松耦合变压器（精选5篇）
松耦合变压器 篇1
1 引言
目前,电能主要是由导线通过插头插座直接接触进行传送的。这种电能传输方式由于存在物理接触和电气接触,在诸如潮湿、易燃易爆等环境中的应用受到限制,而且可靠性差。新型无接触供电系统综合运用电磁感应耦合技术、高频变换技术以及电力电子等新技术,通过采用一、二次侧可分离的松耦合变压器将电能从电源侧经气隙传递给一个或多个负载,从而安全、高效、可靠、灵活地实现了电能的无接触传输,克服了传统的电能传输中存在的裸露导体、接触火花、电击、短路等不安全因素,广泛应用于喷漆车间、石油、医疗、军事等领域,应用前景十分广阔[1]。
实现非接触电能传输的关键组成部分是初、次级可分离的松耦合变压器。此外,松耦合变压器原、副绕组可以保持相对静止或是运动状态,使之应用场合更加广泛。但是由于松耦合变压器磁路中存在气隙,变压器漏感较大,耦合系数不高,因此严重影响了功率传输能力和传输效率。本文针对影响变压器耦合系数的因素,利用有限元软件ANSYS分别对U、E型两种形状磁芯的磁场分布随气隙大小和绕组位置进行有限元仿真研究,进而提出一种可以提高耦合系数的改进磁结构的松耦合变压器,并以实验验证了理论分析。
2 拓扑结构和工作原理
新型无接触能量传递系统的基本构成包括:交流电源,初、次级整流、逆变电路,感应松耦合电磁结构。初、次级子系统之间不存在物理连接,为了提高供电系统的输出功率、传输效率,提高供电质量,通常在初、次级加入补偿环节[2]。图1给出了系统构成框图。相对于传统的感应能量传递系统,非接触能量传输系统耦合程度较小。为了提高系统的功率传输能力,初级绕组通常采用高频交流驱动[3]。
系统工作时,在输入端将单相工频交流电经整流、逆变转换为高频交流电流供给初级绕组。次级端口输出的电流为高频电流,根据负载用电需要,若为直流负载,则将高频电流经过整流为负载供电;若为交流负载,则还需要进行变频处理。新型无接触感应电能传输系统发展的主要问题是提高效率和适用性。
松耦合变压器是非接触电能传输系统的关键部分。它和常规变压器在工作原理上类似,都是应用电磁感应原理实现电能从变压器原边到副边的变换。但是松耦合变压器的原、副边之间存在较大的气隙,空气磁路长度远远超过了常规变压器的空气磁路长度,使之相当一部分磁动势消耗在空气磁路部分,变压器漏感较大,耦合系数不高。而常规变压器的磁路中气隙很小,其磁动势主要分布在磁芯磁路部分,磁芯所具有的高磁导率决定了常规变压器的磁阻较小,需要的激磁电流较小。松耦合变压器属于疏松耦合磁结构,不仅影响能量传输的功率和效率,而且会加大功率器件的电应力。通过补偿的方式可以减小开关器件的应力。但是变压器原副边分离所带来的耦合系数低这个问题却没有办法解决,补偿电容并不能增大互感值,因为耦合系数由变压器的结构本身决定。所以如何提高松耦合变压器的耦合系数是研究非接触式能量传输系统中的一个重要问题。在相同气隙下选择合适的电磁结构和参数,从而增强感应耦合能力,提高供电系统的传输效率及供电能力,对非接触电能传输系统具有重要意义。
3 影响松耦合变压器耦合系数的因素
图2为除耦合系数k以外的其他一切电路参数相同的情况下输出电压随耦合系数变化的仿真。由图可以看出相同负载下松耦合变压器的耦合系数越高输出电压越高。因此要提高系统的传输能力,就要尽量提高松耦合变压器的耦合系数。通常影响松耦合变压器的耦合系数的因素主要有磁芯材料、磁芯形状、绕组位置、气隙大小等。本文在相同磁性材料前提下,研究磁芯形状以及绕组位置对于耦合系数的影响。
3.1 气隙大小对耦合系数的影响
常用的磁芯形状有U型、EE型、EI型、EC型和罐型等多种结构,可以根据不同的应用场合选择合适的铁芯。下面以U型和EE型磁芯为例进行分析,其它形状的磁芯也可以得到相同的结论。图3为U型磁芯不同绕组位置的示意图。图3(a)中绕组缠在松耦合变压器磁芯底部,这是一种传统的绕法;在图3(b)中,绕组是缠在了松耦合变压器磁芯的端部,这样原副边绕组的距离拉近,这是一种新型的缠绕方法[4]。
图4所示为U型磁芯变压器相同气隙不同绕组方式时的磁场分布和磁力线走向。图4(a)是4 mm气隙时中心绕组的情况;图4(b)是4 mm气隙下端置绕组的情况;图4(c)是8mm气隙下中心绕组时的情况;图4(d)是8mm气隙下端置绕组的情况下ANSYS磁场分布仿真。对比这四幅图我们可以清楚地看到相同绕组下随着气隙的增大,匝链原副边绕组的磁通变少,漏磁变多,耦合系数也相应地降低。这与理论分析一致。
3.2 绕组位置对松耦合变压器参数的影响
磁性材料、磁芯形状、气隙大小相同的情况下绕组位置的不同也会影响松耦合变压器的耦合系数。图4(a)与(c)和(b)与(d)是相同磁芯型号,相同匝数,不同绕组布置的仿真结果。对比看出,相同气隙下,采用图3(a)绕组方式时变压器的漏磁较多,耦合系数将受影响有所减小,采用图3(b)的方式将绕组拆分成两半后放置在U型磁芯的芯柱端部时,变压器的漏磁变少,相对图3(a)绕组方式,耦合系数可以得到提高。可知在图3(b)的绕组缠绕方式中,原、副边绕组的线圈接触比较紧密,更多的磁力线可以在原、副边绕组之间垂直地通过,漏磁较少,有利于提高耦合系数。
E型磁芯两种不同绕组方式具有和U型磁芯相同的结论。这里不再给出仿真图。
4 绕组位置对耦合系数影响的测试
图5是改变绕组位置前后,两种松耦合变压器耦合系数的测试结果。磁芯型号同为E55,原边15匝,副边20匝。可见,通过改变绕组布置,松耦合变压器的耦合系数可以得到显著提高,从而为变换器传输功率能力的提高创造了条件。另外,漏感在一定程度上得到了降低,将使变换器对环境的电磁干扰也相应地有所降低。
虽然两种结构的变压器唯一不同的是绕组位置,然而,由图5实验数据可以看出随着气隙的增大,耦合系数都逐渐减少,但是端置绕组变压器的耦合系数要明显高于中心绕组变压器的耦合系数。尤其是在气隙较大的时候,端置绕组变压器的优势更加明显。
5 高耦合系数变压器绕组和磁结构
前面的研究表明:当原、副边绕组中心位置距离较近时,相同气隙下耦合系数较大。磁芯面积较大时漏磁较少。基于这样的认识,本文从改进松耦合变压器的磁芯形状以及绕制方法两方面入手,提出了一种采用平面磁芯和平面绕组的松耦合变压器。磁芯及绕组缠绕方式如图6所示。因为目前没有成品磁芯可用,磁芯采用超扁E型代替,绕组做成平面式放置在图中所示最大的矩形面上。这样做既可以实现两绕组中心位置具有最近的距离又使磁芯有效面积得以增加,并且由于绕组外围也存在形成的磁路,所以可以有效降低磁阻,有利于原、副绕组的匝链。
图7为气隙0.8cm时磁场分布的ANSYS仿真。由于磁芯的巧妙利用,使得原、副边绕组接触得比较紧密并且由于横截面积变大,磁力线可以在原、副边绕组之间垂直地通过,从而原、副边匝链的磁力线增多,而漏磁较少。
6 新磁结构松耦合变压器测试
图8是本文所提出的新型平面磁路结构结合端置绕组方式的松耦合变压器耦合系数测试结果。与图5对比,新型松耦合变压器有效地提高了耦合系数,对提高功率传输能力十分有利。
7 应用效果的实验对比
图9为采用前述E55磁芯,原边15匝,副边20匝的端置绕组松耦合变压器在气隙分别为2mm,4 mm,8 mm时,原边串联补偿,副边未补偿时效率实验数据对比,谐振频率为35k Hz,由图可以看出随着气隙的增大变压器的效率降低了,这是由于气隙变大导致松耦合变压器的耦合系数下降;工作频率在谐振频率附近传输效率明显增加,偏离谐振频率时传输效率逐渐减小。
图10为变换器输入电压和负载相同,气隙4 mm,采用不同绕组位置的变压器和改进的变压器的效率随工作频率变化的曲线图。谐振频率为35k Hz。由图可以看出工作频率接近谐振频率时效率最高;改进绕组的变压器,由于绕组位置的调整从而使其耦合系数得到提高,使改进的变压器效率要大于传统绕组结构的变压器;测试表明由于耦合系数的提高,不但提高了变压器效率,效率曲线也变得更加平直。
8 结论
有限元ANSYS的磁力线分布和走向的研究表明,当原、副边绕组位置距离较近时,相同气隙大小下耦合系数较大。使用相同磁芯时,使绕组扁平尽量靠近气隙,可以有效提高松耦合变压器的耦合系数;采用平面磁芯和平面绕组,适当增加磁芯面积能够更有效地提高变压器的耦合系数。提出的新型磁绕组结构在气隙7mm时耦合系数0.56,远远大于普通的松耦合变压器。样机测试结果表明新型磁绕组结构变压器效率要大于其它两种绕组方式。如果采用特殊设计的专用磁芯和绕组结构,有望进一步提高松耦合变压器的耦合系数。
摘要：松耦合变压器作为非接触供电系统的关键部分之一,由于磁路中有较大距离的空气磁路,变压器漏感较大,耦合系数不高,因此严重影响了能量传输功率和效率。文中针对影响变压器耦合系数的因素,利用有限元软件ANSYS分别对U、E型两种形状磁芯的磁场分布随气隙大小和绕组位置进行有限元仿真研究,由磁力线的分布和走向可以看出这两个量对耦合系数的影响。进而提出一种可以提高耦合系数的改进磁结构的松耦合变压器,实验验证了理论分析。
关键词：松耦合变压器,非接触供电,ANSYS
参考文献
[1]J T Boys,Hu A P,Covic G A.Critical Q analysis of acurrent-fed resonant converter for ICPT applications[J].Electronics Letters,2000,36(17):1440-1442.
[2]Jin Kang-Hwan,Kim Ji-Min,Kim Soo-Hong.Design andanalysis of a rectangular type core for a contactless powertransmission system[J].Trans.of the Korean Institute ofElectrical Engineers,2008,(27):52-57.
[3]武瑛,严陆光,徐善纲(Wu Ying,Yan Luguang,XuShangang).新型无接触电能传输系统的性能分析(Power transmission performance analysis of new non-con-tact system)[J].电工电能新技术(Adv.Tech.ofElec.Eng.&Energy),2003,22(4):10-13.
[4]韩腾,卓放,王兆安(Han Teng,Zhuo Fang,WangZhao’an).可分离变压器实现的非接触电能传输系统研究(Contactless power transfer system using isolationtransformer)[J].电力电子技术(Power Electronics),2004,38(5):28-30.
[5]张峰,王慧贞,秦海鸿(Zhang Feng,Wang Huizhen,Qin Haihong).松耦合全桥谐振变换器的原理分析与实现(Analysis and realization of loosely coupled inductivepower transfer full-bridge resonant converter)[J].电力电子技术(Power electronics),2007,41(2):16-18.
松耦合(下) 篇2
应用系统的另一个松耦合的方面是信息松耦合。
（一）编码松耦合
在现实世界，为了识别事物的个体，我们通常会对个体进行命名。例如，某个人叫张三，另外一个人叫李四，但这种无规则的命名，经常会重名。例如在中国，叫张伟、王伟的人各约有30万人;叫王芳、李伟的也有20多万人。这种对个体无规则命名的做法，由于大量的重名，往往会失去命名的意义。
在许多场合，我们需要个体命名具有唯一性。为此，人们对个体的命名采取了统一的命名规则。例如在中国，每个人有不同的身份证号码，在美国，每个人一出生就可以申请一个社会保障号码。无论是中国的身份证号还是美国的社会保障号，每个号都要求是全社会唯一的编号。
在计算机应用系统中，为了处理的需要，我们也需要对许多处理对象使用某种唯一的代码作为个体的标识。如账户使用账号，银行卡使用银行卡号，客户使用身份证号等。
对于个体编号的编码规则，通常有两种方法：分段表意法和顺序分配法。
1. 分段表意法
这种编号规则把整个编号分成若干部分，每一部分隐含某种意义，各部分合起来组成一个完整的个体编码。
例如中国的身份证号码，是由18位数字组成的。它的第1、2位数字表示所在省份的代码，第3、4位数字表示所在城市的代码，第5、6位数字表示所在区县的代码，第7～14位数字表示出生年、月、日，第15、16位数字表示所在地的派出所的代码，第17位数字表示性别：奇数表示男性、偶数表示女性，第18位数字是校检码。
在计算机应用系统里，使用得最普遍最多的是账号。对应账号的编码，也有不少系统采取分段表意法。如第一段表示账户的所属科目，第二段表示账户开户的地域，第三段表示账户开户的网点，第四段是顺序号，第五段是效验码等等。
2. 顺序分配法
与表意法对应的编码方法是顺序分配法。这种编码方法也可以分段，每段的编码按序分配出去，但每一段的编码不会与某个固定的意义紧密结合。例如用这种方法对账户的账号进行编码，我们可以让系统使用了两级账号分配器：第一级分配账号的第一段(例如十位，按地域分配)，第二级分配账号的第二段(例如六位，在地域内分配)。假设每段都从0开始，第一个地域第一个开户的客户得到的账号是：0000000000-000000(为了方便理解，这里把编码的两段之间加上一横)，该地区第二个开户的客户得到的账号是：0000000000-000001，如此类推。到该地区第一百万个之后开户的客户，头一百万账号资源已经用完，它得到的是另外一百万的账号资源里头的第一个账号，例如是：0000000088-000000。再下一个开户的客户得到的账号为：0000000088-000001，如此类推。
3. 编码方法比较
表意编码方式的特点是：
编码本身可以隐含大量的信息，通过编码可以直观地对编码对象有初步认识;
个体相关信息已经含在编码里，获取这些信息系统开销小，效率高，但编码本身与所隐含的信息紧耦合，当编码对象相关属性变化时，编码需要变化，这往往会引来系统的重大变更，代价非常大。
编码显性的包含个体信息，对信息安全不利。由于个体属性的离散性，编码资源消耗大。
例如身份证，由于身份证号码隐含了大量的地域信息，我们可以通过简单的方法知道一个人的居住历史。但当该人搬家后，该地域信息意义就不大了。特别是身份证隐含了性别信息，当一个人变性后，不知是否应该更换身份证。
又例如账号，由于表意编码里，账号隐含了开户场所的信息，而该信息通常又被系统用于区分账户的一些功能限制，如能否通存通兑、通兑是否要收费，能否做一些比较关键的操作，还会涉及内部核算归属等。当银行营业机构变化时，如网点的撤并，就需要变更账户的账号。由于账户的存折、卡等介质在客户手上，这种变更是一个非常麻烦又漫长的过程。
顺序分配的编码方式的特点与表意方式刚好相反：
编码本身没有直接的意思;
个体相关属性，通过链接与编码个体联系，编码与属性松耦合。当编码对象相关属性变化时，直接改变该属性，不会引来系统的其他变更;
个体信息不包含在编码里，要取得这些信息，有系统开销;
从编码上不能了解个体信息包含，信息相对安全;
由于编码是顺序发放，编码资源节约。
从上述分析可以看出，顺序编码方式是一种松耦合的编码方式。
（二）主题松耦合
在应用系统里，我们会面对许多的处理对象。系统设计人员会把一些比较主要的处理对象进行归纳，成为要处理的业务主题。在银行应用系统里，这些主题主要有：当事人、访问标识、账户、协议、产品等。
在应用系统里，所有这些主题都是相互关联的。例如，银行的客户(当事人)可以通过各种账号、卡号、用户名(访问标识)访问他在银行的各种账户，并根据他与银行签订的各种协议，获得各种服务(产品)。
在银行没有实现电子化或者电子化程度不高的时候，上述主题的关系相对简单。某个客户，到银行开了某个账户，银行会把代表该账户的某些介质如存折、卡、支票等交给客户。当有人持这些介质到银行，银行就认为该人可以取得该介质对应账户的服务，最多再加上一些简单的认证，如核对印鉴等。
随着银行的电子化深入发展，特别是电子自助渠道的普及，银行大部分的业务已经通过电子自助渠道完成。在电子自助渠道里，特别是在新电子渠道——网银、手机银行里，银行需要认证的物理介质已经不起作用。取而代之的是对访问标识的认证。而访问标识不一定就是账号、卡号，它可以是任何其他的用户名、别名。访问标识所能访问的账户、所能获取的服务，也未必仅限于某个或某种账户。许多银行允许客户拥有多个访问标识，并且在不同的场景，不同的访问标识可以访问多个的不同账户，享受多种服务，并且这是可以定制的。
这就是应用系统的主题松耦合的一个表现，它体现了客户与访问标识的松耦合，也体现了访问标识与账户的松耦合。在这种场合，如果刚好使用账号或者卡号作为访问标识，系统认为这只是偶然而不是必然。该账号或卡号已经不是代表该账户或该卡，而是代表各种访问标识中的一个。
反之，我们可以硬性规定，某个客户，只能使用某个或某些访问标识。而某个访问标识，只能访问某个账户。这种情况最常见的是使用某账号只能访问对应的账户;使用某卡号只能访问对应的卡户，这就是一种主题的紧耦合。
（三）联机与批量松耦合
银行的业务处理系统，其处理方式主要有两个：一是联机处理，另一是批量处理。这里指的批量处理主要是指日终批量处理，不包括白天的联机小批量处理。
在银行计算机应用早期，通常联机在白天，批量在晚上，两者互不相干，对其耦合度没有严格要求。但随着银行计算机应用的深入，当前，大多银行的联机系统都是24小时运行。日终批量处理时，联机还有业务，如何使日终批量不要影响联机运行，就要研究联机与批量的松耦合问题。要让日终批量对联机业务影响降到最低，要考虑如下方面。
1. 数据库的松耦合
在系统设计的时候，联机更新的数据库与批量更新的数据库最好分开。就是说，联机程序不要更新批量需要更新的数据库;反之，批量也不要更新联机需要更新的数据库。这样可以避免联机与批量的资源冲突。当然，双方可以参照(只读)对方所用的数据库。
2. 批量窗口
由于联机24小时运行，日终批量窗口越来越小。为了减轻日终批处理的压力，减少日终处理的数据量，可以把一些非必须在日终才能处理的业务，特别是那些账务应该反映在日切前日期的业务，安排在白天机器比较空闲的时候用小批量进行处理。
五、其他方面的松耦合
（一）投产松耦合
银行的应用系统，都有一个建设、积累、完善的过程。整个应用系统，是通过完成一个个的系统建设项目，通过把多个项目组成一个个投产版本进行投产而建设起来的。
应用系统安全运行的最大挑战，来自系统变更。而一个个版本的投产，是最典型最严重的系统变更。版本是不能不投产，但如何把版本投产对系统的冲击降到最低，把新版本隐藏的缺陷给系统安全运行带来的风险降到最少，是一个非常重要的问题。
分步投产、试点投产是一个最有效的措施。一方面把风险分散;另一方面，把风险的影响范围限制在可接受的范围之内。所谓分步投产，可以有几个维度：
空间维度。可以把新版本的试用范围先限制在某个空间范围内。例如某个地区、某个分行，这样就算新版本出来什么问题，其影响也限制在一个局部的空间范围内，待版本稳定后，再逐步推广。
功能维度。可以把新版本的新功能分批逐步释放。待前期释放的功能稳定后，再释放下一批功能。也可以达到分散风险的效果。
时间维度。一般新版本在投产后的头几天，其缺陷会基本暴露出来。几天后，缺陷的出现会呈明显收敛状，10天后，版本基本稳定。我们根据这种特点，通过分时段控制版本的适用空间与功能释放，实现多维度的分步投产，直到新版本的所有新功能适用于整个系统。
要实现上述几个投产策略，相当于把一个物理的投产版本分割成若干个逐步释放的业务版本。需要在新应用的设计方面，考虑新版本与适用范围、适用功能间的松耦合策略。
（二）版本松耦合
版本松耦合的概念是，同一个运行实体可同时兼容内部组件的不同版本。不同版本间功能可以不同。这就是通常所说的版本兼容问题。
在现实中，许多场合必须允许不同的版本兼容。在一个系统里，同类的设备可能有不同的厂家，同一个厂家也可能有不同的型号。如银行的柜台设备、银行的ATM等。如果系统不能兼容多个版本，最严重的是系统根本不可能发展(因为一些旧设备已经买不到了，又不可能每一次设备扩充都把旧设备全扔掉)，或者至少不能发挥新设备的新功能。
另外一种情况是上述提到的投产松耦合。在分步投产中，当新版本、新功能还未适用于整个系统时，应用系统就必须同时面对不同的版本。
（三）项目松耦合
在一个投产版本里，会包含许多在同一个时间段里建设的项目。因为项目开发进度中难免有不可控制的因素，使版本计划里的某些项目不能按期完成。项目松耦合指的是，一个版本里的项目相互之间最好不要有强依赖关系，整个版本才不会因为某个项目不能按期完成而延误投产。
（四）功能松耦合
前面提到的投产时功能逐步释放，是功能松耦合的一个体现。另一方面，从系统安全运行的角度看，系统的一些主要功能，相互之间应该松耦合。特别是一些辅助功能、增值功能、组合功能，最好能做到与基本功能松耦合。功能松耦合的含义是，当某些功能出现问题或故障时，应用系统能做到问题功能的隔离、故障隔离。使故障仅局限在问题功能范围内。当那些非基本功能出现问题，应用系统可以退而求其次，仅实现一些基本功能。
（五）系统级的松耦合
上述各方面的松耦合，都是应用级的松耦合。实际上，在系统级方面，也有许多地方可以考虑采取松耦合的定义策略，这里就不一一列举了。
六、松耦合的代价
对于紧耦合，许多从业人员可能都深受其害，也深有感触。而关于松耦合的好处，已有许多论著。那么，是否任何时候任何场合，都要追求松耦合呢?答案是否定的。在应用的宏观架构，一定要松耦合。但松耦合是有代价的：
（一）开销
松耦合的架构，带来系统开销的增加。例如使用自描述的标准接口，增加了接口的解释开销;数据封装，带来了非封装数据服务时的流程开销与信息传递开销。
（二）效率
系统开销增加了，系统的处理效率相对会降低。
（三）宏观架构简化、微观复杂
应用架构的松耦合，从宏观上看，应用系统的架构更清晰、更简单。但从微观上，为了能在松耦合的架构上完成本来是相互关连的服务，微观架构复杂了。例如，自描述的接口比传统的固定格式接口复杂多了。又例如，异步处理的方式比同步处理的方式复杂多了。另外，数据冗余的策略，使保证数据一致性的处理也复杂了。
松耦合变压器 篇3
作为旋转导向智能钻井系统的核心部件可控偏心器,其原理是利用电机泵产生推动翼肋伸缩的动力,当采用电机泵动力时,电机泵的能量来源于井下涡轮发电机。由于可控偏心器的机械结构决定了电机泵要安装在不旋转套上,而发电机要安装在旋转的主轴上,这样就涉及到旋转和不旋转之间的能量传输问题。以前一直采用的是接触式滑环能量传输方式,由于接触式滑环存在安装非常不方便、旋转时易磨损、易受到井下钻井液、水的腐蚀以及泥浆的影响等缺陷,因此迫切需要一种新的非接触式能量传输方式——松耦合电能传输技术。而作为松耦合电能传输技术的核心部分松耦合变压器,对它的研究则显得尤为重要。
1 松耦合电能传输系统的组成
松耦合电能传输系统是根据麦克斯韦电磁场原理,通过可分离变压器进行能量的传递,图1是该系统的组成框图。
以可分离变压器为分界点,能量传输框图由两大部分组成,变压器原边由交流电网输入,整流滤波成直流电,并经过功率因数校正,通过高频逆变给变压器原边绕组提供高频交流电流。通过原边绕组与副边绕组的感应电磁耦合将电能经过整流滤波和功率调节后提供给用电设备。
从该系统可以看出,整个系统的总的传输功率由以下四部分组成:(1)从工频交流到直流的变换效率;(2)从直流到高频逆变的逆变效率;(3)从次级输出端到负载的变换效率;(4)感应耦合环节的功率传输效率。前三项与通态压降和高频开关损耗有关,采用软开关技术和功率因数校正技术可以解决这些问题。关于第四项,可分离变压器属于松耦合结构,要增大感应耦合能力,必须提高系统的工作频率,选择合适的电磁结构和参数,以及补偿电路等,力求可分离变压器传输功率的最大化[1]。
2 功率因数校正电路设计
电能通过发电机、变压器、输电线送到用户端,电源、变压器和输电线路电阻所产生的损耗I2R和发热、升温有关,受功耗、发热和温升的限制,发电机、变压器、输电线路及各种电器都有额定电流、额定电压、额定功率的限制。在输电线路中传送的功率包括有功功率和无功功率两部分,其中无功部分在发电机、输电线路和负载间来回传送,并不产生有用的功,但是却占用了电力系统的容量。这部分无功容量取决于负载的功率因数λ,功率因数λ越小,无功电流越大,电力系统发送的电能利用率越低,造成资源的浪费。功率因数λ=1时,电力系统发送功率的利用率最高,这时发电机和电力系统输送的功率全部被负载利用。在工程上,功率因数定义为有用功率与视在功率之比,在正弦电路中功率因数是由电压和电流的相位差φ决定的,λ=cosφ[2]。
功率因数校正技术的核心是通过开关变换器的电流或电压的控制,使电源侧的输入电流跟踪其电压,使得开关变换器从电源吸收无畸变的正弦电流,使得输入端等效为一个纯电阻,功率因数λ=1。
按照PFC电路使用的元器件分类可分为:无源PFC(PPFC)和有源PFC(APFC)两种类型。其中,PPFC仅使用二极管、电感和电容器件等无源器件,电路结构简单,成本较低,但对电流波形失真的抑制效果较差。APFC技术除了使用无源元件之外,还使用晶体三极管以及控制IC等有源器件,APFC可以实现较高的功率因数,产生正弦电流波形,其缺点是电路拓扑结构复杂,成本高。
为了要保证电源部分应该符合可控偏心器的实际安装尺寸以及井下电路不宜于复杂的实际情况,本样机采用了无源功率因数校正(PPFC)。
早期的功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)技术采用的都是无源功率因数校正(Passive Power Factor Correction,PPFC)技术。最简单的无源功率因数校正电路是在整流桥前面加一个滤波电感,增加整流二极管的导通时间,降低输入电流的幅值,实现功率因数校正。传统的无源功率因数校正由电感和电容构成滤波电路放置于桥式整流的输入端,可将线路功率因数提高到0.7,但是这种校正电路必须使用大而笨重的铁心电感器,不符合小型化的要求。新型的无源功率因数校正电路由3个二极管和2个电容组成,它置于桥式整流电路的输出端,被称为填谷式无源功率因数校正。线路功率因数可提高到0.9以上,且电路结构简单易于实现,其基本思想是采用两个串联电容作为滤波电容,适当地配上几只二极管,使用电容的串联充电、并联放电,以增大整流二极管的导通角,改善输入侧的功率因数。
2.1 填谷式无源功率因数校正电路工作原理
填谷式无源功率因数校正电路如图2所示,这种PPFC电路被置于桥式整流电路的输出端,电路由容值相同的直流滤波电容,C1、C2和3个二极管D5、D6、D7组成1个二极管直流滤波电容网络。
其工作原理是:当涡轮发电机发出50 Hz的正弦交流电压由零向峰值Um变化的1/4周期内,整流二极管D1和D4导通,电流对电容C1并经D6对C2充电。当输入电压达到峰值Um时,由于C1=C2,所以Uc1=Uc2=Um/2。当输入电压从峰值开始下降时,电容C1通过负载和D5放电,直到交流电压到达Um/2之前,二极管D1、D4一直导通。当瞬时交流电压幅度小于Um/2时,C2通过D7和负载放电。当瞬时交流电压低于直流电压时,D1和D4因反向偏置而截止,但是D2和D3不会马上导通,于是交流输入电流阻断,出现死区。当交流电压为负半周开始时的一段时间内,因为交流瞬时电压依然小于直流电压,所以D2和D3仍然是截止的。当交流电压高于直流电压时,D2和D3导通,电流对C1、C2充电,如此交替。由于电容和二极管网络的串并联特性,因此这种结构增大了二极管的导通角,可由60~70°增加到120~135°,从而使输入电流的波形得到改善,线路的功率因数提高到0.9以上[3]。
2.2 填谷式无源功率因数校正电路的参数选择
为了确定填谷式无源功率因数校正电路中两个直流滤波电容的参数以及对输入电流波形的校正情况,在电路仿真软件Multisim和PSpice中对该电路进行了仿真,仿真电路图如图3所示。
按照仿真图,电源参数设置成涡轮发电机发电机的实际工作参数,改变图中C7、C8的容值,通过两个Wattmeter仪器测试系统的输入输出功率如图4所示。
通过仿真,从图4可以看出,当直流滤波电容选为10μF时,负载得到的功率是最大的,而此时测得系统的功率因数为0.945。所以,选择两个直流滤波电容的容值为10μF较为合适[4]。
2.3 填谷式无源功率因数校正电路的实践
搭建了填谷式功率因数校正电路,并且将电路串进所设计的松耦合电能传输系统中,即串接在整流部分的输出端,测试了系统的涡轮发电机的输入电流波形,电流波形主要是通过互感器转换成电压波形,在示波器中得到,如图5、图6所示加入填谷式功率因数校正电路的交流输入电流波形较未加入功率因数校正电路的交流输入电流波形畸变得到了较为明显的改善[5]。
从上述中可以看出,填谷式功率因数校正电路是串接在整流电路后,取代了单个直流滤波电容,因为直流滤波电容容值比较大,所以使得交流电源的输入电流发生较大的畸变。电流畸变率的大小与ω、RL、Cd的乘积有关。ω、RL、Cd的值越大,交流电源输入的畸变率越大。当采用涡轮发电机作为电源时,ω是固定的,如果负载RL也是固定的,那么输入电流的畸变率只与滤波电容Cd有关。当采用填谷式功率因数校正电路时,改用了两个滤波电容C1和C2与3个二极管组成的网络,使得两个电容可以串联充电、并联放电。即相当于把充电时的直流滤波电容的容值从放电时的2Cd减小到Cd,所以使电源输入电流波形的畸变率减小,功率因数增大[6]。
3 结语
松耦合电能传输系统中,系统所得到的有功功率是非常重要的因素。本文对感应电能传输系统进行了研究,分析研究了功率因数校正技术,并使得功率因数校正技术应用于松耦合电能传输系统;同时,通过仿真与实验也验证了功率因数校正技术可以大大地提高系统的有功功率,降低系统的无功损耗。
参考文献
[1]刘建.基于松耦合变压器的全桥谐振变换器的研究[D].南京:南京航空航天大学,2008.
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[3]张永祥,田野,李琳.松耦合感应电能传输系统的设计[J].海军工程大学学报,2006,18(1):32-41.
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[5]杨民生.基于DSP的非接触式电源系统的研究[D].长沙:湖南大学,2005.
松耦合变压器 篇4
高压直流输电和电网磁暴灾害中电力变压器发生直流偏磁,励磁饱和导致其电流畸变、谐波含量增加、涡流损耗升高、保护误动作等一系列问题,这些问题都与变压器等电磁设备的电流和电感畸变密切相关[1,2,3]。因此,结合电流和电感的时变性对变压器直流偏磁进行安全稳定评价和相关保护的设计整定具有十分重要的研究价值[4]。
国内外已有文献对变压器直流偏磁时的电流畸变进行相关研究[5,6,7],但对电感的变化并未做深入分析。变压器正常运行时工作在励磁的“拐点”状态,其电感参数可近似为一常数或者变化很小[8,9]。 但当变压器直流偏磁时,励磁饱和程度随直流水平升高而加剧,这种情况下电感已发生明显变化,但目前罕有文献关于此问题做出深入研究。
另一方面,变压器电磁耦合的能量过程可以通过外端电路能量和内部磁场能量的相互转化来进行描述和分析[10],从能量的角度来实现场与路的间接耦合可以在很大程度上降低传统方法建模的复杂程度,进而提高计算效率[11]。文献[12]提出了基于能量原理计算变压器电感参数的方法,能够利用电感映射变压器内部磁场,并通过实验验证了该方法的准确性。文献[13]从能量角度研究利用变压器电感参数设计保护判据的方法,但并未考虑到励磁遭受直流扰动的影响。因此构建物理意义清晰且考虑变压器外端电路和内部磁场的用于电感计算的能量函数,能够考虑在直流扰动下的电路、磁场变化,进而揭示励磁特性与电感参数的内在联系[14,15,16,17,18,19,20]。
本文建立变压器电磁耦合模型,将变压器直流偏磁计算分解为非线性磁场模型求解与电路模型计算,以动态电感表征励磁特性,用时域电流描述电路响应,电流和电感作为耦合参数,通过迭代实现电磁耦合。基于能量原理根据电路系统和磁场系统的能量增量计算变压器在不同工作条件下的电感参数, 分析变压器直流偏磁时的励磁情况与电感变化的对应关系,并总结其规律。
2电磁耦合模型
利用电路-磁场耦合模型计算变压器直流偏磁时,动态电感和时域电流为关键耦合参数,分别由三维磁场模型和等效电路模型计算。
单相双绕组变压器的基本电磁关系如图1所示,其中u1为交流激励源,Φ1,2分别为铁心柱体磁通和铁轭旁路磁通,ΔΦ 为铁心漏磁通,L、M表示自感与互感,R为电阻。
根据基本电磁关系建立电磁耦合模型。不考虑磁滞效应,棱边有限元法采用矢量磁位A,根据Maxwell得到非线性磁场方程:
式中,μ 为磁导率; J为电流密度。
变压器磁链方程为:
式中,ψ 为磁链向量; LS为静态电感矩阵,表示磁链与电流的关系; i为绕组电流向量。
由u = dψ/dt,变压器时域电路微分方程为:
式中,u为交流电压向量; UDC为直流电压向量; LD为动态电感矩阵,表示磁链随激励电流变化的关系,即内部非线性励磁与端口激励的时变特性,需根据磁场模型计算。
电路模型中采用四阶龙格库塔法对式( 3) 求解,由tk时刻的线圈电流ik计算tk + 1时刻ik + 1:
式中,h为步长; s1~ s4为步长内的分段计算斜率。
电磁耦合模型的计算步骤如下:
( 1) 已知变压器磁场模型在某时刻的线圈电流为ik,基于棱边有限元法计算磁场,并通过能量扰动原理计算动态电感LD。
( 2) 将LD代入电路模型的微分方程,采用四阶龙格库塔法,结合电感参数、直流扰动和交流电源uk + 1,计算下一时刻的电流ik + 1。
( 3) 将ik + 1回馈磁场模型,进行下一时刻求解。
3能量平衡原理
根据能量扰动的思想,由系统能量计算动态电感。磁场模型中若已知电流i,代入式( 1) 求解可得所有棱边上的A,进而计算其他场量,如B和H等。 在时域计算的每个时刻,非线性磁场按稳态场求解, 磁场能量增量计算采用局部线性化方法。
若单位体积由电流增量 δi引起的场量变化为 δH、δB,变压器内部系统的磁场能量增量 δW2为:
电路模型中当线圈电流增加 δi ( 0≤δ≤1) 时, 产生磁链 δψ,端口电压 δu = d( δψ) /dt。外部电源提供的能量增量为d W = δuδidt = δid( δψ) 。将电源总能量与动态电感和电流关联,得到变压器电路能量增量 δW1为:
式中,LDpq为动态电感矩阵中各绕组对应电感元素, p、q为一、二次侧绕组编号。
由能量平衡原理,式( 5) 和式( 6) 的能量相等, 则可计算动态电感LD。
4算例分析
采用电磁耦合模型计算变压器直流偏磁耦合参数,编译四阶龙格库塔法程序求解时域电路模型,利用ANSYS软件建立变压器的八分之一磁场模型,模型尺寸与实际比例为1∶ 1,具体参数见表1,磁化曲线见图2。
4.1空载运行
计算变压器空载运行时的耦合参数,交流电压有效值U1RMS= 50V和220V时的结果如图3所示。
图3( a) 中i1为一次侧电流,空载时励磁电流ie可近似为i1。i1与励磁非线性有关,其波形的峰谷位置表示变压器励磁处于饱和状态,过零点附近表示励磁不饱和。迭代计算结果受初值影响存在振荡过程,如图3( a) 中的区域I; 分析时选取计算稳定后的结果,如图3( a) 中的区域II。当交流电压有效值U1RMS为50V时,变压器励磁变化范围处于不饱和区 ( 线性区) ,i1波形近似呈正弦波; 提高变压器两端电压,励磁逐渐趋于饱和,当U1RMS= 220V时,励磁状态在饱和与不饱和间变化,i1呈尖顶波形。图3 ( b) 中L1为一次侧动态电感,L1的波峰与波谷位置分别表示励磁处于不饱和状态与饱和状态。当电压较低时,由于励磁不饱和,L1波动范围较小; 当电压较高时,励磁状态变化明显,L1波动范围较大。由图3可以确定电流、电感变化与励磁非线性的对应关系。无直流时,i1与L1的波形在正、负半周对称。 i1接近零值时,铁心励磁处于不饱和区,L1数值趋于最大; 当ie趋于各半周内的极值时,铁心励磁饱和程度逐渐加深,L1数值趋于最小。
4.2直流偏磁
计算变压器空载直流偏磁时的耦合参数,U1RMS= 220V,空载电流I0= 0. 1A,IDC= 0、50% I0、100% I0时的结果如图4所示。
当存在直流时,L1受直流水平影响,波形在正负半周不对称,随着直流电流增大,变压器励磁饱和程度加深,i1畸变严重,L1波形在正负半周的不对称程度加剧。
5实验验证
实验变压器型号为BK300,如图5所示,参数见表1。
设计低通滤波和时域差分模块对变压器进行测量,无直流时的电流和电感波形如图6所示。
从图6中不难看出,实验数据中主要的谐波来源于电流i1,为了提高计算准确性,采用低通滤波方法减少高频分量的影响,如图6( a) 所示。根据式 ( 3) 对电流进行时域差分变化,并结合电压同步数据,可以得到电感参数的瞬时波形,如图6( b) 所示。无直流时,i1、L1的变化情况及对应关系与仿真计算基本一致。
当直流分量IDC= 50% I0时的电流和电感波形如图7所示。
由图7可知,变压器直流偏磁时i1、L1的波形畸变,这与图4结果基本相同。对计算和实验结果进行深入分析,由于模型未考虑磁滞,根据u→dψ/dt →dΦ /dt→B ~ H→i1的电磁耦合关系,仿真电流i1为对称波,而实测电流为非对称波,两者主要在ie过零时存在误差,如图8所示。分析误差原因,可能是由于磁滞效应所导致,说明不考虑磁滞对变压器不饱和励磁时的计算精确性产生一定影响。随着直流升高,变压器励磁饱和程度加深,i1畸变加剧,磁滞引起的误差变小。从实验电流i1中滤除高次谐波分量,并与仿真计算的电流有效值IRMS比较,结果见表2,其中变压器运行方式为空载。
另外,由于低通滤波和时域差分模块存在一定的积累误差,导致实际测量得到的瞬时电感波形并不是理想的平滑波,因此与计算对比存在误差,但其变化规律与仿真结果基本一致。
仿真结果与实验数据表明,变压器未发生直流偏磁时电感、电流波形在每周期规则波动,且变化规律与变压器励磁特性对应; 在直流扰动下,变压器励磁饱和程度加深,电感、电流波形出现畸变,随着直流偏置水平升高,畸变程度加剧。
变压器电感参数在直流偏磁时波形畸变,这与传统系统电感参数变化存在明显区别,其主要原因是由于变压器励磁非线性所导致。通过理论推导、 仿真计算及实验测量对电流、电感参数受直流扰动的变化规律进行分析和归纳,在此基础上可以进一步开展变压器直流偏磁时涡流损耗等问题的研究。
6结论
利用变压器电磁耦合模型计算其电磁特性,研究直流偏磁时的动态电感,得出以下结论:
( 1) 变压器电磁耦合模型将非线性磁场有限元法计算与时域电路龙哥库塔法求解迭代耦合,能够利用时域电流和动态电感参数有效模拟变压器的励磁变化情况。
松耦合变压器 篇5
作为电网中的主要电气设备,电力变压器对电能的经济传输、灵活分配、安全使用等具有重要意义。 电力变压器的运行状态直接关系到电网的稳定性,而在实际运行中,绝缘问题及热问题是影响变压器运行状态的关键因素,其中变压器过热将加速绕组绝缘劣化,影响变压器使用寿命。 变压器各类问题的出现使得变压器多物理场研究逐渐受到研究者的重视,至今已能较好地揭示变压器电磁、力学和结构方面的物理特性,然而对于变压器发热冷却问题,研究则相对薄弱。 目前,针对变压器热点温升计算的方法主要包括经验公式法[1,2]、热路模型法[3,4,5]和数值模拟法[6,7,8,9,10,11,12,13],其中经验公式法将变压器热点温度定义为环境温度、顶层油温和热点温度与顶层油温之间的温差三者之和,且针对不同类型的变压器给出了不同的计算参数,在实际工程中具有一定的适用性; 热路模型法主要通过热电类比建立变压器的热路模型求解变压器热点温度,但求解结果与热路模型中参数设定密切相关;2种计算方法在一定程度上忽略了变压器结构及散热介质对热点温度的影响。 为了更加系统地了解变压器内部温度分布,研究学者提出了基于流体力学和传热学的数值模拟法,通过建立变压器模型进行温度场求解分析,但由于变压器内部结构较为复杂,在计算过程中对变压器模型进行了较大的简化,且变压器损耗求解主要采用经验公式进行计算,存在一定的计算误差。 多物理场弱耦合分析方法的提出一定程度上提高了变压器温度场求解的准确度,但目前的分析大多基于变压器二维轴对称模型,且忽略了变压器温度对绕组损耗的影响,会影响温度场求解结果的精度[14]。
因此,本文提出了基于有限元法和有限体积法的变压器三维电磁-流体-温度场耦合计算方法用于模拟变压器内部热特性,首先通过建立变压器有限元模型进行磁场分析并求解变压器铁芯及绕组损耗, 将变压器损耗作为流体-温度场加载条件进行热分析,再根据热分析结果对变压器绕组损耗进行修正, 通过多次迭代计算求解变压器温度分布。 本文以35 k V油浸自冷式变压器为计算对象进行三维变压器电磁-流体-温度场耦合分析,通过热点温度计算结果与经验公式法进行对比验证该方法的正确性。
1理论基础
1.1磁场控制方程
变压器运行过程中,变压器热源主要来自于铁芯及绕组损耗,其中变压器铁芯损耗大小与铁芯内部的磁通密度分布密切相关,因此须先对变压器内磁场分布进行求解计算。 参照麦克斯韦方程组,基于矢量磁位的变压器磁场的控制方程如式(1)所示[15]。
其中,μ 为磁导率,单位为H / m;σ 为电导率,单位为S / m;A为矢量磁位;Js为变压器绕组的电流密度,单位为A / m2。
1.2流体-温度场控制方程
对于油浸式变压器,变压器铁芯及绕组产生的热量主要经变压器油循环对流传送至变压器油箱,再通过变压器油箱外壁散热达到冷却的目的。 对于不可压缩的理想流体,变压器油在油箱内的流动及分布特性主要受质量守恒定律、动量守恒定律和能量守恒定律控制,如式(2)所示[16]。
其中,ρ 为变压器油密度,单位为kg / m3;w为变压器油流速,单位为m / s;F为外部体积力,单位为N;p为压力,单位为N;u为变压器油动力粘度,单位为N·s / m;c为变压器油比热容,单位为J / (kg·K);T为温度,单位为K;k为热导率,单位为W / (m·K);q为变压器损耗,单位为W / m3,可由前文磁场分析计算变压器铁芯及绕组的单位损耗得到,而外部热源如太阳照射对变压器温度的影响主要通过环境温度的设定体现。
变压器油箱散热方式主要包括与外界空气的自然对流换热及辐射散热,其中对流散热占主导地位, 计算中忽略辐射散热的影响。 变压器油箱对流散热的控制方程如式(3)所示。
其中 ,h为变压器 油箱的对 流换热系 数 , 单位为W / (m2·K),可由式(4)求解得到 ;S为变压器油箱的散热表面积;Ts为油箱表面温度,Tf为空气温度,单位为K;δ 为特征长度,单位为m;Nu为努谢尔数,自然对流下的垂直和水平平面努谢尔数求解分别参照式(5)和式(6)。
其中,Ra为雷利数,Pr为普朗特数,两者均为传热学中的无量纲参量。
1.3电磁-流体-温度场耦合分析
采用电磁 - 流体 - 温度场顺序耦合仿真方法求解变压器内部温度分布时,先采用有限元法进行变压器时谐磁场分析求解铁芯及绕组损耗,其中变压器绕组损耗与绕组温度相关。 在求解得到变压器损耗之后,采用有限体积法进行流体-温度场分析求解变压器内部温度分布,根据绕组温度对绕组损耗加以修正,进行迭代计算重新求解变压器流体-温度场, 并计算相邻两步温度计算误差,在计算误差满足收敛要求后(温差小于0.1 K)停止计算,计算流程图如图1所示。
变压器三维电磁 - 流体 - 温度场耦合分析中,主要根据绕组温度修正绕组损耗,考虑到绕组损耗中绕组直流损耗占主要部分,而绕组电阻与温度呈线性关系,可得绕组损耗随温度变化的关系见式(7)。
其中,P0为初始温度T0时计算得到的绕组损耗;Tw为流体-温度场求解得到的绕组温度;α 为导体温度系数,对于铜导线,α 取0.00393。
2计算算例
2.1变压器模型
本文以某6300 k V·A、35 k V油浸式变压器为计算对象进行三维电磁-流体-温度场耦合分析,计算变压器内部温度分布。 变压器的主要参数为:高压侧额定电压为35 k V,绕组内半径为268.5 mm,外半径为316.5 mm,绕组高731 mm;低压绕组额定电压为10.5 k V,绕组内半径为195.5 mm,外半径为247 mm, 绕组高724 mm;变压器铁芯采用30Q130型硅钢片, 铁芯重4 322 kg;变压器油箱尺寸为2.233 m×0.969 m× 1.853 m,采用自然油循环冷却方式 。 根据主要参数建立变压器三维计算模型,铁芯及绕组如图2所示。
2.2变压器三维磁场计算
变压器磁场计算中,主要考虑变压器高、低压绕组、铁轭绝缘和绝缘筒对变压器磁场分布的影响,各部分的材料参数如表1所示。
采用有限元法进行变压器三维时谐磁场计算, 低压绕组加载变压器空载电流,高压绕组开路,可得空载情况下变压器铁芯的磁通密度分布如图3所示。
变压器运行过程中,铁芯损耗主要由铁芯中的磁通产生,该部分损耗主要包括磁滞损耗、涡流损耗及附加损耗。 因此,根据求得的磁场结果,采用式(8) 计算单位质量的铁芯损耗[17,18]。
其中,Ph为磁滞损耗;Pc为涡流损耗;Pe为附加损耗; f为频率 ;B为磁通密度最大值 ;kh、kc、ke和 β 为未知系数,具体数值可由硅钢片损耗表拟合得到,对于30Q130型硅钢片,各参数如表2所示。
计算得变压器单位质量的铁芯损耗为0.699 5 W / kg,乘以变压器铁芯质量便可得变压器空载损耗大小为3.0232×103W。 在变压器三维时谐磁场计算中加载变压器高、低压绕组额定电流,则可计算得到变压器额定电流下的绕组损耗,计算过程与空载情况相同,求得变压器绕组损耗数值如表3所示。
2.3变压器三维流体-温度场计算
在变压器三维流体-温度场计算中,流体场迭代计算的收敛性对模型网格质量要求较高,且在模型网格数量较多时,计算过程复杂,因此在变压器三维磁场模型基础上对变压器进行简化。 首先,考虑到变压器采用自然油循环冷却方式,绕组间横向油道内部油流速度极小,对绕组温度影响较小,因此在三维流体-温度场计算模型中忽略绕组横向油道,将变压器绕组简化为圆筒形,但保证绕组损耗总量不变。 同时,忽略变压器箱体外壳安装的散热片,参照式 (3),变压器油箱总散热量与油箱散热面积及油箱外壳对流换热系数成正比,为了保证变压器外壳散热总量不变,按照忽略散热片前后散热面积之比同比例增大变压器外壳的对流换热系数。 变压器三维流体-温度场计算模型内部结构如图4所示。
变压器三维流体-温度场计算中,主要将其划分为高压绕组、低压绕组、变压器铁芯、变压器油箱以及各固体结构与箱体之间的油流5个区域,各部分的材料参数如表4所示。
计算中,变压器油箱底 部温度设 为环境温 度296.15 K,变压器油箱表面与空气的对流换热系数为23.2 W / (m2·K),变压器油流采用层流模型。 采用有限体积法对变压器流体-温度场进行迭代求解,最终求得变压器铁芯以及绕组温度分布计算结果如图5所示。
计算结果表明,变压器热点温度为348.660 K,出现在中相低压绕组上端,三相绕组中以中相绕组温度最高,温度差值小于0.5 ℃。 变压器铁芯温度最大值为326.540 K,出现在铁芯芯柱靠近低压绕组上端, 铁芯整体温度分布处于323.750 K与326.540 K之间。 高压绕组温度最大值为339.250 K,出现在高压绕组上端。 观察高、低压绕组温度分布可以发现,虽然高压绕组的损耗大于低压绕组,但由于低压绕组散热条件较差,低压绕组整体温度分布高于高压绕组。
变压器油流速度是影响变压器铁芯及绕组温度的重大因素之一,计算得变压器内部油流速度分布矢量图如图6所示。
计算结果表明,变压器油流速度最大为4.527×10-3m / s,且变压器上铁轭附近油流速度较大 ,主要原因在于上铁轭附近绕组顶端温度较高,油流流动剧烈。 为了更加清楚地观察变压器内部油流分布,分别以变压器铁芯对称面为观测面,取得各切面的油流速度分布如图7所示。
观察xoy和yoz切面结果可以发现,油流速度较大处主要集中在上铁轭附近,且油流速度沿y方向分量较大。 观察xoz切面结果发现,变压器绕组间以及绕组和铁芯之间轴向油道内油流速度较小,低压绕组的散热条件较差,可考虑通过增大高、低压绕组的间距改善低压绕组散热条件;高压绕组外侧油流速度明显大于内侧,高压绕组散热条件优于低压绕组,其温度分布亦低于低压绕组;且xoz切面的整体油流速度分布小,各相绕组间油流速度相对较大。 另外,变压器绕组周围及沿油箱内壁油流速度较大,主要原因在于变压器绕组温度较高,变压器油流受热沿绕组周围向上铁轭运动,在上铁轭周围与铁轭进行热交换,随后沿着变压器油箱内壁向下运动。
3绕组热点温度计算验证
对于采用饼式绕组结构的油浸式变压器,绕组温升 θr可由式(9)计算得到1。
其中,τr为绕组与油平均温升的温差,对于自冷式变压器内、外绕组,分别采用式(10)、(11)计算;θy为油平均温升,可由式(12)计算得到。
其中,qr为绕组的热负载;Δτδ为绕组的绝缘校正温差;Δτh为绕组的线段油道校正温差;Ky为油平均温升计算系数,油浸自冷式取为0.262;qyx为油箱的热负载;P0和Pk分别为空载损耗和负载损耗;Syx为油箱的有效散热面积。
根据变压器相关参数可以计算得变压器高、低压绕组的热点温升,与仿真计算结果对比,结果如表5所示。
计算结果表明,采用本文所述多物理场耦合仿真计算方法得到的绕组温升高于经验公式计算结果,但相对误差小于4%,符合工程应用的要求。 因此,本文采用的基于有限元法和有限体积法的变压器三维电磁-流体-温度场耦合仿真分析是有效且正确可信的。
4结论