LLC直流变压器（共3篇）
LLC直流变压器 篇1
摘要：随着中转母线变换器的发展,其对于输出功率和功率密度的要求不断提高,然而传统变压器由于其漏感和绕组交流损耗等原因在高频时很难保证变换器的高效率,因此矩阵变压器的概念被提出。本文针对LLC直流变压器(LLC-DCX),应用了矩阵变压器以减小变压器绕组阻抗和漏感,为减小变压器损耗,提出了基于效率优化的矩阵变压器设计方法。同时,本文针对矩阵变压器副边PCB绕组在低压大电流输出场合,通过优化绕组的布局方式,减少连接点损耗和高频下的漏感,实现效率优化的目标。最后,研制了一台1.4k WLLC-DCX原理样机,对理论论证和设计进行了验证。
关键词：LLC直流变压器,矩阵变压器,效率优化
1 引言
高效率、高功率密度是隔离型DC/DC变换器的发展趋势。作为分布式电源系统的关键组件,中转母线变换器(IBC)起到了变压和隔离的作用,其功率密度和效率要求更高。
LLC谐振变换器为谐振式软开关电路,在全负载变化的范围内,可实现所有开关管的软开关,且输出没有滤波电感,减少了磁性元件的数量,方便了变换器的集成,变换器功率密度由此可得到提高。因此在功率密度和效率要求高的场合得到广泛应用[1,2,3,4]。
当LLC谐振变换器的开关频率固定且与谐振频率相等时,LLC谐振变换器的直流电压增益保持不变,可以等效为一个直流变压器,即LLC直流变压器(LLC-DCX),其电路拓扑如图1所示。LLC-DCX本质为工作在谐振频率处的LLC谐振变换器,后级一般通过非隔离变换器调压,所以常被应用在中转母线变换器中。
在高降压比的LLC谐振变换器场合,很多文献提出使用矩阵变压器代替传统的变压器[3,4,5,6,7],矩阵变压器的应用有效地减少了变压器的漏感和交流阻抗。文献[5]针对LLC-DCX变换器副边低压大电流输出,提出了以效率优化为目标,矩阵变压器分拆个数(分流支路数)的优化设计,但是对矩阵变压器的绕组阻抗、寄生参数、磁心和绕组损耗与分拆个数的选取没有详细分析。
本文采用LLC-DCX作为中转母线变换器,研究了矩阵变压器的原理及其在高降压比LLC-DCX电路中的应用,对比了矩阵变压器与传统变压器的绕组阻抗和漏感。在矩阵变压器设计时,考虑到磁心损耗和绕组损耗,利用有限元分析(FEA),基于效率优化对矩阵变压器最佳个数进行了详细论证。同时为了效率优化,比较了两种绕组布局方式,将同步整流管和输出电容直接与绕组末端相连以减小高频时连接点带来的损耗和漏感。
最后,本文研制一台1.4k W、400k Hz基于矩阵变压器的LLC-DCX原理样机,对理论和仿真分析进行了实验验证。
2 矩阵变压器基本原理
2.1 LLC直流变压器电路的拓扑
图2为本文采用的基于矩阵变压器的LLC-DCX拓扑图。利用矩阵变压器将副边大电流输出进行了两路分流,即将原来的主变压器拆成两个原边串联、副边并联的变压器形式。
2.2 矩阵变压器的概念
矩阵变压器组合示意图如图3所示。可见,矩阵变压器的概念是将单元阵列组合在一起,像一个整体变压器一样工作,矩阵变压器单元定义为拥有不同匝比(例如1∶1,2∶1,…,n∶1)的单一变压器[8,9],整体所需要的匝比通过矩阵变压器单元原边绕组串联、副边绕组并联获得。因此,在副边单匝绕组和大电流场合下将会考虑使用矩阵变压器,以减小副边绕组的电流密度。如本文中样机变压器的整体匝比为4∶1,可以有3种形式的矩阵变压器配置形式,如图3所示,其中分流支路数为1、2、4。本文最终采用2路分流以使效率最优,具体分析在第3节中阐述。
为了对变压器的绕组阻抗和寄生参数进行分析,建立矩阵变压器模型,如图4所示。将矩阵变压器等效为电阻与电感的串联,其中等效电阻包含直流电阻和交流电阻,电感包含原副边回路电感和变压器寄生漏感。
设矩阵变压器拆分个数为M,拆分后单一变压器匝比为N,副边电流有效值为Is,假设变压器原边绕组阻抗为Rp,副边绕组阻抗相同都为Rs,则M个矩阵变压器副边绕组并联后,可由总绕组损耗Pcond推算得到整体变压器的副边等效电阻Req为:
Lk为变压器原边侧的漏感,由电感储存的能量WL可得等效漏电感Leq为:
因为副边绕组的并联,矩阵变压器可以分摊输出电流,同时分摊了器件的功率损耗,有利于散热。对于单个变压器,匝比的减小有利于减小漏感,这些特点都使得矩阵变压器十分适合大电流输出和高频场合。
但是矩阵变压器的个数并不是越多越好,个数越多变压器的磁心损耗也会增加,基于效率优化考虑,存在最优矩阵变压器个数的选取,设计时需要根据实际情况,选择最佳个数。
3 矩阵变压器设计
3.1 绕组布局方式
本文LLC-DCX输入电压为270V,输出电压为33.75V,使用半桥LLC结构,则变压器的匝比为4∶1。本文中变压器均使用平面磁心和PCB绕组,针对不同的变压器绕组匝比,需要对变压器的绕组布局方式具体设计,以便于讨论变压器的磁心和绕组损耗。
矩阵变压器可以由三种匝比分别为4∶1、2∶1、1∶1的变压器组合而成,如图3所示。不同的变压器个数,每个变压器所传输的功率不同。样机设计输出功率1400W,假设变压器效率为1,则图3中三组变压器,每个变压器所传输的功率分别为1400W、700W和350W。变压器副边绕组都取为1匝[4],原边绕组匝数分别为4、2和1,并且每个变压器的磁通量相同。
磁心选择东磁磁芯公司生产的3种平面磁心。分别为EEW35对应匝比4∶1,EE35E对应匝比2∶1和EEW30B对应匝比1∶1。材料都选择为高频下损耗较低的DMR95。
以EE35E磁心为例,说明PCB绕组布局方式。变压器副边为全波整流,因为副边绕组匝数为1匝,所以变压器原边绕组匝数为2匝,PCB绕组层数为4层,两种绕组布局方式分别如图5和图6所示的。图5(a)为布局方式1,变压器的原边绕组分别放在了第一层和第四层,四个绕组之间的磁势分布比较对称,绕组间耦合程度较好[1,4]。但是变压器的副边绕组在线路板的里层,副边电流通过过孔流到线路板表面,如图5(b)所示。对过孔进行有限元分析(2D-FEA),仿真结果如图7所示。由于集肤效应和邻近效应,电流会集中在过孔边缘区域,在这些区域产生很大的损耗。图7中的每个输入回路通孔个数为8,通孔直径为0.4mm。经仿真,在额定功率情况下,开关频率400k Hz时,总损耗为1.92W。同时,将过孔引起的漏感计入变压器的总漏感,尽管绕组耦合程度较好,但计入过孔带来的漏感后,变压器总的副边漏感大大增加[4]。
布局方式2如图6(a)所示。该布局方式将变压器副边绕组放在了第一层与第四层,副边绕组可直接与开关管进行连接,如图6(b)所示。由文献[1,4]可知,布局方式2与布局方式1相比,尽管耦合程度不如布局方式1,但考虑过孔带来的交流损耗和漏感的大小后,布局方式2由于没有过孔连接,总体上可以减小变压器副边的一些寄生电感和交流阻抗损耗。
图6中变压器原边绕组放在了里层,虽然原边绕组需要通过通孔与线路板表面连接,但由于原边电流小,损耗很低;同时变压器副边绕组通过的电流较大,在绕组上会产生很大的热量,放在线路板表面容易散热。本文为了减小变压器副边绕组的损耗,提高整体效率,选择布局方式2。
3.2 绕组阻抗和寄生参数仿真分析
确定三种磁心,三种变压器组合布局方式都为布局方式2,搭建Ansoft 2D仿真模型,分析对比绕组阻抗和寄生漏感参数。
得到三种单一变压器各自的Rp、Rs、Lk参数后,由式(1)~式(4)计算得到三种方式对应的等效整体变压器参数Req、Leq。统计后,在本文设计的LLC-DCX变换器工作频率400k Hz下,其结果对比如表1所示。
可见,矩阵变压器的应用相较于传统变压器可以有效地减小变压器副边绕组交流阻抗,提高LLC-DCX在副边大电流输出场合的效率;同时,由于单一变压器的匝比减小,可以减小整体变压器的漏感。
3.3 矩阵变压器损耗的有限元分析
矩阵变压器的损耗由磁心损耗和绕组损耗构成,所以需考虑拆分个数增加对总体损耗的影响。本文使用Maxwell Ansoft仿真软件,对第3节中三种单一变压器的磁心和绕组进行了3D仿真建模。
仿真可得单个变压器的磁心损耗和和绕组损耗结果。单个EEW35、单个EE35E、单个EEW30B的变压器磁心和绕组总的损耗分别为11.75W、4.36W、3.49W。对于图3所示的三种不同变压器的匝比,整体变压器的总损耗为单个变压器损耗与拆分个数的乘积,分别得到不同的匝比下矩阵变压器的总损耗,如图8所示。可知选用2个EE35E磁心总的变压器损耗比较低。针对本文所研究的变换器,最终选择2个EE35E的磁心,最终电路拓扑如图2所示。
4 实验结果分析
为了验证以上结论,研制了一台基于矩阵变压器的LLC-DCX变换器,输入270V,输出33.75V,功率1.4k W,开关频率400k Hz。原边开关管为IPW65R041CFD,副边开关管为IPB027N10N3,两个变压器总励磁电感经测试为20u H,折合到原边总漏感为0.8μH。实验样机照片如图9所示。
实验波形如图10所示。图10(a)为LLC-DCX原边开关管驱动电压VGS、漏源极两端电压VDS和谐振电容两端电压VCr的波形,输入电压270V,输出电压33.75V,功率0.8k W,图10(b)为满载功率1.4k W的波形。可以看出,LLC-DCX在功率变化时,原边开关管都实现了零电压开通,谐振电容电压基本成正弦,此时开关频率fs与谐振频率fr相等。
图10(c)中,从副边同步整流管的漏源极电压VDS可以看出,原边开关管关断之后,副边电压上升,开关频率与谐振频率相同,而且开关管两端尖峰很小,最大为84.8V。
图11为LLC-DCX在不同功率下的效率曲线,满载时效率为96.2%,半载效率达到最高,为97.2%。
5 结论
本文研究了矩阵变压器及其在LLC直流变压器中的应用。相较于传统变压器,矩阵变压器分摊了输出电流,降低单个变压器匝比,减小了绕组阻抗和漏感。由于变压器总损耗为磁心损耗和绕组损耗,需要选取矩阵变压器最优个数以使整体损耗最小。本文利用有限元分析,对变压器的损耗进行仿真分析,以选择最优矩阵变压器拆分个数。同时,在变压器副边大电流输出时,通过优化绕组布局方式,减少连接点损耗和高频时连接点带来的漏感,从而减小损耗。采用1.4k W基于矩阵变压器的LLC-DCX样机对理论和仿真进行了实验验证,半载和满载效率分别达到97.2%和96%。
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LLC直流变压器 篇2
关键词：LLC全桥变换器,高压直流变换器,变结构控制,故障定位
0 引言
LLC桥式变换器具有变压器利用率高、功率开关管应力小、电流波形好等特点，在大功率开关变换器中应用广泛。移相控制的LLC变换器控制方式简单，输出调节范围宽，可实现部分功率开关管的软开关[1,2,3,4,5,6]。基于谐振特性的调频控制LLC变换器能实现全部功率开关管的软开关[7,8,9]，但其最高工作频率受功率器件的限制，输出调节范围不大。在研制配网故障定位用的高压直流变换器时发现：当变换器的输出电压很高且负载电阻较大时，变压器输出绕组的分布电感和分布电容不能被忽略，LLC桥式变换器中出现附加的高频谐振峰，使调频控制方式完全失去输出控制能力，必须采用其他控制方式。调频控制和移相控制具有性能互补的特点，根据不同的负载条件，进行两种控制方式的切换，即采用变结构控制，可以兼顾扩大控制范围和减小开关管开关应力两方面的要求。
我国的配电网采用小电流接地方式以提高供电可靠性。当发生接地故障时，故障电流小，难于在线计算故障位置。文献[10]提出了一种离线S注入法，在电网停电维修时，确定故障位置。离线S注入法对其中的高压直流变换器的性能要求很高。采用LLC全桥调频和移相控制相结合的变结构控制模式，研制了一套故障定位仪用的高压直流变换器样机。现场使用表明样机具有较高的实用价值。
1 LLC全桥高压直流变换器主电路拓扑及性能分析
LLC全桥高压变换器的主电路拓扑如图1所示。IGBT管VT1,VT2,VT3和VT4组成全桥开关电路，CR和LR组成串联谐振电路。由于输出电压很高，变压器T副边匝数多，故采用全桥整流输出电路。
LLC全桥高压变换器的等效电路图如图2所示，图2中TI为理想变压器；LM为变压器的励磁电感；Lo为变压器输出绕组的漏电感；Co为输出绕组分布电容。普通的LLC变换器通常有两个谐振频率，一个是由CR和LR决定的频率比较高的串联谐振频率，即：
另一个是由CR,LR和LM决定的低频串联谐振频率，其对变换器的控制性能影响不大。为了保证变换器工作在感性负载区，变换器工作频率应大于fR。在LLC高压变换器中，当负载电阻较大时，Lo和Co组成Q值较大的二阶低通滤波环节，在高频区形成一个附加的谐振峰，如图3所示。对研制的高压变压器进行测试，发现附加的谐振频率在70 kHz左右，与IGBT的最高工作频率接近，对控制性能影响较大。
当负载电阻较小时，幅频特性曲线中仅有一个谐振峰，谐振频率由LR和CR决定，本文设计fR=18 kHz。在软开关情况下，取IGBT的工作上限频率为25 kHz。在18～25 kHz之间，幅值随频率变化很大，采用调频控制方式可有效控制输出量，并实现全部IGBT管的零电压软开关。当负载电阻较大时，低频串联谐振峰和变压器副边绕组谐振峰的影响增大，幅频特性曲线上出现另外两个谐振峰。改变频率对输出幅值的控制作用减弱，甚至出现相反的控制作用。
在这种情况下，显然不能用调频控制方式，可采用移相控制方式。调频控制和移相控制的选择主要取决于负载电阻。
对本文设计的高压直流变换器而言，可采用如下的变结构控制策略：
(1）如果当前采用的是调频控制，在负载电阻大于35 kΩ，或者工作频率已经调整到最高频率而输出量仍高于给定量时，控制方式由调频转为移相；
(2）如果当前采用的是移相控制，在负载电阻小于25 kΩ，或者移相角已经调整到最大值而输出量仍低于给定量时，控制方式由移相转为调频。
负载电阻较大时，输出电流较小，采用移相控制，虽不能实现全部功率管软开关，开关应力也不大。负载电阻较小时，输出电流较大，采用调频控制，全部功率开关管实现零电压开通，开关应力明显降低。
2 用于大功率配网故障定位仪的高压直流变换器的设计
基于S注入的离线式配网故障定位仪对所用的高压直流变换器的性能要求很高。以35 kV配网故障定位仪为例，高压直流变换器的输出电压不小于20 kV，最大输出电流不小于500 mA，负载电阻范围从零到无穷大。
由于是在停电状态下户外使用，供电电源为蓄电池或自备发电机，要求采用恒功率控制，在保证供电电源安全的条件下，输出尽可能大的功率，以提高故障定位的精度和成功率。在输出的直流上，还需叠加可供测量的低频交流信号，以便信号探测器能远距离探测追踪故障电流信号，确定故障位置。
根据配网故障定位仪的实际使用情况，LLC全桥高压直流变换器可工作在恒流控制区、恒功率控制区和恒压控制区3个工作区域，如图4所示。
图4中AB段为恒流控制区，在负载电阻很小时，输出电流不超过Imax。BC段为恒功率控制区，在负载电阻较大时，输出功率不超过设定的最大功率；CD段为恒压控制区，在负载电阻很大时，输出电压不超过设定的最大电压Vmax。由于需要叠加可供测量的低频交流成份，3个工作区域都应该是稳定可调的，而不能采用简单的饱和控制方式。
在故障定位过程中，故障点未击穿时，故障线路上只有较小的泄漏电流，等效负载电阻很大，高压LLC变换器工作在恒压控制区，采用移相控制，工作电流很小，功率管的开关应力不大。故障点击穿后，故障线路等效负载电阻下降，电流增大，高压LLC变换器工作在恒流控制区或恒功率控制区，采用调频控制，全部功率开关管零电压开通，降低开关损耗。用于配网故障定位的LLC全桥高压变换器的控制比较复杂，用硬件电路实现比较困难，采用基于软件的控制方式却相对简单。
TMS320F28335是一款具有强大控制功能的数字信号处理器（DSP），运算能力强、速度快、片内带有多通道12位ADC模块和增强型脉宽调制（ePWM）模块，可以通过编程的方式实现全桥变换器的闭环PWM控制、调频控制和移相控制。
基于DSP的全数字LLC全桥高压直流变换器控制原理框图如图5所示。
DSP的输出管脚PWM1A,PWM1B,PWM2A和PWM2B经隔离放大后驱动4个IGBT管（见图1）。高压变换器的输出电流和电压分别由电流和电压传感器送至DSP芯片内部的ADC，转换为12位数字信号，电流和电压相乘可得到功率反馈信号。
给定信号发生器用于产生给定电流、给定电压和给定功率。给定信号为直流分量叠加特定频率的交流分量。随着线路故障状态的变化，LLC全桥高压直流变换器的工作状态在各个工作区内快速切换。
在控制系统中设有电流、电压和功率3个PI控制器，由工作区域选择模块按故障状态选择合适的控制器。
由于变换器的电压、电流和功率增益差别较大，3个PI控制器的参数应分别设定。调制方式选择模块根据变换器工作情况选择调频控制和移相控制方式，软件实现调频控制和移相控制的转换是很容易的。当移相控制的相角固定在180°，改变脉冲周期，就成为调频控制。当调频控制的脉冲频率固定不变，改变两个桥臂驱动脉冲的相位差，就成为移相控制。
DSP的ePWM模块中的时基周期寄存器TBPRD决定脉冲控制周期，改变TBPRD的值即可改变脉冲频率，实现调频控制。ePWM模块中的移相寄存器TBPHS决定脉冲控制的起始时刻，改变TBPHS的值即可改变脉冲相位，实现移相控制。
在图1所示的电路中，用ePWM模块实现调频控制，需要保持TBPHS=0不变，在每个控制周期中动态计算下一个周期值，并改变ePWM模块1和模块2的4个寄存器，即TBPRD1=TBPRD2=周期值，CMPA1=CM-PA2=1 2周期值。用ePWM模块实现移相控制，只需保持TBPRD,TBPHS1和CMPA不变，在每个控制周期中动态计算下一个相位值，并改变模块2的TBPHS2。当TBPHS2的值为零时，相位差为零，两个桥臂导通的时间一致，变压器输入的电压为零。
当TBPHS2的值为1 2 TBPRD时，两个桥臂导通的相位差为180°，变压器输入的电压最大。将研制的LLC全桥高压直流变换器投入使用，用电流传感器测量变压器输入电流波形，用电压传感器测量IGBT管电压波形，结果见图6。
在调频谐振状态下，变压器的电流波形接近正弦波。在IGBT管由关断转为导通的时刻，流过IGBT的电流为负，反并联的续流二极管处于导通状态，电压为零，实现了零电压导通。IGBT管关断时刻，电流已经由最大值下降到较低水平，关断应力也较小。
3 结语
LLC全桥变换器采用谐振调频控制方式，可实现全部开关管的软开关，但其控制范围有限，特别是当变压器的副边绕组漏感、分布电容和负载电阻较大时，调频控制方式可能完全失效。在这种情况下，用移相控制方式取代调频控制方式，可以克服调频控制方式的缺点。在用于配网故障定位仪的LLC全桥高压直流变换器中，采用调频控制和移相控制相结合的变结构控制方式，既能满足负载大范围变化时对控制性能的要求，又能显著减小IGBT的开关应力，提高效率和可靠性。
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LLC直流变压器 篇3
为保证每个LED具有相同的亮度, 应为驱动系统提供恒定电流。通常对额定功率超过65 W的系统, LED矩阵中将会包含多串并联的LED负载, 每串负载都应由恒定电流源控制并且流经每串负载的电流应相同, 以确保相同的系统亮度[1,2]。
本设计提出一种适合于大功率LED照明驱动的新型多串变压器LLC谐振变换器, 通过该拓扑结构, 采用磁平衡技术驱动多串LED负载, 能使系统具有高效率和高可靠性。
1 传统的大功率LED照明驱动电路
传统的大功率LED照明系统结构如图1所示, 由PFC、隔离DC/DC变换以及非隔离式DC-DC变换3部分组成。其中PFC电路通常采用Boost升压电路结构, 用于提供正弦输入电流, PFC电路的输出电压将会高于输入电压的峰值, 所以通常选择直流380~400V作为输出电压。由于PFC的输出电压高而且是非隔离式, 所以需要采用具有隔离变压器的DC/DC变换电路, 通常采用半桥式LLC谐振变换器, 具有较高的效率和良好的抗干扰性[3,4,5]。
由于传统结构为三级电路拓扑结构, 具有多个DC/DC电路环节, 需要采用多个控制器、电感器和电容器。在成本、可靠性、效率上不具备优势, 该电路的最大效率大约为88%。
2 新型大功率LED照明驱动电路
针对传统拓扑结构中的问题, 本文采用多串变压器设计一款新型LED驱动电路。电路结构如图2所示, 包含有PFC和多串隔离变压器LLC变换器的两级电路结构, 省掉了传统结构的DC-DC多串恒流部分[6]。LLC变换器之后串联多个变压器, 构成半桥式隔离型多串LLC谐振变换器, 由于变压器串联, 其一次绕组的电流相等, 根据磁平衡理论, 各个变压器的二次绕组电流也相等。所以各个隔离式变压器都具有相同的输出电流用于驱动每串LED负载, 每个变压器连接两串独立的LED负载, 这样在电流的正负半周都有一串LED负载导通, 电流正负对称, 所以两串LED负载具有相同的电流。
与传统的大功率LED照明驱动电路相比, 新型电路结构具有高效率、低成本、高可靠性、兼容调光等优点。
3 新型多串变压器LLC谐振控制器
UCC25710是基于LLC谐振半桥式拓扑结构开发的控制器, 它包括了实现LED驱动的所有必要功能, 包括了电流环路误差放大器, 电压控制振荡器 (Voltage Controlled O sci l lat or, VCO) , 参考调节器, 软启动, 调光负载循环补偿和为LED输出过压, LED输出欠压、过温及原边过流等保护措施。在调光期间它还可以最大限度地减少音频噪声。
UCC25710结构如图3所示, 其反馈回路利用总电流采样电阻来调整LED串负载的总电流。LED串负载总电流会被R3到CS引脚检测到, 电流环路误差放大器用来调节LED输出总电流实现恒流, 将电流放大器Icomp的输出设置为VCO的控制电压, 这样为LED串的LLC拓扑结构配置一个闭环电流反馈回路。
多串变压器LLC谐振控制器放置在次级侧, 它能监测LED负载的总电流并使用电流反馈回路调整。流经变压器原边绕组的正弦波交流电流, 同时通过磁平衡理论保证每串LED负载具有恒定电流输出。
4 LLC多串变压器设计
多串变压器的设计符合磁平衡理论。如图4 (a) 所示, 多串变压器的初级线圈串联连接。在理想情况下, 假如变压器线圈匝数相同, 那么相同的初级绕组电流将会产生相同的次级绕组电流。
变压器并非理想的电气元件, 由于它自带励磁电感, 导致LED串负载输出的二次绕组电流略有不同。但是励磁电流仅占初级绕组电流的一小部分, 并且对于励磁电流的差异, 电流匹配并不敏感。为了获得完美的电流匹配, 在多串变压器LLC设计中增加了磁化电感Lm, 如图4 (b) 所示。
为了简化电路, 拓扑结构使用一个变压器来驱动两串LED负载, 如图5所示。同一个变压器中, 当初级绕组的正弦交流电正向流动, 次级绕组的电流沿相同的耦合方向流动。另一方面, 当初级绕组的正弦交流电反向流动时, 次级绕组一侧其他电流回路受到开关循环的控制, 如图5所示。在输出端的直流阻塞电容保证正向电流和负向电流在每个开关循环均相同。
多串变压器LLC变压器结构设计和传统的LLC转换器设计类似。为了使用传统的LLC转换器设计步骤, 就要把多个变压器和反映负载合并为一个等价的变压器负载。那么, 只要确定等价变压器的谐振电感Ls和励磁电感Lm就可以得到每个变压器的参数。当工作频率等于串联谐振频率时, 多串LLC转换器的输入和输出电压可表示为:
式中, n是初级绕组和次级绕组的匝数比;VD C是LLC转换器的输入电压, 通常这个值等于PFC升压转换器的输出值;VLED是LED串负载的电压, NT是变压器个数。
5 实验结果
根据文中设计本设计开发了一款100 W LED驱动电路, 该电路具有4串LED输出, 每串可接10~20 LED负载。由于变压器初级绕组串联的磁平衡, 所以多串变压器LLC转换器具有良好的电流匹配性能。
表1说明了电流随输入电压的变化, 从表中可以看出在不同电压下, LED驱动电路的电流基本保持不变, 而且每串LED负载的电流保持平衡。
Vin (V) Io1 (A) Io2 (A) Io3 (A) Io4 (A) 180 0.5 077 0.5 056 0.5 073 0.503200 0.5 076 0.5 055 0.5 075 0.5 032230 0.5 077 0.5 055 0.5 076 0.5 033260 0.5 078 0.5 056 0.5 075 0.5 031续表1
不同输入电压对应的效率如表2所示, 从中可以看出最高效率达91.1%, 该效率比传统的LED电路高出3%左右, 表现出优良的性能。
6 结语
针对传统大功率LED驱动电路中存在的成本、可靠性、效率等方面的不足, 本文设计了基于多串变压器LLC控制的LED驱动电路。该电路省掉了传统结构的DC-DC多串恒流部分, 在PFC电路之后有一个半桥式隔离型多串LLC谐振变换器, 该变压器的初级绕组以串联方式连接, 每个变压器能够驱动两串独立的LED负载。实验结果表明该电路不仅结构简单、工作可靠, 而且具有良好的电流匹配性能, 最大效率可达91%, 具有很好的应用价值。
摘要：和高压钠灯、节能灯等传统灯具相比, 大功率LED照明系统更加节能、环保, 且具有更长的寿命, 在室外照明和其他高功率场合具有很大的潜力。传统的大功率LED照明驱动电路由AC/DC变换器和多个恒流DC/DC变换器构成。为了提高效率和可靠性, 文章提出一种适合于大功率LED照明驱动的新型多串变压器LLC谐振变换器, 该变换器基于磁平衡技术驱动多串LED负载, 以UCC25710作为控制芯片制作了一款100 W的LED驱动电路。实验结果表明该电路结构简单、工作可靠、具有更高的效率。
关键词：多串变压器,LLC谐振变换器,LED驱动电路,磁平衡技术
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