混合励磁同步电机（精选7篇）
混合励磁同步电机 篇1
摘要：根据电动汽车运行工况的特点,提出了一种以混合励磁无刷直流电机作为驱动电机,TI公司的DSP芯片TMS320F2812作为主控制器的应用于电动汽车的电机驱动系统方案,分析了系统控制策略,详细介绍了该电机驱动系统的硬件接口电路设计和软件构成。
关键词：电动汽车,驱动系统,混合励磁无刷直流电机,2812
1 引言
能源紧缺与环境污染等问题带来的负作用日益增加,使电动汽车在近些年成为各国竞相研究的热点。电机驱动系统作为电动汽车重要组成部分,其性能优劣直接关系到整车性能。目前,电动汽车上所采用的电机驱动系统以无刷直流电机(BLDCM)驱动系统综合性能最为理想,较好地满足了电动汽车对效率、功率密度等众多指标的要求[1]。但是无刷直流电机中永磁体对外加磁势的磁阻很大,电机气隙磁场难以调节致使其使用范围受限。混合励磁无刷直流电机(Hybrid Excitation BLDCM,HEBLDCM)通过安装励磁绕组的方法较好地解决了无刷直流电机调磁困难的问题,在适应不同负载方面具有明显优势,是未来电动汽车电机驱动系统的有力竞争者[2]。
2 HEBLDCM基本原理与控制策略分析
HEBLDCM在普通无刷直流电机的结构上进行了改造,在电机定子侧安装与电枢绕组正交的直流励磁绕组,转子侧安装铁磁极作为调磁极以及相间地安装N极、S极,电机整体结构如图1所示。
2.1 电机结构及调磁原理
由图1可看出,HEBLDCM气隙总磁通由永磁磁极产生的永磁磁通Φp和励磁电流If产生的励磁磁通Φf两部分组成。由于永磁磁极对外加磁势的磁阻很大,因此永磁磁极上磁通基本维持为永磁磁通Φp,铁磁极为励磁磁通Φf主要通道。从励磁角度来看,HEBLDCM的运行方式可分为:(1)零励磁运行(If=0),励磁磁通Φf为零,电机工作于普通无刷直流电机状态;(2)增磁运行(If>0),此时励磁磁通Φf与Φp方向相同(即Φf>0),电机气隙总磁通Φ增加为Φp+Φf;(3)弱磁运行(If<0),这时Φf与Φp方向相反(即Φf<0),Φ削减为Φp-Φf。
下面以If>0为例说明If对电机转矩及转速的影响,设U为电枢电压,E为电枢反电动势,R为电机内阻,L为电枢绕组各相自感,I为电枢电流,KE为反电势系数,n为电机转速,则HEBLDCM的电压平衡方程为:
式(2)中,Φf=KfIf,Kf为与励磁绕组设计有关的常数。结合(1)、(2)两式可得出n与U、If的关系表达式为:
由式(3)有,转速n可通过调节U、If来实现。
同样,电机转矩M与If及I之间关系式为:
式(4)中,KM为转矩系数,则调节I和If可实现对电机转矩M的调节[3,4]。
经以上分析可知,通过对励磁电流If的方向控制,可起到增强或削弱电机内部磁场的作用,而改变If大小则可控制调磁的强度,通过对磁场的控制最终达到控制电机转速和转矩的目的。
2.2 控制策略分析
引入励磁电流If的同时将带来励磁损耗,因此在不采取电励磁能满足运行需求的情况下电机零励磁运行。为方便分析,做如下定义:电机工作在额定电枢电压UN及额定电枢电流IN,零励磁运行时的转速为额定转速nN;电枢电流达到额定值IN时,零励磁运行的转矩为额定转矩MN;为保证主回路的调节能力,取电机零励磁恒功率运行下最高转速的90%为电机弱磁基速nf。根据电动汽车各种运行工况特点,以MN、nN、nf为临界点将系统工作状态划分为低速零励磁运行、低速增磁运行、高速零励磁运行、高速弱磁运行[5,6]。
当电动汽车低速运行(n
(1)汽车轻载低速运行时,电机负载转矩M小于额定转矩MN,此时电枢电流I未达到额定值IN,可通过调节I来满足负载转矩需求,零励磁运行。
(2)汽车处于爬坡或带负载启动等工况下时,负载转矩需求M可能超过额定转矩MN。由MN定义及式(4)可知,此时电枢电流I已达到额定值IN,假若继续增加I来获得转矩的提升,可能会导致电枢损耗急剧上升,严重时将造成电机损坏,因此调用正向励磁电流(If>0)增磁以提升电机转矩。
当电动汽车高速运行时(n>nN),此时转矩M不再是主要运行指标,仅考虑速度运行情况,以弱磁基速nf为临界值判断是否需要弱磁升速。
(1)当汽车运行在nN
(2)当汽车运行速度n大于nf时,由nf定义知此时电枢电压的利用率达到90%,不宜再采取调压调速,为避免主回路失去调节作用,引入反向励磁电流(If<0)削弱磁场提升速度,电机转矩也随速度上升而成比例下降,高速弱磁运行仍为恒功率运行。
3 系统硬件设计
HEBLDCM驱动系统需要协调控制电枢电流及励磁电流,因此比普通无刷直流电机驱动系统复杂了很多,这样对主控芯片的性能也提出了更高的要求。美国TI公司的TMS320F2812是目前在电机控制领域应用最为广泛的32位定点DSP,这款DSP的CPU主频高达150MHz,拥有精度达12位的片内AD模块,支持CAN2.0B协议的eCAN模块,两个专用于电机控制的事件管理器模块(EV)等诸多外设模块[7],基本满足了HEBLDCM系统控制的需求。
主电路功率模块选用日本三菱公司的IPM模块PM75CVA120,该模块额定电流75A,额定电压1200V,其将IGBT和驱动电路及过流、过压、欠压等保护电路集成在一起,简化了设计。励磁电路由四个IXYS公司的功率MOS管IFFN100N50P构成全桥电路,通过改变MOS管的导通次序和开关频率改变励磁电流的方向和大小。
图2为基于2812的HEBLDCM驱动系统硬件框图,硬件系统主要分为电枢主回路控制、励磁电路控制两部分,其中2812外部输入信号主要有位置、速度及电流的反馈信号以及运行参数给定信号(键盘或管理系统)等。DSP输出信号有故障保护信号和PWM驱动信号,其中E-VA中6路PWM用于驱动主回路IPM模块,EVB中4路PWM作为励磁电流方向切换信号,下面主要介绍系统部分接口电路的设计。
3.1 位置检测电路
转子位置信号及速度信号是决定电机运行的关键参数,采用日本TAMAGAWA公司的增量式光电编码器TS5214N510作为位置/速度传感器。这款编码器的分辨率为2500C/T,供电电源为+5V,输出6组差分信号:,其中为速度反馈信号,为磁极位置信号。
如图3所示,编码器端输出位置及速度差分信号经由接口板上SN75175转换为单端信号,再由高速光电耦合器6N137对单端信号进行隔离处理后送至2812捕捉单元,经捕捉单元完成位置/速度信号的采集,最后由CPU完成转子位置判断以及速度计算。
3.2 CAN收发电路
CAN总线是在汽车行业应用最为广泛的现场总线,为加强系统与电动汽车管理系统的通信,扩展CAN外围电路。选用TI公司的SN65HVD230作为CAN控制器和物理总线接口,其T、R引脚分别连接2812的CANTXA、CANRXA引脚,如图4所示。
3.3 AD采样调理电路
系统采用的电流互感器输出满量程为±6V,然而2812AD模块输入模拟电压范围为0~3V,采取图5所示电路将电流传感器输出电压信号限制在3V以内,然后再送入AD摸块,确保采样的正确性。
4 系统软件设计
由控制策略分析可知,HEBLDCM驱动系统设计的关键在于如何根据电动汽车运行工况的改变自动切换工作状态,选择运行方式,尽可能的发挥出混合励磁无刷直流电机的性能优势。
图6为系统主程序框图,主程序中主要包括系统初始化、运行命令给定与显示、外部输入信号检测、速度计算、故障检测及处理、状态判断、通信等子程序。电机运行方式选择首先通过当前运行速度n与nN的比较初步判断高、低速状态。若n>nN(高速),则n再与nf比较决定是否弱磁升速;若n
5 结束语
一个性能优越的电机驱动系统不仅可提高电动汽车整车性能,对促进电动汽车的发展和推广也具有重要的意义。本文在分析混合励磁无刷直流电机调磁原理和系统控制策略的基础上,分别介绍了驱动系统硬件电路设计和软件框架,该电机驱动系统具有磁场可调、低速大力矩及调速范围广等众多优点,在电动汽车驱动方面有着良好的应用前景。
参考文献
[1]魏学哲.影响电动汽车性能的关键因素解析电动汽车驱动系统[J].电子测试,2006(6):15-20.
[2]梁秀玲,李优新,王鸿贵,等.新型可调磁永磁无刷直流电动机在电动汽车中的应用[J].广东工业大学学报,2004(4):1-4,36.
[3]李优新,王鸿贵,何鸿肃,等.混合励磁无刷电机的调磁原理与实现方法[J].机电工程技术,2003,32(4):18-20,24.
[4]李优新.混合励磁无刷直流电机的结构及控制策略研究[J].微特电机,2003(3):3-5.
[5]徐寅,陈东.一种混合动力概念车驱动系统设计[J].机电工程,2010(1):72-75.
[6]葛善兵.混合励磁双凸极电机调速系统控制策略研究[D].南京:东南大学,2006.
[7]Texas Instruments.TMS320C28x DSP CPU and Instruction Set Reference Guide[Z].2003.
混合励磁同步电机 篇2
混合励磁同步电机 (HESM) 有两种励磁源,一种是永磁体,另一种是电励磁,它组合了永磁同步电机与电励磁电机的优点,两种励磁源在电机气隙中相互作用产生主磁通。起动阶段通入正向的励磁电流产生正电磁转矩以增加电机起动转矩 ;高速弱磁运行时通入反向励磁电流削弱气隙磁场达到弱磁升速的目的,从而增大电机起动转矩并且拓宽了电机的调速范围[6,7,8]。在21世纪能源危机的大背景下, 本文以电动汽车用轴向磁场磁通切换混合励磁电机为研究对象,构建其数学模型,基于分区控制策略对该电机进行研究,并在Simulink软件中进行仿真。
1混合励磁电机数学模型
HESM相对于PMSM(永磁同步电机)多了一个可控的励磁电流,该电流产生的磁场与电枢电流和永磁体产生的磁场完全耦合,导致HESM的解耦控制要比PMSM更复杂,建立HESM数学模型更难。鉴于HESM与PMSM二者在结构、磁路等的相似性,在忽略温度、磁饱和、磁滞损耗、阻尼绕组的基础之上,HESM在dq坐标系下的等效结构示意图如图1所示。
1.1磁链方程
公式(1)中,id、iq分别为d-q轴电流,Ld、Lq分别为d-q轴电感;ψpm为电枢绕组匝链的永磁磁链幅值;ψpmf为穿过励磁绕组的永磁磁链,由于励磁绕组与永磁体相对位置不变,其值为常数。
1.2电压方程
1.3电磁转矩方程
式中,第一项(3/2)piqψpm为永磁转矩分量;第二项(3/2)pidiq(Ld-Lq)为磁阻转矩分量;第三项 (3/2)p Msfifiq为电励磁转矩分量。
2混合励磁电机控制系统结构及控制策略
HESM调速的关键在于如何根据转速要求与负载变化情况,实现增磁、无直流励磁、弱磁运行方式的动态切换,即如何在主控制器和励磁电流控制器之间建立有效的联系,以保证调压、调磁、调速之间的协调控制。为此,采取分区控制策略,建立了如图2所示的系统控制原理框图。根据混合励磁同步电机的调速特征,即根据负载的状态变化自动实现增磁、永磁、弱磁之间的无扰动衔接。如图3所示,可以将HESM运行区域分为区域Ⅰ(nr≤ nBdec,nr为电机转速,nBdec为弱磁基速)为弱磁基速以下的低速运行区,实施id=0的增磁或无励磁调速;区域Ⅱ(nr>nBdec)为弱磁基速以上的高速运行区在这两个区域之间。如何确定每一种运行状态的条件、判断最优控制方案是控制策略所要解决的问题,即要实现调磁、调速与调压之间的动态最优控制[9,10,11,12]。
2.1低速区(nr≤nBdec)
当HESM的运行转速小于弱磁基速时,根据负载情况,实施增磁或无励磁控制,该调速区采用id=0的矢量控制模式,电流分配为:
(1)无直流励磁时,if= 0,id= 0,iq=2Te/ 3pψpm。在这种情况下,Te≤(3/2)pψpmiq N无需增磁,等同于PMSM恒转矩区域的id=0的控制。
(2)增磁时,当负载转矩大于Te≥(3/2)pψpmiq N时,如果不加直流励磁,HESM就无法提供所需转矩。所以,这种情况下就需要增磁,即给予直流励磁线圈一个正向电流,产生与永磁体磁通方向相同的磁通。
2.2高速区(nr>nBdec)
当HESM进入高速区后,随着转速的升高,电机反电势逐渐接近电枢端电压,导致电流控制器饱和,转速将无法进一步提升。因此,要继续提升电机转速,就必须采用弱磁调速方法,故该区也称为弱磁调速区。根据普通PMSM的弱磁调速原理可知,当电机进入弱磁调速区域后,其反电势随着转速的升高基本保持不变,通过增加反向弱磁电流来提升电机转速。类似于PMSM的弱磁控制,电枢电流与励磁电流的调节要受到电压极限环的限制,稳定运行时,电压矢量幅值应满足:us2=ud2+uq2≤U2lim。
式中,Ulim为电压矢量极限值,由逆变器输出相电压峰值决定。对于HESM控制系统,本质上其电气性能和弱磁调速机理与PMSM类似。对其进行弱磁控制,理论上只需保持Eq小于或等于Ulim即可。由于HESM是一个多变量、非线性、强耦合的复杂系统,各电感参数在不同工况下会发生较大波动。为降低电机参数变化对控制性能影响及充分利用励磁电流的弱磁作用,即首先进行励磁电流弱磁控制,如果励磁电流达到最小值If N时,还不能满足要求,则进一步采用d轴电流弱磁调速,即有:
3混合励磁电机控制系统仿真分析
HESM调速系统由电机本体、主功率变换器、电励磁功率变换器、主控制器和励磁电流控制器等组成。基于所建立的HESM系统仿真模型,来验证控制策略的正确性和调速系统的动态响应,并将HESM调速系统与PMSM调速系统进行对比分析。应用Matlab/Simulink软件建立HESM电机驱动系统模型并仿真,如图4所示。HESM电机参数 :PN=750 W ;nN= 1 500 r/min ;ψpm=0.113 48 ;p=4 ;Rs=2Ω ;Rf=10Ω ;Ld= 0.024 1 H ;Lq=0.014 9 H ;Msf=0.052 0 H。
为了得到HESM与PMSM调速系统的输出特性比较曲线,采用将励磁电流隔离的方式进行仿真,即首先进行HESM控制系统仿真,然后将直流励磁电流隔离再进行PMSM控制系统仿真,仿真结果如图5~图8所示。
1)HESM与PMSM启动仿真
图5所示为HESM在加入直流励磁和不加直流励磁(PMSM)两种情况下起动时速度的变化情况,采用无励磁电流的控制策略电机需要0.05s达到给定转速1 000 r/min;采用加入直流励磁的控制策略时则只需要0.025 s转速就能达到1 000 r/min,显著提高了起动转矩,减少了起动时间。图6所示为起动过程中励磁电流波形,从起动至0.05 s见电机产生一个1 A左右的正向励磁电流,转速稳定后励磁电流为0 A。
2)HESM与PMSM弱磁仿真
图7所示为两种不同控制模式下的转速变化情况,采用的是无励磁的调速策略,电机最高转速约为3 000 r/min;采用励磁电流进行弱磁的控制策略,电机的最高转速约为4 500 r/min,大大提升了电机的调速范围。图8所示为弱磁升速过程中励磁电流变化曲线,起动时出现正向励磁电流以提供较大的起动转矩加快起动过程,当转速超过弱磁基速2 200 r/min时,电机产生负的励磁电流进行弱磁升速。
4结语
本文对电动汽车用混合励磁电机控制策略进行了研究。在构建HESM其数学模型的基础之上,采用了分区控制策略,由仿真结果可看到,混合励磁电机在启动及低速时可以提供更大的转矩,在高速巡航时可以拓宽恒功率调速范围,从而达到了电动汽车低速大转矩、宽调速范围的要求。
参考文献
[1]Zhu Z Q,Howe D.Electrical machines and drives for electric,hybrid,and fuel cell vehicles[J].IEEE Proceedings,2007,95(4):746-765.
[2]Kim K C,Jin C S,Lee J.Magnetic shield design between interior permanent magnet synchronous motor and sensor for hybrid electric vehicle[J].IEEE Transactions on Magnetics,2009,45(6):2835-2838.
[3]Sulaiman E,Kosaka T,Matsui N.High power density design of 6-slot-8-pole hybrid excitation flux switching machine for hybrid electric vehicles[J].IEEE Transactions on Magnetic,2011,47(10):4453-4456.
[4]宫海龙,柴凤,程树康.高转矩永磁轮毂电机电感参数研究[J].中国电机工程学报,2010,30(21):61-66.
[5]朱磊,温旭辉,赵峰,等.永磁同步电机弱磁失控机制及其应对策略研究[J].中国电机工程学报,2011,31(18):67-72.
[6]Bali H,Amara Y,Barakat G.Analytical modeling of open circuit magnetic field in wound field and series double excitation synchronous machines[J].IEEE Transactions on Magnetics,2010,46(10):3802-3815.
[7]Chau K T,Chan C C,Liu C.Overview of permanent-magnet brushledd drives for electric and hybrid electric vehicles[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2008,55(6):2246-2257.
[8]Amara Y,Hlioui S,Belfkira R.Comparison of Open Circuit Flux Control Capability of a Series Double Excitation Machine anda Parallel Double Excitation Machine[J].IEEE Transactions on Vehicular Technology,2011,60(9):4194-4207.
[9]黄明明,林鹤云,金平,颜建虎.新型混合励磁同步电机分区控制系统分析与设计[J].中国电机工程学报,2012,32(12):120-125.
[10]杨成峰,林鹤云,刘细平.混合励磁同步电机调速系统的控制策略[J].电机与控制学报,2008,12(1):27-33.
[11]Huang M M,Lin H Y,Huang Y K.Fuzzy control for flux weakening of hybrid exciting synchronous motor based on particle swarm optimization algorithm[J].IEEE Transactions on Magnetics,2012,48(11):2989-2992.
混合励磁同步电机 篇3
1 混合励磁双凸极电机本体研究
混合励磁双凸极电机存在两个磁势源, 既具有双凸极永磁电机的特点, 又具有电励磁双凸极电机的特点;既克服了永磁电机磁场调节困难的问题, 又改善了电励磁电机励磁损耗大的问题。其中, 电机气隙磁场的主要部分由永磁体建立, 而磁场调节所需的励磁部分由电励磁绕组建立。如图1所示[2], 其结构综合了永磁电机和电励磁电机的结构特点, 在双凸极电机定子上与定子永磁体产生的磁场轴线相垂直的位置再放置一个直流励磁绕组, 在励磁绕组中施加正向或反向的可调节的直流电流, 就可产生不同方向与大小的励磁磁势因此, 电机的气隙磁场就是由永磁体产生的固定磁场和可变的励磁磁场综合作用的结果, 称之为混合励磁[3]。
由于双凸极电机的结构和磁路饱和效应等影响, 电机的主要参数如磁链、电感、转矩等是转子位置角和电流的非线性函数, 通常用一组曲线来表示[3], 如图2所示。
图2 (a) 为励磁电流为零时, a相分别通以-3 A、-2 A、-1 A、1 A、2 A、3 A不同电流时的相绕组自感变化曲线, 图2 (b) 为空载时, 励磁电流分别为-3 A、-2 A、-1 A、1 A、2 A、3 A时的励磁绕组与相绕组之间的互感变化曲线。由两图中可以看出, 相绕组自感、励磁绕组与相绕组互感受转子位置角的影响十分明显, 且呈非线性变化, 这里为能够对混合励磁双凸极电机进行MATLAB建模仿真, 对上述两组曲线作一些适当的简化, 即将非线性曲线分段线性化。首先假定自感、互感不随相电流与励磁电流的变化而变化, 其次在分段区域内的曲线近似看作直线, 这样即可得到上述两组非线性曲线对应的磁链线性曲线模型如图3所示。
2 分段线性化电感下的电机数学模型
根据以上线性化过程可以得到电感值关于转子位置角的数学表达式为:
undefined
其中undefined分别为绕组电感的最小值和最大值。
上述构成的混合励磁双凸极电机各相绕组的磁链为各相绕组自感、互感与电流乘积以及永磁磁链之和, 其数学表达式为:
undefined
其相电压为各相绕组电流与相绕组电阻乘积以及因磁链变化的感应电势之和, 数学表达式为:
undefined
其电励磁绕组的电压方程为:
undefined
其转矩为电枢绕组自感转矩、永磁磁链转矩、互感转矩之和, 数学表达式可写为:
undefined
其机械运动方程为:
undefined
3 混合励磁双凸极电机MATLAB建模
在上述数学表达式的基础上, 利用MATLAB/Simulink建立混合励磁双凸极电机本体结构。
利用相电压方程和转矩方程建立三相绕组子系统, 利用电励磁绕组的电压方程建立励磁绕组子系统, 利用机械运动方程建立运动子系统, 利用绕组所需位置信号建立位置信号处理子系统, 利用上述子系统构成电机本体模型如图4所示。
4 仿真结果分析
将速度给定为3 000 r/min, 在混合励磁双凸极电机驱动系统控制下输出转速、转矩、励磁电流波形如图5所示, 由转速波形可以看出, 电机在0.3 s时速度达到最大值稳定输出, 响应较快;速度在0 r/min至1 000 r/min左右时, 励磁电流达到最大值, 在电励磁模式下转矩为定值稳定输出;速度在大约1 000 r/min至1500 r/min时, 励磁电流迅速下降为零, 转矩下降, 功率为定值稳定输出;速度在1 500r/min至2 100 r/min时, 电机在永磁模式下功率为定值稳定输出;速度在2 100 r/min至稳定时, 励磁电流继续下降为负值削弱永磁磁通, 使电机达到额定转速稳定运行。
5 结论
在混合励磁双凸极电机本体模型研究的基础上, 利用分段线性化方法对电机的非线性电感部分进行了深入研究, 并利用MATLAB/Simulink软件建立电机模型及驱动系统, 通过仿真结果看出, 电机起动、运行状况与普通电机相比较具有独特的优越性, 该仿真过程及结果也为今后对混合励磁双凸极电机的进一步研究提供了思路。
参考文献
[1]葛善兵.混合励磁双凸极电机调速系统控制策略研究.硕士学位论文, 南京:东南大学, 2006
[2]朱孝勇, 程明, 花为, 等.新型混合励磁双凸极永磁电机磁场调节特性分析及实验研究.中国电机工程学报, 2008;3:90—95
混合励磁同步电机 篇4
混合励磁电机因其具有永磁同步电机与电励磁同步电机的优点, 在变速或负载不稳定的场合具有广泛的应用前景[1,2]。本文提出的并列式混合励磁发电机是可应用在恒压发电场合的一种发电机, 其主要由电励磁磁路和永磁磁路并列组成, 通过调节励磁电流改变气隙磁场的大小, 从而达到在发电机转速或负载波动时输出电压以满足负载电压稳定的要求。一些恒压发电系统往往具有非线性、时变、多参数耦合的特点, 难以建立精确的数学模型;传统PI调节器输出响应速度慢、超调量大、抗干扰能力较差, 其动态与静态性能无法让人满意。
为改善常规PI控制器的性能, 一些智能控制方法得到了广泛关注, 成为研究热点。文献[3]将模糊控制、神经网络与常规PID控制器相结合的智能PID控制器应用在电厂热工控制系统中, 取得了良好的控制效果;文献[4]采用自适应模糊控制方法实现了无刷直流电机转动惯量变化时转速的快速跟踪;文献[5]利用模糊PI控制实现了超声波电机设定速度的自适应跟踪;文献[6]在异步化同步发电机控制系统中采用模糊PID控制器实现了有功功率和无功功率的独立控制, 且具有良好的静态和动态特性。模糊控制能对模型难以建立的非线性系统进行有效控制, 有效地抑制干扰或噪声的影响, 但其控制精度较差, 消除系统稳定误差的能力较弱。
综合PI控制及模糊控制的优点, 本文将模糊PI智能控制应用在并列式混合励磁发电机的励磁调节系统中, 建立了发电机控制系统的仿真模型, 并进行了电机转速变化和负载波动情况下的仿真研究。
1并列式混合励磁发电机结构及工作原理
图1为并列式发电机的结构图[2], 发电机分为定子、转子两部分。定子部分由定子铁芯、定子线圈及励磁线圈等组成, 励磁线圈嵌放在定子铁芯中, 将定子铁芯分为两半;转子部分由永磁体、铁芯极及转子背轭等组成, 永磁体和铁芯极呈交错排列。其工作原理是通过调节励磁线圈中电流的大小和方向来调节电机气隙磁场的强弱, 从而改变发电机感应电动势的大小。
2并列式混合励磁发电机动态数学模型
2.1 数学模型
为便于分析, 假定磁路不饱和, 不计涡流及磁滞损耗, 则磁链方程可表示为:
undefined
。 (1)
其中:Ψa、Ψb、Ψc、Ψf分别为定子相绕组及励磁绕组匝链磁链, Wb;Laa、Lbb、Lcc、Lf分别为定子相绕组及励磁绕组自感, H;Lab、Lba、Lac、Lca、Lbc、Lcb、Laf、Lfa、Lbf、Lfb、Lcf、Lfc分别为定子每两相绕组间互感及相绕组与励磁绕组间互感, H;ia、ib、ic、if分别为定子相绕组及励磁绕组电流, A;Ψpma、Ψpmb、Ψpmc分别为定子相绕组匝链永磁磁链, Wb。
由磁链方程可推导出电压方程为:
undefined。 (2)
其中:U=[uaubucuf]T ,
Ψ=[ΨaΨbΨcΨf]T ,
R=diag[-ra -rb -rcrf] ,
I=[iaibicif]T 。
其中:ua、ub、uc、uf分别为定子相绕组及励磁绕组电压, V;ra、rb、rc、rf分别为定子相绕组及励磁绕组电阻, Ω。
电磁转矩方程可表示为:
undefined。 (3)
其中:p为电机的极对数。
转子机械运动方程可表示为:
undefined。 (4)
其中:J为转动惯量, kg·m2;Tm为机械转矩, N·m;Te为电磁转矩, N·m;F为阻力系数, N·m·s;ωr为机械角速度, rad/s。
2.2 电机控制系统仿真框图
在分析并列式混合励磁发电机数学模型的基础上, 本文利用模块化建模工具MATLAB/Simulink建立了发电机本体模型, 并构建了基于PWM原理的闭环励磁调节系统, 控制系统框图见图2。
闭环控制系统的主要作用为:当电机转速或负载波动时, 输出电压能够自动实时地跟踪给定电压, 达到向负荷提供恒定电压的目的。在闭环控制系统中, 电压控制器采用常规的PI调节器以达到稳压的目的, 但是电压响应速度较慢, 超调量大, 稳态精度低, 本文尝试采用模糊PI智能控制器改善发电机的动态特性和静态特性。
3模糊PI智能控制器设计
3.1 模糊控制的原理
模糊控制器可以在不掌握控制对象精确数学模型情况下, 根据专家经验和控制规则经模糊推理确定控制量的大小, 具有控制灵活和适应性强的优点。
3.1.1 模糊控制系统组成
图3为本文设计的二维模糊控制系统, 其主要包括模糊化、模糊推理、反模糊化等部分。
3.1.2 输入输出变量的模糊化
在模糊控制系统中, 输入变量为电压偏差e与偏差变化率ec, 输出为脉宽调制信号, 定义如下:
e (t) =u (t) -uref 。 (5)
ec (t) =u (t) -u (t-1) 。 (6)
其中:u (t) 为t时刻发电机输出电压;uref为给定电压。图3中Ke和Kec为量化因子, 其作用是分别把电压误差e (t) 和误差变化ec (t) 从实际变化范围变换到对应模糊集合论域;比例因子Ku则把输出量从模糊集合论域变换到实际输出基本论域。
本模糊控制器输入、输出变量的语言变量值均为7个:正大 (PB) 、正中 (PM) 、正小 (PS) 、零 (ZO) 、负小 (NS) 、负中 (NM) 、负大 (NB) , 其隶属函数均采用三角形隶属度函数, 模糊集合的论域均为[-6 6]。
3.1.3 模糊推理
根据电压偏差和偏差的导数得出的模糊控制规则见表1。
设每条规则的模糊关系为Ri, 则整个系统总的模糊关系为:
R=R1∨R2∨…Rn 。 (7)
当输入变量e、ec分别取模糊集E、EC时, 输出变量U可根据模糊推理合成得到:
U= (E×EC) 。R 。 (8)
3.1.4 解模糊化
根据输出U的隶属度函数, 模糊控制器输出控制量由加权平均判决法表示为:
undefined。 (9)
其中:u为清晰化值;ui为自变量的取值;μ (ui) 为对应于ui的隶属度。
以系统电压误差e和误差变化ec为输入变量的模糊控制系统具有常规PD控制器的作用, 由于没有积分环节, 且对输入量的处理是离散而有限的, 即控制曲面是阶梯状而非平滑的, 因此最终存在稳态误差, 也可能在平衡点附近出现小振幅的振荡现象, 静态性能不能令人满意。PI控制在小范围调节效果较为理想, 其积分作用可消除稳态误差, 因此将模糊控制的鲁棒性与PI控制的精确性相结合, 即当误差在设定的阈值之外时, 采用模糊控制, 以获得良好的动态性能;当误差在设定的阈值以内时, 则采用PI控制以获得良好的稳态性能。阈值可以根据控制对象变化做相应调整。
3.2 模糊PI智能控制器设计及控制策略
图4为本文设计的模糊PI智能控制系统, 其主要由模糊控制器、PI控制器、模糊PI智能决策器等部分组成。
其控制策略为:当电压偏差|e|大于设定偏差值eief时, 采用模糊控制, 以提高控制系统的动态性能;当电压偏差|e|小于等于设定偏差值eief时, 采用常规PI控制, 以提高系统的控制精度和稳态性能。本模糊PI智能控制器电压偏差eief设定为5V。
4控制系统仿真
将上面设计的模糊智能PI控制器应用到并列式混合励磁发电机励磁调节系统中。仿真时采用的电机参数为:定子相绕组电阻为0.8Ω, 相绕组自感为0.02H;励磁绕组电阻为30Ω, 电感为1.5H;电机极对数为4;额定转速为400r/min。输出电压由三相不可控整流电路和电容滤波得到。
4.1 负载变化
系统仿真时间为10s, 给定电压为107.5V, 在5s时, 负载电流突然从0.55A增大至1.1A;图5和图6分别给出了常规PI控制和模糊智能PI控制在负载电流变化时发电机输出电压和励磁电流变化的仿真结果。从图5、图6可以看出, 采用常规PI控制的输出电压调整时间为2.8s, 超调量约为20%, 加入负载扰动后需要0.8s才恢复到稳定状态, 而采用模糊PI智能控制方法调整时间只需0.6s, 基本无超调, 负载扰动恢复时间只需0.1s。
4.2 电机转速变化
系统仿真时间为10s, 给定电压为107.5V;在4s时, 发电机转速突然从400r/min降至300r/min;在7s时发电机转速从300r/min上升至500r/min, 图7和图8分别给出了常规PI控制和模糊智能PI控制在转速变化时发电机输出电压和励磁电流变化的仿真结果。从图7和图8可以看出, 采用常规PI控制器时, 输出电压随转速阶跃变化而波动较大, 且需经过一段时间恢复至给定值, 而采用模糊PI智能控制器时, 输出电压波动很小, 恢复时间极短, 具有较好的抗扰动能力。
通过以上两种情况的仿真研究可知, 与传统PI控制器相比, 模糊智能PI控制器不仅具有很强的动态响应性能, 而且抗扰动性能较好, 控制效果比较理想。
5结论
本文综合常规PI控制和模糊控制的优点, 设计了模糊智能PI控制器, 并提出了相应的控制策略, 利用MATLAB/Simulink工具进行了负载和转速扰动情况下的仿真研究。仿真结果表明:模糊智能PI控制具有良好的控制效果, 既可以加快系统输出电压的响应速度, 又具有较好的抗扰动能力和系统稳定性;此控制系统可应用在转速或负载经常波动的恒压发电场合。
参考文献
[1]王群京, 陈军.一种新型混合励磁爪极发电机的建模与计算[J].中国电机工程学报, 2003, 23 (2) :67-70.
[2]金万兵, 张东, 安忠良, 等.混合励磁永磁同步发电机的分析与设计研究[J].沈阳工业大学学报, 2004, 26 (1) :26-29.
[3]刘志远, 吕剑虹, 陈来九.智能PID控制器在电厂热工过程控制中的应用前景[J].中国电机工程学报, 2002, 22 (8) :128-134.
[4]纪志成, 沈艳霞, 薛花.无刷直流电机自适应模糊控制的研究[J].中国电机工程学报, 2005, 25 (5) :104-109.
[5]史婷娜, 徐绍辉, 夏长亮.超声波电机模糊-PI双模自适应速度控制[J].电工技术学报, 2003, 18 (3) :1-4.
[6]应黎明, 陈允平, 陈明榜.异步化同步发电机转子励磁的模糊PID控制[J].中国电机工程学报, 2006, 26 (17) :163-168.
[7]He Zhiyuan, Wei Wei.Research on fuzzy PI controlstrategy of PWM rectifier as an active current harmonicfilter[C].The Sixth World Congress on IntelligentControl and Automation, 2006:7656-7659.
[8]Mei Qiang, Wang Baocheng, Wu Weiyang.Hybridfuzzy-PI neural networks control with feed forwardcompensator for three-phase voltage source rectifier[C].The 4th International Power Electronics and MotionControl Conference, 2004:1613-1617.
[9]Wang Zhongxian, Taechon Ahn.Design of the optimalself-tuning fuzzy-PI controller for rectifier currentcontrol in HVDC system[C].Chinese ControlConference, 2006:1224-1227.
混合励磁同步电机 篇5
目前, 大型同步电机广泛应用于大型电力排灌站、大型水利枢纽泵站以及冶金、机械、化工等大型企业, 其在工作中发挥着重要的作用。同步电机的可靠起动、稳定运行、失步再整步、安全停机直接关系着它本身的使用寿命, 励磁控制系统对同步电机的可靠性和稳定性起着决定性作用。因此, 对励磁控制技术的研究对于同步电机的工效提高和寿命延长有着重要意义[1,2]。
1 当前励磁控制技术
目前, 大型同步电机中的励磁控制装置主要采用二极管和晶闸管元器件作为励磁装置的主要器件, 这种控制装置由于受到控制技术和电路中元器件的影响, 造成技术性能差、故障发生率高。
1.1 失步保护不可靠
1.1.1 断电失步
大型同步电机在工作过程中, 当电网由于供电网络发生相间短路的缘故而造成电压下沉时, 此时同步电机会发生失步, 为了保护电机, 一般采取欠压继电保护动作跳闸的方式对同步电机进行保护。然而, 当瞬间短路故障排除, 电网电压恢复时, 由于之前的跳闸, 同步电机已停机, 此时造成排灌站、泵站以及企业连续生产的中断。另一种情况, 当电网进线发生误操作引起跳闸, 由于没有准备备自投BZT或者重合闸ZCH, 无法自动恢复供电, 此时又由于同步电机已作欠压跳闸处理, 从而同步电机也会出现断电失步, 同样造成排灌站、泵站以及企业连续生产的中断。
1.1.2 带励失步
同步电机发生带励失步时, 此时, 虽然仍有直流励磁, 但是由于励磁电流和定子电流因失步产生强烈脉振, 同步电机也会遭受强烈脉振, 严重时甚至产生电气共振、机械共振等, 这种带励失步的往复工作引起同步电机的疲劳损伤, 最终甚至发展成短路事故或断轴事故等。
1.1.3 失励失步
同步电机发生失励失步时, 在轻载情况下, 电机丢转情况不明显, 此时, 电机负载基本保持不变, 定子电流会产生波动, 其峰值电流超出了电机额定电流的0.7倍左右, 其谷值电流超出了电机额定电流的0.2倍左右, 虽然此时电机无异常声音, 但是GL型继电器往往拒动或者因为动作时间过长, 会引起电机转子绕组的过热、变形以及开焊等问题出现[3]。
1.2 起动损伤
目前同步电机中的控制装置主回路主要有半控桥和全控桥2种形式。
由于同步电机在起动过程中存在转差, 因此在定子绕组中能够感应一交变电势, 当转子感应电势在正半周时, 此时产生电流+If, 当转子感应电势在负半周时, 此时产生电流-If, 由于正半周产生的电流+If和负半周产生的电流-If不对称, 引起电机的脉振转矩, 从而引起电机受到强烈振动, 当电机牵入同步时, 这种强烈振动才会消失, 其发生时间长, 从而会造成电机的损伤[4]。
2 新型励磁控制技术
针对以上对目前的同步电机励磁控制技术存在问题的分析, 本文提出了一种改进式的新型同步电机励磁控制技术, 并从电机励磁装置主电路接线方式、主回路元件、控制系统、控制环节等4个方面对其进行分析。
2.1 主电路接线方式
图1是改进后的主电路, 新型同步电机励磁主电路在原来的全控桥基础上进行改进。这种主电路形式与半控桥式相比, 其波形更加对称, 谐波分量更小, 励磁电流小时不易发生失控现象。但是需注意的是在电机停机时, 一般采用逆变灭磁的方式, 这种灭磁方式要求苛刻, 需保证电网电压相对稳定, 主电路及控制回路完好, 停机时主电路电源不能马上停止才能顺利的完成逆变灭磁[5]。
2.2 主回路元件选择
2.2.1 灭磁电阻的选择
灭磁电阻是影响同步电机的起动性能的重要元件。合理的灭磁电阻对应着电机的异步驱动特性。当电阻较小时, 会出现凹坑, 当电阻较大时, 电机的稳态转速低, 从而可能造成电机转速不能进入临界转差, 无法达到真正的同步。因此, 灭磁电阻需合理选择。
2.2.2 晶闸管、二极管的选择
图1中主电路中的晶闸管和二极管是构成励磁主电路的重要组成元器件。选择晶闸管和二极管时, 需要考虑主电路在工作过程中的特殊情况。如当同步电机在正常运行时, 需要满足不停机的情况下能够进行在线更换插件, 亦能够满足工作时出现的各种暂态扰动对元器件的冲击。又如当电网不正常时, 往往会发生短暂波动、负载波动等问题, 由于这些不正常现象的发生会使同步电机的转子回路产生2~3个周波的感应交变电势。这种电势需要释放, 由于受到瞬间电流的强烈冲击, 元件需要承受额定电流的数倍, 从而造成晶闸管等元器件的损坏。
2.3 控制系统
本研究设计的励磁控制而言, 其控制系统须具备以下2个方面的功能:
(1) 基本逻辑功能。控制系统能够对电机的运行状态进行检测, 能够对起动时的投励时序进行控制, 能够对电机的实时运行进行控制, 能够对电机出现的故障进行诊断和保护, 能够对电机停机时序进行控制。
(2) 控制系统具备的新技术。本控制系统的核心部件采用集成微机控制器进行控制, 这种控制器的CPU采用看门狗定时器和低电压复位电路来防止控制器死机以及程序跑飞, 所有的外部电路接口全部采用光电进行隔离, 以保证处理器的可靠工作, 通信接口采用RS485主从式通信接口, 支持多记联网和远程操作。
2.4 主要控制环节
2.4.1 异步驱动环节
本文设计的新型同步电机励磁主电路无续流二极管。其具有较好的异步驱动特性和同步运行特性。当电机在异步驱动状态时, 由于主电路的控制元器件在较低的电压下便能够开通, 从而能够满足带载起动及再整步的要求;当电机在同步运行状态时, 由于主电路的控制元器件在过电压情况下才会开通, 不易出现误导通, 此时既对元器件起到保护作用, 同时不会影响电机的正常运行。
2.4.2 失步保护环节
对于带励失步和失励失步的保护电路, 其所取的信号是从串接在励磁回路中的分流器上测量得到, 此时测得的是不失真的毫伏信号, 通常需要经过放大处理、变换处理、光耦隔离处理后输入到微处理器的控制系统中, 控制系统再对其波形特征进行智能分析和判断。
2.4.3 灭磁环节
灭磁环节是同步电机励磁控制技术中的重要环节。工作时, 根据具体的工作状况, 选择合适的每次方式进行灭磁。常用的是阻容灭磁和断励续流灭磁。本文设计的新型励磁控制系统可采用多种闭环调节运行方式, 采用微处理器为指挥中心, 通过软件编程进行控制, 从而实现励磁控制技术的数字化控制, 其控制方式高效可靠[6]。
3 结语
励磁控制技术是实现大型同步电机可靠稳定工作的关键技术。通过研究目前励磁控制技术存在的问题并加以改进, 解决了目前励磁控制技术中存在的失步和起动损伤等问题, 并设计了一种新型励磁控制技术, 其在大型电力排灌站、大型水利枢纽泵站以及冶金、机械、化工等大型企业的运行稳定、工作性能可靠, 具有重要的应用价值。
摘要：大型同步电机因其运行稳定、输出功率大、能向电网发送无功功率、支持电网电压、提高功率因数等优点被广泛应用于大型电力排灌站、大型水利枢纽泵站以及冶金、机械、化工等大型企业的生产中。励磁控制系统是同步电机的重要组成部分, 其特性好坏直接影响到同步电机的可靠性和稳定性。文章针对目前同步电机中励磁控制技术存在的弊端加以改进, 提出切实可行、行之有效的改进技术措施, 大大提高了电机工作的可靠性和稳定性。
关键词：同步电机,励磁控制,失步,起动脉振
参考文献
[1]姚志刚.励磁控制技术的研究与应用[J].电工技术杂志, 2003 (5) :60-61, 79.
[2]魏东海.浅析励磁系统的应用[J].中国科技博览, 2012 (24) :612-612.
混合励磁同步电机 篇6
交流电动机为高阶、强耦合及非线性系统,古典线性控制方法不能解决输入输出的耦合及输出的独立控制等问题,无法满足高性能调速系统的控制要求。国内外学者研究将非线性控制理论应用到交流电动机控制系统中,取得了进展。应用到交流电动机中的非线性控制理论主要有:反馈线性法、反步法、逆系统方法、无源理论及自抗扰技术等[1],这些非线性控制理论的应用改善了电动机的控制性能。
无源性控制(PBC)作为本质上的非线性控制,利用输出反馈使电动机闭环系统特性表现为无源映射,从电动机的能量方程入手,利用不影响稳定性的无功力简化控制器的设计[2,3]。
近几年来的无源性控制研究主要集中在异步电动机上[4,5,6],本文采用同步电动机的欧拉—拉格朗日形式的机电统一数学模型,并从能量函数出发,根据系统转矩给定、速度给定,设计渐近跟踪的无源控制器。由该方法设计的同步电机无源性控制器简单,不影响系统的稳定性,无奇异点且鲁棒性较好。
2 同步电机欧拉-拉格朗日数学模型
同步电机在两相同步旋转dq坐标系下的电压方程和电磁转矩平衡方程如下所示[7]:
undefined
其中,Rs、Rf分别为定子、励磁绕组电阻;RD、RQ分别为阻尼绕组d、q轴电阻;Lsd、Lsq分别为定子d、q轴自感;LD、LQ分别为阻尼绕组d、q轴自感;Lmd、Lmq分别d、q轴电枢反应电感;Lf为励磁绕组自感;J为转动惯量;D为机械阻尼系数;TL为负载转矩;np为极对数;p为微分算子;ω为转子旋转角速度;ud、uq、uf分别为定子d、q轴电压和励磁电压;id、iq、if、iD、iQ分别为定子d、q轴、励磁和阻尼绕组d、q轴电流。
将电气方程和转矩平衡方程结合在一起,并整理可得同步电机E-L形式的电气—机械系统方程,如下所示:
undefined
其中
xT=(idiqifiDiQω)=(x1x2x3
x4x5x6)为状态变量;
undefined
u1,u2,u3为控制变量
undefined
undefined
F(x)为反对称矩阵,即xTFx=0,G为对角正定矩阵。
取正定二次型能量函数:
undefined
对式(2)求导后,代入式(1)中整理可得:
undefined
对式(3)两边同时积分,可得:
undefined
式(4)左边为整个电动机系统能量的增量,右边为外部电源供给电动机的能量,系统能量增量的总和小于外部注入能量的总和,则电动机系统是严格无源的。
3 控制器设计
3.1 磁链、转矩控制器设计
设系统期望的输出转矩为Td,转子磁链为Ψf,期望的磁链幅值为M,根据同步电机矢量控制的转子磁场定向的思想,采用id=0控制,转子磁链渐近跟踪磁链幅值,电磁转矩跟踪期望转矩,则跟踪问题转化为实现下列控制目标[3]:
(1) 电磁转矩渐近跟踪期望转矩:
undefined
(2) 转子磁场渐近定向:
undefined
(3) 转子磁链幅值渐近跟踪期望幅值:
undefined
设xd=[x1dx2dx3dx4dx5dx6d]T为待设计的期望状态变量,设计xd使之满足控制目标,即下列相应的式子:
undefined
令跟踪信号误差e=x-xd,代入式(1)可得误差系统的动态方程为:
undefined
取误差系统的正定能量函数为:
undefined
对式(6)求导后代入式(5)中,可得:
undefined
由Lyapunov稳定性定理第二法[8]可得,若式(7)小于0,则e渐近收敛到0。因此,可令h=-Ke,K=diag(k1k2k3k4k5k6)。其中,k1,k2…k6均大于0,K为阻尼系数,是为改善系统的动态响应,降低控制系统对参数变化的灵敏度而增加的阻尼项,K的大小决定了e→0的速度。则式(7)变为:
undefined
此时,系统在获得期望跟踪性能的同时,也保证了稳定性,这一过程可通过选择合适的xd来实现,称为能量成形。
由控制目标可得期望状态变量的计算方程为:
undefined
无源性控制变量的计算方程为:
undefined
由此设计出的控制器能实现电磁转矩的跟踪,同时又能实现对电气状态的控制目标。一般而言,因为转子阻尼绕组电流x4、x5不可测量,跟踪误差e4、e5无法得到,所以,常取k4=k5=0。
3.2 转速控制器的设计
转速外环建立转速误差反馈,采用PI控制器,就可以得到参考转矩:
undefined
其中,kp、ki分别为比例增益和积分增益。
4 仿真验证
采用MATLAB对无源性控制系统进行仿真验证,同步电机参数[9]为:Rs=0.142Ω,Rf=0.375Ω,RD=RQ=0.823Ω,np=4,J=0.058kg·m2,D=0.01N·(m/s),M=1,Lsd=0.852H,Lsq=0.952H,Lmd=0.423H,Lmq=0.423H,Lf=0.823H,LD=0.823,LQ=0.623H。
系统空载启动,在0.5s时给定200r/min的转速信号,系统稳定后,2s时突增负载为8N·m,在3s时转速增加至400r/min。可得系统仿真结果如图1所示。
仿真结果可见,电机的实际转速能够快速、平稳地跟踪参考转速,在突加负载时,转速略有变化,随后能很快跟踪目标转速,稳态运行无静差,抗扰力较好;电动机输出的电磁转矩能够较快地跟踪负载转矩的波动;定子三相电流和转子位置角输出效果较好,还有的谐波量少。
5 实验验证
以TI公司的高性能浮点DSP TM320F28335为核心控制器,在一台2kW的电励磁同步电机上进行了实验,电机参数与仿真所用参数相同,实验波形如图2所示。
由图2(a)可以看出电机的实际转速能够很好地跟踪期望转速,稳态运行无静差;图2(b)为电机的转子位置角,可以看出电机转子位置能够实现快速跟踪;图2(c)为电机转速在300rpm时测出的A相定子电流波形,波形接近正弦,电流畸变较小。实验结果证明了电励磁同步电机无源性控制的合理性和有效性。
6 结论
本文建立了同步电动机欧拉—拉格朗日形式的机电统一数学模型,配置出不影响系统稳定性的无功力,迫使系统总能量跟踪预期的能量函数,保证了系统的稳定性。所设计的无源性控制器考虑了同步电机转子阻尼绕组对动态过程的影响,同时实现了间接的转子磁链定向和磁链幅值保持,从而实现了转速的渐近跟踪控制。仿真和实验结果表明了该控制方法的有效性。
值得注意的是,与传统的矢量控制有所不同,无源性控制器的磁通控制是开环的,参数的变化或者磁路的饱和都可能使实际磁通偏离给定值,从而影响系统的控制性能。
参考文献
[1]王久和(Wang Jiuhe).交流电动机的非线性控制(Nonlinear control of AC motors)[M].北京:电子工业出版社(Beijing:Publishing House of Electronics In-dustry),2009.
[2]陈峰,徐立文(Chen Feng,Xu Liwen).基于无源性的同步电机控制器设计(The design of passivity-basedcontroller for synchronous motor)[J].电机与控制学报(Electric Machines and Control),1998,2(4):217-220.
[3]薛花,姜建国(Xue Hua,Jiang Jianguo).同步电动机无源性控制方法(Passivity-based control strategies ofsynchronous motors)[J].上海交通大学学报(Journalof Shanghai Jiaotong University),2008,42(12):2015-2019.
[4]Galaz M,Ortega R,Bazanella A.A consistent parameterestimator for excitation control of synchronous generators[A].Proceeding of the 41st IEEE Conference on Deci-sion and Control[C].Las Vegas,Nevada USA,2002.142-147.
[5]张新华,戴先中(Zhang Xinhua,Dai Xianzhong).基于无源性的感应电机转矩与转速控制(Torque and speedcontrol of induction motor based on passivity)[J].电工技术学报(Trans.of China Electrotechnical Society),2001,16(4):34-37.
[6]Romeo Ortega,Carlos Canudas,Seleme I Seleme.Non-linear control of induction motors:torque tracking withunknown load disturbance[J].IEEE Transaction on Au-tomatic Control,1993,38(11):1675-1680.
[7]李崇坚(Li Chongjian).交流同步电机调速系统(ACsynchronous motor control system)[M].北京:科学出版社(Beijing:Science Press),2006.
[8]李先允(Li Xianyun).现代控制理论基础(Moderncontrol theory)[M].北京:机械工业出版社(Beijing:China Machine Press),2007.
混合励磁同步电机 篇7
交流励磁发电机定子侧接电网,转子上采用三相对称分布的励磁绕组,由变频器提供对称交流电励磁,且励磁电压的幅值大小、频率、相位、相序都可根据要求加以控制,使得交流励磁发电机具有良好的稳定性及转速适应能力、独立的有功与无功调节能力和较强的进相运行能力,性能超越传统同步发电机和感应发电机,因而有着广阔的应用前景[1,2]。
变频器输出电压含有谐波,必定使交流励磁发电机转子电流、定子电流和感应电势含有谐波,抑制感应电势和电流谐波、保证输出电能质量是一个重要课题,同时还应竭力避免变频器对电网造成谐波污染、提高变频器输入功率因数。本文首先在Saber仿真平台下对矩阵式交-交变频器的性能进行仿真分析,研究发电机定、转子电流和感应电势及变频器输入电流波形,并作相应的谐波分析,然后与交-直-交变频器和交-交变频器作励磁电源时发电机的运行特性进行了对比分析。展示了以矩阵式交-交变频器作为交流励磁发电机励磁电源的可行性,并为交流励磁发电机的励磁系统工程设计提供了一定的理论参考依据。
1 矩阵式交-交变频器励磁的交流励磁发电机特性研究
根据交流励磁发电机系统对励磁变频器要求,提出采用矩阵式交-交变频器作为交流励磁发电机的励磁电源。矩阵式变频器主电路结构简单,号称“全硅”变频器,负载频率不受限制,可获得正弦波的输入和输出电流,任何负载时都可在接近于1的功率因数下运行;矩阵式变换器可实现能量双向流动,无中间直流环节,结构紧凑,体积小,效率高。如图1所示。
根据所建立的交流励磁发电机励磁控制系统的仿真模型,对交流励磁发电机稳态有功、无功、转速调节特性和暂态特性进行了仿真计算,研究表明,交流励磁比传统同步发电机具有更好调节特性,达到了发电机有功、无功、转速独立控制的目的[3]。
本文利用混合信号系统仿真软件Saber对矩阵式交-交变频器励磁的交流励磁发电机系统的谐波进行了仿真研究。研究结果如图3所示,从图可看出变频器的输入位移因数很高,输入相电流主要由基波分量和频率为输入滤波器截止频率的谐波分量组成。
2 矩阵式交-交变频器与其它变频器作励磁电源的比较
目前流行的变频装置为交-直-交变频器和交-交变频器[4,5],本文建立了交-直-交变频器的元件级仿真模型及交-交变频器的原理性仿真模型,将之用作交流励磁发电机的励磁电源进行仿真,并与矩阵式交-交变频器作励磁电源进行了比较。
2.1 矩阵式交-交变频器与交-直-交变频器的比较
采用PWM逆变电路的交直交变频器可以使输出电流接近正弦,也可用作交流励磁发电机的励磁电源。本文建立了交直交电压型变频器的元件级仿真模型,采用二极管不控整流,逆变级采用输出线电压空间矢量调制,其拓扑结构如图4所示。
交流励磁发电机在图2所示工况下运行时感应电势和定子电流、转子线电压和电流、交直交变频器输入相电压和相电流的仿真计算曲线及相应的频谱图如图6所示。
经计算,感应电势和定、转子电流波形的正旋性畸变率比矩阵式交交变频器作励磁电源时(见表1),这是由于矩阵式变频器的虚拟中间直流电压是以6倍工频脉动的,而交直交变频器的中间直流环节有大容量储能电容起稳压作用,其输出线电压所含谐波的幅值应比矩阵式变频器小。但交直交变频器输入相电流波形的正弦性畸变率比矩阵式变频器大,还可看出输入相电流滞后于相电压。
2.2 矩阵式交-交变频器与交-交变频器的比较
图5为三相交交变频器接线图,该变频器效率较高,可实现四象限工作,低频输出波形接近正弦波;但接线复杂,电力电子器件多,输出频率受电网频率和变流电路脉波数的限制,输入功率因数较低,输入电流谐波含量大,频谱复杂[6]。
本文利用余弦交点法调制算法模板,建立了交交变频器的原理性仿真模型,图7(a)～图7(f)为交流励磁发电机以该变频器为励磁电源运行于图2所示工况下相应的波形图和频谱图。
经仿真计算,此时感应电势和定、转子电流波形的正弦性畸变率分别为2.3%、1.4%、1.9%,交交变频器输入相电流波形的正弦性畸变率为32.3%,均比矩阵式交交变频器或交直交变频器作励磁电源时大。
2.3 三种变频器作交流励磁发电机励磁电源的性能比较
表1对三种变频器作交流励磁发电机励磁电源的性能进行了比较,矩阵式交交变频器比其余两种变频器的输入功率因数高,对电网的谐波污染小。交交变频器的输出频率从2 Hz变为10 Hz时,输入功率因数显著降低,对电网的谐波污染明显增大,发电机定、转子电流波形畸变严重,故6脉波交交变频器不宜用于风力发电等变速恒频发电领域。
仿真分析表明:(1)矩阵式交交变频器励磁与不控整流交直交变频器相比,主要优点在于能方便地将转子回路的能量回馈电网,输入功率因数高,对电网的谐波污染小。(2)矩阵式交交变频器励磁与交交变频器相比,主要优点在于输出电流谐波含量小,输出频率范围宽,输入功率因数高,发电机系统对电网的谐波污染小。
3 结束语
本文分别以交-交变频器或交-直-交PWM变频器作交流励磁发电机的励磁电源进行仿真分析,前者输出电压中含有大量的谐波,输入侧功率因数也很低,对电网和发电机均有严重的谐波污染和负面效应;后者虽然改善了输出性能,但不控整流加电容滤波的变换造成输入电流畸变、谐波增大,输入功率因数低下,且需要大体积的直流贮能电容,更为不利的是难以实现同步速上、下运行时交流励磁电源必需的功率双向流动。因此交流励磁发电技术实现的关键在于寻求一种输入、输出特性好,无电力谐波,功率可双向流的“绿色”变频器。矩阵式交-交变频器正是能满足这些要求的功率变换器。本文在Saber仿真平台下对矩阵式变频器与交-交变频器或交-直-交PWM变频器进行性能对比分析,结果表明矩阵式变频器不但具有再生运行能力,解决了交流励磁发电机转子回路能量的回馈问题,而且其输入功率因数高,输入电流波形正弦性比交直交、交交变频器好,对电网的谐波污染较小,因此它将可能成为交流励磁发电机理想的励磁电源。
参考文献
[1]徐锦才,等.多相励磁发电技术的研究概述[J].电力系统自动化,1997,21(4):44-46.
[2]邵为民.新型的转差频率励磁发电机[J].电工技术学报,1989(2):35-39.
[3]肖刚,等.矩阵式变换器励磁的双馈发电机系统建模与仿真[J].重庆大学学报(自然科学版),2003(,3):89-94.
[4]Holmes P G,et al.Cycloconverter Excited Divided-winding Doubly-fed Machine As a Wind-power Converter[J].IEE Proceedings,1984,131(2):61-69.
[5]Pena R,Clare J C,Asher G M.Doubly Fed Induction Generator Using Back-to-back PWM Converters and Its Application to Variable-speed Wind-energy Generation[J].Electric Power Applications,IEE Proceedings,1996,143(3):231-241.