基片集成脊波导

基片集成脊波导（精选6篇）

基片集成脊波导 篇1

基片集成波导( SIW) 由于具有损耗小、剖面低、 尺寸小、重量轻的特点,近年来受到了广泛的关注, 研究者研制出了许多基于这种波导的缝隙天线阵列[1—4]。但是这类天线的带宽一般不超过5% ,使其应用受限,基于脊波导能够展宽单模工作带宽的特点,文献[5—7]提出了基于加脊SIW的缝隙阵列天线,其中文献[5]将该天线的带宽提高至8. 8% 。 但是该天线工作频带为24. 85 ~ 27. 05 GHz,该频段不利于使用SMA接头等同轴连接器馈电。

本文提出了一种基于基片集成脊波导的缝隙阵列天线,并设计了一种渐变微带线的过渡馈电结构, 使得该型天线可以使用SMA接头馈电,文中用CST Microwave Studio软件建模仿真,根据仿真数据建立了天线的等效磁流辐射模型,以解释天线的辐射特性。天线可以实现超过10% 的阻抗带宽。文中给出了详细的仿真分析与实验结果。

1天线结构

图1( a) 给出了所设计天线的结构图,整个天线由上金属层、脊金属层及缝金属层三个金属层及两块介质板( εr= 4. 4 ) 组成。其中脊金属层与上金属层之间,缝金属层与上金属层之间通过金属化过孔柱面连接。脊金属层延伸出一段渐变的金属带条, 与缝金属层形成渐变微带线。尺寸标注如图1( b) 、 ( c) 、( d) 所示。下文将论述 该天线的主 要设计过程。

2基片集成脊波导的设计

若要设计如图1所示的天线,首先需要建立介质基片集成脊波导的模型,因为这是所设计的波导缝隙阵列天线的基础。如图2所示,整个脊波导包含馈电部分和波导传输部分,馈电部分是由微带线和渐变微带线组成,波导传输部分则是由加单脊的介质集成波导实现。需要注意的是,基片集成波导的侧壁是由密集的金属化过孔阵列组成,在基片集成脊波导的脊的设计中,也借鉴了这一方法,将基片集成脊波导设计成了图2所示的结构。在馈线的设计中,将微带线与脊金属层连接而不是与上金属层连接,也可减小脊引起的反射。因此,所设计的基片集成脊波导具有较宽的单模传输带宽。

图3给出了图2所示的带有馈电结构的基片集成脊波导的S参数的仿真结果。可以看出,在1. 8 ~ 10 GHz的频率范围内,基片集成脊波导的| S21|均很高,接近0 d B,相应地,在此频段内具有渐变微带线馈电的波导的反射系数则都低于 - 10 d B,比带宽大于5∶ 1,这为实现缝隙阵列天线的带宽展宽奠定了基础。

需要注意的是,本部分所设计的基片集成波导截止频率为1. 62 GHz( 此时的| S21|为 - 3 d B) ,波导的宽边尺寸a = 42 mm,两金属柱的中心距为40 mm,波导内填充的介质的相对介电常数 εr= 4. 4,因此可以根据文献[8]提供的公式计算出不加脊的普通矩形金属波导( 内部填充相同介质) 的截止频率为1. 79 GHz,这个数据的计算方法见式( 1) 。可以看出,所设计的介质集成脊波导的截止频率要比介质集成波导的截止频率低( 约为90% ) ,这是符合脊波导的特性的,说明加的脊起到了作用。

3仿真分析结果

采用图1馈电方式的天线反射系数仿真结果如图4所示,天线在4. 4 ~ 4. 9 GHz频带内反射系数| S11| < - 10 d B,相对带宽达到10. 8% 。天线馈电端口为微带线端口,端口阻抗约为50 Ω,由于波导厚度较小,故波导的端口阻抗也较低,因此微带线端口与波导端口不能直接相连,应由一段渐变线连接,以减小失配。

本文缝隙天线的辐射依靠的是缝金属面上缝隙中的电场,该电场可以等效为磁流。若要获得最大增益,则需缝隙的长度为谐振长度,另外还需要图1( c) 的4个缝隙中电场的幅度相同、相位同相。使用CST软件获得缝隙电场的仿真数据,如图5所示,仿真表明,4个缝隙中的电场幅度近似相等( 最小值达到了最大值的60% 以上) ,相位相差不大 ( 30°以内) ,因此可以认为在图1的 - Z方向将形成最大辐射,采用图5数据推导所得的天线E面和H面方向性函数的近似表达式为式( 2) 、式( 3) 。根据公式所绘制的辐射方向图见图6。可以看出,式 ( 2) 、式 ( 3) 的计算结果与软件仿真结果吻合的较好。

式中k为自由空间波数,k = 2π/λ0; lx为缝隙x方向间距,lx= 22. 5 mm; ly为缝隙y方向最小间距,ly= 15 mm; l为缝隙长度,l = 25 mm。

4实验结果

使用FR-4环氧板( εr= 4. 4 ) 制作了天线实物 ( 图7) ,在微波暗室内进行了测试,测试仪器为Agilent E8363B型矢量网络分析仪。测试结果如图8所示,从仿真与测试结果的比较情况来看,二者吻合较好。具体的结果为,测试结果表明天线在4. 2 ~ 4. 9 GHz的频率范围内的| S11|低于 - 10 d B,这个带宽比仿真结果高了200 MHz。仿真结果与测试结果的差异主要原因是由于所采用的FR-4环氧板不稳定的电磁特性导致的。这种板的 εr分布不均匀会影响到天线的方向图和| S11| ,而其较大的损耗正切则会使天线的增益降低,也会影响到天线的反射系数值。测试了4. 6 GHz频点处的天线增益与方向图,天线增益测试结果为8. 5 d B,比仿真结果要低0. 8 d B。从方向图的测试结果看,其主瓣宽度约为70°( E面) 和45° ( H面) ,与仿真结果 ( E面75°,H面44°) 吻合得很好。

5天线特点

本文天线与文献中天线的比较,列于表1中,可以看出,由于采用了脊波导及过渡结构,天线带宽显著增加。从表中的缝隙个数还可以看出,天线的增益与缝隙个数呈现正相关关系,所以天线的增益上的差异则可通过增加缝隙个数实现。

6结论

提出了一种低剖面结构的基片集成脊波导结构的4缝阵列天线,由于引入了脊及渐变微带过渡馈电结构,使得这种天线获得了10. 8% 的较宽带宽, 并可以采用SMA接头直接馈电; 采用CST软件的仿真数据建立了天线的等效磁流阵列模型,方向图的计算结果与仿真及实验结果在主瓣范围内吻合较好,证明了仿真思路的正确。本文所设计的天线具有体积小、重量轻、剖面低的特点,可以用于C波段的移动终端。

基片集成波导专利技术分析 篇2

基片集成波导 (SIW) 是一种集成于介质基片中的低损耗低辐射的新型波导结构, 其通过在正反两面利用印刷工艺覆盖金属面的介质基板上, 嵌入连接上下金属面的金属通孔或金属柱阵列来实现, 其最早是由加拿大蒙特利尔大学的吴柯教授于2001 年提出。

二、SIW技术演进

国内专利, 洪伟和吴柯最早于2005 年11 月16 日在CN1697248A中公开了电子带隙带通滤波器, 将电子带隙结构 (PBG) 和SIW集成在一起形成宽频带高性能滤波器;并于2005 年11 月23 日在CN1700514A中公开了双频宽带缝隙阵列天线单元, 在SIW内且位于中心线的两侧分别设有槽和调谐金属化通孔以实现天线阵列宽带工作特性, 在CN1700513A中公开了SIW宽带多路功率分配器, 上述系列专利均揭示了利用SIW设计微波器件所具有的小型化、低成本和易集成的优点。

为进一步实现波导器件的小型化和宽带化, 从电磁波传输模式角度, 2006 年12 月13 日刘冰于CN1877903A中公开了半模SI。

车文荃和耿亮从等效电路和传输线理论出发于2007 年12 月19 日在CN101090170A中公开了折叠SIW, 其相对传统基片集成波导, 横向体积减少近一半。

翟国华则结合上述两者于2009 年12 月30 日在CN101615711A中公开了折叠半模SIW, 刘冰又于2011 年11 月16 日在CN202042580U中提出了镜像转接半模SIW。

基于SIW等效谐振腔理论, 从2006 年8 月30 至2015 年7 月29 日, 专利CN1825678A、CN104752841A、CN104810583A中分别公开了SIW技术与频率选择表面、平面透镜、超材料等具有电磁特性的周期微结构结合形成滤波器, 上述滤波器均具有更好的通带性能。

国外方面, CHUANG C于2009 年1 月1 日在US2009000106A1 中将SIW作为谐振器应用于滤波器中, ABBASPOUR公司于2009 年2 月19 日在WO2009023551A1中公开了SIW应用于阵列天线, 而FATHY A E和YANG S于2009 年3 月12 日在US2009066597A1 中详细阐述了SIW的原理以及其在波导和天线领域的实际应用。随后韩国的LEE H于2010 年9 月3 日在KR20100097392A公开了基于SIW的带通滤波器。

三、分类号和国内外申请人分析

有关SIW技术专利的IPC分类号主要集中在“H01Q:天线”和“H01P:波导。

谐振器、传输线或其他波导型器件”这两个领域, 此外, 一些采用了光波导传输理论设计的SIW还涉及IPC分类号“G02B6/:光导。

包含光导和其他光学元件 (如耦合器) 的装置的结构零部件”、而分类号“H04B:传输”、“G01R27/00:测量电阻、电抗、阻抗或其派生特性的装置”和“G01R31/00:电性能的测试装置”则从电路和测量角度涉及一些SIW装置。

从2005 年到2014 年, SIW专利申请量逐年递增, 国外对SIW的研究晚于国内, 相同年份的申请数量也低于国内, 这说明SIW的研究主要在于国内, 而2014 年国外申请量急剧增加, 说明国外对SIW技术的研究越来越重视。

国内的申请主要集中在高校和研究所, 而来自企业的申请相对较少, 主要集中在成都赛纳赛德和华为, 这说明国内对SIW的研究还处在成长阶段, 从学术研究走向产业化应用还需时间。

而国外申请人分布均匀, 既有高校研究院如UNIV CHUANG ANG IND, 也有军工类企业如LIG NEX1, 更有传统消费电子领域的大公司如SONY、CANON、SAMSUNG等, 这显示国外对于SIW这一新兴技术不仅仅停留在理论阶段, 研究机构还与企业针对实际应用共同开发, 专利共享, 这种以应用为导向并且具有前瞻性的技术产业化模式值得国内同行借鉴。

四、结束语

本文通过针对SIW国内外专利申请的分析, 有效梳理SIW专利技术演变路径。

摘要：针对基片集成波导技术发展状况和分类应用, 对基片集成波导专利申请近十年来的技术演进及主要申请人进行了分析。

关键词：基片集成波导类型,专利

参考文献

[1]郝张成, 基片集成波导技术的研究, 中国博士学位论文全文数据库, 第4期, 第I135-11页, 2007.4.

[2]Y.Cassivi, K.Wu, Low-cost and high-Q millimeter-wave resonator using substrate integrated technique, Eur.Microwave Conf., 2002.

基片集成脊波导 篇3

传统均衡器可分为腔体均衡器和微带均衡器两种。腔体式均衡器Q值高,易于调节,但是体积、重量大,在一些对器件体积重量有严格要求的应用场合将不再适用; 微带式均衡器体积小重量轻,平面结构易与其他电路集成,但Q值小损耗大,在高频波段尤为明显。

因此,为了满足更为严苛的实际应用需求,本文提出了一种基于基片集成波导( SIW)[1]的新型均衡器。基片集成波导是近年来发展起来的一种新型传输线技术,它具有体积小、重量轻、高Q值、 低损耗、平面结构易集成等优点。因此,利用基片集成波导来设计均衡器是一个很好的选择,它可以解决传统均衡器的不足之处,具有很好的研究价值。SIW均衡器与传统均衡器的性能对比如表1所示。

1均衡器单腔子结构设计

在设计一个基片集成波导器件的时候,为方便测试以及与其他平面结构集成,首先要考虑过渡结构的设计。本文采用一段宽度渐变的微带线作为过渡结构,文献[2]对该结构进行了研究,可以很好的减少驻波反射。

其次需要对耦合结构进行设计。文献[3]采用H面进行耦合,这种耦合方式不仅会大大增加均衡器的横向体积,而且由于各个谐振腔以及用于耦合的共面波导的尺寸不同,很容易造成材料的浪费,且不便于加工。因此本文采用E面耦合,运用多层SIW技术,可以很方便的设计多种耦合结构,同时大大缩减了器件尺寸。

谐振腔与波导之间常用的耦合方式有探针耦合、孔缝耦合以及环耦合。文献[4]采用探针进行耦合,通过改变探针的插入深度来改变谐振腔的衰减量与谐振频率。但是由于SIW器件的厚度很薄, 加工时在两层基片之间加入一根探针同时还要保证探针插入深度的精确性,这是很难实现的。同理,环耦合也不是一个很好的选择。因此,本文采用圆孔耦合,方便加工,同时具有较为精确的调节特性。

最后,现有的SIW均衡器文献中还没有涉及到Q值的调节,而Q值的调节能力是均衡器一项十分重要的指标。受到微带均衡器的启发,本文在谐振腔上集成Ta N型薄膜电阻,通过调节Ta N薄膜电阻的阻值可以达到很好的Q值调节效果,很好的提升均衡器的均衡能力。

如图1为该均衡器单腔子结构示意图。该均衡器为双层SIW结构,其中上层基片为主传输波导, 通过内电层上的耦合圆孔将能量耦合到下层的谐振腔,在谐振腔上的覆铜集成薄膜电阻,薄膜电阻位于底层覆铜。过渡结构位于均衡器子结构的上层覆铜,完成微带线到SIW的过渡。

2理论分析与仿真验证

可以将均衡器子结构等效为如图2所示的电路,将SIW谐振腔等效为RLC串联谐振回路,耦合孔等效为变压比为1∶ n的变压器,根据文献[5],n的大小由耦合圆孔的直径所决定,圆孔直径越大,n越大。

则谐振腔的输入阻抗Zin:

式中RLC串联谐振回路为SIW谐振腔的等效电路, ω0为谐振腔的谐振频率,Q0为谐振腔的品质因数, β 为耦合系数,Z0为传输线特性阻抗。

经过变压器变压后的阻抗:

归一化电纳:

S参数:

在谐振腔谐振时,电抗为0,此时得到谐振时的S21,定义衰减量L:

综合( 式2) 与( 式6) 可以得到,减小谐振腔电阻或者增大耦合圆孔直径,可以增大均衡器的衰减量。

计算整个系统的Q值:

由微波技术知识可知,增大谐振腔的导体损耗或者损耗角正切,会减小谐振腔的品质因数。结合 ( 式7) 可以得到,增大谐振腔的导体损耗、损耗角正切或者耦合圆孔直径,可以减小均衡器的Q值。

对均衡器来说,其存在的意义是降低行波管的增益波动,同时,针对不同输入输出特性的行波管, 需要均衡器具有与之相对应增益补偿曲线。因此, 一套简单有效的增益曲线调节方案是均衡器设计的重点与难点。

在对均衡器子结构等效电路的研究基础上,本文设计了三个调节参数,分别是谐振腔长度“b”,耦合圆孔直径“D”和薄膜电阻阻值“R”。为方便叙述,各个参数的标注如图3所示。

如图4所示,逐渐减少谐振腔长度“b”,谐振频率逐渐增大。

如图5所示,增大耦合圆孔直径“D”,均衡器的衰减量与谐振频率逐渐增大,Q值逐渐减小。同时注意到,均衡量可以达到15 d B。

如图6所示,减小薄膜电阻阻值“R”,均衡器的Q值与衰减量均增大。

综上所述,本文所提出的SIW均衡器可调参数多调节自由度高,具有15 d B的均衡量,同时首次实现了SIW均衡器Q值的可调性,因此足以拟合任何复杂的均衡曲线,具有较强的均衡能力。

3加工实现

在实际应用当中,行波管带内增益波动大,需要拟合的目标曲线往往比较复杂,单腔子结构将无法满足需求,根据“互联网络子结构”理论[6],通过将多个均衡器单腔子结构级联可以拟合更为复杂的增益补偿曲线,其中谐振腔之间距离为 ( 2n + 1) λg/4, λg为波导波长。

设计目标: 图7为某合作单位给出一个大功率行波管的增益波动曲线,要求均衡器工作频率为30 ~ 36 GHz,插入损耗小于2 d B,驻波比小于2,均衡后的增益波动降低至1 d B以下。

根据设计指标,决定采用基片集成波导的介质基片为Taconic TLY-5,厚度“h”0. 254 mm,相对介电常数2. 2,损耗角正切0. 000 9,覆铜厚度0. 036 mm。两层基片之间用Taconic TPG-30介质粘结,厚度0. 12 mm,相对介电 常数3. 0,损耗角正 切0. 003 8。现根据行波管的增益波动曲线绘制出相应的SIW均衡器的目标补偿曲线,并根据曲线形状将其分解为三个“倒钟形”子曲线,并根据子曲线形状设计出相应的SIW均衡器的子结构,如图8所示。 由于介质基片存在一定量的损耗,因此,在设计时子曲线具有0. 5 d B左右的插入损耗。

由图8可知该行波管可以用一个三腔级联的SIW均衡器进行均衡,借助HFSS仿真软件对各个结构要素的尺寸进行优化,可以得到均衡器的尺寸,如表2所示。各个结构参数的标注参见图3, 其中谐振腔长度“b”、耦合圆孔直径“D”以及薄膜电阻阻值“R”的下标为谐振腔序号。

图9为该SIW均衡器实物图,图10为目标曲线、 仿真曲线以及实测曲线对比图。可以看到,实测结果与仿真结果是比较吻合的,但是插损较大,可将目标行波管的增益波动由4 d B降低到1. 25 d B。分析原因可能是由于在加工和测试时引入了诸如导体损耗、介质损耗、线缆损耗以及接头反射,甚至可能是用于粘结两层基片时的胶片不平整等,在以后的研究中将会进一步完善。

4结论

基片集成波导( SIW) 均衡器是一种新型的微波增益均衡器,可以解决传统均衡器的一些不足之处。 本文针对现有SIW均衡器所存在的问题,对其进行了改进。仿真与测试结果表明,该均衡器首次实现了SIW均衡器Q值的可调性,均衡量可以达到15 d B,可调参数多调节自由度高,且易于加工实现,可将大功率行波管的增益波动降低至1. 25 d B,具有很好的实用与推广价值。

摘要：针对传统微波增益均衡器所存在的缺陷,提出了一种基于基片集成波导(SIW)的新型毫米波微波增益均衡器。该均衡器采用多层SIW,可以很方便的设计耦合结构、缩小器件体积;同时引入薄膜电阻,首次实现了SIW均衡器Q值的可调性。文章首先对该均衡器的等效电路模型进行了分析,推导了各个结构要素的调节规律;其次借助HFSS仿真软件对上述推导进行了验证;最后针对某行波管加工实现了一支SIW均衡器,并将行波管的增益波动降低至1.25 d B。实验结果表明,该SIW均衡器易于加工实现,且具有较强的均衡能力。

基片集成脊波导 篇4

1 理论基础

基片集成波导的结构[1], 如图1所示:两排金属化通孔的中心间距为a, 金属化通孔的直径和间距分别为d和p, 介质基片的厚度和介电常数分别为w和εr , 电磁波在介质基片的上下金属面和两排金属化通孔所围成的矩形区域内以类似于介质填充矩形波导中的场模式传输。

W.CHE[7]等人对普通矩形金属波导和基片集成波导的等效性进行了分析, L.Yan[1]等人提出了基于MOL (Method of Lines) 的用于分析基片集成波导传输特性的全波分析方法, 并提出了反映普通矩形金属波导和基片集成波导之间等效关系的经验方程

$\overline{a}=\xi {}_1+\frac{\xi {}_2}{\frac{p}{d}+\frac{\xi {}_1+\xi {}_2-\xi {}_3}{\xi {}_3-\xi {}_1}}(1)$

对TMx0n而言, 其中:$\overline{a}$表示等效矩形金属波导的归一化宽度, 即基片集成波导宽度a与其等效的矩形金属波导的宽度之比

$\xi {}_1=1.0198+\frac{3465}{\frac{a}{p}-1.0684}(2)$

$\xi {}_2=-0.1183-\frac{1.2729}{\frac{a}{p}-1.2010}(3)$

$\xi {}_3=1.0082-\frac{0.9163}{\frac{a}{p}+0.2152}(4)$

由于基片集成波导与普通金属波导具有近似的结构和传输特性, 可以采用等效矩形金属波导的模型分析基片集成波导。文中将普通矩形金属波导的并联电感耦合波导滤波器的理论[8]运用到基片集成波导滤波器的设计之中。并联电感耦合波导滤波器是用半波长的波导段作为串联谐振器, 用电感膜片的并联电感作为谐振器间的耦合结构。

设计方法:

(1) 设仅有TE10单模传输, 选定低通原型, 实现低通与带通之间的转换。

$\frac{{\omega }^{\prime }}{{\omega }^{\prime }{}_1}=\frac{2}{W{}_{\lambda }}\left(\frac{\lambda {}_{g0}-\lambda {}_g}{\lambda {}_{g0}}\right)(5)$

式中

$W{}_{\lambda }=\frac{\lambda {}_{g1}-\lambda {}_{g2}}{\lambda {}_{g0}}(6)$

$\lambda {}_g=\frac{\lambda }{\sqrt{1-(\lambda /2a){}^2}}(7)$

$\lambda {}_{g0}=\frac{\lambda {}_{g1}+\lambda {}_{g2}}{2}(8)$

λg0、λg1、λg2、λg分别是在频率ω0、ω1、ω2、ω上的波导波长, Wλ是相对带宽。

(2) 计算出各阻抗变换器阻抗K。

$\frac{{\rm K}{}_{01}}{{\rm Z}{}_0}=\sqrt{\frac{\text{π}w{}_{\lambda }}{2g{}_{0}g{}_1\omega {}_1}}(9)$

$\frac{{\rm K}{}_{j,j+1}}{{\rm Z}{}_0}=\frac{\text{π}W{}_{\lambda }}{2{\omega }^{\prime }{}_1}\frac{1}{\sqrt{g{}_{j}g{}_{j+1}}}(j=1\sim n-1)(10)$

$\frac{{\rm K}{}_{n,n+1}}{{\rm Z}{}_0}=\sqrt{\frac{\text{π}W{}_{\lambda }}{2g{}_{n}g{}_{n+1}{\omega }^{\prime }{}_1}}(11)$

已知这些阻抗变换器阻抗后, 即可对电感膜片的尺寸和谐振器的长度进行设计。

(3) 从各阻抗变换器阻抗计算出各并联感抗X

$\frac{X{}_{j,j+1}}{{\rm Z}{}_0}=\frac{{\rm K}{}_{j,j+1}}{1-({\rm K}{}_{j,j+1}/{\rm Z}{}_0){}^2}(12)$

(4) 根据上面求得的归一化电抗求出各谐振器的电长度和各谐振器的长度。

各谐振器的电长度

$\theta {}_j=\text{π}-\frac{1}{2}\left[\tan {}^{-1}\left(\frac{2X{}_{j-1,j}}{{\rm Z}{}_0}\right)+\tan {}^{-1}\left(\frac{2X{}_{j,j+1}}{{\rm Z}{}_0}\right)\right](13)$

各谐振器的长度

$l{}_j=\frac{\lambda {}_{g0}\theta {}_j}{2\text{π}}(14)$

(5) 由各耦合膜片的感抗和矩形波导膜片电感加载关系曲线[8]求出电感膜片的尺寸。

(6) 利用矩形金属波导与基片集成波导的等效关系, 通过式 (1) ～式 (4) 将普通金属波导并联电感耦合滤波器所得到的设计尺寸转换为基片集成波导结构滤波器的尺寸。

2 设计实例

2.1 基片集成波导与微带过渡的设计

测试基片集成波导器件既不能利用传统测试金属波导的实验装置, 也不能利用测试微波毫米波平面电路的实验装置。文中利用基片集成波导易与其他微波平面电路集成的特点, 采用微带渐进线, 如图2所示, 实现基片集成波导与50 Ω微带线的过渡[6], 通过50 Ω微带线实现对基片集成波导滤波器的测试。经HFSS 10仿真优化后, 得到如下的过渡尺寸:l=4 mm, w=0.64 mm, d=1.8 mm。

2.2 基片集成波导滤波器的设计

文中设计的基片集成波导带通滤波器参数如下:滤波器的中心频率是9.5 GHz, 通带9.1～9.9 GHz (相对带宽8.42%) , 通带内允许有0.5 dB的波纹, 阻带频率分别是8.3 GHz和10.7 GHz, 阻带上的最小衰减是40 dB。该滤波器采用9阶切比雪夫并联电感耦合波导滤波器结构, 介质基片选用高介电常数基片CER_10 (介电常数是9.5, 厚度是0.63 mm) 。选用高介电常数基片一方面可以有效地减小基片集成波导滤波器的尺寸, 另一方面由于高介电常数基片的损耗正切相对较大, 也会增加基片集成波导滤波器的插入损耗。

X波段基片集成波导滤波器尺寸如下:

基片集成波导尺寸:a=8.1 mm, p=0.8 mm, d=0.4 mm。每对电感膜片间距:W1=5.25 mm, W2=4.04 mm, W3=3.65 mm, W4=3.46 mm, W5=3.36 mm。各谐振器长度:L1=5.23 mm, L2=5.82 mm, L3=6.04 mm, L4=6.11 mm, L5=6.12 mm。

2.3 仿真分析

运用HFSS 10仿真, 结果如图3所示。

由仿真结果可知, 该滤波器的中心频率是9.5 GHz, 带宽是1 GHz, 通带内插入损耗是1.9 dB, 回波损耗<-20 dB。在阻带频率是8.3 GHz和10.7 GHz的阻带上, 阻带衰减>50 dB。

利用惠普8510矢量网络分析仪进行测试, 实测结果, 如图4所示。由实测结果可知, 该滤波器的中心频率是9.58 GHz, 带宽是800 MHz, 通带内插入损耗是3.8 dB, 纹波是0.2 dB, 回波损耗<-15 dB, 在阻带频率是8.3 GHz和10.7 GHz的地方, 阻带衰减>44 dB。实测插入损耗偏高是因为实测插入损耗除了滤波器本身的损耗外还包括一对SMA接头的损耗和微带渐变线过渡的损耗。实测中心频率向高频段漂移了80 MHz, 带宽减小了200 MHz, 主要是由基片的介电常数不稳定造成的。在频率是14 GHz的地方出现寄生通带是基片集成波导中的高次模相互作用的结果, 可以通过调整谐振器的长度使寄生通带远离滤波器通带。加工实物, 如图5所示。

3 结束语

文中利用基片集成波导结构设计并制作出了一种X波段中心频率是9.58 GHz、相对带宽是8.35%的9阶切比雪夫并联电感耦合波导带通滤波器。该滤波器在9.18～9.98 GHz的通带范围内表现出了良好的性能。要想获得更理想的结果, 除了保证仿真模型和测试方法的准确外, 更需要进一步提高加工精度, 减小加工误差。

摘要：基片集成波导是一种具有低差损、低辐射、高品质因数的新型平面导波结构。文中利用基片集成波导结构设计并制作了一种X波段的带通滤波器, 该滤波器易与其它微波平面电路集成。实测结果表明, 该滤波器的中心频率是9.58GHz, 相对带宽是8.35%, 通带内的插入损耗是3.8dB, 回波损耗<-15dB。

关键词：X波段,基片集成波导,带通滤波器

参考文献

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基片集成脊波导 篇5

当今世界, 通信技术和电子技术的迅猛发展, 使得滤波器在电子技术和通讯领域得到了越来越广泛的应用。滤波器, 顾名思义, 是对信号波进行过滤的器件。在实际的工程中, 滤波器可以应用在信号处理、数据传送和干扰信号等方面, 并且在通讯、声呐、测控等领域也得到了应用。因此传统的RC无源滤波器已经不能完全满足现代通讯电子技术的要求。随着计算机技术、集成工艺和材料工业的迅猛发展, 滤波器正朝着小型化、多功能、高精度、高稳定性的方向发展。下面介绍一下基于CSRR的基片集成波导宽带滤波器的小型化设计方案。

2宽带滤波器小型化设计方案

2.1 SIW谐振腔结构

基片集成波导 (Substrate integrated waveguide, SIW) 是近年来提出的一种新型的微波传输线形式其利用金属过孔阵列形成金属波导壁金属通孔和上下导体平面可近似一个金属波导。基片集成波导中, 电磁波在两排金属通孔和上下表面所形成的空间中进行传播。因此, 它不仅具备了金属波导传输损耗小、Q值高等优点, 而且具有微带结构易于集成、体积小、加工成本低廉、适合于批量加工等特点。

基片集成波导SIW的结构示意图如图1所示, 介质基片的上下表面均为金属化层, 介质基片的高度为h, 在介质基片中, 制作了相等间距a的两排金属孔阵, 金属通孔的直径为d, 相邻通孔的间距为p。当电磁波在金属通孔中传输时, 在满足d/a<0.2, p/d<2的条件时, 基片集成波导的传输特性与电磁波在矩形波导中有相似的传输特性。介质基片的上下金属化层可以相应地看成是矩形波导的上下波导壁, 两排金属孔阵可以看成是矩形波导的金属侧壁, 金属孔阵可以通过PCB或LCTT等工艺加工来实现, 同时可以与微带结构集成。

矩形波导可以传播TE波 (Transverse Electric, 水平极化波) 和TM波 (Transverse Magnetic, 垂直极化波) , 但不能传输TEM波 (横电磁波, 在传播方向上没有电场和磁场分量) 。基片集成波导与矩形波导的传输特性相似, 但是由于基片集成波导的侧壁是由周期排列的金属通孔组成, 这相当于在矩形波导的侧壁上横向开槽。对于TE波, 在侧壁时是横向分布, 横向开槽不影响横向电流传播, 因此在基片集成波导中TE波可以传播, 其中TE10是主模;而对于TM波, 侧壁电流是纵向分布, 横向开槽切割电流, 从而产生空间辐射, 因此TM波不能在基片波导中传播。

基片集成波导TE10模的截止频率f (TE10) 为

公式中, c0为光在真空中的传播速度, εr为介质基板的相对介电常数, aequ为基片集成波导宽度a等效到矩形波导后的宽度, 其表达式为:

2.2宽带滤波器小型化设计

在较低频段的基片集成波导滤波器中, 体积仍较大, 为了更进一步实现基片集成波导滤波器的小型化, 本文引入了互补开口谐振环CSRR结构。

2.2.1 CSRR结构

互补开口谐振环 (CSRR) 是指在介质金属表面蚀刻出一对开口方向相反的开槽结构, 如图2所示。

在图2中, 深灰色部分代表金属导体面, 白色部分代表开槽结构。图2 (a) 、 (b) 分别表示CSRR结构开槽的两种形式。图2 (a) 为椭圆形开槽结构, 图2 (b) 为矩形开槽结构。图2 (b) 中, CSRR结构的缝隙宽度为c, 缝隙间距为d, 缝隙开口间距的宽度为e。矩形开槽结构因其结构简单、制造工艺方便, 在设计中被广泛使用, 本文采用的就是矩形开槽结构。CSRR中主要的结构是在金属表面的开槽结构。而开槽结构是一种以开槽长度为λ/2对应的频率的奇数倍为阻带的窄带带阻谐振器。由于CSRR结构是由一对开口方向相反的开槽结构组成, 因此, 其特性必然比两个单独的开槽结构要更为复杂。

图2 (c) 是CSRR结构的等效电路图。CSRR结构可以等效为电容Cc和电感Lc (并联的两个L0/2) 的串联电路, CSRR结构的谐振频率为:

公式 (3) 中, 电容电感的大小与图2 (a) 、 (b) 结构中的缝隙宽度c、缝隙间距d及开口间距宽度e有关。因此, 谐振频率fCSRR也与c、d、e的大小有关。

为了有效地实现电路的小型化要求, 在实际的电路设计中, 通常要采用多个CSRR结构来完成电路设计。本文所阐述的滤波器, 采用的是图3 (a) 中的结构, 通过把两个开口方向完全相反的CSRR结构串联, 两边突出的矩形条为该结构的馈电方式。

我们知道, 两个或两个以上的电路元件或网络之间存在着紧密配合与相互影响, 这种影响我们称之为耦合能量。因此, 两个CSRR之间存在着耦合能量, 这种耦合能量是由两个CSRR单元之间的距离来控制。耦合电路可以等效成LC电路, 图3 (a) 结构的等效电路图如图3 (b) 所示。

在实际的电路设计中, 为了便于仿真和使生产工艺简化, 一般将CSRR结构中的缝隙设置为相同大小。

2.2.2宽带带通滤波器设计

基于SIW结构的高通特性和CSRR结构的带阻特性, 本文设计了一种基于SIW结构, 结合互补开口谐振环CSRR结构, 制成了一种结构紧凑的SIW-CSRR谐振腔带通滤波器。

本文设计的滤波器, SIW结构与CSRR开槽结构形成一个腔体结构, 该腔体的上下两个表面与四周的金属壁开路, 在SIW-CSRR腔体的中间插入两个短路销, 形成一个谐振腔体。如图4所示, 中间部分的两个白色圆形点的位置即为短路销, 为了便于理解, 短路销用白色来表示, 在实际电路结构中, 短路销为金属柱结构, 连接SIW-CSRR结构的上下表面。为了进一步达到小型化的要求, 采用了两个CSRR来实现带通滤波器小型化的要求, 其结构如图4所示。

由前文的介绍可知, SIW可以等效成普通金属矩形波导, SIW本身不能与外部电路连接, 因此, 微带线与SIW的连接可以转化成阻抗匹配问题来解决, 可以通过微带线结构进行过渡。本文的模型采用直接馈电的方式, 微带线的宽度可以利用微带线的特性阻抗公式, 如式 (4) 所示。

上式中:w为介质板的宽度, h为介质板的厚度, εr为介质板的相对介电常数。

其中, 系数A为:

根据介质板的厚度h和相对介电常数εr, 可计算出50Ω微带线的宽度w。

最终, 可将该结构在Ansoft HFSS电磁仿真软件上进行仿真和优化。Ansoft HFSS是一款基于有限元的三维结构的电磁场仿真软件, 可分析仿真任意三维无源结构的高频电磁场, 可得到特征阻抗、传播常数、s参数等结果, 是业界公认的三维电磁场标准仿真软件。

本文滤波器电路设计所采用的介质基板材料为聚四氟乙烯, 介电常数为2.2, 厚度为0.508mm, 金属孔的直径为0.8mm, 一共采用了28个间距相同的金属孔阵, 孔阵结构如图4所示。SIW上表面采用了对称的开槽CSRR结构, 并且去除了两个谐振环之间的微带线。在图4中, 黑色圆圈表示金属孔, 黑色贴片部分表示金属上表面, 中间的两个白色圆圈表示金属短路销, 图4中, 中间的白色部分, 就是两个CSRR结构, 上下两个黑色突出的长方形条, 是滤波器的金属馈电端口。

最终, 将该结构在Ansoft HFSS电磁仿真软件上仿真并优化, 得到如图5所示的宽带滤波器的电磁仿真结果。图5为该宽带滤波器的传输特性, 横轴表示频率, 单位是GHz, 纵轴表示传输特性, 单位是d B, 蓝色的曲线表示该滤波器的回波损耗s11, 红色的曲线表示该滤波器的插入损耗s21。根据仿真结构可知, 该滤波器的通带范围为1~10GHz, 回波损耗低于-15d B, 插入损耗为-0.5d B。根据相对宽带的定义, 相对带宽的计算公式如式 (7) 所示:

其中, fH、fL为输出-10d B处所对应的高低端频点。由图5可知, 在s11曲线上, fH对应6.1GHz频点, fL对应3GHz频点。根据式 (7) 可以计算出相对带宽为68.13%, 完全达到了超宽带的相对带宽>25%的要求, 至此, 小型化的宽带滤波器设计完成。

3结束语

本文提出了一个改进型的小型化的基片集成波导SIW滤波器, 相比于传统的SIW滤波器, 在SIW滤波器上表面, 引入了互补开口谐振环CSRR结构, 与SIW结构形成腔体, 并在其腔体中间加入两个短路销, 实现了滤波器的小型化设计。最后在Ansoft HFSS三维电磁仿真软件中进行仿真和优化, 得到了一款性能优良的宽带滤波器。

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基片集成脊波导 篇6

本文在半模和四分之一模基片集成波导的基础上,进一步提出了八分之一模基片集成波导谐振结构( eighth-mode substrate integrated waveguide,EMSIW) ,并结合多层技术,在保证其性能的基础上,使得尺寸减小了87. 5% ,相较之前有了很大的提升, 初步实现了滤波器的小型化,同时利用电磁仿真软件Ansoft-HFSS将理论与实际进行对比。

1理论分析

本文以八分之一模基片集成波导作为谐振腔, 为确保其可行性,对能量演变过程进行了讨论。当谐振腔工作在TE101模式下,腔体内的场分布是均匀的,具有对称性[8]。如图1( a) ~ 图1( d) 所示,在基片集成波 导腔体中,沿虚拟磁 壁两等分,得到HMSIW[9,10],再将HMSIW对称平分两次,从而得到EMSIW。

在SIW谐振腔中,由于其长度与宽度比值较大,只有TEmop模可以在其中谐振,因此,将对称平面看作等价磁壁,八等分后得到EMSIW,其等价宽度[11]可通过公式( 1) 得到:

式( 1) 中,h为介质板高度,( r = 1,2,3,…,) 为介质的介电常数,Wseiffw为SIW结构的等价宽度。而EMSIW谐振器TEmop模的谐振频率可由公式( 2) 得到:

式( 2) 中,m = p = 1,2,3,…,μ 是导磁系数,ε 是介质的介电常数。LeEffMSIW和WeEffMSIW分别是EMSIW结构的等价长度和等价宽度。

通过对原始谐振腔SIW,QMSIW以及EMSIW进行仿真,得到回波损耗曲线对比图,如图2所示。当谐振腔为原始的SIW时,同时存在TE101、 TE102和TE202模,其谐振频 率分别在6. 05 GHz、 9. 53 GHz和13. 5 GHz; 当谐振腔为QMSIW时,则存在TE101和TE202模,其谐振频率分别在5. 67 GHz和14. 9 GHz; 而当其为EMSIW时,与QMSIW一样,存在TE101和TE202模,其谐振频率分别在5. 51 GHz和12. 46 GHz。 由此可知,当谐振腔 为QMSIW和EMSIW时,不存在TE102模,这是因为TE102模仅存在于沿Y方向的等效磁壁,而不存在于沿X方向的等效磁壁,而TE101和TE202模则沿X和Y方向的等效磁壁均存在。因此,本文提出的EMSIW仅存在TE101和TE202模,原始谐振腔SIW中的TE102模消失了。

2滤波器设计和测试结果

本文所用的谐振腔介质为Rogers RT/duroid 5880,其相对介电常数为2. 2,损耗角正切为0. 000 9, 厚度为0. 254 mm。多层EMSIW滤波器具体结构如图3所示。

根据图3可知,多层滤波器由三层金属面以及两层介质层组成,上下层之间通过中间层的两个等长而不等宽的缝隙耦合,同层之间则通过金属通孔进行耦合,输入输出端口采用50 Ω 微带线均位于上金属表面。其详细参数如图4( a) 和图4( b) 所示, 具体尺寸如表1所示。

本文设计的滤波器工作在5. 5 GHz,在设计过程中, 基片集成波导腔体中涉及的金属通孔SIW金属通孔的直径d与柱体间隔p以及SIW宽度Weff满足下面的公式( 3) :

图5( a) 为滤波器上层正反面,图5( b) 为滤波器下层正反面,图5( c) 为组合测试滤波器整体图, 上下层通过螺丝予以固定,并通过连接SMA接头至安捷伦矢量网络分析仪进行测试。

图6为仿真与实物结果对比图,从测试对比图可以看出,其中心频率为5. 5 GHz,回波损耗大于12 d B,相对带宽为23. 6% ,测试与仿真结果基本吻合。 然而,工作带宽内测试的插损较大,其原因可能是: 上下层通过螺丝固定而未用低温共烧陶瓷技术,使得其金属面不够贴合,导致耦合不足; 焊接SMA接头时,存在一定损耗。

3结论

本文在QMSIW谐振腔的基础上,进一步提出了EMSIW谐振腔,并结合多层技术,实现中心频率5. 5 GHz,相对带宽为23. 6% ,面积减小了87. 5% 的多层EMSIW滤波器,初步实现了滤波器的小型化, 且仿真与实物的测试结果相符,证明了该滤波器结构的可行性。

摘要：为进一步解决基片集成波导滤波器小型化问题,提出并设计了一种新型多层八分之一模基片集成波导(eighth-mode substrate integrated waveguide,EMSIW)滤波器。利用高频电磁仿真软件Ansoft-HFSS建立滤波器模型并进行仿真,仿真结果表明其性能较好,相对带宽为23.6%,尺寸相较于原始谐振腔减小了87.5%,较好地实现了基片集成波导滤波器的小型化。