同步驱动控制

2024-05-17

同步驱动控制（共7篇）

同步驱动控制篇1

0 引言

多驱动回转系统是采用多执行器协同驱动实现运动部件相对回转的装置，广泛应用于盾构机、塔式起重机、挖掘机等大型工程机械以及多轴飞行仿真转台等高技术设备中。目前，多驱动回转系统主要采用多电机回转驱动形式和多液压马达回转驱动形式。多电机驱动形式采用多个交流电动机经减速器驱动回转装置，具有传动效率高、运行噪声小、可维护性好等特点，其缺点是执行器体积较大、安装配合精度要求较高、制动性能较差，当驱动负载发生较大的波动时，执行器容易因刚性过载而发生故障。多液压马达回转驱动形式虽然传动效率较低，但液压驱动的功率密度比电机驱动的功率密度大[1]，在满足驱动功率的前提下，可以优化执行器体积，合理利用回转系统的内部空间，降低回转系统的制造成本，同时还能在很大程度上消除和抑制负载扰动因素的影响[2]，因此，研究多液压马达驱动回转机构动力学特性及系统响应特性具有重要的实际意义。

国内外许多学者在多驱动回转系统建模与控制方面进行了相关研究。Ali等[3]受生物大脑情绪学习的启发，针对阀控电液伺服马达定位控制问题，通过递归最小二乘法辨识马达模型参数，并基于该模型设计了情绪学习智能控制器，采用在线实时学习优化控制参数，实现系统高精度定位性能；Hossam等[4]采用LS-SVM方法辨识离线阀控液压马达系统，然后基于仿真测试控制器参数和速度表数据，设计了阀控液压马达系统的速度控制器；郭治富等[5]针对三轴仿真转台的两个阀控马达子系统同步问题，设计了一种模型参数辨识控制器，通过灰箱辨识来获得同步子系统的实际模型参数，为同步控制设计提供帮助；张今朝等[6]针对多电机同步系统的强耦合、非线性特性，采用局部模型网络的多模型建模方法，通过加权综合线性子模型，最终得出了速度和张力的全局模型；邓先荣[7]针对天线伺服系统多电机驱动时容易激发差速振荡的问题，提出了和速负反馈控制法等同步的控制方法，实现转速、电流双闭环调速控制系统多电机的转速同步控制；王丽梅等[8]针对双直线电机同步驱动机械耦合问题，设计了解耦控制器，使系统具有较高的响应能力。但上述研究一方面大多偏重于针对阀控马达的线性特性建模，对多马达回转系统的动力学描述较为模糊，所建立的模型不够细致；另一方面大多集中于电气驱动领域，偏重于设计伺服电机同步驱动控制方式；还有所设计的智能控制算法停留在理论研究实验阶段，不易实现。因此，开展多马达回转同步驱动系统建模与控制研究十分必要。

本文以五自由度（degree of freedom,DOF）液压伺服机械手的双马达回转同步驱动系统为测试平台，引入了忽略阻尼作用的简化型行星齿轮弹性驱动理论和非线性阀控液压马达理论，建立了实际系统动力学模型，引入迭代学习（iterative learning,IL）原理，提出了一种IL-PID同步控制策略，并通过仿真和实际应用验证了该控制策略的有效性。

1 系统模型

液压机械手系统如图1所示，主要由夹取系统、俯仰系统、推拉系统及回转系统组成。双马达回转系统如图2所示，主要由驱动部分、支撑部分以及转体部分组成。其中驱动部分包括两个液压马达，以及同轴连接的等参数驱动齿轮，由电液比例阀对液压马达进行控制；支撑部分包括底座以及固定在底座上的传动外齿圈；转体部分包括回转平台与转轴，且驱动部分的马达安装于回转平台上，转轴与底座通过轴承连接。该回转系统工作原理为：采用外啮合的驱动方式，由2个液压马达伺服同步驱动等参数驱动齿轮，基于外齿圈啮合的反作用力矩实现回转运动。

如果只考虑驱动部分，可以将双马达回转系统简化为图3所示模型。图中，θ1、θ2分别为驱动齿轮1、2的角位移，由于机械结构中驱动齿轮与液压马达输出轴同轴直连，因此可将θ1和θ2视作液压马达1、液压马达2输出轴的角位移进行研究（液压马达1、2分别由各通道比例阀控制）；θc为回转平台的角位移，在本文中视作行星传动系杆的角位移进行研究；kit(i=c,s）为构件的切向支承刚度；ksn(n=1,2）为齿轮外啮合的时变啮合刚度；Tc为系统折算到系杆上的负载力矩，N·m;Tm1、Tm2分别为两驱动齿轮的驱动力矩，亦是折算到两液压马达轴上的负载转矩，N·m。

1.1 马达同步驱动过程动力学方程

如图2所示的行星传动系统，其动力学特性较为复杂。为了便于研究，本系统忽略阻尼作用，仅考虑各构件扭转振动，根据各构件的受力以及牛顿第二定律建立系统的动力学方程如下[9]:

式中，Jc为系杆的转动惯量，kg·m2;Jm1、Jm2分别为两驱动齿轮的转动惯量，kg·m2;m1、m2分别为两液压马达及驱动齿轮的质量，kg;R为系杆中心半径，mm;r为两驱动齿轮半径，mm；α为齿轮啮合角；δsn(n=1,2）为外齿圈相对于第n个驱动齿轮的位移沿外啮合方向的投影；θn(n=1,2）为第n个驱动齿轮的角位移，rad;esn(n=1,2）为第n个驱动齿轮与外齿圈的综合啮合误差，rad。

1.2 马达角位移与回转角位移耦合关系

在运动过程中，由于冗余驱动的耦合作用，啮合系统会沿着系杆产生一个基于驱动齿轮1、2旋转中心的耦合力矩。类比三自由度集中质量系统线弹性耦合作用，可得驱动齿轮转角θ1、θ2和回转平台转角θc有如下关系：

1.3 单通道马达力矩平衡方程

根据力矩平衡原理以及式（1）可得单通道马达的力矩平衡方程为

式中，Bmj为第j个液压马达的等效黏性阻尼系数，N·s/m;Jj为第j个液压马达轴的转动惯量，kg·m2;Dmj为第j个液压马达的排量，m3/（Pa·s）。

1.4 单通道马达负载流量方程

根据文献[10]，以液压马达为研究对象，第j个液压马达的负载流量方程如下：

式中，pLj为第j个液压马达的负载压力，Pa;Cd为流量系数，量纲一；ω1为阀口1、2的面积梯度，m2/m；ξ为阀口1、2与阀口3、4的面积梯度之比，量纲一；pS为油源供油压力，Pa；ρ为油液密度，kg/m3;xvj为第j个比例阀阀芯位移，为第j个比例阀等效阀芯位移，m。

1.5 单通道马达流量连续性方程

根据文献[10]，非对称阀控液压马达的流量连续性方程为

式中，Vtj为第j个液压马达的有效容积，m3;Ctj为第j个液压马达的泄漏系数；βe为系统的有效容积模数。

1.6 双马达回转系统数学模型

由式（1）～式（5），选取θ=[θ1θ2pL1pL2]T,这样可得到所求的双马达回转系统的数学模型如下：

式中，u为系统控制输入；τ为系统扰动；Kj为控制输入增益。

根据式（6）描述，实际双马达回转驱动模型可变换为图4所示形式。图中，TL1=TL2=

2 系统IL-PID同步控制研究

2.1 IL?PID同步控制策略分析

如式（6）和图4所示的双马达回转同步驱动模型具有较强的非线性耦合特性，且未知信息较多，常规驱动控制方式难以实现跟踪精度要求。因此受文献[11]的启发，针对本系统所具有的重复回转运行特性，借鉴具有无需辨识系统参数、适用于重复运动系统等特点的IL(iterative learning）算法，结合“等同式”PID构建了图5所示的IL-PID双马达同步控制策略。图中，r为指令输入值；e1和e2分别是第1、2通道的跟踪误差量；u1为第1个通道的PID控制输出；θ1和θ2为第1、2通道阀控液压马达角位移输出；esyn为第2个液压马达与第1个液压马达的角位移同步误差量。珘u1,k+1和珘u2,k+1分别是第1、2通道的第k+1次IL输出值。

图5所示的IL-PID同步控制原理为：针对系统的高精度跟踪响应性能要求，第j通道采用PIDCj(PID controller j）控制，基于期望轨迹值r与各通道角位移反馈值θj之间的跟踪误差量ej，实时调整控制输出u1和u2。针对系统的同步性能要求，引入了IL，在k次重复运行后，IL的第k+1次输出值珘uj,k+1同时对第j通道PIDCj的输出值uj进行实时修正。该控制器在对第j通道的实际控制中，只是基于IL迭代值对PIDCj输出值进行实时修正，因此迭代算法对于原系统稳定性的影响较小。

图6所示的D型学习律是IL-PID同步控制策略的核心，学习律采用系统输出误差的导数项累加进行修正作用。图中，ej,k为第j通道第k次运行过程的跟踪误差值；esyn,k(t）为两通道第k次运行过程的同步误差值；珘uj,k(t）和珘uj,k+1(t）分别为第j通道第k和k+1次IL输出值；γ为定常增益；α和β分别为跟踪误差权数和同步误差权数，α+β=1。

2.2 具体IL?PID同步控制器设计

根据上述控制策略的分析，控制器设计过程分为如下几步。

(1)PID算法离散化。第j个通道的PID控制输出uj可表示为

式中，KPj、KIj、KDj分别为第j个通道的PID控制器的比例、积分和微分参数；Δt为采样时间间隔。

(2）构造闭环D型学习律。本文利用同步误差导数信号和各通道的跟踪误差导数信号的线性组合项作为修正迭代算子，构造如下所示的闭环D型学习律：

基于离散化处理，可将式（8）改写为

式中，为IL初始迭代值。

(3）迭代截止条件。构建的式（9）所示的学习律，在系统每次重复运行后，都必须检验迭代截止条件：|esyn|<ε1、|ej|<ε2。另外，通过限制最大迭代次数k≤kmax，也能停止迭代。

(4）控制输出。结合式（7）和式（9），可得IL-PID同步控制器的输出为

(5)IL-PID控制器参数取值条件。系统的状态方程为

式中，x(t）、u(t）、y(t）分别为系统的状态向量、输入向量和输出向量，均为2维；M、N、P为具有适当维数的矩阵函数，其中，M=[0 1 K/J B/J],N=[0ψ/J]T,P=[1 0]。

因此，IL-PID控制器的参数α、β和γ虽然通常采用系统调试过程中的经验数据，但其取值必须满足系统收敛的必要条件[11]:

3 系统仿真与实验研究

本文研究涉及的5DOF液压伺服机械手的双马达回转同步驱动平台实物如图7所示，其中图7a为5DOF液压伺服机械手实物，图7b为机械手运动伺服控制系统，主要元件及参数为：液压油源工作压力8MPa，工作流量100L/min，图1所示的机械手俯仰系统工作角度为0°～33°，机械手最大夹持负载为1000kg，液压马达型号为A2FM56/61W、绝对位置旋转编码器型号为E6B2-C、力士乐比例伺服阀型号为4WRZE10-75、脉冲计数模块、DA模块、研华工控机。根据文献[12]，系统其他参数如表1所示。

为了检验IL-PID同步控制器的有效性，以常规PID同步控制器为对比对象，选取5DOF液压伺服机械手稳定工作状态为研究工况：系统在±1.5rad的范围内循环运行，加速时间为0.5s，运转速度设定为200rad/min（本文研究涉及的液压伺服机械手最大回转速度），同步控制器参数如表2所示。

两种控制策略的实际应用结果如图8～图11所示。图12显示了IL-PID同步控制器对于系统每次运行的最大同步误差值esyn在30次迭代中输出的过程。

对比图8与图9可以看出，常规PID同步控制仿真与实际运行过程中，液压马达1和液压马达2的跟踪误差基本一致（相差在0.2rad以内），液压马达1和和液压马达2的同步误差基本一致（在±0.2rad之内）。

对比图10和图11可以看出，IL-PID同步控制仿真与实际运行过程中，液压马达1和液压马达2的跟踪误差基本一致（相差在0.15rad以内），液压马达1和和液压马达2的同步误差基本一致（在±0.05rad之内）。

1．液压马达1的跟踪误差2．液压马达2的跟踪误差3．两马达的同步误差

对比图8和图10可以看出，在系统仿真控制情况下，IL-PID同步控制器的液压马达1和液压马达2的跟踪误差降低到区间[0.7,0.9]rad内，双马达同步误差在±0.05rad左右，比常规PID同步控制器的各马达跟踪误差小了0.6rad，双马达同步误差减小了0.15rad。这就说明，IL-PID同步控制器比常规PID同步控制器具有更快的跟踪响应速度和更好的双马达同步性能。

对比图9和图11可以看出，在系统实际控制情况下，IL-PID同步控制器的液压马达1和液压马达2的跟踪误差降低到区间[0.85,1.15]rad内，双马达同步误差在±0.05rad左右，比常规PID同步控制器的各马达跟踪误差减小了0.5rad，双马达同步误差减小了0.15rad。这就说明，IL-PID同步控制器比常规PID同步控制器具有更快的跟踪响应速度和更好的双马达同步性能。

从图12可以看出，IL-PID同步控制器对于双马达的同步误差修正效果是一个动态过程。在每次系统同步驱动过程中，控制器基于上一次运行效果为经验模型，产生如图11所示的同步误差修正过程，从而在无需人工修改控制器PID控制参数的前提下，达到系统自我同步误差修正的目的。

综上所述，IL-PID同步控制器比常规PID同步控制器具有更快的跟踪响应速度和更好的双马达同步性能。

4 结论

(1）本文结合简化型行星齿轮弹性驱动理论和非线性阀控液压马达理论，建立了双马达回转驱动系统模型，结合IL算法，提出了一种IL-PID同步控制策略，并将它实际应用到5DOF液压伺服机械手中。

(2）通过常规PID和IL-PID同步控制器在实际5DOF液压伺服机械手中的双马达回转同步驱动平台控制结果对比，得出IL-PID同步控制器比常规PID同步控制器具有更好的系统跟踪性能和同步驱动性能的结论。

(3）提出的IL-PID同步控制策略不仅对于双马达回转同步驱动系统具有良好的控制效果，还可适用于其他高度重复运行MIMO系统的同步控制中。

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同步驱动控制篇2

拉床是一种用拉刀加工工件并实现各种大批量复杂内外成形的金属切削设备，广泛应用于汽车、船舶舰艇、农机、工程机械、航天航空及军工等领域，是现代产业不可或缺的一种重要加工设备[1,2]。按工作性质的不同，可分为内拉床和外拉床;按主运动的方向不同，分为立式拉床和卧式拉床;按驱动的形式不同，又分为液压拉床和电伺服拉床[3]。目前国内拉床主要是液压拉床，由于其采用液压驱动，机床运行中油泵电机会有大量的空转，存在能源的浪费和加工成本的问题;液压驱动力不恒定造成加工过程中的振动，易影响工件光洁度和精度，并减少了刀具的寿命;液压拉床的加工速度不高，生产效率相对较低;液压系统的液压油额外增加了机床所占空间，同时液压拉床有油污渗出，影响工作环境。相对液压拉床而言，电伺服拉床除了能克服上述缺点外，还具有一定的技术优势，其采用交流伺服电机来直接驱动，近而拥有控制精度高、响应速度快、过载能力强等许多优越的性能。采用双伺服电机同步驱动的拉床除了拥有电伺服驱动拉床的优势，还弥补了电伺服驱动力和功率不足的缺点[4]。随着国民经济的飞速发展，工业生产加工的要求也逐步增高，电伺服拉床将广泛应用于高精度的工业生产加工中。

本研究先给出双电机同步驱动的立式内拉床的机构图，主要阐述主溜板同步伺服驱动系统、调刀伺服驱动系统和拉床软件系统设计方案，并通过实验测试拉床性能。

1 拉床整机结构设计

电伺服驱动拉床硬件结构由电气控制柜、拉床机构和人机界面3部分组成。电气控制柜包含控制器、伺服驱动器、外围接线及保护电路部分。控制器采用FX3u系列PLC，拉削伺服采用高性能伺服驱动器，调刀伺服采用台达的ASDA-B2系列伺服驱动器;机构部分包括床身、双大功率伺服电机、双减速器、双滚珠丝杆、单伺服电机、单减速器、拉刀、工作台、溜板、底座、换刀部分和排屑冷却部分。拉床的结构图如图1所示。该拉床采用两个对称的床身结构，以双高性能伺服电机作为主驱电机来同步驱动;主驱伺服电机采用18位绝对式位置编码器，能精确反映出电机旋转位置;拉削伺服经由高精度减速器和滚珠丝杠副驱动主溜板带动工作台，对工件进行加工。本研究在滚珠丝杆末端装有2 000线旋转编码器来反映丝杆转动位置，确保实时反映同步性能，并能实时保护拉床。调刀伺服安装在对称床身中心，由滚珠丝杠副驱动辅溜板完成提刀、送刀动作，采用精度相对较高的伺服系统可以保障刀具的安全和提送刀位置精准。为了确保选用两个对称床身结构，使得工作台受力更加平衡，从而保证了工件的高精度和光洁度;相对于单电机驱动拉床，双电机驱动拉床能够获得双倍的驱动功率，既减少了开发成本，又降低了电气布线的难度和干扰[5]。

2 PLC控制系统设计

电伺服驱动拉床控制系统主要包含拉削伺服控制系统和调刀伺服控制系统;该拉床由双伺服电机同步驱动，双伺服的同步性能直接关乎拉床的加工精度和可靠性，因而拉削伺服的控制显得尤为关键。

2.1 主溜板同步驱动伺服系统设计

正如前文中所述，电伺服驱动拉床的控制关键就是保证双拉削伺服良好的同步性能;同时又要确保实际实现的可能性，因此该拉床的拉削伺服系统采用结构简单的主令式同步控制策略，即双拉削伺服共享指令[6];由于拉床的刀具昂贵，而且极易损坏，拉床的可靠性与安全性显得尤为关键。兼顾多方面的考虑本研究采用工控性能稳定的PLC作为控制器。主溜板伺服系统控制结构图如图2所示。拉削伺服系统由PLC同一个高速脉冲输出口发送指令脉冲，经过继电器J3和J4分别发送到伺服系统1和伺服系统2的伺服驱动器，伺服驱动器再将指令脉冲与反馈脉冲在偏差计数器中累加之后形成速度指令，然后再与速度反馈累加形成电流指令控制PWM回路，驱动伺服电机。该系统通过减速器和滚珠丝杆的硬连接传动将电机的旋转运动转化为主溜板的直线运动，而两个主溜板通过工作台硬连接耦合，最终完成拉削与返程的加工动作。指令脉冲的发送采用差分传输方式，并用屏蔽双绞线作为信号传输线，从而避免了指令脉冲在传输过程中引入干扰脉冲;伺服系统采用高精度的闭环控制系统，电机反馈脉冲分辨率262 144 p/r，以确保电机动作精准;同时选用高精度的减速器和滚珠丝杆副，承载力等方面设计计算留有充足的裕量;在滚珠丝杆副的末端安装2 000线的旋转编码器来反映丝杆旋转位置，计算出两个主溜板的同步情况，当两主溜板位置差大于0.05 mm时，整个拉床控制系统会及时报警，继电器和伺服系统都会做出相应的动作来保护滚珠丝杆副和刀具。主溜板同步驱动系统要保证两个主溜板在加工过程中位置同步，对于设定的加工位置要确保精准定位，故设置伺服驱动器1和伺服驱动器2的工作模式为位置控制模式[7];在自动化生产模式下，主溜板同步驱动伺服系统需带大负载在高速运转下的启停和频繁的正、反转切换，需要采用外置再生电阻，还需对电子齿轮比进行计算，位置分辨率是由伺服电机每转进给量ΔS和编码器反馈脉冲分辨率pt决定，计算方式如下:

式中:CMX—伺服驱动器电子齿轮比分子，CDV—伺服驱动器电子齿轮比分母，Δl—位置控制模式中电机的每个反馈脉冲进给量，Δl0—位置控制模式中每个指令冲的进给量，ΔS—伺服电机每转进给量，pt—伺服电机编码器的分辨率，pb—滚珠丝杠螺纹距，n—减速器齿轮比。

再根据速度指令频率的计算可以确定电子齿轮比:

式中:Nm—电机的最高转速，fm—位置控制模式下电机运行在最高速度时控制系统的输入脉冲频率。

电伺服驱动拉床设计除了要满足位置精度外，还要考虑拉削和返程的高速运动。因此，本研究先设电子齿轮比为1时计算电机在最大运转速度下的指令脉冲频率。

由式(4)得:

该方案计算出来的fm=8 738 133，三菱PLC输出脉冲最大频率:差动驱动方式为200 kHz，开集电极输出为100 kHz。而驱动器差动线性驱动的最大指令脉冲频率值为1 Mpps，实际驱动器输入指令脉冲要低于1 Mpps。显然电子齿轮比设置要考虑高速运转的情况，则应先设置PLC输出脉冲最高频率fm(fm设置应该留有裕量)，由式(4)计算出电子齿轮比，代入式(1～3)可计算出Δl0，看是否满足拉床精度要求。如果满足，则以该电子齿轮比比值设置即可;如果不满足精度要求，则参照精度要求直接设置指令脉冲进给量Δl0，由式(1～3)可计算出电子齿轮比。该方案经过速度指令频率计算出的电子齿轮比满足系统精度要求。对于同步误差阈值设置，需要计算出双丝杆反馈脉冲当量l1的值，其公式如下:

式中:Ps—丝杆上旋转编码器分辨率。

指令脉冲与双丝杆反馈脉冲的比值关系公式为:

所有设置完成后，便可导出工作台速度计算公式，即工件加工速度为:

式中:V—工作台速度，N—伺服电机速度。

电机速度由给定指令脉冲频率f决定，由式(4)得:

联合式(8)得出:

通过上式可计算工作台的速度[8,9]。

2.1.1 单伺服初始定位设计

电气原点位置的定位精准度直接决定伺服系统的定位准确性，伺服定位是否精准也关乎位置的同步性能。因此，单伺服的初始定位显得十分关键。

主溜板同步驱动伺服系统单伺服初始定位采用带DOG搜索功能的原点回归方式，该原点回归方式还拥有DOG信号逻辑反转、使用零点信号来提高精准性和零点信号逻辑反转的优势，其过程如图3所示。当主溜板得到原点回归指令，系统会根据当前位置进行判断并确定运行的方向，然后开始原点回归。先从零速直接上升到基底速度，从基底速度进行加速到原点回归速度运行，直到原点感应器感应到DOG上升沿信号则开始减速到爬行速度运行。主溜板以爬行速度运行到系统接收到旋转编码器的Z相脉冲上升沿信号立刻停止。其中爬行速度应该设置的尽量小，从基底速度上升到最高速度的时间为加速时间，反之为减速时间，该参数需根据系统实际情况进行设置。该方案中，系统定位控制采用增量方式(相对地址)和绝对方式(绝对地址);增量方式即以当前位置为起始位置，按指定的方向和移动量(相对地址)进行定位;绝对方式是以原点为基准按指定位置(绝对地址)进行定位。主溜板同步驱动系统单边JOG运行定位以增量方式定位控制，双伺服同步运行时定位采用绝对方式定位。

2.1.2 同步故障保护设计

主溜板同步驱动伺服系统的关键是处理同步故障问题，一旦出现同步故障，如果拉床控制系统不能及时反应并做出相应的保护动作，那损失可能较大。因此，对于同步故障保护的设计显得尤为关键。为了最大程度上保护拉床，主溜板同步驱动伺服系统采用多重保护:首先，发挥滚珠丝杆末端安装的旋转编码器的作用，对双伺服的反馈脉冲进行作差以计算出同步误差，一旦误差超过阈值，继电器立刻动作，关断指令脉冲，同时触发控制系统给出同步故障报警显示，并采用电磁制动器锁住拉床，该保护措施能够直观做出同步故障动作，并第一时间锁住拉床保护刀具和滚珠丝杆;其次，利用伺服系统本身的特性和同步故障表现出来的现象进行监控保护，伺服输出转矩是等于负载转矩(在额定转速下)，当出现同步故障，主溜板偏置较大时，两伺服系统的输出转矩会相差很大，甚至会有单边过载的情况。因此，对伺服系统最大输出转矩设置限制，一旦超过设定的限制值，控制系统立刻保护住拉床。另外，为了保护拉削伺服电机，还采用伺服电机自带温度保护功能，当温度过高时会触发继电器动作给控制系统信号来停止拉床运行，防止过热而烧坏电机。

2.2 调刀伺服驱动系统设计

调刀伺服系统的主要作用是配合电伺服拉床生产工序，完成提刀和送刀动作;调刀伺服系统只有一个伺服系统组成，其控制相对简单，要求精度相对较低。调刀伺服系统采用台达伺服系统，由PLC另一个高速脉冲输出口发送指令脉冲，指令脉冲包含脉冲PUL和方向脉冲DIR，采用单端传输方式，I/O信号包括伺服使能信号SON2，清零信号CR2，调刀伺服紧急停止信号EMG2和伺服报警信号ALM3。调刀伺服主回路和控制回路图如图4所示。

其中，1X3、3X3和4X3线与N间电压为交流220 V，伺服驱动器控制线是由1X3和N组成;主回路控制线是3X3和N，串联着继电器J7常开触点、紧急停止按钮联动常闭触点EMG2、启动按钮ON2和停止按钮OFF以及交流接触器KM3的线圈。KM3的常开触点和启动按钮并联，形成自锁。电磁制动器控制回路由24 V开关电源供电控制，将J7另一个常开触点、紧急停止按钮联动另一个常闭触点EMG2和手动使能旋钮开关串联在线路中，J7线圈由伺服驱动器报警信号控制，当伺服驱动器出现报警、紧急停止按钮被按下或者使能旋钮开关关断后，电磁制动器失电制动锁紧调刀伺服系统[10,11,12]。

调刀伺服系统的驱动器参数设置和拉削伺服驱动器的设置一样，需要计算电子齿轮比和设置工作模式等，在此不再冗述。调刀伺服在JOG运行定位时采用相对定位方式，正/反转连续运行定位采用绝对定位方式，单滚珠丝杆末端未安装旋转编码器反馈，也就缺少零位信号，故调刀伺服原点回归不带自动搜索DOG功能的形式，控制系统在检测到原点感应器上升沿信号后，减速到爬行速度运行，一旦检测到下降沿信号立刻停止。

2.3 全伺服拉床控制系统软件设计

系统软件包含控制器的控制程序和人机界面程序，控制器采用PLC，其控制程序设计简单，安全可靠性高，逻辑性较强。考虑到拉床的安全性和连续自动生产的逻辑性要求，本研究确定了采用PLC作为控制器。该系统的软件设计流程图如图5所示。

开机后，系统初始化包括控制器初始化和触摸屏初始化，初始化完成后触摸屏与PLC进行通讯连接;通讯连接正常，开始系统参数寄存器初始化，并传输到触摸屏上进行状态显示，上次断电前的状态与数据都采用掉电存储到特殊寄存器，以便保持断电前状态。手动打开使能开关(伺服使能和电磁制动器)，系统才会判断拉床当前是否有故障，否则拉床不会判别故障。触摸屏画面可以切换，但是不能进入系统画面进行工序操作。打开使能开关，若有故障则拉床会发出蜂鸣警示声音，并显示红灯，触摸屏画面也将显示在报警画面，并提醒故障报警类型。排除故障即可进入系统画面，进入画面后即可进行工序操作，系统会判断是否符合工序要求，符合才能进行全自动和半自动生产，否则需进入点动画面进行调整。这个扫描周期时间为4.6 ms，每次扫描进行拉床显示数据更新，每次动作之前都会先对故障进行判别[13]。

3 实验测试

本研究介绍的电伺服拉床控制系统，经过可行性理论分析后，与某公司合作进行实际试验并测试生产加工工件。其结果表明，本研究设计的该拉床系统可拉削负载力达20 t，主溜板双伺服同步精度误差小于0.05 mm，定位精度误差小于0.01 mm，加工工件精度和光洁度比较优良，主溜板(工作台)速度可以在0～10 m/min间真正无极调节运行速度，并在触摸屏界面设置23个报警警示来保护拉床。本研究对主溜板同步驱动的伺服系统相电流进行检测，并以此计算在加工工程两伺服的输出转矩。笔者采用霍尔传感器来检测伺服电机的相电流，原、副边扎数比为1∶2000，测试电阻经计算选择为30Ω，由调理电路推导伺服电机相电流计算公式[14]:

示波器1号探头监测的是对应拉床伺服1轴的U相相电流的测量电阻的电压，图中的S1.U相即伺服1轴U相电流，2号探头对应的是拉床伺服1轴V相，即S1.V相，3号探头监测的是对应拉床伺服2轴的U相相电流的测量电阻的电压，即S2.U相，4号探头对应的是拉床伺服2轴的V相，即S2.V相。加工负载力为20 t时的波形图如图6所示，经过计算，伺服1的相电流为37.71 A，输出转矩为69.46 N·m，伺服2的相

电流为45.26 A，输出转矩为83.37 N·m。首先从图6中看出两个伺服系统的相电流经过霍尔传感器的反应波形差别还是比较小的，基本可以看作出力平衡。再从数据的值来看，20 t重大负载力情况下，转矩相差也不大，基本可以表明同步性能较良好。

4 结束语

同步驱动控制篇3

由于盾构施工现场环境的约束, 不便于电机更换, 因此在设计时, 需要考虑到器件工作的高可靠性, 对多电机同步控制策略优化设计提出了更高要求。

以往文献集中在介绍多电机同步驱动控制算法、建立数据模型分析、硬件控制系统设计等方面, 较少对刀盘驱动系统多电机同步驱动控制策略进行设计并进行试验数据分析[2]。因此本文着重从盾构控制系统软件方面对刀盘驱动系统多电机同步驱动控制策略进行设计优化及试验数据分析, 并对盾构控制系统中多电机同步控制方法进行深入研究。

1 多电机同步控制理论

在工业控制系统中多电机同步控制存在普通异步电机控制、变频器控制变频电机等方式, 但普通异步电机所组成的多电机同步控制由于精度差、自动化程度低等原因, 使这种控制方式一般应用于控制要求较低的工业场合。

变频电机可以通过改变电机的工作频率, 达到改变转速的目的, 且这种改变可以实时调节。因此, 采用变频器控制变频电机, 通过传感器实时采集电机运行参数传送给控制器, 利用差值耦合、PID算法、平均值等算法进行运算, 然后把处理后的参数送给变频器进行实时调节。多电机同步控制可分为非耦合控制和耦合控制系统结构。其中, 非耦合同步控制主要有两种方式, 即并行同步控制和主从同步控制;耦合同步控制主要有偏差耦合同步控制、交叉耦合同步控制及电子虚拟总轴同步控制[3]。耦合同步控制结构如图1所示。

2 控制方式

由于盾构刀盘驱动控制系统的多电机同步控制主要是非耦合同步控制, 因此从并行同步控制和主从同步控制方式进行分析:并行同步控制, 即要求多电机同时跟踪同一电机运行参数 (转速或相位) ;主从控制方式, 即设定系统中的一个电机为主电机, 其余为从电机, 控制多个电机的运行参数跟踪主电机运行。

针对一个系统的多电机同步控制设计, 正确选择合适的控制方式与控制策略至关重要, 首要考虑电机本身的动态特性, 使控制系统具有快速的动态跟踪能力, 同时有效地抑制控制系统中的各种扰动因素。

2.1 并行同步控制

并行同步控制是基于统一的给定输入信号, 各电机独立运行的控制模式。其优点在于系统启动、停止阶段的同步性良好, 控制结构简单易实现, 不同的控制单元不受距离的限制, 可满足一定条件下的同步控制要求, 其控制系统结构如图2所示。

采用这种控制方式的系统中, 每个单元的输入信号由系统直接给定, 因此, 各单元获得的输入信号一致, 各驱动单元的输入信号除了受输入信号作用以外, 不受任何其它因素的影响, 所以任一单元的扰动不会影响其它单元的工作。但该控制方式对各电机本身的性能要求严格, 电机之间的差异会影响整个负载控制的同步性, 另外, 由于各控制器之间没有交叉耦合环节, 不适合应用于控制速度要求精确的场合[4]。

2.2 主从同步控制

主从同步控制下是主电机的输出转速作为从电机的输入转速, 即从电机能够反映并跟随任何加在主电机上的速度命令或者是从电机的负载扰动, 其控制系统结构如图3所示。其优点是从电机的扰动不会传到主电机中, 且跟随性较好[5]。

3 控制策略

从并行同步控制方式和主从同步控制方式的优缺点及控制精度可以得出:主从控制方式较适合盾构刀盘驱动控制环境, 在盾构刀盘驱动控制系统设计过程中大多采用优化的主从控制模式, 即采用主电机一用一备, 其余电机为从电机控制模式, 但这种控制方式在盾构实际施工过程还是会产生多电机不同步的现象, 因此, 需要对这种优化的主从控制模式进行改进。

通过改进的主从控制策略是:第一台电机为主电机, 每一个控制周期结束, 通过对所有电机参数比较, 确定下一个主电机, 其余为从电机实时跟随控制, 依次类推, 所有电机充当双重角色, 既是主电机, 又是从电机, 结合控制软件的数值分析算法, 实现对其控制, 其控制系统结构如图4所示。但该控制策略对主控器的数据处理速度及动态响应能力要求较高, 且能够对所有电机的控制参数实时判断、处理。

4 控制原理

西门子传动装置控制软件STARTER进行设计, 该软件是西门子公司针对传动装置进行现场调试、测试而开发的。能够实现在线实时监控、修改装置参数、故障检测及复位, 以及跟踪记录等强大的调试功能。

针对改进型主从同步控制策略, 在实验平台上设计一个多电机同步控制系统, 对其进行控制策略方面的理论实验。采用基于该软件平台开发的控制软件, 可实现对盾构多电机同步控制测试。该系统由电抗器、西门子伺服驱动器、伺服电机SINAMICS S120、编码器, PROFIBUS总线等组成, 其控制原理如图5所示, 其主控制系统是由西门子S7-400H PLC实现控制。

5 控制流程

根据改进型主从同步控制策略, 结合盾构刀盘驱动控制系统软件设计多电机同步驱动控制流程如图6所示。

6 实验分析

6.1 实验目的

解决现场多电机驱动不同步的理论问题。

6.2 实验原理

对于多电机同步控制系统来说, 实现的是电机转速的跟随, 受到扰动的电机的转速会发生变化, 其它的电机跟随这台电机的转速变化。在系统受到扰动后的初始状态, 电机之间的转速趋于同步越快越好, 即应尽快消除转速偏差。因此多电机同步控制系统设计必须针对电机和机械系统本身的动态特性, 兼顾跟踪能力和系统扰动的特殊性。

6.3 实验过程

控制策略选择改进型主从同步控制策略, 在该实验过程中3个电机依次设定为主电机, 其它电机为从电机, 通过这种控制可以兼顾多电机和机械系统本身的动态特性和系统扰动的特殊性。在实验过程中通过STARTER实时监测电机转速, 与设定转速进行比较、判断, 进行多电机转速跟踪调节。

6.4 实验结果

通过实验, 得到刀盘多电机同步驱动系统控制实验的转速设定曲线如图7, 1号电机转速曲线如图8所示, 2号电机转速曲线如图9所示, 3号电机转速曲线如图10所示。

通过转速曲线图之间的对比、分析, 可以看出当设定转速V≈2.8 9 6 r p m时, 对应3个电机的转速V1≈2.8 9 5 r p m, V2≈2.895rpm, V3≈2.895rpm, 当设定转速变化为V≈2.46rpm, 对应3个电机的转速V1≈2.46rpm, V2≈2.46rpm, V3≈2.46rpm, 从多电机驱动控制理论研究方面达到较好的多电机转速同步效果。

尤其是在多电机处于荷载不均匀的情况下, 通过改进型主从控制策略, 理论上各电机可以实现负载的动态平衡, 该控制策略较适合盾构在非均匀地质工况下刀盘驱动系统的多电机同步控制。

7 结论与建议

在盾构刀盘驱动控制系统软件设计思路分析基础上, 提出改进型主从多电机同步控制策略, 并对其进行实验测试及结果分析, 从控制理论和测试结果分析得出改进型主从同步控制策略较适合盾构在非均匀地质工况下刀盘驱动系统的多电机同步控制。但控制算法及控制策略只在实验平台进行测试, 没有在盾构刀盘驱动控制系统运行过程中进行测试, 望在后续的研究过程中能够对该控制策略及控制算法进行现场试验。

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同步驱动控制篇4

自行式载重车是指额定载重在50 t以上, 具备自行走及液压提升装置的专用运输车辆。该类型车辆具有超重载荷搬运、机动灵活、自行驶、高稳定性和高通过性等优异性能。自行式载重车采用液压驱动和现代微电子技术进行操控, 是一种机、电、液一体化的新型工程机械, 广泛应用于路桥施工、船舶建造、军事、机场、石油化工、钢厂及大件运输等领域[1-2]。自行式载重车的悬架[3]由悬臂、摆臂、车轴、车轮组和柱塞油缸组成, 由4 组独立的悬架系共同承载车辆的负荷, 每组悬架系可由若干个悬架组成, 同组悬架内的柱塞油缸相通, 通过油缸的伸缩实现车辆的自由升降调节[4]。

自行式载重车常用于船体分段或钢结构箱梁焊缝间的精确对接, 以及某些大型零部件的精确定位与安装。要求4 组悬架系同步升降时要有较高的同步性, 以保证焊缝对接与零件安装的高精度高效率和操控人员的安全性。

在多缸同步驱动控制过程中, 受油压泄漏、负载变化和元件死区等因素的影响, 要实现多组同步具有较大难度[5]。目前针对多缸同步驱动控制的研究文献很多, 但大多是基于数学模型的控制方法, 虽能获得较高的控制精度, 但建模复杂、调整困难。如文献[6-7]针对用于两缸或多缸的同步提升电液控制系统, 提出了一种具有二级结构的非线性控制器; 文献[8]提出了一种由2 个扰动观测器和1 个同步控制器组成的同步控制系统。在数学模型研探之外, 也有一些学者运用先进的智能控制方法进行多缸同步控制建模。如有文献针对多油缸同步运行采用的模糊控制策略, 以及根据交叉耦合的思想采用的耦合控制法, 都获得了较高的控制精度和良好的动态特性。

为了进一步提高车辆悬架同步升降的控制精度, 本文针对多缸同步驱动控制的难点, 借鉴相关同行的研究经验, 提出一种自行式载重车悬架同步升降耦合控制与模糊PID控制相结合的控制方法。对比试验表明, 基于多点输出耦合的模糊PID控制策略具有较高的同步驱动控制精度和较强的适应性与鲁棒性。

1 自行式载重车悬架系统的分析与建模

自行式载重车的升降动作主要由载重平台与悬架系统协同完成, 4 组悬架系支撑一个承载平台, 悬架与承载平台之间通过带旋转副的回转支承连接, 悬架的摆臂与车轴之间由销轴连接, 悬臂与摆臂之间可以相对转动, 所以承载平台在同步升降过程中存在1 个竖直位移的自由度和2 个方向上的转动自由度, 车辆结构简图如图1 所示 ( 图中每个悬架系有一个悬架) 。设承载平台的质心为O, 车辆在最低位置时的质心坐标为 ( x0, y0, z0) , 质心垂直位移为zc= z0= 0。定义承载平台的一条经过质心O的转动轴线为x轴, 其垂直于悬架1、2, 并与承载平台连接点的连线构成 θy旋转角; 定义另一条经过质心O的转动轴线为y轴, 其垂直于悬架1、3, 并与承载平台连接点的连线构成 θx旋转角; 定义承载平台的升降轴线为z轴。依据上述定义, 承载平台升降时的3 个自由度可描述为: 绕翻转轴x的自由度、绕旋转轴y的自由度和沿z轴垂直运动的自由度。各柱塞油缸沿轴线方向的位移量和作用力分别为z1、z2、z3、z4与f1、f2、f3、f4。

1. 1承载平台的运动方程

图1 中的悬架车轴与车轮组简化为车轴中心与地面铰接, 悬架机构的受力平衡方程为

式中, li为柱塞油缸有效作用力臂; zi为油缸缸筒的位移;Fi为悬架回转支承与负载接触点处竖直方向的作用力;Fxi为悬架回转支承与负载接触点处沿x轴的摩擦力; Fyi为悬架回转支承与负载接触点处沿y轴的摩擦力; Li为悬架有效作用力臂; L0为柱塞油缸安装距离; a为悬架悬臂长度; b为悬架摆臂长度; αi为悬臂与摆臂的夹角。

由式 ( 1) 可得各柱塞油缸的作用力表达式:

根据受力分析, 承载平台具有3 个运动自由度, 运用牛顿第二定律和刚体定轴转动定律, 可将其表示为

式中, m为负载质量; g为重力加速度; σxi为Fi对x轴产生力矩的符号因子, 当Fi位于x轴左侧时取1, 否则取0; σyi为Fi对y轴产生力矩的符号因子, 当Fi位于y轴左侧时取1, 否则取0; Jx、Jy分别为承载平台绕x轴和y轴的转动惯量。

1. 2液压缸位置方程

具有三自由度的承载平台可用 ( zc, θx, θy) 来描述。4 个悬架柱塞油缸在z轴方向的位移变化量zqi可用 ( zc, θx, θy) 近似表示为

式中, Qxi、Qyi、Qzi为Fi作用点在Oxyz坐标系中的坐标值;Qz0i为Qi点在Oxyz坐标系中z轴方向的初始位置坐标值。

悬架柱塞油缸的位移变化量zi可表示为

式中, βi为柱塞油缸垂直夹角; γi为柱塞油缸与悬臂的夹角;ζ 为悬臂与承载平台的夹角。

4 点支撑的承载平台在升降的过程中必然会有1 个支撑点的冗余产生, 承载平台的位姿由Q1、Q2、Q3、Q4中的3 点确定, 假设Q1、Q2、Q33 点组成了确定承载平台姿态的最小点集。定义zq=[z1z2z3]T, 则zq与[zcθxθy]T的关系可表示为

据式 ( 6) , 对于第4 个悬架柱塞油缸的位移z4可用zq线性表示为

由以上分析, 定义z =[z1z2z3z4]T为液压缸位移矩阵, 则式 ( 6) 和式 ( 7) 可以联合表示为

1. 3电液驱动方程

运用牛顿第二定律对悬架柱塞油缸的柱塞杆进行受力分析, 忽略油缸倾斜角度, 有

式中, pi为第i柱塞油缸的压力; Ai为第i柱塞油缸柱塞的作用面积; mi为第i柱塞油缸的柱塞质量; Ff i为第i柱塞油缸的静摩擦力; Bpi为第i柱塞油缸的黏性阻尼系数。

进入每一个柱塞油缸的流量由单独的电液比例阀控制, 考虑缸内油液的压缩性, 忽略电液比例阀的动态特性, 则各缸内的压力动特性可表示为

式中, Eβ为液压油的体积弹性模量; Vi为第i液压缸的有效体积; qvi为第i电液比例阀的流量。

电液比例阀的流量方程为

式中, Ki为第i个电液比例阀放大器的增益; ui为第i个电液比例阀控制信号; Δpi为第i个电液比例阀进出口压力差; ps为液压源压力; p0为回油压力。

将式 ( 11) 进一步简化可得

将式 ( 12) 代入式 ( 10) 可得

1. 4系统模型

定义系统的状态矢量为

输入矢量为

由式 ( 3) 、式 ( 9) 、式 ( 13) 整理可得系统的状态方程:

由式 ( 14) 可知该电液比例同步驱动控制系统是以电液比例阀的输入信号[u1u2u3u4]T为4悬架同步驱动控制的输入, 柱塞油缸的位移[z1z2z3z4]T为输出, d为扰动的非线性多输入多输出系统。由式 ( 8) 和式 ( 14) 可以看出各悬架柱塞油缸位移之间存在耦合和冗余特性, 液压系统复杂的动态特性和参数不确定性等因素的影响均给该电液多缸同步驱动控制增加了难度。

2基于输出耦合的模糊PID同步驱动控制

由建立的自行式载重车悬架电液控制系统模型可以看出该同步驱动控制系统存在负载耦合和多种非线性因素的影响, 因此, 针对其影响因素提出一种耦合控制与模糊PID控制相结合的控制方法, 以各悬架柱塞油缸实际输出位移的耦合值作为各缸期望的动态响应值, 用4 个独立的模糊PID控制器来实现阀控缸对期望值的快速响应, 以消除各种干扰和非线性因素的影响。

2. 1 控制系统的结构原理

系统同步驱动结构原理如图2 所示。其构造主要由耦合参考模型和用于单缸闭环控制的模糊PID控制器与阀控缸模型组成, 其中模糊PID控制器包括模糊参数整定器和变参数PID控制器两部分。在4 缸初始位移相同情况下, 速度同步也表现为位置同步, 系统在参考速度输入u ( t) 的作用下, 各悬架柱塞油缸受外部扰动等因素的作用会产生不同的位移输出zi和zi反馈。耦合模型是一个具有固定结构的模型, 其状态方程可以描述为

式中, Am为耦合模型的系数矩阵。

耦合模型以各柱塞缸实际输出位移zi为输入, 经过调平控制算法, 获得耦合参考模型的输出zm, 将zm作为同步驱动控制的理想输出, 则有

式中, n为柱塞缸的数量, n = 4。

各柱塞缸实际位移输出与理想位移输出的偏差为

将同步驱动的期望位移输出zm与各缸实际位移输出zi的偏差和偏差的变化率作为模糊参数整定器的输入, 根据预先设定的模糊算法实时调节PID控制器的3 个参数KP、KI、KD, 由变参数PID控制器对电液比例阀发出相应的控制信号, 调节各阀控缸的输出速度, 使4 个阀控缸的位移均实时跟踪耦合参考模型的输出位移, 从而实现承载平台的电液同步驱动控制。理想状态误差ei消失时, 各缸以相同的速度移动。

2. 2模糊PID控制器设计

进行模糊PID控制器设计的目标, 是要在改善PID控制器控制性能, 保持其原有PID控制器简单结构的同时不添加额外的硬件部分。离散PID增量算法的表达式为

式中, KP为比例系数; KI为积分系数; KD为微分系数; T为采样周期; TI为积分时间常数; TD为微分时间常数; Δe ( k) 为误差微分。

由式 ( 18) 可以看出, 一旦确定了KP、KI、KD, 只要使用3 次测量值的偏差就能够求出调节柱塞油缸的控制量。

模糊PID控制器中的模糊参数整定器将输入的误差ei和误差变化率·ei模糊化, 经过模糊推理和解模糊后, 得到修正后的PID控制参数, 再由变参数PID控制器计算出柱塞油缸的控制量。

将模糊参数整定器的2 个输入误差ei和误差变化率·ei模糊化为Ei和ECi, 其论域为{ - 6, - 4, - 2, 0, 2, 4, 6} , 将3 个调节量输出 ΔKPi、ΔKIi和ΔKDi模糊化, 其论域为{ -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3} , 定义输入输出覆盖论域的模糊集为{ NB, NM, NS, ZO, PS, PM, PB} , 每个模糊子集分别代表负大、负中、负小、零、正小、正中、正大, 每个模糊子集的隶属函数为服从正态分布的高斯函数。综合考虑系统的稳定性、响应速度、超调量和稳态精度而建立的本文PID控制参数调节量实时模糊控制规则表如表1 ~ 表3 所示。

根据表1 ~ 表3 建立的 ΔKPi、ΔKIi、ΔKDi模糊规则表, 采用Mamdani’s MAX-MIN模糊合成推理和面积中心 ( COA) 法解模糊, 经清晰化处理后可得到变参数PID控制器参数调节的模糊矩阵查询表, 通过在线查表和运算, 实现控制器参数根据耦合参考模型的动态特性进行自动调节。其参数调节表达式为

式中, ΔKPi、ΔKIi、ΔKDi为根据模糊规则得到的相应参数的修正值; K'Pi、K'Ii、K'Di为PID参数前一次调节值; KPi、KIi、KDi为在线实时修正后的新PID参数。

3 1 MN自行式载重车悬架同步升降试验

对某额定载荷为1 MN的自行式载重车悬架电液同步驱动控制系统进行试验, 4 组悬架相对承载平台对称布置, 现场试验照片如图3。在额定工况下对4 点悬架同步驱动控制进行试验研究。

当悬架柱塞油缸行程为最小全部伸出时, 承载平台从最低位置上升到最高位置。额定载荷“主从式”同步控制的主动点与从动点的同步误差如图4 所示, 由图可见, 上升过程中3 个从动点位移明显滞后, 动态同步精度较差; 图5 ~ 图7 所示为在额定载荷时采用耦合与模糊PID相结合控制的悬架1 与其余悬架高度的同步误差 ( 只显示了悬架1 与其他悬架的同步误差) 。通过试验发现, 在额定载荷下各悬架的动态同步误差保持在±3 mm范围内, 稳态同步误差保持在±1 mm范围内。对比其他不同载荷试验, 发现其误差都在此范围内。试验结果表明, 基于输出耦合的模糊PID控制精度较“主从式”同步控制精度明显提高, 证明了其控制方法的有效性。

1.e1, 2悬架1、2点同步误差2.e1, 3悬架1、3点同步误差3.e1, 4悬架1、4点同步误差

4 结论

( 1) 通过对自行式载重车4 点悬架同步驱动系统的机理分析, 建立了系统的多领域数学模型, 该模型为一个多输入多输出且具有强耦合冗余特性的非线性时变系统模型。

( 2) 针对自行式载重车悬架同步升降系统的特点, 提出一种基于多点输出耦合的模糊PID控制方法, 以4 缸实际输出位移耦合值为理想输出, 而将理想输出与各缸实际位移输出的偏差ei和偏差变化率·ei作为模糊参数整定器的输入, 通过模糊参数整定器的模糊推理和运算, 在线实时调整PID控制器的3 个参数, 进而调节阀控缸的输出速度, 助其更好地响应理想的位移输出。

( 3) 通过某额定载荷为1 MN的4 悬架自行式载重车同步驱动试验, 证明了基于输出耦合的模糊PID控制方法的有效性, 以及其具有的较高同步驱动控制精度和较强的适应性与鲁棒性。研究结果对于同类工程车辆悬架系统的同步驱动控制具有借鉴意义。

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[7]吴根茂, 邱秀敏, 王庆丰, 等.新编实用电液比例技术[M].杭州:浙江大学出版社, 2006.

同步驱动控制篇5

液压拉削机床加工方法是高精度、高效率和可最终成形的机械加工方法之一。目前,液压拉床主要采用单缸驱动形式和双液压缸驱动形式。单缸驱动形式虽然具有结构简单、控制方便等优点,但其拉削驱动过程存在“单扁担”受力结构(使导轨成为溜板运动的支点)。这种受力结构不能很好地平衡拉削负载扰动,从而降低拉床的加工精度和效率。双液压缸驱动形式虽然结构相对复杂,且需要较高的同步驱动控制精度,但是它可以较好地平衡拉削负载,减小机床对负载扰动的敏感程度,具有更好的控制灵活性,从而提高拉削加工精度和效率。双液压缸驱动形式主要包括机械刚性同步和电液伺服同步两种方式。机械刚性同步方式[1]采用长导向溜板和导轨将2个液压缸的运动硬性连接起来实现同步,具有结构简单、可靠性高等特点;其缺点是同步精度主要取决于机构的制造精度和刚性,偏载荷不能太大,否则易出现卡死现象。电液伺服同步方式尽管控制环路的组成比较复杂、造价偏高,但它可对液压缸输出量进行检测和反馈,构成闭环控制,在很大程度上消除和抑制了负责扰动因素的影响,从而可以获得高精度的同步驱动性能。因此,研究电液伺服同步驱动技术在高性能液压拉床中的应用具有重要的实际意义。

在实际应用中,电液伺服同步系统具有工况条件复杂、负载多变、各同步通道间由参数非线性或不确定性引起的耦合和干扰作用较强(大跨距性)等特点,且单通道电液伺服系统本身就具有很强的非线性特性[2,3],如阀控缸的负载压力动特性、油液黏度及泄漏等,这些因素都使得采用常规的PID同步控制策略无法得到满意的控制效果。因此基于PID控制的实用性,研究适用于多输入多输出电液伺服同步系统(MIMO系统)同步控制的智能PID控制策略显得十分必要。

国内外许多学者对智能PID控制应用进行了相关研究。如Sanchez等[4]针对X-Cell型迷你直升机的飞行控制系统,引入了混合智能控制系统,结合PID和模糊控制控制直升机的高度、转角等飞行状态;Voda等[5]受轴对称最优准则的启发,在频域范围内,设计了自动校准的PID控制器;王卫华等[6]针对飞航导弹发射和大空域机动飞行引起的非线性时变等实际问题,设计了一种基于专家系统的智能PID控制自动驾驶仪;梁立超等[7]将神经网络应用于PID参数的整定, 提出了仿人智能PID控制算法;施丽莲等[8]针对薄板冷却系统的特点,提出了2个PID调节器交替作用的智能控制算法。根据以上描述,目前关于智能PID控制的研究大多集中在计算优化方法和传统PID控制的集成上,并且实现途径复杂。

本文以拉床双缸驱动电液伺服系统为例,引入改进型粒子群优化算法(improved partical swarm optimization,IPSO)来优化各通道PID控制器的控制参数,提出一种适用于非线性MIMO系统的IPSO-PID同步控制策略,并通过实验结果说明该控制策略的有效性。

1 双缸液压拉床系统模型及分析

本文研究的双缸液压拉床如图1所示,设计的液压拉床双缸电液伺服驱动系统主要由拉床底座、拉床床台、工作台板、2个液压缸、刀架溜板、夹刀装置、工件、拉刀和电液伺服驱动系统组成,其中电液伺服驱动系统由油源、液压缸、SSI位移传感器、比例伺服阀、SSI模块、DA模块和控制器组成。该拉床的工作原理为:拉刀由夹刀装置锁紧在刀架溜板上,刀架溜板由2个液压缸伺服同步驱动,从而实现拉刀对装夹工件的拉削加工。

根据图1的拉床系统介绍,只考虑驱动部分,可以将系统进行简化,如图2所示,图中,x1、x2分别为液压缸1、液压缸2活塞的位移,其坐标零点选在活塞未推出位置;p11、p12分别为液压缸1的无杆腔和有杆腔压力;p21、p22分别为液压缸2的无杆腔和有杆腔压力;xc为夹刀装置质心的位移;θ为夹刀装置绕质心的旋转角度(顺时针为正);F1、F2分别为液压缸1、液压缸2的活塞输出力;f1、f2分别为刀架导向机构溜板所受的摩擦力;f为拉削负载力;L为两液压缸活塞之间的距离;L1为刀架导向机构溜板到拉刀中心线的距离;L2为活塞到夹刀装置的距离。设拉刀的直径为d。

1.1 夹刀装置运动方程

根据图2所示的系统运动分析,当2个液压缸的位移x1、x2不相等时,夹刀装置的运动可由xc和θ决定,具体运动方程描述如下:

式中,m为刀架溜板质量;J为刀架溜板的转动惯量。

F1、F2与导轨成θ角时,使刀架溜板与导轨产生的摩擦力f1、f2为

式中,μ为导轨摩擦因数。

考虑到实际情况下θ很小(θ≈0),将式(2)代入式(1),整理后可得

同时,夹刀装置的运动参数xc和θ可描述为

1.2 液压缸活塞运动方程

以液压缸的活塞为研究对象,有

$p_{i 1} A_{i 1} - p_{i 2} A_{i 2} + m_{i} g - F_{i} - b_{i} \dot{x}_{i} = m_{i} \ddot{x}_{i}$ (5)

式中,Ai1、Ai2分别为第i个液压缸的无杆腔和有杆腔截面积;mi为第i个液压缸活塞质量;bi为第i个液压缸的阻尼系数。

1.3 液压缸负载压力动特性方程

同时根据文献[2,3],非对称伺服阀控非对称缸的压力动特性为

$\dot{p}_{i L} = \frac{β_{e}}{V_{i e} (x_{i})} [C_{d} ω_{1} x_{i v} φ_{i} (x_{i v}, p_{i L}) - C_{i t} p_{i L} - A_{i 1} \dot{x}_{i}]$ (6)

piL=pi1-pi2Ai2/Ai1i=1,2

$V_{i e} (x_{i}) = \frac{η^{4} L_{s} A_{i 1} + (\tilde{ω}^{2} - η^{4}) A_{i 1} x_{i}}{(η^{3} + \tilde{ω}^{3}) (1 + η^{2})}$

$C_{i t} = \frac{(1 + η) C_{i p} + C_{e p}}{1 + η^{2}}$

$φ_{i} (x_{i v}, p_{i L}) = \sqrt{\frac{2}{ρ} \frac{\tilde{ω}^{2}}{η^{3} + \tilde{ω}^{2}} (α_{x} p_{s} + \frac{x_{i v}}{| x_{i v} |} p_{i L})}$

式中,βe为油液容积模数;ωi为阀口第i个比例阀阀口1的面积梯度,mm;xiv为第i个比例阀阀芯位移,mm;piL为第i个液压缸负载压力;Vie为第i个液压缸等效容积; $\tilde{ω} = ω_{2} / ω_{1}$ ,面积梯度比;η= Ai2/Ai1,为液压缸两腔面积之比;Ls为液压缸行程;Cit为第i个液压缸总泄漏系数;Cip为液压缸内泄漏系数;Cep为液压缸外泄漏系数;φi为第i个阀控缸的负载流量增益;ρ为油液密度,g/cm3;ps为系统油源压力,MPa;Cd为阀口流量系数;αx为阀的换向因子,当xiv>0时取1,xiv<0时取η。

1.4 系统数学模型

由式(3)～式(6),选取状态空间:

x=[x1x2p1Lp2L]T=[xi]T

HT]这样就可以得到拉床的双缸同步驱动系统的数学模型:

$Μ \ddot{x} + B_{1} \dot{x} + B_{2} x = C_{1} u + C_{2} d$ (7)

$Μ = [\begin{matrix} \begin{matrix} m_{1} + m / 2 & m_{2} + m / 2 \\ 2 J - m_{1} & m_{2} + 2 J \end{matrix} & 0_{2 \times 2} \\ 0_{2 \times 2} & 0_{2 \times 2} \end{matrix}]$

$B_{1} = [\begin{matrix} \begin{matrix} b_{1} & b_{2} \\ - b_{1} & b_{2} \end{matrix} & 0_{2 \times 2} \\ \begin{matrix} β_{e} A_{11} & 0 \\ 0 & β_{e} A_{21} \end{matrix} & \begin{matrix} V_{1 e} & 0 \\ 0 & V_{2 e} \end{matrix} \end{matrix}]$

$B_{2} = [\begin{matrix} 0_{2 \times 2} & \begin{matrix} - A_{11} & - A_{21} \\ A_{11} & A_{21} \end{matrix} \\ 0_{2 \times 2} & \begin{matrix} β_{e} C_{1 t} & 0 \\ 0 & β_{e} C_{2 t} \end{matrix} \end{matrix}]$

$C_{1} = [\begin{matrix} 0_{2 \times 2} & 0_{2 \times 2} \\ 0_{2 \times 2} & \begin{matrix} β_{e} C_{d} ω_{1} φ_{1} & 0 \\ 0 & β_{e} C_{d} ω_{1} φ_{2} \end{matrix} \end{matrix}]$

C2=I4×4

其中,u=[0 0 x1vx2v]T=[u1u2u3u4]T为控制输入;d=[mg+2m1g-f 0 0 0]T=[d1d2d3d4]T为系统扰动;g为重力加速度。

根据式(7)描述,实际双缸液压拉床的驱动模型可变换为图3所示形式,图中,K1和K2为控制器输出到比例阀阀芯位移的比例系数, $d_{1} = m g + 2 m_{1} g - f ‚ \tilde{m}_{1} = m_{1} + m / 2 ‚ \tilde{m}_{2} = m_{2} + m / 2$ 。

2 IPSO-PID同步控制器设计

2.1 IPSO-PID同步控制策略分析

如式(7)和图3所示的拉床双缸伺服同步驱动系统是多缸伺服同步驱动系统(MIMO系统)的特例。考虑一般性,针对n通道的电液伺服同步驱动系统,借鉴文献[9]中PSO算法的应用,构思IPSO-PID同步控制策略结构,如图4所示。

图4中,n为系统通道个数;r0为指令输入值;ei为第i个通道的跟踪误差; $\tilde{u}$ i为第i个通道的PID控制器输出(第i个通道的阀控缸系统输入); yi为第i个通道的阀控缸系统位移输出。第i个通道的PID控制输出 $\tilde{u}$ i可表示为

$\tilde{u}_{i} = Κ_{Ρ i} e_{i} + Κ_{Ι i} \int_{0}^{Τ} e_{i} (τ) d τ + Κ_{D i} \frac{d e_{i}}{d t}$ (8)

式中,KPi、KIi、KDi分别为第i个通道的PID控制器的比例、积分和微分参数;T为积分时间。

下面根据图4所示的控制策略结构,给出具体的控制器设计过程。

(1)参数粒子化。

如图4所示,在具有n个液压缸的多通道电液伺服驱动系统中,选取所有n个通道的比例、积分和微分参数值组合构成第l个粒子的位置sl,l=1,2,…,M。具体sl可以表示为

sl=(KP1l,KI1l,KD1l,KP2l,KI2l,KD2l,…,

KPnl,KInl,KDnl)

于是,由M个粒子组成的种群记作一个粒子群S:

S=(s1,s2,…,sM)

(2)优化评价函数选取。粒子群优化方向评价函数F可用下式表示:

$F = \int_{0}^{Τ} \sum_{i = 1}^{n} [α_{i} (r_{0} - y_{i})^{2} + β_{i} (y_{i} - y_{1})^{2}] d t$ (9)

其中,加权系数αi、βi满足:

$\sum_{i = 1}^{n} α_{i} + \sum_{i = 1}^{n - 1} β_{i} = 1$ (10)

式中,下标i表示通道序号;αi为跟踪误差加权系数;βi为同步误差加权系数; y1为第一个液压缸的输出位移。

通过改变加权系数来控制同步误差和跟踪误差在评价函数F中的比重,优化算法以评价函数最小化为优化原则,以每个通道同步运行误差最小为最终目的。

(3)粒子群中粒子的位置初始化。

粒子群S中的第l个粒子sl的初始位置(各组成分量)定义如下:

KPil=KPi1+γPil (11)

KIil=KIi1+γIil (12)

KDil=KDi1+γDil (13)

式中,KPi1为第1个粒子第i通道的比例参数初始值;KIi1为第1个粒子第i通道的积分参数初始值;KDi1为第1个粒子第i通道的微分参数初始值,且KPi1、KIi1、KDi1由经验数据决定;γPil、γIil、γDil为0～1的随机数。

(4)粒子位置更新。

粒子位置更新即寻优迭代。若粒子位置经过第k次迭代寻优后,第l个粒子的位置用sl(k)表示,第k+1次迭代寻优后的位置用sl(k+1)表示,则sl(k+1)的计算公式可以描述为

sl(k+1)=sl(k)+vl(k) (14)

其中,νl(k)为第l个粒子的k次寻优迭代的速度,其值和粒子位置有关,具体计算公式如下:

vl(k)=wvl(k)+c1r1(pl-sl(k))+

c2r2(pg-sl(k))+c3r3(ps-sl(k)) (15)

$w = w_{\max} - \frac{w_{\max} - w_{\min}}{k_{Τ}} k$ (16)

式中,c1、c2、c3为加速因子;r1、r2、r3为随机因子,r1,r2,r3∈[0,1]; w为惯性系数;wmax为w的最大值;wmin为w的最小值;kT为预定迭代次;pl为个体最优位置;ps为局部最优位置;pg为全局最优位置。

(5)局部与全局最优获得。

根据上一步骤,经过每一次迭代寻优,都会得到3个粒子位置如下:

pl={s|min{F(l)1,…,F(l)k}}

ps={s|min{F(l)k,…,F(l+4)k}}

pg={s|min{F(1)k,…,F(l)k}}

其中,局部最优位置包括周围4个领域粒子,表示第k次迭代寻优过程中第l个粒子的评价函数值。这样,当寻优迭代次数达到预设值kT时,就得到了最优化智能控制器参数值,即第kT次迭代后的全局最优位置pg。

2.2 双缸系统IPSO-PID同步控制器设计

根据上述n通道的控制策略分析,对双缸液压拉床智能PID控制器原理进行简化,如图5所示。

控制器的具体设计也可以简化为如下几步。

(1)优化评价函数简化。

优化评价函数F可以简化为

F=∫ $_{0}^{Τ}$ [α1(r0-y1)2+α2(y2-r0)2+β1(y2-y1)2]dt (17)

(2)参数粒子化简化。

优化参数简化为两个通道6个参数,即KP1、KI1、KD1、KP2、KI2、KD2。于是,第l个粒子位置sl可以简化表示为

sl=(KP1l,KI1l,KD1l,KP2l,KI2l,KD2l)

(3)粒子位置初始化简化。

给定第一个粒子位置s1,定义如下:

s1=(KP11,KI11,KD11,KP21,KI21,KD21)=

( $\tilde{Κ}$ P1, $\tilde{Κ}$ I1, $\tilde{Κ}$ D1, $\tilde{Κ}$ P2, $\tilde{Κ}$ I2, $\tilde{Κ}$ D2)

式中, $\tilde{Κ}$ P1、 $\tilde{Κ}$ I1、 $\tilde{Κ}$ D1、 $\tilde{Κ}$ P2、 $\tilde{Κ}$ I2、 $\tilde{Κ}$ D2为系统调试过程中的经验数据。

则第l个粒子位置初始值由式(11)～式(13)计算得到。

(4)粒子寻优简化。

利用式(17)、式(14)、式(15)和优化评价函数进行粒子位置寻优迭代,进行预定次数后得到pl、ps、pg。

3 实际应用研究

本研究涉及的实际双缸液压拉床电液伺服同步驱动系统如图6所示,其系统主要元件及参数为:液压油源工作压力10MPa,工作流量400L/min、液压缸直径为130mm,行程为63～1900mm、

液压缸位移传感器MTS RH1900(25位精度输出型)、力士乐比例伺服阀4WRZE25、位置采集模块、DA模块和控制器。

实际系统仿真和实际应用研究过程选取工况为:双缸驱动行程100～1000mm,恒定速度100mm/s,加减速时间为0.5s,拉削负载f=100kN,系统模型的其他主要参数取值如表1所示[10]。

为了检验基于IPSO-PID同步控制器的有效性,以常规PID同步控制器为应用对比对象。在两种控制策略中,常规PID同步控制器和智能PID同步控制器的实际参数如表2所示。

两种控制策略的实际应用结果如图7～图10所示,IPSO-PID控制器的参数优化迭代过程如图11所示。图11显示了IPSO-PID实际应用参数KP1、KI1、KD1、KP2、KI2、KD2在100次迭代后得到最优值的过程。

1.缸1的跟踪误差 2.缸2的跟踪误差 3.两缸同步误差

1.KP12.KP23.KI14.KI25.KD16.KD2

对比图7与图8可以看出,常规PID同步控制仿真与实际应用过程中,缸1和缸2的跟踪误差基本一致(相差在0.2mm以内),缸1和缸2的同步误差基本一致(在±0.1mm之内)。对比图

9与图10可以看出,IPSO-PID同步控制仿真与实际应用过程中,缸1和缸2的跟踪误差基本一致(相差在0.1mm以内),缸1和缸2的同步误差基本一致(在±0.03mm之内)。这说明本文建立的系统模型是有效的。

对比图7与图9可以看出,在系统仿真控制情况下,IPSO-PID同步控制器的缸1和缸2的跟踪误差降低到0.35mm左右,双缸同步误差在±0.03mm左右,比常规PID同步控制器的各缸跟踪误差小了0.3mm,双缸同步误差小了0.07mm。这就说明,IPSO-PID同步控制器比常规PID同步控制器具有更快的跟踪响应速度和更好的双缸同步性能。

对比图8与图10可以看出,在系统实际控制情况下,IPSO-PID同步控制器的缸1和缸2的跟踪误差在0.45mm左右,双缸同步误差在±0.03mm左右,比常规PID同步控制器的各缸跟踪误差小了0.5mm,双缸同步误差小了0.07mm。这就说明,IPSO-PID同步控制器比常规PID同步控制器具有更快的跟踪响应速度和更好的双缸同步性能。

从图11可以看出,IPSO-PID同步控制器的控制参数不是恒定的。在每次同步驱动控制过程中,控制器都会根据实际工况,产生图11所示的参数迭代优化过程,从而确保得到的控制参数是和实际系统最匹配的。

综上所述,IPSO-PID同步控制器比常规PID同步控制器具有更快的跟踪响应速度和更好的双缸同步性能。

4 结论

(1)本文结合改进型粒子群优化算法(IPSO)和PID控制策略,提出了一种类似经典PID控制策略的IPSO-PID同步控制策略,并将它实际应用到液压拉床的双液压缸电液伺服同步驱动系统中。

(2)通过常规PID和IPSO-PID同步控制器在实际双缸电液伺服同步控制系统的控制结果对比,得出IPSO-PID同步控制器比常规的PID同步控制器具有更好的系统跟踪和同步驱动性能的结论。

(3)提出的IPSO-PID同步控制策略不仅适应于双缸电液伺服同步系统,也可以应用于多液压缸同步驱动情形,还适用于其他MIMO系统的同步控制。

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同步驱动控制篇6

文中基于Lyapunov稳定性定理,通过构造Ly-apunov函数,实现了受激喇曼散射激光器系统和Rossler系统为驱动系统,NH3激光器系统为响应系统的信号反同步,并通过数值仿真验证了组合反同步原理的正确性。

1 同步原理

受激喇曼散射激光器系统、Rossler系统和NH3激光器系统是三个不同的混沌系统。受激喇曼散射激光器系统的动力学方程描述为

其中,a1、b1、c1是常数;当a1=-1,b1=2.06,c1=1.0时,系统(1)具有混沌行为。

Rossler系统的动力学方程为

其中,a2、b2、c2是常数;当a2=0.2, b2=0.2,c2=5.7时,系统(2)具有混沌行为。

NH3激光器系统的状态方程由下式给出

其中,a3、b3、c3是常数;当a3=1.4253,b3=40,c3=0.2778时,系统(3)处于混沌状态。

假设受激喇曼散射激光器系统和Rossler系统作为驱动系统,NH3激光器系统作为响应系统,将NH3激光器系统变形如下式[18]其中

其中,u1、u2、u3是设计的控制器。

定义误差状态变量为

则有以下误差系统

其中

设计控制器的形式如下

其中,v1=e1;v2=e2-γ2(a3-1)γ1a3v1。

令v1=e1,它对时间求导数为

其中,把e2=α1(v1)看作是一个虚拟的控制器,为了使v1子系统稳定,可以定义第一部分Lyapunov函数为

由于是负定的,所以v1子系统是渐进稳定的。考虑到虚拟控制器α1(v1)是估计的,则e2和α1(v1)的误差可以表示为v2=e2-α1(v1),因此有

令e3=α2(v1,v2),为了使 (v1,v2)子系统稳定,可以定义第二部分Lyapunov函数为

V2=V1+1/2v22(17)

则式(17)对时间的导数为

2 仿真结果

在这一部分中,通过给出的数值模拟来验证所提出方法的有效性。两个驱动系统受激喇曼散射激光器系统和Rossler系统的初值分别取为x1(0)=1 ; x2(0)=1 ; x3(0)=1 ; y1(0)=-6 ;y2(0)=5 ;y3(0)=-10。其中两系统的参数分别为a1=-1 ;b1=2.06 ;c1=1.0 ;a2=0.2 ;b2=0.2 ;c2=0.2。此时两驱动系统均处于混沌状态,则驱动系统的相图如图1、图2所示。响应系统的初值取为z1(0)=2.0 ;z2(0)=2.0 ;z3(0)=2.0。其中该系统的参数分别为a3是Prantl数;b3是激光器的泵浦;c3是几何因子。当a3=1.4253;b3=40 ;c3=0.2778,系统(6)的混沌吸引子如图3所示。

两个驱动系统与一个响应系统的组合反同步过程如图4所示。表明由于两个驱动系统和一个响应系统所取的初值不同,所以这三个混沌系统的状态变量曲线在初始阶段有明显的不同,并且两个驱动系统状态变量之和的曲线图和响应系统状态变量的曲线图随时间的变化总是关于状态变量为零时对称。也就是说,响应系统中所有状态变量的轨迹与两个驱动系统所有状态变量之和的轨迹严格的相反。随着时间的无限延长,两个驱动系统状态变量之和的曲线图和响应系统的曲线图都会严格的关于状态变量为零时对称,不会有任何变化。同时,两系统状态变量的误差曲线如图5所示。

从图5可以看出,因为受激喇曼散射激光器系统,Rossler系统作为驱动系统和NH3激光器系统作为响应系统是三个异结构混沌系统,三个异结构的混沌系统所取的初值不同并且随时间的演化而具有不同的特性。所以,状态变量的误差ei(t)随时间的演化在初始阶段有明显的差异。但在选取适当的控制器,经过一个短暂的时间后,两个驱动系统和一个响应系统所有的状态变量之间的组合反同步误差曲线很快地并且稳定地收敛到零,不管怎么延长演化时间,驱动系统与响应系统的所有变量的组合反同步误差曲线都趋于零,即两个驱动系统和一个响应系统达到混沌组合反同步状态。

3 结论

一种新型外驱动同步整流电路篇7

关键词：同步整流,自驱动,外驱动,正激变换器

0 引言

目前,电力系统二次设备中测控、保护类装置数字化接口的增多,导致装置的功耗越来越大,装置电源的输出电流达到十几安培甚至更大,使得降低装置电源的固有损耗、提高其效率显得尤为重要。因此,设计这类电源时一般要采用同步整流技术[1,2,3]。同步整流技术可以分为外驱动技术和自驱动技术:外驱动技术常采用专门的同步整流驱动控制芯片和隔离芯片,能够提供较好的控制时序,但电路复杂,成本高;自驱动技术是正激变换器中比较常用的技术,简单自驱动方法简单,成本低,但驱动波形不理想,会存在一段驱动死区,降低了变换器的效率[4,5]。栅极电荷自维持驱动电路是比较好的自驱动技术[6,7],可以解决驱动死区问题,但存在较大的共态导通问题。改进的栅极电荷自维持驱动电路[8,9,10]可以进一步改善共态导通问题。文献[8]提到了控制延时方法消除共态导通,但未给出具体的实施方法;副边电流驱动[7]是自驱动技术的另一种形式,但驱动电压波形仍不够理想。另外,在自驱动技术中,同步整流金属氧化物半导体(MOS)管的驱动电压均来自于变压器绕组电压,工作在较宽的输入电压范围[11]时,驱动电压的幅值变化范围较大,给同步整流管的驱动设计带来困难。

本文提出了一种新型外驱动同步整流驱动电路,结合了外驱动和自驱动技术的特点,无需专门的驱动芯片,利用驱动变压器实现驱动隔离,可以解决驱动死区和共态导通问题。同时,驱动电压波形不是取自变压器绕组,幅值比较稳定,驱动波形不再受主变压器影响,抗干扰能力强,可以在较宽的输入电压范围下可靠工作。

1 新型外驱动同步整流电路

以变压器辅助绕组磁复位正激变换器为例,采用同步整流技术时,需要解决3个问题:(1)驱动死区,是指续流MOS管不能在续流期间完全导通,续流电流流过二极管,损耗大;(2)共态导通,是指变换器工作整流开始阶段,续流MOS管不能及时关断,变换器会出现副边短时短路,其会带来MOS管损耗增加,电压、电流尖峰大,电磁兼容恶劣的问题;(3)驱动电压波形,正激变换器工作在宽输入电压时,同步整流MOS管的栅极存在耐压的安全隐患。本文提出的新型外驱动同步整流驱动电路能很好地解决上述3个问题。图1是新型外驱动同步整流驱动电路。同步整流MOS管的驱动信号取自控制芯片(如UC3844)驱动脉冲,驱动信号一路通过延时送到原边MOS管,同时通过隔离变压器传递到副边,并通过增强、转换后送到2个同步整流MOS管。

图中:C1为MOS管Q1的栅极寄生电容;Cb为驱动变压器T2的隔直电容;Q2和Q4为同步整流MOS管;Q3为给Q4门极电荷快速放电的MOS管;LO为耦合滤波电感,匝数比关系为NO1/NO2=NS1/NS2=VO/VCC;Lr为变压器漏感(含变压器副边折合到原边的漏感)。变压器T1输入电压为Vin,匝数比n=NP1/NS1=NP2/NS1;变压器T2匝数比为1∶1,占空比为D(最大0.5),原边驱动脉冲udr的幅值为VC1,则变压器T2副边电压为(1-D)VC1。

图2为新型外驱动同步整流电路的主要工作波形。

分析前,作如下假设。(1)Q1开通的门槛电压为VT1;耦合滤波电感LO足够大,认为电感电流即为负载电流IO;隔直电容Cb足够大。(2)副边驱动电压源VCC的电压是恒定的;当(1-D)VC1≥VCC时,u2的幅值为VCC;当(1-D)VC1<VCC时,u2的正向幅值为(1-D)VC1,负向幅值为DVC1;变压器T1副边电压uS1幅值大于VCC;u3的幅值为VCC。(3)忽略驱动变压器T2信号的传递延时,忽略Q5和Q6的开通延时,并且驱动能力足够,忽略Q2的开通延时,所有二极管均是理想器件。

下面对新型外驱动同步整流电路的工作过程进行分析,一个开关周期可以分为7个工作阶段,工作过程描述如下。

1)阶段1,[t0,t1]:在t0时刻,驱动脉冲udr由低电平变为高电平,由于驱动电阻R1和MOS管栅极寄生电容C1的存在,栅极电压u1近似线性上升,驱动信号可以认为无延时地通过变压器T2传递到副边,Q5开通,MOS管Q2和Q3的门极电压u2迅速上升,Q3开始导通,Q4栅极电荷开始放电。这段时间内变压器T1磁复位已经完成,变压器原、副边电压为0,Q6处于关断状态,负载电流全部流过Q4,副边处于续流状态。

2)阶段2,[t1,t2]:在t1时刻,MOS管Q4的门极电压u3降到0,Q4作为MOS管部分关断,续流电流iD继续通过体二极管流过,tdd=t1-t0为规避时间,常规栅极电荷自维持驱动电路在该时间段会出现共态导通。这段时间内变压器T1的原、副边电压仍为0,副边处于续流状态。

3)阶段3,[t2,t3]:在时刻t2,u1线性上升到VT1,MOS管Q1开通,由于漏感Lr的存在,输入电压Vin加在漏感上,变压器T1原、副边电流近似线性上升,变压器副边电压仍为0。

4)阶段4,[t3,t4]:在t3时刻,变压器T1副边电流iS上升到负载电流IO,变压器原、副边电压迅速上升,Q4完全关断,其作用只相当于一个二极管。tss=t3-t0为安全时间,只要tss>tdd,就不会出现共态导通过程。在t3时刻,Q2已经处于完全开通状态,变压器T1副边进入整流状态,原边向副边传递能量。

5)阶段5,[t4,t5]:在t4时刻,驱动脉冲udr由高电平变为低电平,MOS管Q1关断,变压器T1原、副边电流谐振减小(近似线性下降),MOS管Q2的栅极驱动关闭,副边电流iS流过Q2的体二极管并近似线性减小,续流MOS管Q4的体二极管首先开始导通,续流电流iD近似线性上升,变压器T1原、副边电压为0。

6)阶段6,[t5,t6]:在t5时刻,变压器副边电流iS降到0,MOS管Q2完全关断,续流电流iD上升到负载电流IO,变压器复位绕组NP2开始进行磁复位,变压器T1副边电压开始迅速负方向上升,三极管Q6导通,续流MOS管Q4的栅极电压u3迅速上升,MOS管Q4开通,续流电流由体二极管转到MOS管上。图中的二极管D3可对Q4的栅极电压u3进行钳位,也可以依靠三极管Q6本身的PN极对u3进行钳位。

7)阶段7,[t6,t7]:在t6时刻,变压器T1磁复位完毕,变压器原、副边电压变为0。tdead=t7-t6为常规自驱动的死区时间,续流MOS管Q4驱动电压会降为0,从而造成续流电流iD流过二极管。而图1给出的驱动电路不存在这个问题,续流MOS管Q4的栅极电荷没有放电回路,会处于自维持状态,续流电流iD仍然通过MOS管Q4流过。

t7时刻,驱动脉冲udr再次由低电平变为高电平,变换器进入下一个工作周期。在阶段2和阶段5过程中,副边电流和续流电流会短时地流过二极管,但由于时间很短,其损耗几乎可以忽略。

需要指出,对于占空比大于0.5的正激变换器,采用该驱动电路时,变压器T2的匝数比需要适当调整,防止MOS管Q2和Q3的驱动能力不足。同样地,在设计宽输入电压工作时,要注意变压器T1副边在最低输入电压时能保证通过Q6到MOS管Q4的栅极电压不会太低。

2 安全时间的计算

新型外驱动同步整流电路有2个时间很重要:一个是规避时间tdd,另一个是安全时间tss。tss>tdd是防止出现共态导通的条件。但是,tss并不是真正的安全时间,真正的安全时间tsafe=tss-tdd,即绝对安全时间。下面分别对它们进行计算。

规避时间tdd是指驱动脉冲udr从低电平变为高电平开始,到续流MOS管Q4关断的时间。设三极管的放大倍数为hEF,MOS管Q2和Q3的栅极电容为Cissa,Q3的门槛电压为VTa,Q3的内阻为Rsa,MOS管Q4的栅极电容为Cissb,门槛电压为VTb。

Q3的开通时间ta为:

从Q3开通到Q4关断的时间tb为:

规避时间tdd为:

安全时间tss也分为2个部分:一个是MOS管Q1的开通时间ts1,即栅极电压上升到VT1的时间;另一个是漏感电流上升时间ts2,即变压器T1副边电流iS由0上升到负载电流IO的时间。则安全时间tss为:

当tsafe=tss-tdd≥0,就不会出现共态导通。

3 实验波形和效率曲线

实验参数如下:输入的直流电压为100~300V;输出的直流电压为5V;输出的负载电流最大为16A;原边开关管型号为FQP8N90C;同步整流MOS管型号为IRF1405;变压器漏感Lr为3μH;开关频率为60kHz。

MOS管Q1和Q4的驱动电压(u1和u3)波形如图3所示。图3(b)是图3(a)在开通瞬间(t0时刻)的展开图,从图中可以看出,规避时间tdd大约为100ns。

变压器副边电压uS1的波形和MOS管Q4的驱动电压波形如图4所示。图4(b)是图4(a)在关断瞬间(t1时刻)的展开图,从图中可以看出绝对安全时间tsafe大约为130ns。

采用新型外驱动同步整流电路的正激变换器在不同输入电压和不同负载下的效率曲线见图5。

需要指出的,试验采用的正激电源是一个完整的电源,含输入电磁兼容抑制和输出保护电路等。从效率曲线可以看出,输入电压低时效率较高,在半载(8A)时最高效率为88%,如果只考虑变换器本体部分的转换效率,其效率要比实测的还要高。同时,由图5可见在输入电压高、输出电流小时效率较低。实际工程应用时,变换器通常是在比较固定的输入电压(如220V左右)和输出负载(如12A左右)条件下工作的,高输入电压和轻载只在一些极端情况和调试时会出现,并不会降低其工程实用性。

4 结语

新型外驱动同步整流电路能够使正激变换器工作在宽输入电压场合,解决了自驱动技术存在的驱动死区和共态导通问题,抗干扰能力强,在电力系统中具有很好的工程实用价值。

该同步整流驱动电路除了适用于变压器绕组磁复位的正激变换器,还适用于多种脉宽调制型正激变换器,如双管正激变换器等。

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