励磁涌流（精选9篇）
励磁涌流 篇1
0 引言
变压器做为电力系统最重要的设备之一,它的运行状况及运行寿命备受大家所关注。影响变压器的运行状况及运行寿命的主要有以下因素:1)流经变压器的系统短路电流;2)操作过电压或雷击过电压;3)变压器在高温环境重载运行累积的热效应;4)变压器本身绝缘材料的老化;5)空载投入变压器时的励磁涌流等等。前两个因素危害变压器是最直接、最严重的,甚至一次短路或过电压就可能损坏变压器,随着电网规模的不断快速增大,变压器的抗短路能力及绝缘强度这两项重要指标受到的考验越来越严峻,这取决于变压器制造工艺、运行维护及检测维修等方面水平。除此之外,后三个因素也对变压器的运行寿命有重要影响,虽然这些因素难以一次破坏一台变压器,但这些因素出现在正常运行过程中,频度较高,累积效应不容忽视。譬如励磁涌流对变压器有怎样的损害,如何降低涌流对变压器的损害等问题也逐渐被关注,本文就是主要针对这些问题进行讨论。
1 影响励磁涌流的主要因素
空载投入三相变压器,不可避免地产生励磁涌流,它的大小、性质取决于以下主要因素:1)合闸时电压的初相角;2)变压器铁芯的剩磁;3)变压器的内部结构;4)变压器的容量;5)合闸回路的电阻值。
合闸时电压初相角为0°或180°时,产生的励磁涌流最大,初相角为90°或-90°时,产生的励磁涌流最小,但电网三相对称电压加至三相变压器时,非常难以在合闸瞬间三相都为90°或-90°。
变压器铁芯的剩磁越大,对励磁涌流的影响就越大。如果剩磁与合闸时电压产生的磁通极性相同,就会较大助增励磁涌流,因为一般变压器铁芯的最大工作磁通密度Βm占饱和磁通密度Βs的70%以上[1],而最大剩磁的磁通密度Βr也可能达到饱和磁通密度Βs的65%左右[1],合闸后第一个电压过零点的总磁通密度Βz=Βm+K(Βr+Β0)(Β0为合闸电压产生的磁通,K为铁芯磁通密度衰减系数),Βz就可能远大于Βs,产生的励磁涌流就可能很大。如果剩磁与合闸时电压产生的磁通极性相反,就会较大削弱励磁涌流。
合闸回路的电阻值越大,励磁涌流的时间常数(τ=L/R)就越小,产生励磁涌流的峰值就较小,并且衰减的速度就较快[5]。一般变压器的容量越大,铁芯磁通密度的工作点越高,产生的励磁涌流就可能越大。此外,变压器内部结构对励磁涌流也有较大影响,如受压线圈与铁芯之间的面积越大,产生的励磁涌流就越小[4]。
2 励磁涌流的影响
励磁涌流的不良影响主要有:1)峰值较大且含有大量高次谐波的励磁涌流造成铁芯很大的振动,危及铁芯相关部件的机械强度,并且造成很大的噪音[3];2)励磁涌流较大时很容易使继电保护跳闸,而突然断开如此大的涌流会造成变压器内部过电压;3)空投变压器产生的涌流流过上级或并列运行变压器,容易使它们的继电保护误动。
铁芯的振动主要是铁芯反复励磁引起的,铁芯在50 Hz励磁时,磁性钢片伸缩的基频是100 Hz[1],而励磁涌流峰值很大,并且含有大量的二次谐波(100 Hz),这就很容易造成电磁频率和铁芯伸缩机械频率共振,进一步加激铁芯的振动,空投变压器时总会听到一声激响正是励磁涌流造成铁芯激烈振动的体现。因为铁芯夹得越紧,励致伸缩造成的噪音量就会越大,所以为了降低正常运行时的噪音,铁芯的夹紧力厂家一般不会设计很大[1],而励磁涌流造成激烈振动就容易危及铁芯的机械强度,并且这种效应会长期累积,虽然难以直接破坏变压器的结构,但是它至少造成变压器结构一定的缺陷为故障破坏变压器提供了条件。
现在变压器的差动保护都有励磁涌流闭锁措施,最常用的有二次谐波闭锁、间断角闭锁及波形不对称闭锁等,这些措施都是针对励磁涌流的特征设计的,但它的整定值都不可能考虑极限的励磁涌流,因为变压器发生故障时的电流也含有一定以上措施考虑的特征,并且空投变压器时也可能发生故障,这种故障电流和励磁涌流同时存在的情况就更加难以区分,所以优先考虑故障时能跳闸的差动保护不可能完成避开励磁涌流不跳闸。此外,新设备启动时使用某断路器的充电保护的灵敏度一般很高,必须保证出现任何故障都能快速切除,所以充电保护的电流定值较小且延时较短,因此,如果空投变压器时的励磁涌流较严重,就难以避免充电保护跳闸。现场空投变压器时充电保护跳闸的情况司空见惯,甚至反复几次跳闸后,不得不提高充电保护整定值来避开涌流,这种降低保护灵敏度的做法无疑使新投设备及系统都承担更大的风险。数值较大的励磁涌流使继电保护跳闸最大的危害是容易在变压器内部造成过电压破坏其绝缘。变压器是一个大电感值的元件,突然断开数值很大的励磁涌流,电感储存的巨大磁能虽然以较快的速度衰减[2],但相当部分必然转变为电场能,也就在变压器绕组对地电容和杂间电容中产生高电压[6]。过电压的倍数与磁效率系数(即有效转化为电场能的系数)、等效电容、绕组匝数、铁芯面积、断开时的电流和电压数值、断路器的性能等直接相关,当接近于电压0°时合闸而接近于电压90°时断开,产生的过电压倍数是最大的,可能超过电网中的操作过电压,严重考验变压器的绝缘强度。
空投变压器产生的励磁涌流,必然流过上级或并列运行变压器,励磁涌流含有很高的直流分量,这很容易使运行变压器与空投变压器直接连接侧的电流互感器铁芯饱和而出现较大传变误差,而励磁涌流的直流分量经过运行变压器后衰减很大,流经其他侧电流互感器的直流分量很小,其传变误差受到的影响也很小,因此,运行变压器的差动保护很容易产生较大差流而误动,造成运行变压器甩负荷,甚至危及电力系统的稳定性。励磁涌流使上级或并列运行变压器的差动保护误动在国内电力系统是有实例为证的。
综上所述,空投变压器时励磁涌流的不良影响难以忽略,应该采取一定措施加以抑制,或减低其不良影响。
3 减低励磁涌流不良影响的措施
第一,励磁涌流的大小及其不良影响都与变压器的内部结构紧密相关,因此厂家在制造变压器时,除了满足其他技术经济指标之外,应在变压器内部结构适当采取降低励磁涌流及其不良影响的措施。主要方面如下:1)尽量使用剩磁较小的铁芯材料及铁芯制造工艺;2)适当降低铁芯磁通密度的工作点或加大铁芯面积;3)铁芯夹紧力应考虑受励磁涌流冲击的足够裕度;4)加大绕组匝间及对地的绝缘强度等。
第二,在工程设计时应考虑以下方面:1)在各侧配置参数匹配及特性较好的避雷器保护变压器的主绝缘;2)配置性能较好断路器,防止断开励磁涌流时断口电弧重燃,造成多次过电压冲击[2],容量大的变压器高压侧考虑配置带预合过渡电阻的断路器,抑制励磁涌流的幅值;3)配置有较好励磁涌流闭锁性能的变压器差动保护等;4)变压器各侧使用励磁特性较好的电流互感器。
第三,新设备起动时,充电保护应具有滤波功能,把电流的直流分量及和二次及以上的谐波滤掉,只计算工频分量,这样既可以使充电保护有较高的灵敏度,又可以避免涌流使充电保护跳闸造成变压器内部过电压。
第四,断路器测控装置应增加变压器的合闸初相角捕捉功能。如果不对断路器的控制方式做相应的改变,三相系统不可能三相都捕捉到电压的初相角为90°或-90°,但假如一相捕捉到电压的初相角为90°或-90°,出现最大励磁涌流相电压的初相角为-150°、150°、30°或-30°,对于三相系统来说是比较理想的,这可以做为空投变压器电压相角捕捉的目标。最理想的合闸初相角捕捉办法是把断路器A、B、C相的合闸命令顺序错开6.67 ms(相当于120°),只捕捉A相电压的初相角为90°或-90°,对于220 k V及以上的变压器来说,这种办法是可行的,因为其高压侧断路器都是分相操作的,但是二次方面要做相应的变动。实现办法有两种:一是由测控装置捕捉到A相电压的初相角为90°或-90°后,直接输出3个间隔6.67 ms的合闸命令,分别驱动断路器三相合闸回路,其操作箱也需要增加三个合闸继电器;另一种是测控装置只增加电压捕捉功能,三相间隔时间由操作箱增加固定延时元件来实现,但操作箱用RC元件实现6.67 ms延时较难做到准确,第一种办法可靠性较高。如果要进一步做到完美,到底是应该捕捉A相电压初相角为90°或-90°?这理论上应该决定于变压器的剩磁,它与上次变压器分闸时A相电压的极性直接相关,只要在上次分闸时电压的反极性合闸,剩磁一般都能起到抑制励磁涌流的作用,这样就可以较大降低励磁涌流的幅值,因此,捕捉功能较好的测控装置还应具备分闸电压极性的记忆功能。
4 结论
空投变压器出现励磁涌流是不可避免的,如果不加以限制,它的影响是不容忽视的。如果使用以上所述的措施,励磁涌流的幅值应可以限制至较低的水平,并且可以降低励磁涌流的不良影响,延长变压器的运行寿命。
参考文献
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[5]王丽.电路基础及仿真[M].北京:机械工业出版社,2003.
[6]吴根志.高电压工程基础[M].北京:中国电力也版社,2003.
励磁涌流 篇2
关键词：继电保护 电力变压器 跳闸分析 励磁涌流
某新投运变电站两台变压器在试运行过程中，当对变压器高压侧充电时两台变压器均有多次跳闸，通过对录波报告分析后确定为励磁涌流引起，开关跳闸为母联充电保护及变压器过流保护所整定定值无法躲过励磁涌流，经过多次修改后，变压器送电正常。
1 跳闸概况
该变电站主变型号分别为：1号变：SFZ10－K－180000/220，2号变：SFZ10－180000/220。试运行期间两台变压器充电共计15次，其中1号变失败2 次，2号变失败3次，送电成功各5次。
充电方式为：220kVII母母线上仅有变压器高压侧开关，I母通过母联开关向II母上的变压器充电。此时所投入保护为母联断路器充电保护，变压器差动保护、三侧复压过流保护以及瓦斯保护。充电时母联充电保护、变压器复压过流保护均动作。
跳闸后分析跳闸原因为主变励磁涌流引起，经修改主变过流保护定值，电流改大，时间改长后主变充电成功，2台主变各正常充电5次。
2 跳闸分析
在试运行过程中，变压器跳闸，一般分为两种情况：①变压器内部故障，确实存在故障点，电流中含有故障电流，使开关跳闸；②变压器励磁涌流，保护未躲过变压器励磁涌流而造成跳闸。故障电流就单相来看为正弦波，电流较大且对称分布于时间轴两侧。而励磁涌流为尖顶波，其中含有大量的非周期分量和谐波分量，以二次谐波分量为主，并且前几个周期可能完全偏向于时间轴一侧，存在间断角。
从变压器跳闸时故障录波图中可以看出电流的波形完全可以符合变压器励磁涌流的特点：①励磁涌流为尖顶波，其中含有大量的谐波分量和非周期分量，谐波分量以二次谐波分量为主，且其波形偏向时间轴一侧。②励磁涌流在最初的几个周期波形是间断的。因此可以初步判断为励磁涌流。此时的保护定值为
由于母联开关合闸瞬间变压器零序电流高达1467A，相电流C相最大达到2230A；在0.25S左右零序电流衰减到1057A，相电流C相衰减到951A，但B相电流仍有1051A。变压器过流保护动作导致变压器高压侧跳闸，母联过流保护动作导致母联开关跳闸。
选取Ic相录波谐波分量进行分析：
上图为电流谐波分量分析图，从图中可以看出，Ic相电流中直流分量高达73.7%，二次谐波分量为87.99%，由此，也可判断定励磁涌流而非故障电流。
因此，此次跳闸为励磁涌流所致，但投运所设定值专为躲过励磁涌流所设，按正常情况下应能躲过励磁涌流。为此我们分析合闸成功后的一次励磁涌流波形。
励磁涌流在接近2S的时候零序电流仍有526A左右，B相电流也有568A，而变压器的额定电流仅为483A，电流大于一倍的额定电流，而通常情况下励磁涌流的衰减在開始瞬间衰减很快，以后逐渐减慢，经0.5～1s后其值不超过(0.25～0.5)In。而此次励磁涌流在接近2s时仍有约一倍的电流，可见其衰减程度之慢。因此常规所用过流保护定值无法躲过励磁涌流。
励磁涌流衰减较慢，是引起保护未能躲过励磁涌流的主要原因。而变压器励磁涌流的衰减速度与电力系统的时间常数有关。励磁涌流与合闸瞬间外加电压的相位，铁芯中剩磁的大小和方向、电源容量、变压器的容量及铁芯材料等因素有关。一般，变压器容量大、距离电源点近、铁芯饱和不深时励磁涌流衰减时间较长。经过考察，此变电站4条220kV线路所连接变电站均有发电厂出线，与电源距离较近，且两台变压器为180000KW的变压器，容量较大，因此励磁涌流衰减时间较长，致使常规所用定值无法满足要求。
综上所述，此次对变压器多次充电失败的最主要原因为变压器容量较大且铁芯饱和不深，使回路电抗较大，致使励磁涌流衰减时间较长，引起开关跳闸。
3 改进措施
励磁涌流容易引发变压器的继电保护装置误动，使变压器的投运频频失败，数值很大的励磁涌流会导致变压器及断路器因电动力过大受损，诱发操作过电压，损坏电气设备并造成电网电压骤升或骤降，影响其他电气设备正常工作。
①对于变压器试运行送电前结合区域电网及厂家提供的变压器铁芯特性，可对试运行保护的定值进行在定值范围内更改。
二次谐波制动整定根据经验可整定为15%-20%
涌流间断角，根据运行经验闭锁角可取为60度至70度。如需用涌流导数的最小间断角大于等于65度，最大波宽小于等于140度。
变压器励磁涌流识别方法综述 篇3
关键词：励磁涌流,变压器,保护
近年来,我国的超高压、大容量电力变压器不断投产,远距离输电系统越来越多地建成、运行,电力工业已有了可喜的发展。但是,国内变压器保护的发展却远远落后,其保护正确动作率长期偏低。造成这一结果主要是由于电力变压器继电保护技术上的缺陷[1]。
变压器差动保护主要要解决两个问题:一是正确鉴别励磁涌流和内部故障短路电流;二是区分外部故障和内部故障。运行经验表明,差动保护能够准确地区分区内和区外故障,因此励磁涌流和内部故障短路电流的判别是变压器差动保护的关键问题。近年来,国内外许多学者致力于变压器继电保护的研究,提出了不少判别励磁涌流的新原理和新方法。
本文着重阐述了各种方法的基本原理,同时分析了这些原理的性能和特点,并在最后提出了变压器差动保护的发展方向。
1 励磁涌流识别方法的原理简述及现状
目前鉴别励磁涌流的方法较为成熟的方法主要是基于间断角原理和二次谐波制动原理。
国内设计生产的变压器差动保护装置也主要是基于以上原理。此外,还有波形对称原理,波形叠加原理、波形相关性分析法、波形拟合法这些利用波形特征来识别变压器励磁涌流的方法。最近,电压制动原理、等值电路原理、磁特性原理等也有应用和研究。
随着人们研究领域逐渐扩大,研究的层次逐渐加深,产生很多新兴的学科。模糊判据、人工神经网络方法运用到变压器励磁涌流的识别中也是研究的热点之一。
1.1 二次谐波制动原理
与短路电流相比,励磁涌流中二次谐波比例较,并在初始阶段中对基波的比例还有所增加。通过算差动电流中的二次谐波电流与基波电流的幅值比可判别是否存在励磁涌流[2]。当出现励磁涌流,有,式中和分别为差动电流中的二谐波电流和基波电流的方均根值;为二次谐波动比。由于二次谐波电流制动原理简单,因此在电力统中得到广泛的应用。目前国内外投运的变压器护基本上都是采用该方法实现的,二次谐波制动常取为15%~20%。但是随着电压等级的提高和模的扩大以及大容量变压器的使用,在大型变压严重故障时,由于谐振使故障电流中二次谐波成增加而使保护延时动作。同时变压器铁心材料的进使得其磁饱和点降低,在剩磁较高且合闸角满一定条件时,三相励磁涌流的二次谐波含量可能小于15%,其中最小的一相可能在7%以下。在这情况下,就二次谐波制动原理而言,即使采用一相动三相的闭锁方式,也无法避免误动的发生[3]。因有必要在二次谐波电流制动的基础上采取一些有的加速判据。
1.2 波形相关法原理
波形相关法原理是利用数字信号处理中的相关函数的基本概念,对采样数据进行分析,计算采样数据在不同时段上的自相关系数,利用自相关系数的大小来区分变压器励磁涌流和内部故障差流的新方法。其基本思想是将一周波数据窗内的波形用适当的方法重组为两个部分求取其相关系数,比较通过这两部分波形的相关性实现对涌流与故障的区分。波形相关法实现的关键问题是如何确定被比较的两段波形。其基本思想是:将一周波的采样信号等周期延拓一周,形成一个两周波的观察窗。在[0,T]内逐点向后截取半个周波的信号,并计算该波形在时间轴上投影的面积。设采样周期为每周N点,则总共得到N个面积值。取其中最大面积对应的起点作为波形比较的起点,从该起点起向后截取.周波的采样信号,将其后半周波取反,与前半周波信号做相关分析。
1.3 电压制动原理
电压制动原理提出利用变压器的端口电压作为识别变压器励磁涌流和内部短路电流的辅助判据。当变压器发生短路时,伴随有电压的降低;当变压器出现励磁涌流时,电压不会降低,有时还会升高。分析和实验表明,电压制动原理的应用系统阻抗的大小关系密切相关。同时,当变压器低压侧装有无功补偿装置时,发生短路时的端口电压不会瞬时降低,此时会影响辅助判据的准确性和保护的速动性。
1.4 等值电路原理
等值电路原理是一种基于变压器导纳型等值电路的励磁涌流判别方法。该方法是通过检测对地导纳的参数变化,鉴别变压器的内部故障。铁芯线圈的漏抗和空芯线圈的漏抗接近,故此时变压器等值导纳参数的互导纳与变压器的铁芯饱和程度无关。铁芯未饱和时,变压器各侧对地导纳几乎为零;当铁芯饱和时,变压器各侧对地导纳明显增大;当铁芯严重饱和时,变压器各侧对地导纳几乎与空芯变压器的对地导纳一致,且是一个不为零的常量。
该方法在求取对地导纳时需要先获取变压器漏感参数,这一点在实际运用中存在一定的困难。
2 发展和展望
变压器空载合闸的励磁涌流的问题本身很复杂,国内外学者的理论研究和数值仿真,无不在或多或少的假设和简化条件下进行,难免在某些情况下失真。正是这种情况下,模糊的处理方法就特别显出它的科学性和有效性。
模糊数学借助于隶属度的概念,达到对人脑一定程度的模拟,具有处理模糊现象的能力。将这一原理应用在变压器主保护中,为识别励磁涌流和内部短路电流,选定四个特征量,即二次谐波含量、铁芯磁通大小、电流波形的对称度以及电压的高低。人工神经网络是人工智能较为突出的一种。人工神经网络的特点在于其并行计算能力和高度的非线性。
这些新的方法尚处于探索阶段,离实用还有一定的距离。由于变压器运行条件的复杂性和故障类型的多样性,要完美地解决这些存在的问题,需要探索一些新的理论和方法。作者提出了今后变压器保护技术的发展方向。
(1)综合应用变压器电压、电流特征提取信息,识别励磁涌流,提高差动保护在变压器保护应用中的性能。
(2)摆脱现有技术的束缚,独辟蹊径,探寻变压器保护新的原理,克服差动保护在变压器保护应用存在着的先天不足。
参考文献
[1]王维俭.变压器保护运行不良的反思[J].电力自动化设备,2001,21(10):1～3.
[2]Sharp R L,Glassburn W E.A trans-former differential relay with second harmonic restraint[J].Trans.AIEE1958,12:913～918.
励磁涌流 篇4
[摘要]随着电力系统自动化程度的提高，发电厂自动化设备得到广泛应用。发电机功率作为其中的一个重要参数，其可靠性、稳定性不但直接影响自动化设备的运行，而且对发电机组的安全运行也产生着十分重要的影响。本文阐述了关于主变压器投运时产生的励磁涌流及和应涌流对发电机功率测量的影响及改进方法。从而使变送器在发生励磁涌流影响时能更加准确地测量出发电机功率变化。
[关键词]发电机；励磁涌流；和应涌流；功率变送器
引言
功率变送器作为发电机组的重要测量元件之一，其测量准确性、抗扰动能力及可靠性直接关系到发电机组能否稳定运行。对于大容量机组如600Mw以上的发电机组，其DEH系统和DCS系统的负荷调节、控制是根据发电机出口的功率测量值和给定的指令值来进行逻辑判断，从而对水、煤、风、汽的入口量进行调节，最终实现对机组的负荷调节。当发电机出口的有功功率值发生大的非正常的波动时，可直接导致发电机的出力发生大的变化，甚至打闸，DCS系统退出CCS控制模式，AGC、AVCC系统退出自动模式等等。
1励磁涌流形成的原因及危害
变压器励磁涌流是指变压器全电压充电或零起升压时，在其绕组中产生的暂态电流。产生励磁涌流的原因是：变压器投入前铁芯中的剩余磁通与变压器投入时工作电压产生的磁通方向相同时，其总磁通量远远超过铁芯的饱和磁通量，因此产生较大的涌流，其中最大峰值可达到变压器额定电流的6-8倍。励磁涌流将在差动回路中引起很大的不平衡电流，可能导致保护的误动作。通过对励磁涌流波形的分析，其有以下特点：含有很大的非周期分量，使曲线偏向时间轴的一侧：含有大量的高次谐波，其中二次谐波所占比重最大。励磁涌流的危害性包括：（1）诱发邻近正在运行机组的主变产生和应涌流而误跳闸，造成大面积停电；（2）引起合闸变压器的继电保护装置误动，使变压器的投运失败；（3）造成系统电压骤升或骤降，影响其它电气设备正常工作；（4）励磁涌流中的非周期分量可能导致测量和保护CT磁路被过度磁化，降低测量精度和继电保护装置的正确动作率。
2010年5月21日，中海福建燃机#3机组（395Mw）跳闸，原因是#4主变全电压冲击合闸时致#3发电机功率变送器输出发生畸变。2011年12月24日国华徐州#2机组（1000MW）跳闸，原因是#1机并网瞬间，导致#2发电机功率变送器输出发生畸变。2013年10月21日，大唐吕四电厂#2机组（600Mw）协调控制自动退出，原因是东洲变电站（距吕四电厂约40Km）主变空载合闸致#2机功率变送器输出发生畸变。
2.励磁涌流对功率变送器测量的影响
2.1功率变送器测量原理
功率变送器基本都采用时分割乘法器测量原理，时分割乘法器的特点是：测量频率较低，线性度，一般用于测量精度要求较高的场合。功率变送器的工作原理如图（1）所示，可见时分割乘法器在整个变送器测量过程中起到至关重要的作用。时分割乘法器的工作原理是：一个对被测量进行调宽和调幅的工作过程，图（2）是时分割乘法器的工作原理框图，图中运算放大器A和电容C1组成积分器，对R1和R2输入的电流做求和积分，VR+和VR一是两个基准电压，开关S是受比较器控制而同时动作的模拟开关，积分器输出的电压和三角波发生器产生的三角波电压经过比较器比较，当积分器输出电压大于三角波的电压时，开关S接VR+，反之接VR-，乘法器输出的E0得到的幅值为±EY的方波经低通滤波后的直流成分。
2.2涌流引起的测量误差
2.2.1高次谐波引起的误差。
式（9）中I0和τ分别为衰减的非周期直流分量的幅值和时间常数，Ih、φh为h次谐波分量幅值和初相角，ω为基波信号的角频率。
由式（9）可以看出直流分量k可使电压或电流曲线偏向时间轴的一侧，从而导致功率测量值偏离标准值。
3.改进措施
从以上的分析看，发生涌流时产生的谐波功率及非周期分量产生的功率突变并非发电机发出的真实功率，因此传统的模拟乘法器构成的功率变送器在发生励磁涌流或和应涌流时已经无法准确、真实地测量出发电机实际输出的功率值。在这种情况下，采用CPU进行数据处理的数字智能型功率变送器就展示出其强大的优势了。由此我们设计出了一款新的数字智能型功率变送器RGHD-103，其测量原理如图3所示，内置高速A中转换器及高性能的CPU。变送器对电压或电流每个周波进行高速采样，采用点数为128点，数字滤波方式，去除高次谐波及非周期分量的影响，计算出当前的基波功率值，通过与稳态时的功率测量值对比，CPU可判断出当前系统是否发生涌流现象，并根据该机组DEH的调节特性，采取相应的措施，从而使变送器的输出更加稳定，降低受外界信号突变的干扰影响。
4.結论
励磁涌流 篇5
目前变压器保护的难题仍是如何正确识别励磁涌流和故障电流。近年来,在国内外学者提出的诸多鉴别原理中,大体可分为基于模型和基于波形两种。基于模型的原理,如:基于磁通特性[1],基于等值电路方程[2],基于功率差动[3]等,对某些参数在测量上存在技术上的困难,目前多采用人为假设,且用到了较多的电气量,增加了保护配置的复杂性,其应用前景有待于理论上的进一步突破;基于波形特征的原理以励磁涌流和内部故障电流波形特征的差异为依据,主要利用二次谐波制动原理和间断角原理,是运用于实践的主流。新近提出的原理,如波形对称原理[4],波形相关性分析法[5],采样值差动原理[6]等,是间断角原理及其改进或者其衍生,该原理的识别方案存在非周期分量等因素的影响,导致变压器励磁涌流的正确识别率难以满足要求。
本文采用经验模态分解(EMD)将信号分解为若干个本征模函数(IMF),然后理论分析及仿真了故障电流与涌流不同的IMF组成特征,为识别涌流提供了新的特征。
1 EMD算法
经验模态分解(EMD)将信号S(t)分解成若干阶的本征模态函数(IMFs,第i个IMF记作Ci)和一个残余信号r的和(见式7)。
每个本征模态函数,必须满足两个条件[7]:
1)在整个时程内,极值点的个数与穿越零点的次数相等或最多差1。
2)在任意点处上下包络线的均值为零。
第一个条件类似于传统平稳高斯过程中窄带的定义;第二个条件利用极值包络的均值为零强制信号局部对称,排除了由于波形不对称而引起的瞬时频率的波动[8]。但是在实际测试中所得的信号是复杂信号,并不能满足本征模态函数的条件。所以黄锷(Norden E.Huang)进行了如下的假设[9]:
1)任何信号都是由一些不同的本征模态组成。
2)每个模态可以是线性的,也可以是非线性的。其局部极值点数和零点数相同,并且上下包络线关于时间轴局部对称。
3)任何时候,一个信号都可以包含许多本征模态信号,如果模态之间相互重叠,便形成复合信号。
在此假设条件下,每一阶IMF由如下方法得出:
根据信号S(t)的局部极大值和局部极小值求出其上包络v1(t)及下包络v2(t)之平均值
然后考察S(t)与m11的差即为h11,即
若h11不是IMF,将h11视为新的S(t),重复式(2)k次
式中:h1k为第k次筛选所得数据;h1(k-1)为第k-1次筛选所得数据;m1k为h1(k-1)上下包络之平均值;利用SD的值判断每次筛选结果是否为IMF分量:
SD的值常取0.2~0.3。当h1k满足SD的值要求,则令:
c1视为一个IMF。作
视r为新的S(t),重复以上过程,依次得到第二个IMF c2,第三个IMF c3…,直到r(t)基本呈单调趋势或者|r(t)|很小可视为测量误差时即可停止。于是
式(7)表明了EMD分解的完备性。
2 故障电流与涌流的EMD特性分析
2.1 IMF特征分析及提取(1)故障电流
根据叠加原理可以将故障时的网络分成正常情况和故障分量两部分[10],因此故障电流S(t)也可以看成是正弦电流分量(C(t))与故障电流分量(R(t))的线性叠加。而对于正弦电流分量C(t)来说,它满足EMD算法中IMF的两个条件,因此C(t)就是一个IMF。由于故障电流为近似正弦函数[11],所以故障电流分量R(t)相对C(t)来说偏小,从R(t)中分解出来的IMF(如果满足EMD分解)相对C(t)更加偏小。故此,对故障电流进行EMD分解后的IMF中,存在一个也仅一个相对其他IMF来说很大的IMF—C(t)。
图1为故障电流的EMD分解图。从图中可以看出,是正弦电流的IMF分量为C4,其幅值约为2.0,其他IMF分量均很小,最大的还不到0.3。
(2)非对称涌流
由于非对称涌流S(t)总偏离在时间轴的一侧,它及它的相似波形就不可能满足EMD算法中IMF的第二个条件,这就使得S(t)经过EMD分解后的IMF分量中不存在与S(t)波形近似的。另外,各个IMF分量利用极值包络的均值为零强制信号局部对称,而残余信号r的值很小或者呈单调趋势,根据式(7)可知分解后的IMF分量中不存在一个相对其他IMF来说很大的IMF。如图2中所示的非对称涌流S(t),幅值最大的两个IMF是C3和C4,其幅值约为2.8和3.7,两者相差不很大。
(3)对称涌流
对于对称涌流来说,如图3中S(t)所示,其极值点的个数与穿越零点的数目相差很大(穿越零点很多),S(t)经过EMD分解后的IMF分量中不存在与S(t)波形近似的。与非对称涌流类似,所以S(t)分解后的IMF分量中不存在一个相对其他IMF来说很大的IMF。在图3中,幅值最大的两个IMF是C1和C2,其幅值约为2.9和3.4,两者相差不很大。
定义主导IMF(leading IMF,记为IMF-led)分量为:一个相对其他IMF来说很大的IMF分量。综合上述可知,故障电流和励磁涌流一个经过EMD分解后IMF分量的区别在于:前者存在主导IMF分量,能量比较集中,而后者不存在主导IMF分量,能量比较分散。
为了方便提取主导IMF分量,定义第i个IMF分量的能量Ei及能量比µi如式(8)、(9)所示,µi并没有涉及到式(7)中残余信号r。
式中:µmax为IMF分量中能量最大的,若µmax满足式(10),则分解的IMF分量中存在主导IMF分量。当信号波形接近于正弦波形时,µmax值接近于1,若为涌流波形,则µmax值相对较小。
µzd一般可以取0.8~0.9。
2.2 非周期分量对IMF特征提取影响分析(1)恒定直流分量
给信号S(t)迭加一个恒定直流分量C得到信号S1(t)。给信号S(t)迭加一个恒定直流分量C得到信号S1(t)。当S1(t)进行EMD分解时,式(2)中的h11已经由减法消除了C的影响;当k>1时,m1k由h1(k-1)形成,所以m1k(k>1)不受C的影响,从而由式(3)知h1k(k>1)不受C的影响。因此,h1k不受C的影响,从而S1(t)进行EMD分解得到的IMF分量不受C的影响。
假设S(t)经过EMD分解后第i个IMF为Ci,残余信号为r,综合以上分析,根据式(7)可得S1(t)经EMD分解如式(12)所示。
如在图3中对称涌流信号S(t)上迭加恒定直流分量C=20得到信号S1(t),对S1(t)进行EMD分解如图4所示。
从图4中可以看出,S(t)和S1(t)分解所得的IMF一致,而S1(t)的残余信号就是在S(t)残余信号的基础上迭加恒定直流分量C=20而得到。
(2)衰减非周期分量
给信号S(t)迭加一个衰减非周期分量C(t)得到信号S1(t)。由于迭加C(t)后会不均等影响到上包络v1(t)及下包络v2(t),因此式(2)、(3)均会受到C(t)的影响。
设C(t)=AeTt,取S(t)为图3中的对称涌流信号,A=Max(S(t)),T=0.02,对S1(t)作EMD分解如图5所示。
图5中,粗虚线为迭加了衰减非周期分量的信号S1(t)及其相关IMF分量,实线为S(t)信号及其IMF分量,粗实线为所迭加的衰减非周期分量。从图5中可以看出,尽管S1(t)迭加了很大的衰减非周期分量,但它分解所得的IMF分量与S(t)分解的IMF分量在波形上趋势一致,在大小上差别不大(从数据文件中获得C1、C2的最大差别依次为0.436 5、1.627 3,C2差别略微偏大,是由于EMD分解时的端点效应所致,出现在端点处)。
综上所述,恒定非周期分量对IMF分量没有影响;衰减非周期分量对IMF分量影响很小,当EMD分解的端点效应[12,13]能够很好解决时,这种影响几乎可以忽略。
2.3 EMD用于保护存在问题分析
(1)数据窗长度的选取
保护要求速动性,数据窗越短越好;EMD分解由于端点效应存在,数据窗越长效果越好;经过多次仿真,数据窗取一个工频周期采样点数可兼顾二者要求。另外,采用合理的数据延拓方式[12,13]以最大限度降低端点效应的影响,数据窗的长度可以进一步降低。
(2)EMD分解次数的确定
对不同的信号,分解出来的IMF层数是不同的。按照EMD分解理论,r(t)基本呈单调趋势或者|r(t)|很小可视为测量误差时即可停止分解,这可能导致保护设备不能够及时完成计算。根据2.1中的分析,文中进行EMD分解就是为了确定信号中是否含有主导IMF。所以,只要确定r(t)不含有主导IMF分量即可停止分解,确定原则为:分解余量r(t)与原始信号S(t)能量比小于阀门值Kf,即|r(t)|/|S(t)|
因此,文中EMD分解停止原则为:r(t)基本呈单调趋势或者r(t)不含有主导IMF分量。
3 仿真分析
为进一步验证上述特征分析的正确性和可行性,本文利用文献[14,15]中动模试验获得的变压器在各种运行状况下的大量真实数据对其进行验证。
动模数据的采样频率为5 k Hz,系统接线如图6所示,此系统中的试验变压器为三单相变压器组,采用Y-d-11接线,单相变压器参数如下:额定容量为10 k VA;低压侧额定电压为380 V;低压侧额定电流为25.3 A;高压侧额定电压为1 k V;高压侧额定电流为10 A;空载电流为1.45%;空载损耗为1%;短路损耗为0.35%;短路电压为9.0%∼15.0%。
取数据窗为100个采样点,求取变压器空载合闸、变压器相间短路、变压器空投在匝间故障时波形对应的µmax变化曲线如图7~9所示。
图7(a)为DF1024波形分析系统中导出的空投时A、B、C三相差动波形,励磁涌流波形明显;图7(b)为A、B、C三相差流的µmax值变化曲线,由于在前20 ms数据不够一个数据窗,没有输出。从µmax变化曲线可以看出,当µmax值越小则说明IMF分量中能量越分散,主导IMF分量越不明显。
图8(a)为B相32%的位置和C相32%的位置发生了相间短路时的三相差动波形。由于做差流前,Y侧取的电流依次为A、B相,B、C相,C、A相之差,因此B、C相的故障将反映到最后的三相差流上。由图中可以看出,三相差流均接近于正弦曲线,含主导IMF分量,各相的µmax值始终大于0.99。
图9(a)为变压器空投于A相9%处发生匝间短路时的三相差动波形,A相故障将反映到A、C相差流上,B相出现比较大幅值的差动电流是由于合闸过程中涌流的影响,相对故障差流,此时B相涌流幅值较大。由图9(b)中同样可以看出,AC相反映故障差流,其值均在0.95以上,B相反映涌流,值相对较小,在0.9以下。
从以上分析以及总结其他状况下µmax值可知:励磁涌流中不存在主导IMF分量,能量分散,在半周波内µmax值存在小于0.8的区段。轻微匝间故障时µmax值可能大于0.8,但小于0.9;故障电流能量集中,µmax大部分情况在0.98以上。因此,考虑到一定的裕度,式(11)中µzd取值范围为0.9~0.95。
4 结语
本文针对故障电流和励磁涌流的EMD特征进行了详细的分析研究,指出了故障电流与励磁涌流区别的明显特征:前者含有主导IMF分量,而后者不含有;给出了具体特征提取方案。理论分析和相关仿真表明,该特征简单实用,几乎不受非周期分量的影响,为新保护原理的提出奠定了基础。由于EMD分解还存在譬如端点效应等问题,在实际应用时,数据窗就不能够太短等,这些是以后要继续深入研究的问题。
摘要：从IMF(intrinsic mode functions)需满足的两个条件出发,定性分析了故障电流、非对称涌流、对称涌流经过EMD(empirical mode decomposition)分解后各自的IMF波形组成特征。在此基础上提出主导IMF概念,并利用IMF的能量特征对主导IMF进行提取,然后采用故障电流与涌流不同的主导IMF组成特征对其进行区分。另外,理论分析考察了恒定直流分量和衰减非周期分量对IMF组成特征的影响。在Matlab下对动模仿真数据分析结果表明了故障电流与涌流在主导IMF构成上差别明显,是一个识别涌流的简单实用判据。
关于变压器励磁涌流的分析及对策 篇6
变压器正常运行时,空载电流仅占额定电流的1%～5%,但在变压器充电的瞬间,即变压器合闸瞬间,由于铁心的磁惯性,铁心磁通不能突变,于是由铁心中的稳态磁通和自由分量合成的磁通使铁心迅速饱和,励磁电流快速增长,形成励磁涌流。
1 产生励磁涌流的原因
为简单起见,以单相变压器为例分析产生励磁涌流的原因。单相变压器原理图如图1所示。
将电源电压u1接入变压器,则其电压方程式为:
式中,u1为加于变压器一次侧的电压瞬时值;α为合闸时一次电压的初始角;i为变压器一次侧电流;R1为变压器一次绕组电阻;W1为变压器一次绕组匝数;U11m为变压器主磁通的瞬时值。
i1R1风很小可以忽略,则式(1)变为:
解之得:
在合闸瞬间设t=0,Φ=0,得:
则稳态磁通的最大值为:
因此有:
由于W1、U1m及ω都是给定的,因此磁通只与α相关。
实际中,α可以是0～2π中的任一数值,现通过分析2种极端的情况来说明问题。
(1)t=0,α=π/2时,u1=U1m,由式(2)得:
合闸后磁通、励磁电流立即达到稳态值,因此没有励磁涌流产生。
(2) t=0,α=0时,u1=0,由式(2)得:
合闸后磁通由0增大至2Φm,励磁电流也由0增大至对应于2Φm的数值。由于磁通与励磁电流的非线性关系,励磁电流能达到正常励磁电流的几十倍,额定电流的6～8倍,而这是在变压器没有剩磁的理想情况下推出的结论,如果变压器有剩磁,合闸时的励磁涌流会更大,那么便发生涌流现象。
2 应对励磁涌流对策
励磁涌流对变压器并不造成很大伤害,但是如果励磁涌流造成电压的波动,系统便会不稳定。
投运变压器充电时,高压侧有很大的电流(励磁涌流),二次低压侧无电流,这可能使变压器的差动保护误动作。由于励磁涌流以2次谐波分量为主要,因此应选择具有谐波制动功能的差动继电器。
三相变压器充电时,电源每相电压瞬时值不一致,励磁电流亦不相同,合闸瞬间电压为0或最小的相,励磁涌流最大。因3个相的励磁电流之和不为0,二次回路有零序电流,故应校验零序保护是否会误动。
为减小励磁涌流对系统的影响,可采取如下措施。
(1)为避免变压器充电时励磁涌流引起较大的电压波动,在变压器实际投运时,采用高压侧充电、低压侧并列的操作方法,使供电系统的稳定性得以提高。尤其是在低压母线上有可控硅装置等对电压反应敏感的负荷时,更应采用这种方法。图2是某110kV供电系统图(局部)。
图2中,2T检修后准备投入,此时,1915、191、1911、1912、1111、111、601、6011在合位,即1T在运行。操作顺序:合1122→合6022→合112→合L601→合602→分L601。合112,变压器充电;合L601、602,变压器低压侧6kV并列;分L601,1T、2T变压器分供,系统正常化供电。
(2)选用南京南瑞继保工程技术有限公司的微机保护装置。该微机保护是针对励磁涌流产生的波形与短路电流波形的不同,采用高等数学积分的方法,避免了励磁涌流可能引起的误动作。
3 结束语
综上所述,在变压器实际操作运行和变压器微机保护的选择上,应充分考虑励磁涌流可能造成的危害,确保变压器安全投运,保障供电系统稳定运行。
参考文献
励磁涌流 篇7
电力变压器是电能传输中的重要元件,它的安全正常运行对电力系统的安全可靠至关重要[1]。差动保护是电力变压器的主保护之一,其不平衡电流主要来源于变压器的励磁电流,而当变压器空载合闸或外部故障被切除后端电压恢复时,励磁电流会急剧增大,出现励磁涌流现象,导致差动保护误动作。为此,如何准确鉴别励磁涌流和内部故障电流是变压器差动保护的主要问题。
工程中主要采用二次谐波制动原理和间断角原理的方法[2]。然而前者存在难以选择适当的制动比及现代变压器磁特性变化容易使保护误动等问题;后者在电流互感器饱和时,间断角会变形。
近年来,又出现了许多鉴别励磁涌流的新原理和算法。如磁通特性判别法、等值回路参数法、小波变换法、神经网络法、基于模糊逻辑的多判据法等[3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14]。磁通特性判别法和等值回路参数法需对变压器漏感参数提前进行计算,且不易整定。小波变换法要求采样频率高,高的采样频率会受到系统谐波的影响,而且提高了成本。神经网络法难以保证完备的训练样本集。基于模糊逻辑的多判据法存在如何选择隶属函数与权重的问题。
变压器励磁涌流的产生是由于铁芯磁通的饱和及铁芯材料的非线性特征。而相空间重构理论是对非线性时间序列进行分析,以提取其中的特征信息。为此,利用相空间重构理论对变压器励磁涌流和内部故障电流序列进行分析,计算它们的关联维数,以识别励磁涌流,保证变压器差动保护的正确动作。
1 相空间重构原理
相空间重构理论认为动力学系统中任一分量的发展过程隐含着其他相关分量的信息。因此,可以通过分析系统某一分量的时间序列数据将系统原来的变化规律提取和恢复出来[15]。Packard等提出用延迟坐标法来重构相空间,Takens等提出了相空间重构的嵌入定理,指出在m2d(10)1(m是延迟坐标的维数,d是动力系统的维数)的条件下,可以找到一个合适的嵌入维数将原始时间序列重构到一个高维的相空间,且在此相空间中的轨线上原动力系统保持微分同胚。该定理建立了原始时间序列和动力系统特征之间的桥梁。
基本思路如下:
设动力系统某一变量的时间序列信号为{x(n),n(28)1,2,(43),N},则重构后的相量为
式中:i(28)1,2,(43),Nm,Nm(28)N-(m-1)为重构后相空间相量个数,m为嵌入维数;为延迟时间。确定合理的延迟时间和嵌入维数是相空间重构的关键问题。确定延迟时间和嵌入维数的方法有:自相关法、互信息量法、平均位移法和C-C方法等。本文采用平均互信息方法来确定延迟时间,采用虚假最近邻点法确定嵌入维数,简介如下[16,17]。
(一)平均互信息法
设两离散信息序列{s1,s 2,…,sn}和{q1,q 2,…,qn构成的系统为S和Q,它们之间的互信息为
其中:P s(s i)和Pq(q j)分别为S和Q中事件is和qj的概率;Psq(s i,qj)为事件is和qj的联合分布概率。
若令s代表原始时间序列x(t),q代表延迟时间序列x(t(10)),则I(Q,S)是与延迟时间有关的函数,记为I()。I()的极小值表示x(t)与x(t(10))是最大可能的不相关。Fraser和Swinney建议采用I()的第一个极小值点作为最优时间延迟。
(二)虚假最近邻点法
相空间重构过程中,设为Xi的最近邻域点,则当维数为m时,它们之间的距离记为当维数为m+1时,它们之间的距离记为若
那么称Xi为Xi的虚假邻近点,其中k为阈值。借助虚假邻近点的概念,计算系统最小嵌入维数。当维数从m变到m(10)1时,考察轨线的邻点中是否存在虚假邻点,如果没有虚假邻点,则认为轨线的几何结构被打开,此时的m值便为最小嵌入维数。
2 励磁涌流识别的相空间重构法
首先在PSCAD/EMTDC平台上搭建仿真试验系统,模拟变压器励磁涌流和各种内部故障状态,并采集各种运行状态下的电流数据。其次,应用相空间重构理论对采集到的电流序列进行相空间重构。最后,计算重构得到的各个吸引子的关联维数,通过对关联维数的分析来识别变压器的励磁涌流。
2.1 仿真试验系统
为模拟变压器的励磁涌流和各种内部故障状态,搭建如图1所示的仿真系统。
仿真系统中,三相变压器采用PSCAD中具有饱和特性的电磁耦合模型,接线方式为Y,yn,额定容量为100 MVA,额定电压为66 k V/12.47 k V,空载损耗为1%,短路损耗为0.36%,漏抗为0.01。
为获得变压器的对称励磁涌流和非对称励磁涌流,分别在90和0合闸角下,对变压器进行空载合闸实验。图2是在A相合闸角为90时测到的变压器一次侧三相涌流,其中A相出现对称的励磁涌流。图3是在A相合闸角为0时测到的变压器一次侧三相涌流,三相均为非对称涌流。
变压器的内部故障主要指绕组的匝地短路和匝间短路。在仿真系统上模拟变压器A相绕组发生轻微匝地短路,测到的三相故障电流波形如图4所示。A相和B相绕组发生轻微匝间短路,测到的三相故障电流波形如图5所示。
从图2和图3中可以发现变压器励磁涌流波形具有尖顶、有间断等特点,由图4和图5可以看出变压器内部故障电流波形接近于正弦波形;它们都具有非线性的特点。对于非线性序列,相空间重构理论可以很好地对其进行定量的分析并提取特征值。
2.2 电流序列的相空间重构
对上述测到的对称和非对性的三相涌流序列及匝地和匝间短路时的三相电流序列,应用平均互信息法和虚假最近邻点法,计算它们的重构延迟时间和嵌入维数,以对其进行相空间重构。计算结果如表1所示。
根据表1中的延迟时间和嵌入维数就可以对励磁涌流和故障时的三相电流序列进行相空间重构;通过比较相空间重构后的图形特征,便可以区分励磁涌流和内部故障。但是,由表1可知,励磁涌流时电流序列的嵌入维数都大于3,而对于三维以上的空间不能进行观测,因此,需要引入新的参量来表征电流序列相空间重构的变化规律。关联维数是相空间重构中经常用到的参量,下面通过计算关联维数,对采集的励磁涌流和内部故障电流信号进行分析,以对其进行鉴别。
2.3 基于关联维数的励磁涌流识别
关联维数是重构相空间吸引子的一个特征量,它用来描述系统的复杂程度,表示刻画原系统所需的独立变量的个数。由于变压器励磁涌流和短路故障产生的机理不同,所以用来刻画它们的独立变量的个数必然不一样。故可以用关联维数来区分励磁涌流和内部故障。关联维数计算如下[18]。
定义关联积分C(r)
其中:N是重构后相空间矢量的个数;r是重构相空间的标度。
则关联维数为
根据以上算法对所采集的变压器励磁涌流和故障电流数据进行计算,得到数据如表2所示。
由表2中数据可以发现:变压器励磁涌流时电流序列对应的关联维数都大于2,而发生内部故障时电流序列对应的关联维数都在1和2之间。一般认为,大于关联维数的下一个整数是刻画系统所需的独立变量的个数。因此,描述变压器的励磁涌流需要3个独立变量,而描述内部故障则需要2个独立变量,二者明显不同。所以,利用对变压器电流信号的相空间重构计算关联维数的方法可以作为一种新的特征判据来准确鉴别励磁涌流和内部故障。
3 结论
励磁涌流 篇8
关键词：励磁涌流,差动保护,多分辨率分析,小波变换,FPGA
0 引言
电力变压器是电力系统的重要组成部分,其故障将严重影响供电的可靠性和系统的安全运行。纵联差动保护作为变压器的主保护,能够无延时地切除区内各种短路故障[1]。在空载合闸或外部故障切除后电压恢复过程中,变压器铁芯线圈中的磁通容易发生饱和,励磁电流变得很大,有可能导致差动保护误动作[2,3]。因此,准确识别励磁涌流有助于提高变压器差动保护动作的正确率。
小波变换在励磁涌流识别方面已有广泛应用[4,5,6,7,8]。文献[9]利用小波变换提取奇异点的算法来定位电压电流的突变时刻,通过比较突变时刻来识别励磁涌流;文献[10]运用小波变换和多分辨分析,通过研究高频分量的变化趋势来识别励磁涌流;文献[11]借助小波变换和人工神经网络来识别励磁涌流。本文提出了一种基于能量成分的励磁涌流识别方法:对差动继电器中的三相电流信号进行加窗多分辨率分析,根据不同尺度下高频分量的比重确定电流信号的突变点;将突变点放置在同一时间轴上,若有两个突变点之间的距离在10°~360°范围内,则判断为励磁涌流突变点。在分析相邻窗口高频分量之间关系的基础上,对FPGA逻辑电路的使用进行了优化,在廉价的EP2C35芯片上实现对变压器励磁涌流的实时识别。
1 多分辨率分析下的信号能量
多分辨率分析的概念由S.Mallat和Y.Meyer于1986年提出,并给出了正交小波的Mallat算法[12,13]。多分辨率分析是建立在函数空间概念上的理论,它将信号空间划分为不同的尺度空间,每个空间对应着不同的频率范围。当采样率满足Nyquist采样定理时,归一频带必将限制在-π~+π之间。对于原始信号的正频率部分而言,如果将频带0~π定义为空间0V,可分别用高通滤波器Hd和低通滤波器Hc将它分解成两个正交的子空间:频带在0~π/2的低频部分1V和频带在π/2~π的高频部分1W;经二级分解后,1V又可被剖分成频带在0~π/4的低频部分2V和频带在π/4~π/2的高频部分2W,如图1所示。
任意信号x(t)∈L2(R)都可表示为
右边第一部分是信号x(t)在尺度空间上的投影,它是信号的平滑逼近,分解系数jc(k)称为离散平滑逼近信号,φj,k(t)称为尺度函数;第二部分是信号在小波空间上的投影,反映了邻近尺度之间两个平滑逼近的细节差异,分解系数d j(k)称为离散细节信号即小波变换系数,ψj,k(t)是具有带通性质的小波函数,将小波变换与多分辨率分析联系在一起。
Mallat算法是依相邻尺度空间上的尺度函数和小波函数基本关系推导出的小波分解快速算法。
式中:L为滤波器长度;hdl和hcl分别为高通滤波器系数和低通滤波器系数;j为分解尺度。
多分辨率分析的主要特征之一是不同分辨率下的小波系数能量代表不同频带的原信号能量。依Parseval定理,利用尺度函数和小波函数正交性质,原信号能量可表示为各尺度下子频带的能量之和。
2 励磁涌流识别
2.1 涌流波形
三相变压器常采用Yn/Δ-11接线方式,正常运行时原副边的线电流相差30°。为保证变压器在正常运行或发生区外故障时流入差动继电器的电流为零,将变压器星形接法一侧的电流互感器连接成三角形,三角形接法一侧的电流互感器连接成星形,如图2所示。
由于流经差动继电器的电流不再是变压器原副边相电流之差,当变压器出现励磁涌流时,三相变压器差动继电器中的电流与单相变压器差动继电器中的电流有明显的区别。
图3(a)、图3(b)分别是变压器星形接法一侧空载合闸、变压器发生内部故障时的流经差动继电器的三相电流波形(Ai,Bi,Ci)。
从图3可以看出:对于变压器空载合闸,有一相电流波形正负对称,各相的电流突变点在时间上有明显的差异,且随着时间的推移而渐渐增大[14]。对于变压器内部故障,各相电流不存在波形间断现象,且仅在短路时刻发生突变。
2.2 能量分布
在电流突变点处能量分布在各个频带上,而在非电流突变点处能量集中分布在低频带上。本文利用多分辨率分析工具,把窗口内电流信号能量分解成不同频带下的信号能量。
信号窗口长度选得越短,通过多分辨率分析得到的能量分布越能够反映信号的局部特征。但是,当窗口长度过短时,多分辨率分析的边缘效应可能会把实际的能量分布淹没。为了减少边缘效应对高频能量的影响,用最左边的窗口数据和最右边的窗口数据分别向窗口外做等值延拓。
当窗口长度为T时,大体上能够反映信号能量分布的最低频率一般不会低于1/T。这里,把包含1/T频率的高频带称为最低高频带,尺度记为p。假设采样数据不断地从窗口的右边进入,从窗口的左边移出,窗口内的数据编号从左到右依次为0,1,2,…,W,窗口的编号与窗口最右边数据的采样号相同,按Mallat算法计算窗口m的d1m(k)和dpm(k),将它们的能量之比定义为窗口m高频带能量比,即
当采样频率为10 k Hz、窗口长度为2 ms时,最低高频带的尺度p=5。采用db3小波对图3进行窗口信号高频带能量比计算,形成的高频带能量比曲线如图4所示。
从图4可以看出:当电流突变点闯入窗口时,若原窗口信号总能量较小,则高频带能量比立刻变大,否则等到窗口信号总能量下降到一定程度时才变大;如果在电流突变点出现窗口期间窗口信号的总能量始终比较大,那么这种电流突变点可能无法检测到。换句话说,这种高频带能量比方法能够有效地发现波形间断前后的电流突变点,而对波形持续期间的电流突变点不敏感。为了不计波形间断期间因干扰引起的电流突变点,规定窗口总能量不低于变压器运行在额定电流时的窗口总能量。
2.3 涌流判据
若采样点m前q个窗口高频带能量比都小于阈值K,而窗口m的高频带能量比大于等于阈值K,则认为采样点m是突变点。考虑q个窗口高频带能量比都小于阈值K的目的是防止虚假突变点。
图3所示的各电流波形的突变点分布如图5所示,其中K=0.05和q=5。
由图5可以看出:变压器空投时,电流突变点在相当长的一段时间内频繁出现,且各相出现的时刻有所不同;变压器内部故障时,电流突变点仅在故障发生时刻出现。
把与前一突变点的距离大于10°小于360°的突变点称为励磁涌流特征点。一旦发现励磁涌流特征点,就向差动保护装置发出一个持续一个工频周期的闭锁信号,这就是基于能量成分的励磁涌流识别新方法。
3 基于FPGA的励磁涌流识别器
FPGA是在PAL、GAL、CPLD基础上发展起来的产物。虽然FPGA有丰富的可编程门电路资源,但要完成复杂的计算任务仍有困难。为了尽可能地少占用可编程门电路资源,这里对d1m(k)和dpm(k)计算作进一步的分析。
设小波的滤波长度为L,有
由式(5)、式(6)可见,cjm(k)、djm(k)的一部分数据与cjm-1(k)、djm-1(k)有关,一部分数据直接等于窗口外的填补数据或者零。但是,随着尺度变大,cjm(k)、djm(k)的计算量迅速增加,获取d1m(k)、dpm(k)的计算量仍然很大。
如果把db小波的高通滤波器系数在次序上颠倒,它们的绝对值与低通滤波器系数的绝对值完全一样。考虑到cjm(k)、djm(k)的计算量,本文设计的分解系数运算器由6个乘法运算器、2个加法器,以及输入选择器和输出选择器所组成,如图6所示。加法器1、加法器2输入端的符号分别与高通滤波系数符号和低通滤波系数符号相一致。计算djm(k)时,输入选择器的输出与输入按顺序关联,输出选择器的输出与加法器1关联。计算cjm(k)时,输入选择器的输出与输入按反序关联,输出选择器的输出与加法器2关联。因此,图6所示的分解系数运算器既能计算cjm(k),也能计算djm(k)。
当用2的幂指数之和近似表示滤波器系数时,原来的乘法运算可通过移位器和加法器来实现,减少了对可编程器件门电路的需求。表1列出了用3个2的幂指数表示的db3小波滤波器系数的绝对值。图7给出了用3个移位器和1个加法器实现采样值与滤波器系数0.235 2做乘法运算的具体电路。
由于d1m(k)和dpm(k)可能直接来自d1m-1(k)和dpm-1(k),本文设计的高频带能量运算器不直接与分解系数运算器关联,而是与分解系数存储器关联。同时,将窗口总能量的计算也纳入到高频带能量运算器之中。
图8是根据最低高频带能量、最高高频带能量、最小窗口总能量设计的励磁涌流识别器。
当窗口总能量大于规定最小窗口总能量、最高高频带能量大于阈值K乘上最低高频带能量时,高频带能量判别器输出为真,否则为假。当高频带能量判别器的输出为真且前q个输出为假时,突变点判别器的输出为真,否则为假。将三相电流突变点进行逻辑或运算,以便从三相整体角度进行分析。计数器1记录相邻突变点的时间间隔,为防止计数器1溢出,用一个比较器把计数器的最大计数限制在一定范围。若相邻两个突变点的距离在10°~360°(x~y)范围,励磁涌流识别器判定为变压器发生励磁涌流,向保护装置发出闭锁信号。闭锁信号的长度由d决定。为避免励磁涌流识别器起动时发闭锁信号,计数器2的初值设置为d。
4 利用RTDS验证励磁涌流识别器
根据EP2C35的门电路,利用QuartusⅡ软件对设计的励磁涌流识别器进行编译和调试,并下载到磁涌流识别器开发板中。将RTDS输出的模拟量信号直接接到开发板的模数转换器输入端,用示波器观察励磁涌流识别器的突变点和闭锁信号的状态。
在RTDS中的电力系统接线图如图9所示,且设置了变压器的饱和特性。将断路器BRK1、BRK2置分位,改变220 k V电源的相角,在t=5 s时合上BRK1,观察到的不同合闸初相角的变压器空投时突变点和闭锁信号状态列于表2。将断路器BRK1、BRK2置合位,在t=10 s时设置各种变压器内部故障,观察到的突变点和闭锁信号状态列于表3。
从表2、表3可以看出,励磁涌流识别器能够在变压器空投时准确地发出闭锁信号,而在变压器发生内部故障时均不发出闭锁信号。
5 结论
(1)变压器内部故障和变压器空投时,电流都会发生突变。但是,变压器内部故障时,三相电流仅在故障时刻同时发生突变;而变压器空投时,三相电流的突变点在时间上有差异。
(2)通过分析窗口内电流信号在不同频带下的能量分布可确定电流突变点,通过分析电流突变点的分布可确定励磁涌流特征点。
励磁涌流 篇9
近些年来, 我国的远距离输电系统越来越多, 高压、大容量电力变压器不断投产, 对变压器的要求进一步提高。但是, 我国变压器保护的发展比较落后, 效率不是特别明显。所以, 对变压器合闸励磁涌流的抑制方法进行研究, 有着重要的指导意义和作用。
1 关于变压器励磁涌流的几个特点
一般来说, 变压器励磁涌流有三大特点:1) 含有较大成分的非周期分量, 往往使涌流偏向于时间轴的一侧。2) 含有丰富的高次谐波成分, 其中主要是二次谐波。3) 波形存在间断。从上面的励磁涌流的特点可以看出来, 变压器励磁涌流的大小与变压器合闸初相角、剩磁大小、饱和磁通等因素都有关系。
2 励磁涌流产生的原因及对励磁涌流进行抑制的原理
励磁涌流产生的主要原因是:在变压器投入前, 如果铁芯中的剩余磁通与变压器投入时的工作电压产生的磁通方向相同, 那么会使其总磁通量远远超过铁芯的饱和磁通量, 因此, 产生比较大的励磁涌流, 其中最大峰值可达到变压器额定电流的6～8倍。对于励磁涌流, 要采取的策略是“抑制”。通过一定理论和实践证明, 发现励磁涌流是可以抑制的, 甚至是可以消灭的。因为从产生励磁涌流的根源来说, 是在于当变压器任一侧绕组感受到外施的电压增加时, 该绕组在磁路中将会产生单极性的偏磁, 如果偏磁极性恰好和变压器原来的剩磁极性相同, 那将会导致磁路饱和, 会产生很强烈的励磁涌流。在一定的情况下, 如果能够了解变压器上次断电时磁路中的剩磁的极性, 那么完全可以通过对变压器空投时的电源电压相位角进行控制, 达到让偏磁与剩磁两者的极性相反的目的, 从而实现对励磁涌流的抑制。
3 对变压器合闸励磁涌流抑制所采取的方法
3.1 选相位关合技术法
如果采取选相位角关合技术, 可以对空载变压器励磁涌流进行消除。通过EMTP仿真结果表明, 该方法在很难精确测量铁芯剩磁的情况下, 可以很好地抑制变压器励磁涌流产生过程。我们从变压器励磁涌流的影响因素可以看出, 变压器励磁涌流的大小与合闸的初相角有密切的关系。选相位关合法通过控制三相合闸的时间, 即控制三相开关合闸的初相角来削弱励磁涌流的幅值, 是一种很有效的措施。
3.2 通过控制三相开关合闸时间
此种方法理论基础是:我们将变压器看作是一个具有强感性负载的机械, 也就是说把它看成一个非线性的电感。当合闸时, 变压器上的电压变压器内部会产生一定的磁通量。在变压器存在剩磁时, 如果说合闸后所产生的磁通和剩磁的极性是一样的, 那么对于变压器内部的总磁通而言, 电压升高, 磁通量也会随着增加, 产生出更大的励磁涌流;但是, 如果合闸后所产生的磁通和剩磁极性恰好是相反的, 那么对于变压器内部总磁通来说, 当电压升高时, 它会随着减少, 可以使得励磁涌流得到削减;合闸时变压器内没有剩磁, 即在合闸角为90°的时候合闸, 这样变压器内产生的磁通是最小的, 产生的励磁涌流也是最小的。三相绕组内磁通有其自己的变化规律, 如果合理地控制三相开关合闸角度, 不仅可以大幅度降低变压器内的感应磁通量, 还能够在一定程度上削减励磁涌流幅值。在这种思想下, 提出了两种合闸策略。
3.2.1 快速合闸法
在实施快速合闸策略的时候, 变压器的一相先在最佳点合闸, 就是当它事先预期的磁通等于剩磁的时候合闸, 另外其他两相在1/4周期后合闸。这种合闸方法适合于变压器三相绕组中铁芯没有剩磁的情况, 并且三相是独立控制合闸的。首先合闸的一相在合闸角为90°的时候, 这个时候其绕组中产生的磁通比较小, 在某个程度上接近于零。采用快速合闸法, 可以消除或者削弱励磁涌流, 从而达到抑制效果。
3.2.2 延迟合闸法
如果能够知道三相中的某一相 (比如A相) 的剩磁, 那么我们可以采取延迟合闸的方法。就是说, A相在它最合适的时刻合闸, 剩余的两相则延迟工频周期后再同时合闸, 延迟的时间可以是2到3个工频周期。这样, 也可以使得空载变压器励磁涌流得到控制。延迟合闸的策略是采用了变压器铁芯的磁通平衡效应, 以达到抑制励磁涌流的效果。
3.3 在中性点恰当地串联合闸电阻尺
在首相合闸之后, 因为中性点串联了电阻尺, 铁芯中的暂态磁通就会迅速地减少。有一种简单且经济的削弱空载合闸变压器励磁涌流的方法, 就是在变压器的中性点串入一大小合适的电阻, 三相延时合闸空载变压器, 这是改进的中性点串电阻法。通过对该方法下涌流峰值随中性点电阻值变化的分析, 从而选择出最佳的电阻值。
3.4 改变电阻尺值的方法
改变电阻尺值方法中, 串联电阻法是最常用的一种方法。在合闸的电路中, 串联一个比较合适的电阻来增大电阻尺的阻值, 从而降低合闸时刻稳态磁通的幅值, 减少励磁涌流的持续时间, 达到抑制励磁涌流的结果。
3.5 接入速饱和变流器抑制励磁涌流
接入速饱和变流器, 用来阻止励磁涌流传递到差动继电器中。当励磁涌流进入差动回路的时候, 对于速饱和变流器的铁芯来说, 它具有极易饱和的特性。所以只要合理调节速饱和变流器一两次侧绕组匝数, 就可以更好的消除励磁涌流对差动保护的影响, 从而减少励磁涌流的负面影响。
3.6 利用涌流波形具有明显的间断角的特征来避越涌流
目前有两种利用间断角原理的差动保护。一种方案是直接鉴别间断角的大小来判断是涌流或内部短路, 为防止涌流波形出现负谐波, 使间断角消失, 在继电器设计上采取了补偿措施来恢复一次涌流本来出现的间断角, 另一种方案是比较二次谐波和二次电流的变化率, 它利用内部短路电流和涌流两种情况时, 运用二次电流波形的连续同期性和涌流的间断性原理来区分涌流和短路电流, 该原理的保护也要附加差动保护以防止内部短路时电流很大, 利用涌流波形具有明显的间断角这个特征来避越励磁涌流。
3.7 改变变压器绕组的分布
变压器在产生励磁涌流时, 铁芯处于饱和状态, 铁芯及其磁导率接近于真空中的磁导率, 则此时变压器可看作一个空心线圈, 相当于铁芯从绕组中移出去, 其磁通线延伸到了铁芯以外的区域, 分周期量来磁化变流器的导磁体, 达到最小制动电流整合。另外, 工作绕组接入保护的差动回路, 平衡绕组可以按照实际需要接入电流回路或工作回路, 从而达到躲避励磁涌流的作用。
4 结语
在变压器空载合闸的时候, 可能产生较大的励磁涌流。比如电力变压器空载合闸投入电网时, 会产生很大的励磁涌流, 有可能导致变压器产生保护装置的误动作, 会产生不好的结果, 使变压器的寿命缩减。另外, 有电磁的干扰影响作用, 也会影响变压器周围设备的运行。因此, 对变压器合闸励磁涌流的抑制方法进行研究, 有着很大指导意义和重要作用。对励磁涌流进行抑制消除的研究, 仍然是我们所要面对的一项技术考验。励流涌磁的产生有多方面的原因, 我们要用科学的方法, 从各个方面对其进行研究, 找到合适的办法来抑制或者消除励磁涌流, 以减少励磁涌流对变压器及其整个系统的影响。
参考文献
[1]贺家李, 宋从距.电力系统继电保护原理[M].北京:中国电力出版社, 1994.
[2]唐跃中, 刘勇, 徐进量, 等.几种变压器励磁涌流判别方法的特点及其内在联系的分析[J].电力系统自动化, 1995.