σ:

考虑到光源的稳定性，外界振动对测量装置的干扰，处理电路引入的噪声，系统各部件的加工精度等等，这些因素都影响了测量系统的信噪比，已知压电陶瓷在每加1V时，位移变化量为10.3nm，在实际测量中，当加于压电陶瓷电压每变化5V时系统的位移输出有明显变化，故系统的分辨率应不低于50nm。

5 结束语

设计了一种基于光杠杆原理的微位移测量系统，该系统对传统光杠杆装置进行了改进，易于产品化;经实验测定，系统采用的消除背景光的方式简单可行，而且系统的响应速度快、分辨率高，对于微位移的测量可以达到要求。若提高各器件的加工精度，改进探测器和信号处理电路，测量系统的分辨率会有显著提高。

摘要：基于原子力显微镜的工作原理,设计了一种端点带反光镜的悬臂梁,实现光点位移放大,并利用位置敏感器件(PSD)将光点位置信息转换成光电流,从而设计出一种微位移测量系统。该系统结构简单、灵敏度高,适用于微小位移量的测量。文中给出了该测量系统检测原理,设计了信号处理电路,利用压电元件对悬臂梁端点微位移进行了检测。该系统可检测的线性位移量程为050μm,线性度为1.79%FS,分辨力可达50nm。

关键词：光杠杆,微位移,测量系统,PSD,信号处理

参考文献

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[8]梁凤超.基于PSD的微位移传感器[J].传感器与微系统,2007(3):59-61.

微位移驱动器 篇7

如图1所示，四象限探测器置于准确聚焦情况下光斑为圆形的位置，且其两垂直分割线分别与水平坐标轴和垂直坐标轴交错成45°。若被测点正处焦点上，则四象限上成像光斑为圆形，如图1(b)所示;若被测点处于焦点以外，则四象限上成像光斑为椭圆，且其长轴在水平轴方向，如图1(c)所示;如果被测点在焦点以内，四象限上成像光斑虽然亦为椭圆，但其长轴将变成了垂直轴方向，如图1(a)所示。其中光电流大小与各象限所占光斑面积大小成正比，由式(1)知，当被测点恰巧在焦点上时FES为零;当被测点在焦点以内时FES为正;反之在焦点以外时则FES为负。

本文设计开发的光电探测器硬件电路由微单片机系统采集处理，其可对微位移检测系统中四象限探测器上的光斑产生的光电流进行I/V转换、比较放大，并通过串口通信传给PC机保存及生成图像。

1 电路设计

光电探测器电路由三部分组成：光电转换、I/V转换电路;仪表放大器差动比较放大、A/D转换电路;采集处理电路、串口通信电路。其硬件结构框图如图2所示。

1.1 光电转换、I/V转换

在光电转换过程中，因为四象限光电探测器由四个光敏面组成，每个象限的光敏面都是一个大面积的光电二极管，光照在上面后对应的象限会有与光照强度成正比的光电流输出，通过串连采样电阻光电流可转换为电压信号输出，即I/V转换，将电压信号接入到后面的仪表放大器进行比较放大，如图3所示，R1、R2为负载电阻，其均是精密电阻，V01、V02为转换输出电压，其中，V01为四象限探测器b、d对角象限输出之和，V02为a、c对角象限输出之和。图4所示为光电转换实体电路板。

1.2 差动放大、A/D转换电路

四象限光电探测器的四个象限转换的电压信号通过差动放大[6]电路比较放大后接入A/D转换电路，如图5所示。放大器采用高精度仪表放大器INA118，其中，V01、V02分别为探测器a、c象限和b、d象限转换过来的电压信号;V03为仪表放大器比较放大输出的电压;RG采用50kΩ精密电阻，由

知仪表放大器的放大倍数是2，即输出电压

在本系统中，A/D转换采用的是12位A/D转换芯片AD7892，低耗能、低噪声、高转换速度，其原理图如图6所示。

1.3 采集处理电路、串口通信电路

采集处理电路中采用STC微单片机[7]作为控制器,用其来采集AD7892转换的数字信号,进行算法处理,并通过串口通信电路模块[8]把数据传给PC机保存和生成曲线。微单片机系统实体电路如图7所示。

2 性能测试及分析

2.1 测试装置

本系统采用的GT112四象限光电探测器是中电科技集团第44研究所生产的一款PIN结构的硅四象限光电探测器，探测光谱范围0.4～1.1μm，光敏面直径为6mm。

实验采用632.8nm的GY11B型He-Ne激光器作为实验光源，采用集成光学离焦像散仪器作为本实验的装置，测试试件为标准试件，将12V反偏置电压加于四象限光电探测器上，其中采样点间距为0.1mm。实验装置和检测电路如图8所示。

2.1 静态特性分析

光电探测器检测电路的静态性能，即检测过程中，其同一点的检测数据稳定和相等，决定了微位移检测的精度和稳定性。性能测试时，每个采样点测量10次，取平均值作为表1中聚焦误差信号FES的值。

图9(a)中的点为实测的FES值，曲线为试件标准FES值曲线，从图上可以读出，所测点的FES值都贴靠标准曲线，说明实测数据与试件的标准值几近相符;图9(b)为实测值和标准值的相对误差曲线，从图上可以看出最大相对误差<8%，平均相对误差小于5%，检测电路的精度较高，曲线凹凸弯曲体现样件表面凹凸形貌。

3 结论

通过对微位移检测系统的性能特性和要求的研究所开发设计的本四象限光电探测器电路设计紧凑、体积小，便于微位移光学测头的集成。对电路整体进行了性能测试，电路运行稳定、可靠，由表1数据和图9测试曲线知，微位移测量光电探测器电路静态特性好，精度高，满足微位移光学测头所需的性能和精度要求。

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