波导同轴变换

波导同轴变换（共3篇）

波导同轴变换 篇1

1引言

波导同轴变换器是各种雷达系统、精确制导系统和微波测试系统中的重要无源连接器件[1], 在微波系统中有着非常广泛的应用。为了适应宽带应用的需求, 宽带波导同轴变换也被广泛研究[2,3]。相对于矩形波导来说, 脊波导有着更宽的工作频带, 适用于各种宽带系统中, 因此宽带波导同轴变换通常在脊波导的基础上开展设计。

本文基于脊波导到同轴变换, 设计了一种宽带单脊波导功分器, 能在实现脊波导到同轴变换的同时实现等功率分配, 采用两级阻抗变换技术对阻抗匹配进行了优化设计。

2设计仿真

设计选用24JD7500标准单脊波导, 同轴部分为50Ω特性阻抗的SMA型同轴接头。单脊波导功分器整体结构如图1所示, 其中A为单脊波导, B为SMA同轴接头, C为两级阻抗变换中的同轴阻抗变换部分, D为两级阻抗变换中的脊波导阻抗变换部分, E为与波导的脊相连接的同轴部分内导体。而且SMA同轴接头为单脊波导功分器的输入端口1, 单脊波导两个端面作为功分器的输出端口2和3。结构模型中同轴部分内导体外的介质材料选用聚四氟乙烯。同轴阻抗变换部分、脊波导阻抗变换部分的初始长度取四分之一波长, 以此为基础仿真优化。

图2给出了功分器同轴输入端口1回波损耗的仿真结果, 图中曲线从上到下依次为没有加载阻抗变换、仅加载脊波导一级阻抗变换、仅加载同轴一级阻抗变换和加载两级阻抗变换的回波损耗。可见在8.1~13.6GHz频带内, 两级阻抗变换后的回波损耗小于-20d B;而且在8.6~13.0GHz频带内, 回波损耗小于-26d B, 输入端口可获得良好的阻抗匹配。功分器两级阻抗变换后的插入损耗S21和S31的仿真结果如图3所示, 在8.0~13.6GHz频带, 插入损耗小于-3.08d B。

3结论

通过加载两级阻抗变换的优化设计, 得到了一种基于脊波导到同轴变换的宽带功分器, 仿真结果表明了该设计方法的有效性, 在8.1GHz~13.6GHz频带范围内输入端口回波损耗小于-20d B, 插入损耗小于-3.08d B。该宽带功分器结构简单、性能优良, 机械加工要求不高, 可用于宽带天线和器件的测试及馈电。

参考文献

[1]陈明珠.波导-同轴转换器国内外的新进展[J].光纤与电缆及其应用技术, 1994 (02) :16-19.

[2]汤一铭, 薄亚明.6~20GHz同轴-矩形波导转换器的设计[J].微波学报, 2012, 28 (02) :32-35.

[3]周杨, 李恩, 郭高凤, 杨涛.宽带脊波导到同轴转换器的研制[J].电子科技大学学报, 2011, 40 (06) :835-838.

同轴膜片加载圆波导耦合特性研究 篇2

行波管的发展趋势之一是向着大功率和宽频带的方向发展, 而寻找新型的慢波结构则是解决该问题的关键技术之一.在常规行波管中, 普遍使用的两大类慢波结构 (螺旋线和耦合腔) 已难以满足需要, 探索新型全金属慢波线是目前行波管发展的一个重要方向, 周期加载波导作为一种传统的慢波线, 特别是应用在相对论行波管[1]、返波管[2]中, 其中得到最广泛应用的是圆盘加载波导[3]和波纹波导.文章对同轴膜片加载圆波导慢波结构进行了分析, 得到其耦合方程.

2. 同轴膜片加载圆波导慢波结构

同轴膜片加载圆波导慢波结构的示意图如图2-1所示, 为了分析方便, 将此结构分为两个区域:槽区I () 、中心互作用区II () .是内导体半径, 和分别表示两个区域的半径, 表示I区域的宽度, 表示模片的宽度, L表示周期.这里, I和II区在z轴上具有共同的中心线, 各区相对中心线左右对称.

2.1耦合阻抗

耦合阻抗是慢波系统的一个重要工作参数, 它表征了系统中传输的功率与纵向电场之间的关系, 决定了电磁波与电子注之间的耦合状况。按照Pierce的定义, 第n次空间谐波的耦合阻抗为:

其中, Ezn是第n次空间谐波在电子注所在位置处的纵向电场分量幅值, 是其共轭分量, P是系统总的功率流。

利用色散关系, 就可以计算某一具体结构的耦合阻抗值。如果取内、外半径分别为、的圆环电子注, 则需计算在电子注截面上的平均耦合阻抗, 如下式:

利用HFSS仿真, 下面我们讨论结构尺寸对慢波结构高频性能的影响时, 互作用区的平均耦合阻抗的积分上、下限分别为和。

3. 结论

利用场论的方法, 获得了该类慢波结构的耦合方程。另外还用三维电磁仿真软件HFSS对该结构进行模拟, 得到的值与以上结果十分吻合, 从而证明耦合方程的推导过程无误。在此基础上, 通过数值模拟计算, 详细分析了系统结构参数对色散特性的影响。研究结果表明:内槽深度加大对色散影响明显, 可以降低相速, 减小带宽, 同时提高耦合阻抗。H

参考文献

[1]王文祥, 余国芬, 宫玉彬.行波管慢波系统的新进展—全金属慢波结构[J].真空电子技术, 1995 (5) :30-36.

[2]Minami K, Carmel Y, Granastein V L, et al.Linear theory of electromagnetic wave generation in a plasma-loaded corrugated-wall resonator[J].IEEE Trans.PS, 1990, 18:537-545.

波导同轴变换 篇3

随着通信技术的飞速发展,在一些特定的场合方同轴波导有其不可替代的特性[1],如矩形同轴线定向耦合器在通信卫星等空间大功率设备中的广泛应用,对方同轴波导特性的研究也越来越多。对于同轴波导来说其传输的主模是TEM模,TE,TM是作为干扰模存在的,所以计算TE,TM各模式的截止波长对传输线的设计有重要意义,对于其特性阻抗,由于其与内外导体间距离成正比,而工作频率一定时击穿电压与内外导体间距离平方成正比[2],所以设计时要充分考虑特性阻抗,因此特征阻抗的计算也很重要。

当前,对复杂截面同轴波导由于其复杂的结构特性常采用有限元等方法进行分析求解,以研究其特性,尤其是在截面为椭圆形、三角形、菱形等多边形时,而对一些简单截面的同轴波导(如方同轴波导、矩形同轴波导等)采用简单的有限差分法对其进行分析求解同样能够得到较好的效果。已有文献进行了这方面的工作[3],但还不全面,且多为静态场方面的特性分析。本文借鉴了这些方法,采用有限差分法结合Matlab计算了不同尺寸的方同轴波导的特性阻抗以及TE模式的干扰模的截止波长,还计算了偏心方形同轴波导和矩形同轴波导的相关数据,并画出了其TE模式下的场结构图。文献[1]中采用有限元法计算所得的方同轴波导内外导体边长比、变化时TE10,TE11模式的截止波长数据和文献[4]中的特性阻抗数据,可作为检验计算结果的标准,以证明方法的可行性。

2 基本原理及方法

以求解方同轴波导中的TE模为例,由于方同轴波导为双导体结构的传输线,所以分别求其内外导体边长比、不同时的主高次模TE10和次高次模TE11的截止波长。有关有限差分法的基本原理可参考文献[3],文献[5]。如图1所示,以正方形网格划分的方同轴波导,其中a为波外导体边长,b为波导内导体边长(如此设置是为和文献[1]中数据进行比较),h为剖分步长,图中所示为等步长剖分,所编程序为通用程序,a,b,h皆可变化,为简单起见采用等步长划分,如图所示,得到72个节点。根据文献[6,7]运用时变电磁场的差分解法,要计算其TE模式的截止波长λc,就要对这72个节点列写各点以场量φ为未知数的差分方程,而各点φ满足亥姆霍兹方程:

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即要写出各点的亥姆霍兹方程的差分形式,同时由于是求TE模式的截止波长,所以要按第二类边界条件undefined的差分格式[6,7]处理各边界点。如此构成的差分方程组以矩阵形式表示为:

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这样就归结为求解矩阵的本征值问题,K为系数矩阵,Φ是以网格节点上待求场量φi(i=1～n,对于求解TE模式,φ即为磁场纵向分量)为分向量的列向量,即本征向量,本征值β表示为:

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其中k为截止波数,h剖分步长,k与截止波长λc的关系为:

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所以只要求出了β也就容易求出k,从而得到λc。求本征值的方法有很多,常用的是迭代法,而之所以使用Matlab是由于其自带求解矩阵的本征值和本征向量的函数[8],而且本例所求解的系数矩阵K多为稀疏矩阵,Matlab中有专门的系数矩阵生成存储方式,在进行计算时会自动进行优化以节省内存,加快计算速度。本例中,当求解出矩阵K的特征向量时,其最小非负特征值即为主高次模TE10的截止波长,第二个最小非负特征值为次高次模TE11的截止波长。他们分别对应一组本征向量Φ,即利用Matlab中的相关函数同时可求得两种模式下的各点磁场纵向分量,还可利用相应绘图函数绘出场图。而对于特征阻抗的求解,现有文献多采用保角变换法,本文仍旧采用有限差分法,其原理可参考文献[7]。

3数值计算结果分析

(1)表1,表2中截止波长数据中的前两行为计算的TE10和TE11模式的截止波长,其中带“*”号的与文献[1]中的计算结果比较相对误差不超过0.5%。剩下的3行即为后3个高次模的截止波长。表3为图2所示矩形同轴传输线的前5个高次模和特性阻抗。其中b/a,d/c都定为0.6不变,c/a为从0.1～0.9变化,计算不同c/a(a均取1 cm)情况下的前5个高次模和特性阻抗。表4为图3对应的偏心方同轴波导的特性阻抗和TE10和TE11模式的截止波长,其中b/a=0.5。

(2)方同轴波导阻抗的计算结果与文献[4]相比更为接近《微波传输线设计手册》中的数据,其变化趋势也与文献[2]的结论一致,即内外导体间距较小时,方同轴线的特性阻抗较小,而矩形同轴波导和偏心同轴波导的相关计算结果虽无参考但与方形的相比变化相似,即两导体间距较小时阻抗较小,TE模式的前两个高次模的截止波长较大,这些均可作为传输线设计的一个参考。

(3)图4～图6分别为方同轴波导(a=1 cm,b/a=0.5),偏心方同轴波导(a=1 cm,b/a=0.5,d/a=c/a=0.15),矩形同轴波导(a=1 cm,b/a=0.6,c/a=0.5,d/b=0.5)在TE模式下第一个高次模的电场分布。从图上可看出3种结构的同轴波导其场分布相似,内外导体间距较小的地方电力线分布较密,表明此处场强较大,内外导体间距较大的地方电力线分布较疏,表明此处场强较小。

4 结 语

有限差分法虽然简单,但其结合Matlab分析求解简单横截面结构的方同轴波导时,其结果还是可以接受的,可用于传输线设计。方形同轴波导,偏心方同轴波导,矩形同轴波导这3种结构的传输特性相似,其特性阻抗随内外导体间距的缩小而递减,第一个高次模的截止波长随内外导体间距的缩小而增大。相同尺寸的偏心同轴波导与同心方形波导相比,具有更高的第一个高次模截止波长和较小的特性阻抗,可应用在一些特殊场合。

摘要：采用有限差分法利用Matlab求解了方同轴波导的特性阻抗和高次模的截止波长并画出了场结构图,将所得数据与国外文献数据进行了对比,证明了有限差分法结合Matlab在分析简单截面的同轴波导时是简单可行的,而且计算精度较高,通用性强,可以用于传输线工程问题的设计和计算。最后计算了矩形同波导和偏心同轴波导的相关数据,用于与方形同轴波导对比。

关键词：方同轴波导,有限差分法,亥姆霍兹方程,特性阻抗,截止波长

参考文献

[1]Gruner L.Higher Order Modes inSquare Coaxial Lines[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,1983,MTT-31:770-771.

[2]曹桂明,王积勤.方同轴线的特性分析[J].上海航天,2003(2):27-29.

[3]王伟,卢万铮,赵炯,等.一种方同轴波导中高次模截止波长的求解[J].现代电子技术,2003,26(22):96-98.

[4]张旭春,谢军伟,甄蜀春.复杂截面同轴线特性阻抗、截止波长的计算[J].光纤与电缆及其应用技术,2001(3):17-22.

[5]王秉中.计算电磁学[M].北京:科学出版社,2002.

[6]李凤泉.电磁场数值计算与电磁铁设计[M].北京:清华大学出版社,2002.

[7]曹世昌.电磁场数值计算和微波的计算机辅助设计[M].北京:电子工业出版社,1989.

[8]张志涌.精通Matlab 6.5版[M].北京:北京航空航天大学出版社,2003.