复合式同步控制策略论文（共7篇）
复合式同步控制策略论文 篇1
摘要：将同步控制思想应用在振动打桩机中,实现在线无级调频调矩,从而提高打桩效率。针对电液伺服系统存在的非线性、时变性以及模型不确定性等特点,利用单片机的计算优势,融合复合式同步控制策略和模糊控制理论,构成一种智能型模糊PID参数同步控制系统。实验结果表明:模糊PID控制器可以改善系统的动态特性,控制效果明显优于常规PID控制器。
关键词：振动打桩机,复合式同步控制策略,模糊PID控制,单片机
0 引言
液压振动打桩机是一种广泛用于城市建设、桥梁、港口等各种基础施工工程的沉拔桩施工机械。随着液压振动桩机在工程领域应用的日益扩大,国内落后的振动桩锤理论和不成熟的产品已经无法满足市场的需求。柴油机式打桩机和静压式打桩机[1]不仅设备庞大、操作复杂、设备易损坏、维修不方便,而且不能实现无级的调频调矩,已远远满足不了现在的施工要求。本文提出将液压伺服系统的同步控制思想应用于偏心块式振动机械中,振动打桩机可以利用偏心块旋转产生的离心力进行打桩,这种方法能对打击力进行无级的调频调矩,从而实现高效打桩。因此,双电液压伺服马达同步控制问题是项目研究的关键。
为实现马达的同步控制,本文提出复合式同步控制方案,即基于模糊PID控制理论,解决液压系统的泄漏、执行元件的非线性等因素的影响[2];采用自主开发的以C8051F410为处理器的微机控制器实现系统的智能化控制。
1 双电液伺服马达同步控制系统及工作原理
双液压伺服马达同步控制系统及工作原理如图1所示,系统主要包括电控柜、液压系统和机械结构系统三部分。电控柜系统由微机控制器1、伺服放大板2和3、传感器13和14、开关按钮组25、数据采集卡26等组成;液压系统主要由伺服泵4和24、阀5和22、马达6和21以及散热器23等组成;机械结构系统主要是打桩头内部构造。
液压同步振动打桩机的工作原理如下:利用马达6和21带动两个主动轴7和19旋转,两个从动轴10和16通过两对齿轮8和11、17和20连接作反向的同步转动,在每组主从动轴上各装有一对大小相同方向相反的偏心块9、12、15和18。当马达6和21同时旋转时,主从动轴上的两组偏心块同速反向旋转,横向离心力相互抵消,而垂直方向的离心力则叠加,产生垂直方向的激振力。通过改变两个马达的转速实现激振频率的控制,改变两个马达的相位差实现激振力的大小控制。
2 双电液伺服马达系统同步控制策略
对于由两个电液伺服系统分别驱动的两组偏心块系统来说,一般的同步控制是以两个伺服系统输出的相位差为一定值(即同步)作为控制目标,因此,同步控制一般有两种基本形式,即“等同方式”和“主从方式”[3]。在等同控制方式中,两个液压马达能很好地跟踪参考速度,但因为不同的阀控马达系统的动态性能不一致,并受到负载干扰和噪声干扰等诸多因素的影响,难以保证两马达的同步控制精度;在等同控制方式中,从动马达能很好的跟踪主动马达,但不能快速的响应参考速度。针对以上缺点,本文提出复合式同步控制策略。
复合式同步控制系统方框图如图2所示,它同时具备同步控制方案和主从控制方案的优点。复合式同步控制策略采用双层嵌套的方式控制偏心力矩和频率,内层控制器实现对速度的控制,外层采用复合式控制方式控制相位差。系统的输入信号(参考速度)同时作用于两个通道,从输入形式来看,这种同步控制方式属于等同方式控制。作用在从动马达上的控制信号由两部分组成,除了系统的输入信号外,还有一个附加的输入信号,该信号的作用是消除在等同方式下,主从动马达子系统特性不一致所产生的速度误差和相位同步误差,从这一点看,该同步控制方式又具有主从控制的特点。在复合同步控制方式中,主从动马达能够很好的跟踪系统的输入信号,同时还能根据主从动马达的同步误差对从动马达进行微调,使从动马达紧紧跟踪主动马达,从而实现高精度的同步控制。该同步控制方式具备等同控制方式和主从控制方式的优点,能使同步精度大大提高。
3 模糊PID控制
模糊控制的过程实质上是模糊控制算法的过程。模糊PID控制一般由模糊化、模糊控制规则、模糊推理和去模糊化4个环节来实现[4,5],其结构框图如图3所示。从图3结构框图可以看出,误差(e)、误差变化率(ec)是模糊控制器的输入量,比例因子(P)、积分因子(I)、微分因子(D)是模糊控制器的输出。在双电液伺服马达系统中,液压马达的额定转速为2000r/min,所以e的基本论域为[-220rad/s,220rad/s],ec的基本论域为[-440rad/s,440rad/s];通过试凑法得到的PID参数为P=0.2,I=0.1,D=0.01,所以取P的基本论域为[0.1,0.3],取I的基本论域为[0,0.2],取D的基本论域为[0,0.002]。控制系统在运行过程中,在初步调节PID参数后,通过误差e和误差变化率ec计算出PID参数的变化量,从而获得被控对象的精确输入量。
3.1输入量的模糊化
模糊化的作用是将精确量转换为模糊量,将基本论域转化为模糊集合论域。模糊变量e、ec的模糊子集为:{“负大”(NB),“负中”(NM),“负小”(NS),“零”(Z),“正小”(PS),“正中”(PM),“正大”(PB)}。为了确保模糊集能较好的覆盖论域,论域一般取模糊子集个数的两倍加一,所以取e、ec的模糊论域为{-6,-5,-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4,5,6}。选择三角形隶属函数作为e和ec的隶属函数曲线,然后由e、ec隶属函数得出相应的模糊变量。
3.2模糊控制规则
PID参数的模糊控制规则的设计原则一般具有如下特点:
(1)当偏差e较大时,为了加快系统的响应速度,应取较大的P;为了避免开始时可能出现的过饱和,应取较小的D;为防止出现较大的超调,通常取较小的I,以限制积分作用。
(2)当偏差e处于中等大小时,为使系统响应具有较小的超调量,应取较小的P,适当的I。这时D的取值对系统的影响较大,其取值要大小适中,以确保系统的响应速度。
(3)当偏差e较小时,为避免系统振荡,应增大P值和减小I值,以增强系统的抗干扰性能。当偏差变化率ec较小时,D可取得大些;当偏差变化率ec较大时,D应取得小些。
3.3模糊推理计算与去模糊化方法
模糊推理有很多种不同的算法,如Mamdani型模糊推理算法、Larsen模糊推理算法、Takagi-Sugeno型模糊推理方法等。去模糊化的方法主要有面积中心法、最大隶属度法、加权平均法和面积平分法等。本文研究基于Mamdani型模糊推理算法进行计算,采用加权平均法去模糊化,从而获得P、I、D的模糊控制规则表[6]。
4 双电液伺服马达系统软件设计
为增强程序的可读性和可移植性,本文的系统软件采用模块化的方法进行设计。子程序包括设置子程序、相位采样子程序、速度处理子程序、相位延时模子程序、相位误差处理子程序、模糊PID控制等。速度处理子程序负责把从相位传感器获得的马达的相位转换为马达的速度,程序通常使用微分或周期的方式求取速度。相位延时模子程序的作用是调节两个马达之间的相位差,从而实现激振力的大小调节。相位误差处理子程序主要负责相位误差的纠正工作。双马达同步控制系统使用复合式同步控制策略和模糊PID控制方法对系统进行控制,其流程框图如图4所示。
软件主要流程:初始化C8051F410单片机,进入第一个采样周期。首先检测是否有键盘输入,如果有键盘输入则改变转速(激振频率)或相位差(激振力),如果没有键盘输入就直接执行通道1的A/D采样获得马达1的相位,调用速度处理子程序求取马达1的速度,通过模糊PID控制子程序求取通道1的输出电压U1;通过2通道的A/D采样获得马达2的相位,调用速度处理子程序求取马达2的速度,调用相位误差处理子程序和相位差控制子程序求取马达2的参考速度的微调值,再次调用模糊PID控制子程序求取通道2的输出电压U2;直至系统的执行时间达到0.5ms,此时C8051F410单片机会调用其自带的两个D/A输出电压控制信号,使单片机按照上述步骤反复执行,直至系统发出停止命令。
模糊PID控制的单片机实现方法:先确定PID参数与误差e和误差变化率ec之间的模糊关系,并获得P、I、D参数的模糊控制规则表。单片机在运行中,不断检测误差e和误差变化率ec的值,根据实时检测值查询P、I、D的模糊控制规则表,并对PID的3个参数进行自动调节,以满足不同时刻的不同e和ec对控制参数的不同要求,使被控对象具有良好的动静态性能。
5 实验分析
振动打桩机在实际打桩过程中,受外界和不同土层土壤的影响,打桩机的负载会实时发生改变,因此,抗干扰能力的强弱是衡量打桩机性能的主要因素之一。本文采用速度波动和相位差突变的形式来模拟打桩机的实际工作过程,假设双马达转速在1000r/min处按振幅为200的正弦波波动,相位差在t=5s时从0°变化到180°,结合复合式同步控制策略,用PID控制和模糊PID控制分别对打桩机在沙土环境下的打桩过程进行实验,得到图5、图6所示的实验结果。
从上面的实验结果可以看出:相位差未发生突变时,两种控制方法均能很好的跟踪设定的速度值,当相位差发生突变时,模糊PID控制器作用下的从动马达的速度波动曲线比较平稳,其控制性能明显优于PID控制器,即模糊PID控制器的抗干扰能力强于PID控制器。
6 结论
(1)在受到外界干扰的情况下,复合式同步控制策略不仅能使主从动马达很好的跟踪系统的输入信号,而且能使从动马达迅速跟踪主动马达的速度,从而保持良好的同步性能。
(2)模糊PID控制器具有调整时间短、调整过程平稳、跟踪效果好、稳态误差小、抗干扰能力强、设计过程简单以及易于实现等特点。其控制系统能够根据系统实时情况调整控制参数,适用于要求高精度同步控制的场合。
参考文献
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复合式同步控制策略论文 篇2
与“旋转电机+滚轴丝杆”相比,由直线电机驱动的直线驱动技术省去了中间的转换装置,简化了整个系统,减少了机械磨损,降低了整个系统的噪声。由于直接驱动负载,中间没有缓冲,直线电机对干扰非常敏感,比如摩擦力和负载阻力。对于这些问题,一种方法是估算出这些干扰,然后进行补偿。对于摩擦力,学者们建立了多种模型[1,2,3,4,5]。然而除了粘滞摩擦力的模型比较简单,其他各种类型摩擦力的数学模型都比较复杂,因此基于模型的估算方法效果不甚理想。另外,由于直线电机长度有限,其磁场不封闭,存在边端效应;对于开槽的直线电机,存在齿槽力。这些因素是直线电机推力脉动的主要原因。对于推力脉动问题,学者们首先提出的解决方案是对电机结构进行优化[6,7]。其结果只能尽量减小推力脉动,不能从根本上消除它对动子运动的影响。文献研究表明,直线电机的推力脉动相对于位置的频率是固定的,幅值是动子的速度和位置的函数[8]。据此,文献[8]在前馈控制环节产生一个与推力脉动频率相同的正弦信号,并采用自适应方法在线估算推力脉动的幅值,据此对推力脉动进行补偿。由于幅值的在线估算算法比较复杂,补偿的实时性较差,效果不是很好。对于直线电机伺服系统的稳定性和鲁棒性,学者们提出了很多控制策略,比如迭代学习控制[9]、模糊神经网络控制[10]、自适应控制[11,12]、滑模控制[13]等。上述方法由于算法复杂,实用性不强。针对上述问题,本文设计了一种复合控制系统,采用干扰观测器来在线估算并补偿摩擦力和负载阻力以及推力脉动;在速度和位置控制环,采用前馈控制环节来加快控制系统的响应速度;在反馈控制环,采用综合校正器来保证系统的稳定性和鲁棒性。
2 圆筒形永磁直线同步电机数学模型
圆筒形永磁直线同步电机的动力学模型如下所示:
undefined
式中:Cv为粘滞摩擦系数;Fcogcos(2Npz)为齿槽力;Fr为纹波推力;Fload为负载阻力;Ffsign(v)为静摩擦力;m为动子的质量;Fem为电磁推力;v为动子的速度;y为动子的位移。
令 F=Fem-d
d=Ffsign(v)+Fcogcos(2Npz)+Fr+Fload
并对式(1)进行拉普拉斯变换,可得:
undefined
圆筒形永磁直线电机电磁推力模型如下所示:
Fem=Kdiq (3)
式中:Kd为推力系数;iq为q轴电流。
由上所述,圆筒形永磁直线同步电机系统的模型如图1所示。
图1中,Cv=Cv+ΔCv,m=m+Δm,Kd=ΔKd+Kd,其中:undefined分别为Kd,Cv ,m的测量值;Δm,ΔKd, ΔCv分别为真实值与测量值之间的误差。则Gp(s)的标称模型为
Gpn(s)=1/(ms+Cv)
本文中,m=20 kg,Cv=40 N·s/m,Kd=100N/A。
对于永磁直线同步电机系统模型中的d,由于其模型比较复杂,难以获得精确值,不利于分析和设计控制系统,在下一节中,将设计干扰观测器对其进行在线估算,然后进行补偿。
3 永磁直线同步电机位置控制系统设计
3.1 干扰观测器
干扰观测器的结构如图2中虚线框内所示,ξ代表测量噪声,Q(s)代表低通滤波器,uc代表输入信号。
由图2可得:
y=Guy(s)uc+Gdy(s)d+Gξy(s)ξ (4)
其中
undefined
由式(4)可知,当Q(s)≈1时,Guy(s)≈KdGpn(s),Gdy(s) ≈0,Gξy(s) ≈-1,表明d近似被完全补偿,由uc到v的传递函数近似等价于Gp(s)Kd的标称模型KdGpn(s);当Q(s)≈0时,Guy(s) ≈KdGp(s),Gdy(s) ≈-Gp(s),Gξy(s) ≈0,表明DOB有很强的抑制测量噪声的能力 。
由于干扰d是由摩擦力、负载阻力、直线电机的推力脉动组成,它们都是低频信号,速度测量噪声一般是高频信号。因此设计Q(s)使得在低频段Q(s) ≈1 ,在高频段Q(s) ≈0,那么,DOB既能补偿干扰d,也能抑制速度测量噪声。本文取Q(s)为
undefined
3.2 复合前馈控制
复合前馈控制结构如图3所示,其中F(s),C(s),P(s),Gr(s),r, ξ,y分别代表前馈控制器、反馈控制器、控制对象、参考模型、指令输入、测量噪声、系统输出。
由图3可得,从[r ξ]到[y e u]的传递函数矩阵如下所示:
undefined
undefined
当F(s)=P-1(s)时,Gre(s)=0,Gru(s)=Gr(s)P-1(s),Gry(s)=Gr(s),表明图3所示的控制系统的误差始终是0,即系统的输出y能够完全复现参考输入undefined,并且系统输出y的动态过程仅由Gr(s)决定。
Gr(s)一般取如下的形式:
undefined
此时y没有超调,a越大,响应速度越快。
3.3 永磁直线同步电机位置控制系统设计
永磁直线同步电机位置控制系统由干扰观测器、速度控制器、位置控制器组成,结构如图4所示,虚线框内表示速度控制系统。p*, Gpr(s),GpF(s),Gpc(s), ξp分别代表位置信号、位置控制系统的参考模型、位置前馈控制器、位置反馈控制器、位置测量噪声;在速度控制系统中,up,Gvr(s),GvF(s),Gvc(s), ξv分别代表输入信号、速度控制系统的参考模型、速度前馈控制器、速度反馈控制器、速度测量噪声。
3.3.1 速度控制器
速度控制系统采用复合前馈控制算法。由3.1节知,控制对象模型KdGp(s)近似等价其标称模型KdGpn(s),因此可按KdGpn(s)设计速度控制系统的前馈和反馈控制器。
首先设计前馈控制器。考虑只有虚线框内速度控制系统的情况。令GvF(s)=K-1dGundefined(s),由3.2节可知,速度控制系统的误差ev始终是0,即输出v能够完全复现参考输入vr。
其次设计参考模型。不考虑测量噪声,由3.2节可知v(s)=Gvr(s)up(s)。因为GvF(s)是一次多项式,为了使其在物理上能够实现,Gvr(s)取为一阶:
undefined
于是v(t)的阶跃响应为
v(t)=1-e-at
本文取a=100。
最后设计反馈控制器。反馈控制器Gvc(s)的作用是保证速度控制系统的稳定性。易求得控制对象KdGpn(s)的相角裕度为114°,截止频率为4.58 rad/s。采用串联综合校正方法设计Gvc(s),如下式所示:
undefined
校正后系统的相角裕度为61.9°,截止频率为27.1 rad/s。
3.3.2 位置控制器
位置控制系统采用复合前馈控制算法。当速度控制系统采用前述复合前馈控制算法时,由图4可得位置控制系统的控制对象传递函数为Gvr(s)/s,由3.2节可知,令GpF(s)= Gundefined(s)s,p能够完全跟踪pr。由图4可知,位置控制器的输出up是速度控制器的指令信号。针对直线电机,要求其动子的速度如图5所示。
当取
undefined
时,up输出如图4所示,饱和值为k,其中undefined是指定的位置信号。
由图4可得:
undefined
由式(9)可知,up含有测量噪声ξp(s),up作为速度控制系统的输入信号,有必要消除或者抑制测量噪声的影响;只要将Gpc(s)设计成具有低通滤波特性时,就能达到抑制up中高频噪声的目的。利用串联综合校正方法,基于Gvr(s)/s设计Gpc(s)为
undefined
控制对象校正前后的相角裕度和截止频率分别为89.4°,73.5°和1 rad/s,4.46 rad/s。
4 仿真
永磁直线同步电机的控制系统Simulink仿真结构如图6所示,摩擦力和负载阻力用常数函数代替,推力脉动用正弦函数代替,测量噪声用白噪声代替,τ=0.001,给定位置信号p*=2 m,速度的上限设为k=1 m/s,假设动子质量m不变,Cv=50,Kd=110。空载及突加负载时的响应曲线如图7、图8所示。
图7、图8中,a图是位置响应曲线,b图是速度响应曲线,c图是速度控制器的输出信号曲线,即电流的输入信号曲线,d图是DOB估算的摩擦力、负载阻力以及推力脉动的补偿信号,还包含了Cv,Kd的不确定信息,e图和f图分别是位置和速度误差响应曲线。从图7可以看出,图4所示的位置和速度控制系统的动态响应没有超调,并且能够较好地跟踪期望的位置和速度曲线,说明干扰和系统的不确定性对系统的输出影响很小;从图7d、图8d可以看出,DOB能够快速估算出摩擦力、负载阻力和推力脉动,以及模型的不确定信息。从图7e、图8e及图7f图8f可以看出,系统的输出还是存在误差。其原因是控制器是按直线电机运动系统的标称模型设计的。而实际设计的DOB中的低通滤波器只是近似理想情况,使得DOB不能完全补偿干扰扰动和系统模型不确定性,补偿后的系统模型只是近似等价标称模型。多次仿真研究表明,DOB对控制系统性能的影响比较大,其中低通滤波器中时间常数τ越小,估算的干扰值越接近真实值,但是同时能够被DOB抑制的噪声的频率也越高。所以设计τ时,要考虑测量噪声的频率。虽然存在位置和速度的误差,但是已经变得很小。从图8可以看出,DOB能够及时估算突加的负载,同时补偿相应的电流,说明所设计的控制系统有较强的应变能力。
5 结论
复合式同步控制策略论文 篇3
研究多电机传动系统的同步控制具有非常重要的现实意义。目前基于不同控制结构的多电机同步控制策略主要有同一给定控制、主从控制、虚拟总轴控制、交叉耦合控制和偏差耦合控制等[1]。采用同一给定控制策略和主从控制策略的系统中,各电机之间没有耦合,运行过程中电机受到的扰动不会反馈给其他电机,系统的同步精度和抗扰性不够理想[2,3]。虚拟总轴控制策略中,系统输入信号要经过虚拟总轴的作用才能得到电机的参考信号,因而总的参考信号并不一定等于系统输入信号[4]。交叉耦合控制策略通过比较两台电机的转速得到同步转速偏差,并将其作为反馈信号,使系统获得良好的同步控制精度,但是当系统中电机数量较多时,其控制算法的复杂程度将会大大增加[5,6]。偏差耦合控制策略则是将系统中某一台电机的转速同其他电机转速分别比较,然后将得到的偏差相加作为该电机的转速补偿信号,这种策略随着电机数目的增加,其控制结构的复杂程度也会增加,耦合补偿规律也愈加难以确定[7,8]。此外,为提高控制系统同步精度及鲁棒性,研究人员将现代控制方法与已有的控制策略相结合,提出了各种适用于多电机传动系统的同步控制方法。文献[9]提出了在系统反馈回路中引入单神经元自适应PID的补偿控制方法,使系统的鲁棒性得到了提高。文献[10]提出了将交叉耦合控制器和定量反馈理论(QFT)鲁棒控制器相结合的控制方法,以解决扰动及其他不确定性因素对同步精度的影响问题。
本文参考了“最小相关轴”控制思想[11],在保证系统同步性能的同时尽量简化耦合算法,提出一种环形耦合控制策略,该控制策略不但能保证系统的同步性能,而且可大大降低系统控制结构的复杂程度。滑模变结构控制方法的控制规律比较简单,而且一旦进入滑模状态,系统状态的转移就不再受系统原有参数的变化和外来扰动的影响,具有良好的自适应性和鲁棒性,因此本文采用滑模变结构控制方法设计控制器。
1 环形耦合控制策略
环形耦合控制策略是基于同一给定控制加误差补偿的控制思想形成的。基于环形耦合控制策略的多电机同步控制系统结构如图1所示。为使系统中n台电机均按给定转速同步旋转,本控制策略在考虑每台电机转速与给定转速之间的误差(跟踪误差)的同时,还考虑该电机转速与相邻一台电机转速之间的误差(同步误差)。在环形耦合控制策略中,任一台电机的转速变化都会造成该电机和与其相邻的两台电机间的同步误差,同步误差将被反馈到该电机本身及相邻一台电机,同步误差补偿在相邻的两台电机间进行,从而使所有电机之间两两耦合,最终形成一个耦合环,环形耦合策略由此得名。
同步误差的反馈与补偿仅在相邻两台电机之间进行,因此即使系统中电机数量较多,也不会使控制结构过于复杂。本控制策略中所有电机对同一给定的参考信号实现一致跟随,而且电机间两两实现同步误差耦合补偿,所以系统起动过程的跟随性能和抗干扰性能够得到保证,适合受控电机较多的系统,是一种比较理想的同步控制策略。
2 滑模变结构控制器
变结构控制方法是对具有不确定性动力学系统进行控制的一种重要方法。滑模变结构的一大优点是其滑动模态对加给系统的扰动和系统的参数摄动具有完全的自适应性,对外界干扰不敏感,同时具有响应速度快、无超调及综合方法容易实现等优点。本文采用滑模变结构控制方法设计控制器,为使速度误差收敛并稳定在零附近,根据Lyapunov稳定性条件设计到达律,使系统具有强鲁棒性和快速动态响应。
感应电机的机械转动方程为
式中,ω为电机的机械角速度;ψα r为转子磁通;iβ s为α-β坐标系下β轴的定子电流;M为定转子之间的互感;J为转子惯量;Lr为转子电感;np为转子极对数;B为摩擦因数;TL为负载转矩。
令μ=npM/(JLr),p=μψα riβ s-TL/J,b=B/J,则式(1)可记为
对于第i台电机,有
考虑不确定干扰因素di,则式(3)为
第i台电机速度跟踪误差为
ei=ω d-ωi (5)
式中,ω d为给定转速。
设第i台电机与第i+1台电机的同步误差为
εi=ωi-ωi+1 (6)
其中,i=n时,ωi+1=ω1。
则经过环形耦合补偿后的跟踪误差为
Ei=ei-Kiεi (7)
式中,Ki为反馈增益。
定义滑模面为
S=fiEi(t) (8)
式中,fi为常数。
为使系统在原点附近切换面S=0上存在滑动模态区,应当满足如下条件:
即
将式(4)代入式(10),有
其中,i=n时,有bi+1=b1,pi+1=p1,di+1=d1。令ui=(1+Ki)pi+Kipi+1,Di=(1+Ki)di+Kidi+1,则有
构造
则有
式中,ηi为切换增益;sign(·)为符号函数。
如果取fi<0,ηi>|Di|,则有
此时系统的平衡原点处切换面S=0为大范围渐近稳定平衡平面。也即Ei速度跟踪误差渐近收敛为零。这种控制方法充分考虑了感应电机速度跟踪问题中的参数变化和不确定因素所带来的扰动,具有很强的鲁棒性。
3 滑模变结构环形耦合同步控制
本文构建4台电机组成的多电机同步控制系统。其中,电机类型为笼式感应电动机,额定功率37kW,额定电压380V,频率50Hz,定子电阻和电感分别为0.087Ω和0.8mH,转子电阻和电感分别为0.228Ω和0.8mH,互感为34.7mH,转动惯量为1.662kg·m2,摩擦系数为0.1N·m·s,极对数为2。
为模拟电机载荷分布不均及载荷突变情况,将各台电机载荷设置如下:第2台电机载荷为随机载荷(图2);其他电机载荷为700N·m不变。
分别对采用环形耦合控制策略和主从控制策略的电机同步控制系统进行仿真,并对结果作出分析和比较。其中,采用主从控制策略的系统中,将电机1设为主电机。
图3、图4所示分别为电机1、电机2间的同步误差曲线和电机2、电机3间的同步误差曲线。如图3、图4所示,控制系统采用环形耦合控制策略时,电机同步误差小,电机载荷发生扰动时,采用环形耦合控制策略的系统中电机同步误差得到有效抑制。由此可见,对于采用环形耦合控制策略的系统,电机载荷发生突变对同步性能影响很小,其动态同步性能明显优于采用主从控制策略的系统。
结果表明,本文提出的控制策略明显地改善了系统动态和稳态特性,耦合补偿控制器的应用使系统对外部扰动具有很好的适应性和鲁棒性,系统具有良好的动态同步性能,能够满足对同步精度要求较高的情况。
4 结论
本文结合同一给定控制与耦合补偿原理,提出了环形耦合控制策略,使得电机数量增多时,控制结构复杂程度能够保持不变。为保证系统具有很好的鲁棒性,本文设计了基于滑模变结构的同步控制器,并利用Lyapunov函数证明了其有效性。与采用主从控制策略的电机同步控制系统的比较表明,本文提出的控制策略不仅使系统具有良好的动态性能和抗干扰性,同时还具有较快的响应速度,增强了系统的鲁棒性,提高了系统的同步精度,适合于对多台电机的同步控制,及对同步精度要求较高的场合。
摘要：分析了目前多电机同步控制策略的发展现状,提出了一种结合滑模变结构方法的环形耦合控制策略,该控制策略能够在保证多电机传动系统同步性能的同时,使控制结构的复杂程度不随电机数量的增加而改变。Lyapunov稳定性理论证明了该控制策略的有效性。将环形耦合控制策略应用于多电机传动系统,并与采用主从控制策略的传动系统同步性能进行对比,证明了该控制策略具有更高的同步精度和更好的动态性能。
关键词：环形耦合,滑模变结构,同步控制,多电机
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复合式同步控制策略论文 篇4
随着半导体电力电子元件开关频率与效率的不断提高, 以及复杂的控制算法的简化与广泛使用, 永磁同步电动机 (Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM) 的直接转矩控制 (Direct Torque Control, DTC) 方法得到了充分改进。DTC的主要思想是通过控制转矩和磁链这2个基本变量, 达到直接控制电动机的目的。DTC具有转矩响应速度快、低转速下转矩高、敏感性高等优点。为了模拟直流电动机的磁场操作条件, 需要在执行磁通矢量驱动的过程中, 就转子的状态进行磁场定向。转子的位置角θ和速度ω是控制系统的关键参数。在传统的控制系统中, 一般是通过传感器来测量θ和ω, 但是这些传感器不仅增加了系统的复杂度、重量和成本, 而且降低了驱动控制系统的可靠性。在脉宽调制和磁通矢量控制方法中, 电压和频率是被作为基本的控制变量来进行调制的。这种控制方式需要额外的信号处理时间, 并限制转矩与速度响应。本文采用了DTC, 并通过滞环控制器控制磁链和转矩, 消除了脉宽调制的延迟[1]。此外, 应用低通滤波器减少了PMSM的谐波和噪声。
1 PMSM数学模型
在建立数学模型时, 可以忽略一些对系统控制性能和效果影响较小的参数, 为便于分析, 作如下假设:永磁材料的电导率为零;不考虑磁饱和现象, 即定子各相绕组的电感L与通入绕组中的电流大小无关;忽略漏磁通的影响;转子磁链在气隙中呈正弦分布;定子各相绕组参数一样, 即各相绕组的电枢电阻值相等, 各相绕组的电阻值也相等。在此基础上, 建立PMSM在不同坐标系下的数学模型, 定转子各参考坐标系及其相对关系如图1所示。其中, is为定子电流;isx, isy为定子电流在x-y轴的分量;isd, isq为定子电流在d-q轴的分量;Ψs为定子磁链矢量, ΨM为转子磁链矢量;δ为定、转子磁链矢量的电角度;θr为α-β轴与d-q轴的角度差。
电磁转矩数学方程为
式中:p为极对数;|Ψs|为定子磁链幅值;Ψsd, Ψsq为定子磁链在d-q轴的分量。
从式 (1) 可见, 电磁转矩与定子电流的y轴分量成正比。定子电流的主要控制优点是对参数的依赖性小。
2 基于无速度传感器技术的DTC策略
2.1 无速度传感器估算公式
利用式 (2) 、式 (3) 计算定子磁链的α-β轴分量, 并通过式 (4) 估计转矩:
式中:Ψα, Ψβ为定子磁链在α, β轴的分量;Test为转矩;iα, iβ, uα, uβ分别为定子电流、电压在α轴及β轴的分量;Rs为定子电阻。
磁链与转矩估算的输入变量是α-β轴PMSM的电流和电压值。估计过程中的位置和速度数据被传到DTC控制系统的内部。电压模型是独立于转子转速数据的。
转速的开环估算由式 (5) 得到[2]:
在无速度传感器算法中, 只有定子相电流和逆变器输出电压需要测量。在不使用观测器的情况下, 转矩和速度采用开环估计。基于无速度传感器技术的DTC对于电压矢量和定子磁链空间矢量具有高度依赖性。因此, 应准确估计定子磁链空间矢量。
2.2 空间电压矢量的产生
定子磁链和电磁转矩由施加在逆变器的最佳开关电压矢量直接控制。定子磁链计算公式为
式中:为定子电压矢量;定子电流矢量。
式 (6) 表明, 定子磁链和空间电压矢量在同一方向。因此, 可以通过选择适当的空间电压矢量来获得相应的定子磁链的幅值和矢量方向。将电压矢量平面分为6个部分, 如图2所示。其中θ1~θ6为1—6号扇区, V1—V6为非零电压矢量, V0和V7为零电压矢量。选择2个相邻向量, 产生最低开关频率, 以便增大或减小Ψs振幅。
电压矢量选择原理:需要提高定子磁链幅值时, 使用圆外的电压矢量;需要降低定子磁链幅值时, 使用圆内的电压矢量。需要提高电磁转矩时, 使用逆时针方向的电压矢量;需要降低电磁转矩时, 使用顺时针方向的电压矢量。
根据上述分析, 依据定子磁链幅值以及电磁转矩的需求, 对磁链扇区内的电压矢量进行统计, 结果见表1。表1中, Ψ为定子磁链滞环控制器输出, T表示转矩滞环控制器输出, θ代表磁通扇区。
设磁通滞环控制器输出为dΨs, 如果要增加所需的磁通, 则假定dΨs=1;如果需要减少磁通, 则假定dΨs=0。
式中:ΔΨs为带宽误差;|Ψs|为定子磁链幅值;Ψsref为定子磁链估算值。
设转矩滞环控制器输出为dTe。如果要增加所需转矩, 则假定dTe=1;如果需要减少转矩, 则假定dTe=-1;如果实际转矩没有变化, 则假定dTe=0。
式中:|Te|为转矩幅值;|Teref|为转矩幅值估算值;ΔTe为转矩误差。
将电压与电流信号输入一个产生精确的定子磁链和转矩的电动机模型中, 通过控制器将电动机转矩和磁通的实际值与参考值进行比较。这些控制器的输出值每100μs更新一次, 逻辑开关根据输出值决定逆变器的最佳开关信号。
2.3 定子磁链空间矢量扇区的确定
为了选择最佳的逆变器开关状态, 需要知道定子磁链空间矢量扇区θ。扇区由式 (9) 决定:
在实践中, 这种数学操作对于DSP来说太复杂。因此, 可用另一种方式来确定θ:
根据式 (10) 的结果 (无论是正或负) , 确定定子磁链空间矢量的扇区, 见表2。
2.4 低通滤波器模型构造
低通滤波器可以用来影响逆变器的开关频率, 以减少逆变器的压力, 使PMSM不受系统变化和噪声的影响[3]。RLC低通滤波器如图3所示。
RLC低通滤波器的传递函数为
式中:Vo为滤波器输出端电压;Vi为滤波器输入端电压;R1, r1为滤波器的电阻值;C1为滤波器的电容值;L1为滤波器的电感值。
为了获得好的减幅效果, 滤波电阻应选为
截止频率为
截止频率近似为300 Hz的低通滤波器的电感L1为22mH, 电容C1为500μF, 电阻R1为200Ω, r1为0.2Ω。由式 (11) 可得
3 模型验证和仿真结果
通过适当的开关顺序控制SVPWM逆变器提供电压。将以下值作为开关函数的输入:转矩实际值与给定值间的误差;定子磁链实际值与给定值间的误差;定子磁链使用估计通量。用式 (4) 和式 (5) 计算转矩和速度, 将t=0.4s, ω=-100rad/s时的速度值作为参考速度, 测量定子电流和电压。变频器直流母线电压为380V, 基于PMSM结构的参考定子磁链Ψsref=1.88ΨM, 负载转矩为5.5N·m。
电动机参数:极对数为3, 定子电阻为1.4Ω, q轴电感为6.6 mH, d轴电感为5.8 mH, ΨM为0.154 Wb, 转动惯量为0.001 76kg·m2, 摩擦因数为0.000 388 18。低通滤波器PMSM无速度传感器DTC结构如图4所示。
采样时间为100μs时的电动机性能测试结果如图5及图6所示。从图5、图6可以看出, 电动机实际速度与预计速度相似。同时, 电动机加速到参考速度所需的时间很短, 跟踪也很好。
应用滤波器的定子电流、电压波形和没有应用滤波器的电流、电压波形分别如图7和图8所示。
从图7、图8可看出, 在没有滤波器的控制系统中, 电流和电压波形畸变明显, 而加上滤波器后, 波形波动明显减弱, 说明滤波器能够降低电流和电压谐波。
4 结语
建立了PMSM数学模型, 并介绍了基于无速度传感器技术的DTC策略。仿真结果表明, 采用该策略后, 电动机的实际速度与不同转矩响应下的预计速度相似;电动机加速到参考速度所需的时间很短, 跟踪也很好。当估算速度时, 可能会发生转矩扭曲, 可以通过使用低通滤波器来抑制电流谐波。
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复合式同步控制策略论文 篇5
多电机同步传动在工业生产中应用非常普遍,随着自动化技术的提高,伺服控制技术的成熟和适用范围的扩大,利用PLC对伺服控制器进行控制,可以满足传动系统的不同要求。Lenze93xx系列伺服控制器具有丰富的接口,使用不同的现场总线模块可实现不同的控制模式。控制器连接旋转变压器(resolver)或编码器(encode)构成闭环误差控制随动系统,作高精度的速度控制或位置控制,其结构简单、动态响应速度快、控制精度高、工作可靠,可实现角度和速度同步(随动跟踪)、收放卷控制等复杂的伺服控制任务,广泛应用于数控机床、纺织印染、造纸、玻璃纤维湿法毡等行业。
2 机组同步传动系统组成
湿法毡机组用于玻璃纤维非织造物(fiberglass nonwovens)系列产品生产,其生产工艺过程类似于传统的造纸工艺,分为湿部和干部,湿部包括上浆、湿毡成型、湿毡浸胶和湿毡预烘干(烘干区前半部);干部包括烘干固化(烘干区的后半部)和卷取。由于生产过程的连续性,要求各传动单元毡材输送线速度同步,湿部毡材必须是零张力,否则湿毡会因受力产生裂痕或被拉断;干部的卷取传动单元不但要参与机组的同步运行,同时还需满足卷取张力控制,这样才能保证卷筒密实平齐,达到满意的卷绕效果。毡机组有5个单元共7台电机参与同步传动运行,图1为机组同步传动系统示意图,图1中烘干网电机M0、浸胶网电机M0-1、 成型网电机M0-2和加筋机电机M0-3为主机传动部分, 其中烘干网为主令单元。为保障设备安全运行,满足生产工艺要求,在烘干网带、浸胶网带和成型网带处分别安装有电动或气动纠偏装置。卷取部分包括牵引辊驱动电机M1和卷绕轴Ⅰ,Ⅱ驱动电机M2和M3。所有同步电机均采用带有旋转变压器SC的Lenze专用变频电动机。为保证分部传动单元速度同步的一致性,在浸胶网与烘干网间,成型网与浸胶网间分别安装有激光测距仪(sag),实测毡环数值变化。卷取部分的速度来自机组主令单元速度且跟随变化,卷取和烘干炉两工序间装一浮动辊装置用于调节毡材同步运行。
机组中各传动单元的负载和驱动辊直径不同,其电机功率及减速机的传动比也各异。主机部分设计最高车速200m/min,卷取机最高车速120m/min,机器运行速度范围12～120m/min;其中车速12～30m/min的范围主要用于每次开机时,将毡从成型网带逐级引导到卷取单元,并使各单元运行协调,属于爬行阶段为速度控制,爬行结束后,车速渐升至产品工艺要求的参数运行即进入运行阶段,这时主机部分仍为速度控制、动态跟随,而卷取部分自动切换为速度+张力控制,进行渐减张力卷绕。
3 主机同步控制策略及实现
主机同步控制系统由监控计算机、PLC、伺服变频器和传感器等组成。监控计算机是1台工业控制PC机,主要功能是对现场参数进行设置,通过Profibus现场总线网络实时获取现场数据。PLC采用S7-315 2DP,作用是面向生产过程,进行现场数据采集和控制,其数据交换通过Profibus总线送到监控计算机。主机中的烘干网、浸胶网和成型网控制器FM0,FM0-1,FM0-2选用Lenze9326高性能伺服变频器,加筋控制器为Lenze9323伺服变频器。控制器配合交流伺服电机、减速器构成的交流伺服驱动系统,反应速度快、精度高、动态响应好,可实现分部传动单元的速度同步随动跟踪。
3.1 CAN总线同步控制的实现
分部传动的控制原理是保持速度级联、高速传输和动态跟踪。主机4台控制器通过集成的CAN总线串联组成一个小型现场总线控制系统如图2所示。
总线传输介质为双绞线,负载连接在CAN-HI和CAN-LO之间,在串联CAN网络的第一个和最后一个控制器上分别接120Ω终端电阻,该阻值等于信号线的特性阻抗值,如果阻抗不匹配,有可能降低数据的有效传输。
CAN总线控制系统中烘干网控制器FM0为主令单元(Master),机组的运行速度由主令单元决定和调整,其余单元为从动单元(Slave),主令单元的速度通过集成的CAN总线网络依次传送给从动单元控制器FM0-1,FM0-2和FM0-3。为实现4个分部传动单元的速度传递,通过操作模块9371BB或运行GDC软件对CAN总线网络中的每个控制器需进行必要设置。包括设置控制器的CAN地址:C350/000;控制器网络的“主(Master)”“从(Slave)”运行方式C0352/000,当C0352/000=1为Master, C0352/000=0为Slave;事件触发的循环过程数据信道CAN-IN2的地址:C0354/003及CAN-OUT2的地址:C0354/004。主机传动控制器网络配置见表1。
从表1中可知,控制器分配网络地址为连续上升的地址号,一旦数据对象触发,控制器就可以通信并且能够通过GDC软件访问所有Lenze控制器参数,控制器间的数据交换无需上位机参与。网络事件触发的循环过程数据通道CAN-IN2和CAN-OUT2是Lenze9326控制器的功能块,用于控制器之间的数据交换,一个控制器的CAN-IN2在一定条件下可以接收来自另一控制器CAN-OUT2发出的数据,收发均可为8个字节数据,其中1,2,3,4字节可用于32位二进制信号或2个准模拟信号或1个32位双字相位信号。该网络使用CAN-IN2.W1和CAN-OUT2.W1传输模拟信号。生产中操作员根据生产工艺要求,通过PC机组态界面设定主令单元的速度(4～20mA),该信号由PLC的模拟输出端送至烘干网控制器FM0的X6/1,2端子,烘干炉控制器的CAN-IN2.W1接收速度指令。要实现网络数据的顺序传输,必须满足发送控制器的CAN-OUT2地址和标识(Id)与接收控制器的CAN-IN2地址和标识(Id)相同,同时满足数据传输附加条件。4台控制器数据传输方式如下:
CAN-OUT2.W1(FM0)→CAN-IN2.W1(FM0-1)
CAN-OUT2.W1(FM0-1)→CAN-IN2.W1(FM0-2)
CAN-OUT2.W1(FM0-2)→CAN-IN2.W1(FM0-3)
控制网络是基于CANopen总线协议,波特率为1Mbit/s时,最长达25m;波特率降低可长至1km ,数据输送可靠。 值得注意的是:当CAN总线网络中的某一控制器断电时,烘干网带控制器必须断电后再次送电,否则通信不能完成。
3.2 成型网、浸胶网同步分析及调整
Lenze伺服控制器集成CAN总线网络控制模式,实现了分部传动同步变频调速,所有网带几乎同一速度运行。然而因事件触发数据传输有20ms延迟,当主令单元FM0加减速时,会引起网带间的湿毡拉伸或松弛,出现毡面皱折、裂痕,甚至造成毡材断裂或者松垮,无法满足生产工艺的要求,保证产品质量。为防止湿毡不因主令单元加减速引起撕裂或堆积现象,在浸胶网带与烘干网带之间,成型网带与浸胶网带之间的毡材须留有一定的毡环,供速度同步跟踪调节用。并在浸胶网带和烘干炉网带间装有激光测距仪sag1,成型网带与浸胶网带间装有激光距离测距仪sag2,对网带间的毡环进行扫描,以实现从动单元的动态跟随。激光测距仪sag选用 OptoNCDT1400集成一体化产品,基本原理是通过测量激光往返目标所需时间来确定目标距离,测量范围:200～2000mm,输出为4～20mA信号。激光测距仪sag1和sag2的扫描输出信号分别送给浸胶控制器FM0-1和成型控制器FM0-2的模拟量输入端X6/1,2,作为伺服控制器的速度辅助给定,辅助给定信号和CAN总线传输的主给定信号叠加(见图2),控制从动单元跟随主令单元。当毡环位置改变时,及时调节浸胶网和斜长网成型机的速度,确保浸胶网、成型网与烘干网速度的准确同步。图3为激光测距闭环控制原理图。
毡环调整是生产过程中的一个重要环节,毡环不稳会引起毡面皱折,需要对控制器参数进行必要的调整, sag1不稳时,调整浸胶网控制器
FM0-1的参数; sag2不稳时,调整成型网控制器FM0-2的参数。网带间的速度修正通过调整控制器代码FCODE 472/10的值来实现。网带间毡环的垂直距离调整通过修改代码FCODE 472/1的值来完成,调整时,在网带间放置一片薄毡,通过PC机的GDC软件查看功能块AIN1-OUT(FCODE 0400)的值,并将该值写入代码FCODE 472/1中,当薄毡毡环位置正确时,功能块ADD1(ADD1-OUT)输出值为零。功能块CONV2= C0945/C0946可以调节毡环(Δlevel)和速度(Δspeed)间的关系,改变level,则从动单元速度就会改变;当C0945/C0946的值大时,控制速度也就高。例如:当成型网带与浸胶网带间的level比标准高2%,那么,在同一时刻,成型网带的速度要比正常高2%,因此成型网带输送的薄毡相对就快,毡环sag 2就下降。通过对控制器参数合理地调整可以实现分部传动系统达到最佳的同步运行效果。浸胶和成型控制器功能块信号流程图中有1个软件电位器功能块(MPOT),它是一种模拟电动机电位器,引毡时毡环控制sag1和sag2不起作用,成型网与浸胶网处于速度开环控制,操作员手动调节OP面板毡环控制旋钮,寻找满足工艺要求的开环运行同步点,并将sag1和sag2的毡环值分别写入浸胶网与成型网控制器代码FCODE 472/1中,当毡环位置适中后功能块ADD1-OUT1输出的信号近似为零。这时,按下面板OP上的“网带闭环控制”按钮,浸胶网带和成型网带驱动就进入速度闭环控制状态。
3.3 加筋变频器参数调整
加筋装置只有在生产加筋产品时才投入同步运行。加筋纱经张力器穿入导纱管,在网前箱浆料湍流的作用下与浆料在斜长网成型机成型为加筋毡并输送至浸胶网。根据生产工艺要求为防止筋纱受力跳出毡面,加筋电机的速度应略高于成型网带的速度。图4为加筋变频器信号流程图。图4中速度设定调节功能块NSET 用于电机的速度控制,其中NSET-N为主速度设定值,NSET-NADD 为附加速度设定值,NSET-NOUT为速度输出。
加筋纱变频器FM0-3的速度信号CAN-IN2.W1来自成型变频器FM0-2的CAN-OUT2.W1的输出,此信号中包含有成型网变频器的速度主给定信号 +附加给定信号(毡环控制sag2信号)。为保证筋纱平直的镶嵌于湿毡之中,需要调整变频器FM0-3的速度偏移量FCODE 472/1、速度系数FCODE 472/2或附加速度FCODE 472/10的值以获得良好的加筋效果。
4 卷取同步控制的实现
卷取是湿法毡机组的最后一道工序,卷取单元中的牵引辊变频器FM1,卷取辊Ⅰ,Ⅱ变频器FM2,FM3均为Lenze9326伺服控制器。3台控制器的代码C0005=Common为修改的基本配置模式,使用旋转变压器反馈,旋转变压器信号可由数字频率输出端X10向从机输出。图5为卷取同步传动控制原理图,图5中卷取传动的速度信号来自于主机PLC 的模拟输出端口,信号大小与机组主令单元烘干网控制器FM0的速度相同,为4～20mA的电流模拟量。为了提高主令单元速度信号的抗干扰能力,该信号经过I/U变换,将4～20mA电流信号变换为0～10V的标准电压信号,然后送到牵引辊控制器FM1的模拟量输入端子X6/1 ,2,作为牵引辊电机的速度主给定。为保证毡材在卷取和烘干炉两道工序之间速度同步协调、及时跟随,两道工序之间装有一个浮动辊松紧架机构,自动保持相邻单元的速度一致。浮动辊的位置决定牵引辊的速度,如图1所示v1>v2,浮动辊下降,表明牵引辊速度慢,控制系统就会增大牵引辊速度使浮动辊位于中位;如v1<v2,浮动辊上升表明牵引辊速度快,控制系统就会降低牵引辊速度使浮动辊位于中位;v1=v2,浮动辊位置不变。正常生产中浮动辊只在中位附近一个很微小的范围内上下浮动(浮动量为25%)。当浮动辊上下移动时,将通过连杆使电位器旋转,改变电位器RP的滑动位置,在RP的滑动点上可获得与前后两单元的毡速差成正比的同步调节电信号,这里电位器RP选用无触点式电位器。电位器RP检测到的位置信号送至控制器FM1的模拟量输入端X6/3,4,作为速度辅助给定,并与主给定信号一同送入过程控制器(PCTRL1)进行PID运算,输出信号控制牵引辊电机运行。
牵引辊速度信号由牵引辊控制器FM1数字频率输出端口X10,经数频耦合不加修改地送入卷取辊Ⅰ控制器的数字频率输入端口X9,作为该控制器Ⅰ的速度主给定,同样卷取辊Ⅰ控制器的数频输出端口X10将同步速度信号,经数频耦合不加修改地送入卷取辊Ⅱ控制器的数字频率输入端口X9,作为该控制器Ⅱ的速度主给定。牵引辊控制器为转矩限幅的速度控制模式,牵引辊采用S型砂纸辊其作用是对烘干炉中的毡材施加牵引力,同时阻断卷取和烘干炉前后工序间毡材的牵拉作用,确保毡材从烘干网安全平稳源源不断地输送至卷取单元。卷取辊Ⅰ,Ⅱ伺服控制器FM2,FM3为速度限幅的转矩控制模式,运转速度来自牵引辊控制器FM1的X9端,张力辊检测到的实际张力经过F/U变换和放大器CV2003放大后,分别送至卷取辊伺服控制器FM2,FM3的模拟量辅助输入端口X6/3,4,实现张力闭环控制,通常卷绕部分的速度要稍高于机组速度,以满足卷绕张力控制要求。
5 结论
系统采用Lenze93xx系列伺服控制器集成CAN总线网络+毡环激光测距仪同步控制模式,数据传输速度快,可靠性高,抗干扰能力强,保证了主机4个传动单元同步恒速平稳运行,通过对控制器的参数调整实现了良好的动态自动跟随。卷取3个传动单元控制器采用数字频率输入X9/数字频率输出X10的接线方式,配合松紧架调节和张力闭环控制,较好地协调了卷取单元与主机部分速度同步,满足了卷取系统对张力的控制要求。生产实践表明:系统运行可靠、同步跟踪精度高、调速平稳、调整方便,完全满足湿法毡生产要求。
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复合式同步控制策略论文 篇6
关键词：永磁交流伺服,矢量控制,MATLAB仿真
1 永磁同步电机的数学模型
永磁同步电机[1,2]的数学模型沿用理想电机模型的一系列假设:忽略铁心饱和;不计涡流和磁滞损耗;转子上没有阻尼绕组,永磁体也没有阻尼作用;反电动势是正弦的。
则永磁同步电机三相在ABC坐标系下电压模型为:
其中:uA、uB、uC为三相绕组的相电压瞬时值;iA、iB、iC为三相绕组的相电流瞬时值;ψf A、ψf B、ψf C为永磁体磁链在各绕组中的投影;p为微分算子(d/dt);R为永磁同步电机定子各相绕组的电阻;LA、LB、LC分别为电机A、B、C三相绕组的电感;MAB、MBA、MBC、MCB、MCA、MAC为三相绕组之间的互感。
定子绕组产生的电磁转矩表达式为:
式中:ωr为电机机械角速度;ea、eb、ec为电机的反电势。
运动方程为:
式中:Tem为电磁转矩;TL为负载转矩;B为阻尼系数;J为电机转动惯量。
2 伺服电机采用的控制策略分析
控制策略[3,4,5]分为控制id=0以实现最大转矩输出和控制id<0以达到弱磁升速。本文分析id=0的情况。
id=0转子磁链定向矢量控制的永磁同步电机伺服系统的原理如图1所示,它是一个位置、速度、电流闭环的三闭环系统。主要包括定子电流检测、转子位置检测、速度环调节器、clarke变换、park变换与逆变换、SPWM控制等几个环节。
永磁同步电机矢量控制要使实际的id觹、iq觹与给定的id、iq相等,就满足了实际控制的要求。在实际控制中,向电机定子注入的和从定子检测的电流都不是id、iq,而是三相电流,所以必须进行坐标变化。又因为dq坐标系是定在电机转子上的旋转坐标系,所以要实现坐标变换必须在控制中实时检测电机转子的位置。
进给驱动的电机大多工作于额定转速以下,属于恒转矩调速方式。在这类应用场合中,追求的是在一定的定子电流幅值下能够输出最大的转矩,因此最佳的控制方式是使定子电流与d轴正交,与q轴重合,即保持id=0(即磁场定向控制),使d轴电流分量id和q轴电流分量iq间达到解耦作用。
控制过程为:将位置信号指令与检测到的转子位置相比较,经过位置控制器的调整,输出速度指令信号,速度指令信号与检测到转子速度信号相比较,经速度控制器的调节,输出iq觹指令信号(电流控制器的给定信号),同时经过坐标变换,定子反馈的三相电流变换为id、iq,通过电流控制器使id=0,iq与给定的iq觹相等,电流控制器的输出为d、q轴的电压经坐标变化为αβ坐标下的电压,通过SPWM模块输出六路PWM驱动IGBT,产生可变频率和幅值的三相正弦电流输入电机定子。
此时经磁场定向控制的PMSM的电压方程为:
磁链方程为:
转矩方程为:Tem=pnψdiq
从其转矩方程中可以看出:由于转子是永磁结构,其ψd=常数,转矩只与电枢电流的幅值成正比,只要在逆变器中控制好定子的电流的幅值,就会得到满意的转矩控制特性。定子频率和相位由转子位置检测器的转子磁极位置信号决定。此时在模型上可以将永磁交流电机看成一台直流电机,控制也就变得简单多了。
3 永磁同步电机伺服模型的建立
永磁交流伺服系统仿真模型[6,7,8]如图2所示,该模型主要组成部分为负载转矩给定、反馈和PI模块、SPWM模块、永磁伺服电机模块、测量模块。负载转矩给定环节,可以根据具体数控机床的要求选择负载,这主要是通过阶跃函数模块来实现;反馈和PI模块环节,反馈采用的是比例反馈,因为PMSM参数设置极对数为2,所以反馈的电角度为实际值的2倍,PI模块可分别设定其P值和I值以及上下限幅值,具体参数在不同的系统中需反复凑试,以得到最理想的波形时的参数为佳;SPWM模块生成6路PWM信号输出来驱动逆变器;永磁伺服电机模块,这个模块可以直接在SIMULINK菜单中的Sim Power System库中的machines栏直接得到,并可对电机的固有基本参数直接给定;测量模块,包括对电机转子位置、转速、转矩,定子电流电压的输出及测量,在Sim Power System的Measurements中可以直接找到相应的模块。
4 永磁交流伺服系统的仿真结果
图2仿真参数的选取算法为ode23tb,可变步长,运行时间为0.2s;Udc=250V;Pn=4;转动惯量J=0.008kg·m2;
(1)稳态运行突加负载实验
系统给定转速为2500r/min,待进入稳态后,在t=0.1s时突加负载T=6N·m,可得到系统各仿真曲线如图3、图4所示。
从定子三相电流波形图可以看出电机在启动时三相电流在0.1s之前有较大波动,最大电流达到20A,在0.1s之后很快波形就趋于稳定的正弦波,最大电流达到额定电流6A左右。
从图4转速响应曲线看出,转速在0.1s时刻有点波动,但约0.01s时间后,转速立即恢复到2500r/min,无超调,而且非常的稳定。从图5转矩响应曲线看出,转矩在起动时有很大的波动,约0.02s后转矩趋于稳定。在0.1s时突加负载,转矩立即上升,波动时间很短,几乎立即达到额定转矩6N·m,无超调且非常的稳定。
从图6的qd轴电流波形图可以看出d轴电流基本为0,q轴电流在起动时有大的波动,在0.05s到0.01s电流恢复到近似为0,在0.1s突加6N·m负载后,电流有一个很小的波动,并立即趋于稳定。
(2)带负载启动降速
负载转矩设为T=5N·m,在0~0.1s段,转速设定为3000r/min,从0.1s开始,转速设定为2000r/min。
从定子三相电流波形图7中可以看出三相电流在0.1s是有较大波动,但很快波形就趋于稳定的正弦波。
从图8转速响应曲线中看出,在0.1s之前,转速从0上升到3000转,在0.1s时转速有一短暂的下降波动,但约0.01s时间内,转速就于稳定至2000转。
从图9转矩响应曲线看出,转矩在0.1s时刻波动较大,但约0.01s时间后,转矩立即恢复到5N·m,而且非常的稳定。
从图10qd电流曲线看出,在0.1s时q轴电流有较大的波动,d轴电流也有小的变化。但变化时间非常短,两轴电流就趋于稳定。
5 小结
由仿真波形可以看出:在给定转速为2500r/min的参考转速下,系统响应快速且平稳,几乎没有超调和振荡,电流波形为平滑的正弦曲线。动态调节迅速、平稳、电流波动和干扰较小;启动阶段系统保持转矩恒定,因而没有造成较大的转矩和相电流冲击,参考电流的限幅作用十分有效。稳态运行突加负载实验中,空载稳速运行时,忽略系统的摩擦转矩,因而此时的电磁转矩均值为零;在t=0.1s后稳态运行时无静差,突加负载,转速略有影响,但又能迅速恢复到平衡状突加负载后,电磁转矩略有增大,这主要是由电流换向IGBT开关的频繁切换造成的。
带负载启动实验中,在t=0.1s时转速突降转速过渡平滑,无超调,到稳态时转速平稳;从转矩波形看,转速突降,转矩脉动幅度小,对转速的变化响应迅速,超调量小,能很好的保持恒转矩运行。上面的建模和仿真表明,该永磁同步电机伺服控制系统具有良好的动态响应,证明了本文所提出的这种PMSM交流伺服系统仿真建模方法的有效性。
参考文献
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复合式同步控制策略论文 篇7
近年来,以可再生能源为基础的分布式发电技术发展迅速[1],将分布式电源与电网相连实现并网发电是合理有效利用分布式电源的关键技术[2]。双模式逆变器可以工作在独立和并网两种模式[3,4,5]。分布式发电系统的接口逆变器在独立运行模式与并网运行模式之间的平滑切换是实现电网与分布式发电系统相结合的研究重点[6]。
逆变器并网时刻的瞬态冲击电流受瞬时电压偏差和系统阻抗两个因素的影响。系统阻抗由逆变器与电网之间的线路阻抗以及逆变器的输出阻抗组成,线路阻抗与电网的电压等级以及传输线路的距离有关,逆变器的输出阻抗则由系统的控制策略决定,因此,仅通过调节系统阻抗减小并网冲击的方法并不实际。要实现逆变器双模式运行及两种运行模式间的平滑切换,与电网的同步过程是不可或缺的。若未能实现同步,系统在由独立运行模式切换至并网运行模式时,在逆变器输出电压与电网瞬时电压差较大时闭合并网开关,就会产生较大的冲击电流,这将严重影响电网的安全稳定运行,甚至造成并网失败。因此,快速、精确的主动同步控制算法是逆变器实现并脱网平滑切换的必备条件[7]。
逆变器采用下垂控制带载运行时,其输出电压的频率和幅值随负载变化;另一方面,负载电压与电网电压的相位也有偏差,且偏差随时间变化。为了减小并网冲击,在逆变器从独立运行模式切换至并网运行模式之前,必须进行负载电压与电网电压的同步控制,即控制逆变器输出电压幅值、频率和相角向电网电压的幅值、频率和相角逼近,最终两者差值达到一定的阈值,满足并网开关闭合标准。基于下垂控制的主动同步控制策略中,频率差和相角差都是通过控制逆变器输出电压的频率进行调节,频率不同步会导致相角差不停变化,因此,如何实现频率和相角的同时同步是主动同步控制的难点。
本文详细介绍了基于下垂控制的频率同步调节过程,分析了频率和相角分时段调节的同步方法与频率、相角同时调节的同步方法的工作原理及弊端。提出了一种基于频率恢复控制的逆变器主动同步控制策略,频率恢复控制保证逆变器运行过程中输出电压频率恢复至额定值,主动同步控制策略只需考虑幅值和相角同步,解决了采用传统下垂控制时频率和相角难以实现同时同步的问题。理论分析和实验结果表明主动同步控制策略具有良好的快速性和稳定性。
2 频率和相角调节
传统下垂控制的表达式为[8]:
式中,ω、V分别为逆变器输出电压的频率和幅值;ω0、V0为逆变器输出电压的额定频率和额定幅值;P0、Q0分别为逆变器额定有功、无功功率;m、n分别为有功、无功下垂系数。
文献[9,10]介绍了一种频率和相角分时段调节的同步方法。为了稳定相角差,首先进行频率的同步,频率同步完成后再以一固定的频率扰动进行相角同步。频率和幅值的同步控制式为:
式中,ωgrid、Vgrid分别为电网电压的频率和幅值。
频率同步控制原理如图1所示,调节过程如图2所示。逆变器独立运行时,P-ω下垂曲线为L1,运行点A对应额定负载P0、额定频率ω0。有功负载变化时,输出电压频率也随之变化。假定初始状态下负载为P1,根据下垂控制曲线,系统运行于B点,输出电压频率上升为ω0+Δω。启动同步控制后,逆变器与电网电压的频率差经过PI调节器得到频率补偿量,下垂曲线根据其大小上下移动,系统运行点也随之移动,输出电压频率向电网电压频率靠近。当两电压频率相同时,PI调节器输出不再变化,下垂曲线固定为L2,即实现频率同步[11]。
频率同步完成后,将PI调节器输入置0,其输出固定为Δω,再以一固定的频率扰动ΔΩ进行相角同步。相角同步完成后,去掉ΔΩ,Δω的存在保证了频率同步和相角同步同时实现,相角同步控制原理如图3所示。
频率和相角分时段调节的同步方法能够保证逆变器输出电压和电网电压频率和相角的准确同步。但是,相角的同步过程会对原有的频率同步造成影响,频率扰动的大小决定了相角调节的速度,也影响着整个主动同步控制过程的快慢。因此,在切换逻辑及频率扰动值的设计上需予以考虑[12]。
由于相角差调节至零且不再变化时,频率也一定是同步的,许多文献只对相角差进行同步控制,同时调节频率差和相角差[13]。相角和幅值的同步控制式为
式中,θ、θgrid分别为输出相角和电网电压相角。
与式(3)和式(4)相比,式(5)和式(6)简化了同步过程。但是,同时调节频率差和相角差会导致一个较长的振荡过程,不但很难实现频率和相角的同时同步,而且会对系统的稳定运行产生负面影响。
3 基于频率恢复控制的主动同步控制
应用P-ω下垂控制两台容量相同的逆变器,并联运行系统在负载突变时的调节过程如图4所示。假设初始t0时刻,两逆变器有功负载P1(t0)=P2(t0)=P0,ω1(t0)=ω2(t0)=ω0。t1时刻,突增有功负载至Pload,且靠近DG1而远离DG2。因为DG1等效阻抗小于DG2,DG1输出有功增加至P1(t1)以满足负载需求,DG2输出有功则增加至相对较低的P2(t1),因此,ω1(t1)<ω2(t1)。DG1和DG2输出频率积分即相位同时减小,但是θ1相对降低以减小DG1输出的有功功率,而θ2相对升高以增加DG2输出的有功功率。t2时刻,ω1(t2)和ω2(t2)变化至相同的值,使得θ1和θ2以相同的速率变化而不改变其相对值,两逆变器输出有功固定为P1(t2)和P2(t2),均分有功负载。
由以上分析可知,各逆变器稳态运行时频率相同,因此
若选择下垂系数m1P01=m2P02,则稳态时各DG输出有功功率满足式(8),即各逆变器输出有功功率与其有功容量相匹配。
稳态时,逆变器输出电压频率偏离额定值,为了使频率恢复至额定值,本文提出一种频率恢复控制方法。以DG1为例,其控制式为:
频率恢复控制原理如图5所示。图5表明,t2时刻开始频率恢复控制,ω1(t2)与ω0(通常为0)之间的差值使得有功功率设定点P01向P1移动。因此P-ω下垂控制线向上移动,而ω1向其设定值ω0靠近。t3时刻,P01=P1,ω1=ω0,恢复过程达到稳态。为了避免对功率分配性能的影响,频率恢复控制的常数应尽量取大,当两逆变器频率恢复控制的动态性能一致时,在恢复过程中两台逆变器相对相位差维持不变,因此有功功率分配状态保持不变。
下垂控制及频率恢复控制的输出只与本地负载有关,稳态时逆变器输出电压频率达到额定值。基于频率恢复控制的主动同步控制原理如图6所示。
图6表明,主动同步控制器通过三相系统的软件锁相环(Software Phase Lock Loop,SPLL)获取并网开关两侧的PCC电压和电网电压信息[14,15],得到角频率扰动量Δω的计算公式为:
由式(10)可知,电网电压和PCC电压的相角差经过PI调节器后得到角频率扰动量Δω,Δω使得逆变器输出电压频率偏离电网频率,从而控制相角差不断减小直至为0,此时Δω恢复至0即逆变器输出电压频率恢复为电网频率,实现了相角和频率的同时同步。
4 仿真与实验
4.1 仿真分析
本节对提出的基于频率恢复控制的主动同步控制策略进行仿真分析。设置仿真参数:逆变器输入直流电压160V,额定输出电压幅值60V,角频率ω给定值314 rad/s,输出额定有功功率500W,无功功率0var,电网电压等级60V。
首先验证频率恢复控制的功能。系统带本地阻性负载独立运行,图7为负载突变时逆变器输出功率及各控制量的变化过程。图7表明,负载突增及突减后,逆变器输出功率立刻变化以满足负载要求,由于频率恢复控制的作用,有功功率的参考值跟随负载变化,稳态时与负载大小匹配,逆变器输出电压角频率ω经过波动后恢复至额定值。
主动同步控制相角调节过程如图8所示。图8表明,由于本文采用的频率恢复控制,PCC电压与电网电压的相角差由电网频率偏差引起,由于受电网电压质量控制,偏差很小。
图9为主动同步控制过程中电网电压、PCC电压和两者之差的波形。初始时刻,逆变器独立运行,其输出电压与电网电压的差值随时间变化;2s时加入主动同步控制,PCC电压与电网电压的差值逐渐减小至0;同步完成后,PCC电压一直跟踪电网电压,两者差值稳定为0,因此可在此后任意时刻闭合并网开关。
综上所述,本文提出的基于频率恢复控制的主动同步控制器可以使逆变器输出电压迅速跟踪电网电压,为独立运行向并网运行的平滑切换提供了必要条件。
4.2 实验验证
搭建了采用DSP+FPGA作为主控电路的三相并网逆变器实验平台。实验参数与仿真一致,在主动同步之前,采用三相锁相环获得PCC电压和电网电压的幅值、相位信息。图10为A相电网电压和电网电压相位信息。
主动同步相角调节过程如图11所示。未加入主动同步时,相角差以非常缓慢的速度变化;加入主动同步控制器后,角频率扰动量使得相角差迅速减小,稳态时两者均稳定为0,与仿真分析一致。
图12为主动同步控制过程中电压波形。图12表明,初始时刻逆变器独立带载运行,其输出电压与电网电压差值随时间变化。加入主动同步控制后,电压差迅速减小后达到并网标准,完成同步。
图13为同步完成稳态时电压波形。图13表明,同步后,逆变器输出端口电压一直保持对电网电压的跟踪,等待并网开关的闭合。
5 结论
本文提出的基于频率恢复控制的主动同步控制策略,在稳态时保证了孤岛运行的逆变器工作频率稳定为额定值,主动同步过程仅控制调节幅值和相角同步,简单有效地实现了基于下垂控制方法的并网同步,仿真和实验结果验证了其可行性。该方法的提出为基于下垂控制双模式逆变器控制系统的稳定运行提供了有力保障。
摘要：随着微电网的提出,运行于独立和并网双模式的并网逆变器受到越来越多的关注。逆变器并网过程中与大电网的同步问题是实现逆变器平滑并网的关键,如何保证并网过程中频率和相角的精确快速控制是主动同步控制的难点。本文提出了一种适用于下垂控制的主动同步控制策略,该策略采用频率恢复控制方法使得并网逆变器工作频率固定为额定值,主动同步过程只需考虑幅值和相角同步,简化了控制策略,解决了采用传统下垂控制时频率和相角难以实现同时同步的问题。仿真和实验验证了该方法的有效性。
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