波导功率合成

波导功率合成（精选3篇）

波导功率合成 篇1

1 引 言

高功率合成器要求合成器功率容量大、工作频带宽、各端口隔离度大。微波毫米波功率合成技术主要可以分为[1,2]:

(1) 器件级(或芯片级)合成

一定数量的器件(典型的使用二极管)被组合到一起用于放大,通常其尺寸远小于波长。然而其物理尺寸限制了合成效率,更加严重的是其隔离度差[3,4]。

(2) 线路级功率合成

在电路级功率合成中,器件被不小于波长的距离隔开,因而比芯片级可以容纳更多的器件用于功率合成,电路级功率合成又分为谐振和非谐振合成器。典型的谐振型功率合成器[5,6]基于矩形或者圆柱形腔体,被广泛应用于窄带功率放大器及振荡器,但其相位噪声,频率稳定度较差,工作频带窄;非谐振型基于如:径向波导[7]、球形波导[8]、脊波导[9]及微带电路[10,11],合成器有较小的损耗,工作频带宽的优点。

(3) 空间功率合成

空间功率合成器[12,13]由辐射阵列构成,互相隔开便于微波在自由空间进行合成,这种技术在毫米波亚毫米波具有很大的潜力。

从以上分类分析可以看出径向波导具有合成效率高、工作频带宽的优点,本文选择径向波导功率合成器进行分析。平面径向波导的功率合成器由圆形腔体、外围探针,中心探针组成。其中外围探针由N个同轴线延伸到腔体内部,合成功率由中心探针通过同轴传输线输出,其结构图如图1所示。

2 径向功率合成器理论分析

Bialkowski利用场匹配理论分析了同轴-径向波导接头[14,15,16],本文详细推导计算公式。

采用场匹配技术对径向波导进行理论分析:

2.1 腔体中4个区域的场

Ⅰ区电场应该满足边界条件:

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故Ⅰ区电场可表示为:

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磁场可表示为:

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Ⅱ区电场在r=0处为有限值,且在y=B-B2和y=B满足边界条件:

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故Ⅱ区电场可表示为:

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磁场可表示为:

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其中:E1n=-V0cos(kundefinedh1)sin(kundefinedg1/2)/(kundefinedg1/2);D1n,D2n为需要求解的场系数。

类似地Ey3,HΦ3,Ey4,HΦ4可以替换以上公式中的腔体参数获得。

2.2 外部区域(ⅴ区场)

ⅴ区场比较复杂,在r=Ra场由中心探针产生的场和与中心探针对称的外围探针产生的场之和,而在r=Rc各探针产生的场都不相同,需要分别考虑。

在r=Ra,电场表示为:

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磁场表达式:

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在r=Rc,电场表达式为:

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磁场表达式:

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undefined;kundefined=ω2μεx,εx是x区域的介电常数。

(3) 场匹配

为了确定场散射系数,需要对切向场分量进行场匹配:

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将式(1)～式(8)代入到4个等式可以求解出A,C的解集,再求出D1m,D2m,D3m,D4m,将它们代入得到场(1)～(4)的表达式:

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根据上面公式进行Matlab编程计算,再与仿真结果比较。

3 径向波导功率合成器的仿真设计

利用CST对径向波导功率合成器进行仿真设计,为了在腔体中传输主模,腔体高度小于在4 GHz的波长的一半,相邻外围探针的距离约等于中心频率2.5 GHz的波长的一半,外围探针到腔体的距离等于2.5 GHz波长的1/4。经过仿真优化其S参数如图3、图4所示。

其中隔离度由于外围端口之间相对位置不一致而不同,工作频带内大于7 dB。

4 结 语

本文设计的宽带高功率径向波导功率和成器,在驻波比小于1.1情况下工作带宽为1.35～3.3 GHz,合成效率大于96%。

摘要：平行板径向波导功率合成器具有工作频带宽,低插入损耗,与放大器和传输线匹配良好,端口隔离度较高,功率容量大等特点。设计了一个1.5kW宽带6路径向波导功率合成器,CST软件仿真结果表明:该合成器在驻波比小于1.1的情况下,其工作频带为1.353.3GHz,合成效率达到96%。

关键词：宽带大功率微波,径向波导,功率合成,VSRW,CST

波导功率合成 篇2

3 dB功率分配器是组成高功率放大器的关键部件,主要形式有:Wilkinson电桥、3 dB 环行电桥和T型波导等。由于Ka频段频率高,因此广泛采用T型波导空间合成方式实现Ka频段大功率放大器的制作。以前这种设计过程要用很多复杂的近似公式,还要进行反复的试验验证,难度很大。但随着计算机相关技术的进步,相应的各种仿真设计软件为电磁场设计提供了强大的支持,使得空间电磁场的相关设计大大简化。不过在模型的设计和优化分析时还是有许多方面要特别注意,如果设计不当不仅会耗费很多计算机资源,而且非常可能得不到正确的结果。

1 三端口无源网络

功率合成器的设计中,低插损、对称的功率分配是首要的考虑因素。在毫米波频段,由于波导具有损耗小和信号不易泄漏等优点,功率分配与合成网络多采用波导结构。

由网络理论可知,无损互易三端口网络的3个端口不可能做到完全匹配,权衡2路输出之间的耦合以及2路输出口的反射,将端口1的反射系数S11最小、$|S{}_{21}|=|S{}_{12}|=|S{}_{31}|=|S{}_{13}|=\sqrt{2}/2$作为设计目标。若端口1输入,端口2和端口3等分功率输出,由2、3端口对称、网络互易、网络无损,得到三端口网络在理想情况下S参数为:

$|\mathit{S}|=\left[\begin{array}{ccc}|S{}_{11}|& |S{}_{12}|& |S{}_{13}|\\ |S{}_{21}|& |S{}_{22}|& |S{}_{23}|\\ |S{}_{31}|& |S{}_{32}|& |S{}_{33}|\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}0& \frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{\sqrt{2}}{2}\\ \frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{1}{2}& \frac{1}{2}\\ \frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{1}{2}& \frac{1}{2}\end{array}\right]$

。 (1)

2 波导的不连续性过渡

2.1 不连续性过渡等效电路

波导的不连续性过渡在设计优化T型波导中起着至关重要的作用,T型波导合成器性能的好坏直接与不连续性过渡相关。如果一个波导的截面尺寸发生变化,整个波导的传输特性就会改变。如果将此波导用一个等效传输线来表示,则这种截面改变的引入所引起的效应可以在这个等效传输线中加入适当的串接四端口网络来表示出来。求得这个串接四端网络的严格方法到目前为止还只限于若干简单的波导形状的改变。对这类问题,须将截面的场分布取作待定函数,然后采用各种不同的方法来求这个待定场的解。下面这种情况,可用诸场分量匹配的方法来求出这个待定场。

宽度为a的矩形波导,在z=0处有一导电阶梯不连续;当z<0时波导高度为b,而当z>0时波导高度为d;矩形波导尺寸仅可传播TE10主波,即a<λ<2a,传播是沿z的正方向,如图1中(a)所示,在不连续面上两边的电压是连续的,而两边的电流是不连续的,所以波导系统可以用如图1中(b)所示的传输线等效模型来代替,其中导纳Y代表电流不连续的效应。

2.2 不连续性过渡特性阻抗

利用诸场分量匹配的方法来求解这个等效网络是十分复杂繁琐的,这里只给出结果。定义A区和B区的等效特性阻抗如下:

$z{}_{0\text{A}}=\sqrt{\frac{\mu }{\epsilon }}\frac{2d}{a}\frac{\lambda {}_{\text{g}}}{\lambda };(2)$

$z{}_{0\text{B}}=\sqrt{\frac{\mu }{\epsilon }}\frac{2b}{a}\frac{\lambda {}_{\text{g}}}{\lambda }$。 (3)

式中,μ和ε分别为波导中媒质的导磁系数以及介电常数;λ为工作波长;λg为波导波长,

$\lambda {}_{\text{g}}=\frac{\lambda }{\sqrt{1-(\frac{\lambda }{\lambda {}_{\text{c}}}){}^2}}‚\lambda {}_{\text{c}}=2a$。 (4)

具体的计算是一个相当复杂繁琐的过程,这里参照林为干的《微波理论与技术》给出最终结果表达式:

$Y=\text{j}\omega \frac{a\epsilon }{\text{π}{}^3}\frac{\lambda {}^2}{\lambda {}_{\text{g}}^2}\left[{\rm T}{}_{\text{Ο}\text{B}}(\alpha )+{\displaystyle \sum _{m=1}^{\infty }\frac{(-1){}^m}{m{}^2}}C{}_m{\rm T}{}_{mB}(\alpha )\right]$。 (5)

式中,

α=d/b;Cm=Am/A0;

$\begin{array}{l}\text{Τ}{}_{0B}(\text{α})=\text{S}{}_0(\text{α})+{\displaystyle \sum _{\text{n}=1}^{\infty }(}\frac{1}{\text{Κ}{}_{\text{n}B}}-1)\frac{sin{}^2\text{n}\pi \text{α}}{\text{n}{}^3\text{α}{}^2},\\ \text{S}{}_0(\text{α})={\displaystyle \sum _{\text{n}=1}^{\infty }\frac{sin{}^2\text{n}\pi \text{α}}{\text{n}{}^3\text{α}{}^2}},\\ \text{Τ}{}_{\text{m}B}(\text{α})=\text{S}{}_{\text{m}}(\text{α})+{\displaystyle \sum _{\text{n}=1}^{\infty }(}\frac{1}{\text{Κ}{}_{\text{n}B}}-1)\frac{sin{}^2\text{n}\pi \text{α}}{\text{n}(\frac{\text{n}{}^2\text{α}{}^2}{\text{m}{}^2}-1)},\\ \text{S}{}_{\text{m}}(\text{α})={\displaystyle \sum _{\text{n}=1}^{\infty }\frac{sin{}^2\text{n}\pi \text{α}}{\text{n}(\frac{\text{n}{}^2\text{α}{}^2}{\text{m}{}^2}-1}})。\end{array}$

式中,Am为相应各个模式下电磁场的幅度值;m、n为自然数。把等效传输线归一化,最后得到:

$\frac{{\rm Z}{}_{0\text{B}}}{{\rm Z}{}_{0\text{A}}}=b/d$。 (6)

3 T型波导功率合成器的实现

3.1 T型波导功率合成器建模

T型波导功率合成器虽然结构简单,但是其实现方式却不是唯一的。一般是在T型波导结处加入新的不连续性结构来改变其固有的不连续性,从而使整个结构达到最小的回波损耗和最小的插入损耗。新添加的不连续性结构是设计的关键一步,已有的不连续性结构有在波导结处加入一个导体障碍物、或是在波导结处引入鳍线结构等。通过比较,考虑到功率传输中的回波和插损,本文提出一种改进的T型结构,如图2所示。

在这个结构中,在波导结处利用2个圆角切割形成的棱锥来实现最优的功率分配并达到最好的回波损耗。其中待优化的变量包括尖锥的高度和相应的切角圆弧半径。分支波导利梯形波导过渡达到与标准波导的匹配,这里选用了3级过渡方式。其中待优化的变量除了对称分布的3个梯形波导的长度,还有相应的高度。面对这样一个多达8个优化变量的问题,电磁仿真软件的优化工具基本是失效的,比如使用HFSS这类电磁仿真软件,虽然有优化工具,但是往往非常耗时,而且优化结果一般不好。针对这些问题,在合理利用电磁仿真软件的同时,如何高效地得出仿真结果非常关键。

3.2 T型波导功率合成器的仿真及优化

以上结构的整个优化过程总体上分为以下几个步骤:首先根据Ka频段频率,确定波导尺寸是7.11 mm×3.56 mm,然后建立初始的结构模型进行仿真。初始结果与理想数据相去甚远,可以改变结构中的参数以得到更好的仿真结果。这个过程中,如果同时优化这8个变量显然是不现实的,优化过程相当耗费计算机资源。下面提出一种分步方法来对结构进行优化,通过前面的分析过程得知,波导的特征阻抗满足式(6),这便要求在波导结构的过渡设计时尽量地使波导高度满足循序渐进的变化,假设最前一级波导高度设置成标准波导高的一半最为合适,并使T型尖锥的高度可以在一个没有渐变分支的波导T型结构中单独优化。在尖锥的优化结果中得出,当尖锥的上限与波导转折处相平的时候得到最优的结果,考虑机械加工精度,尖锥上沿的宽度取为0.2 mm。由于波导的特征阻抗与波导的高度成正比,所以对各个梯形波导的优化要考虑各个梯形波导的高度使得特征阻抗的变化最平缓。根据这个原则,设计后2级的宽度分别为2.4 mm和3 mm,带入以上数据后再次进行计算,可以发现结果明显变好。

这样原来设想的8个待优化变量的模型只剩3个变量了,再利用HFSS本身所带的优化工具对这3个变量进行优化得到最优的结果,然后对优化的参数根据实际加工的条件确定最终的尺寸。

优化后最终模型回波损耗接近于-30 dB,功率分配接近理想状态,相应各支路的插入损耗在要求的频段内小于0.02 dB。证明本设计过程中使用的优化方法是合理可行的。本文提出的优化方案面对多达八个待优化变量的模型,根据电磁场原理简化了需要优化的模型参数,大大节约了计算机资源,使设计仿真速度得到很大提高。

3.3 T型波导功率合成器测试结果

根据以上模型制作的T型波导功率合成器经测试,工作频段内最大损耗小于0.08 dB,最大回波损耗小于-25 dB。如图3所示。测试结果与仿真结果存在一定偏差,主要是由于机加工精度造成的尺寸和表面光洁度有一定偏差引起的。

4 结束语

本文提出的改进型T型波导功率合成器是建立在基本电磁理论基础上提出模型,通过仿真软件优化模型参数实现的,具有良好的性能指标。在设计过程中应注意以下问题:首先,建立一个模型时应该了解模型理论,建立合理的模型;其次,在优化的过程中明确关键的优化变量,对关键参数进行优化。最后,模型参数建立和优化的时候,要对加工条件有一定的了解,据此对所要优化出的变量值进行修改。注意根据加工精度降低各个模型参数的相对误差是一个十分关键的问题,否则加工出来的实物测试结果将会和仿真数据有较大差距。

参考文献

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波导功率合成 篇3

近年来, 随着军用与民用通信系统的快速发展, 对于高效率、宽频带大功率固态功放的需求与日俱增。然而, 单个固态器件在微波毫米波频段输出的功率有限, 不能满足系统的需求。基于径向波导的空间功率合成技术具有系统合成效率较高, 带宽性能较好, 有效防止了辐射损耗, 散热性能良好, 易于小型化, 结构简单易实现等优点, 较好地弥补了准光功率合成技术和自由空间功率合成技术的不足;同时, 它可以不受工作频率及波导尺寸的限制, 工作于微波、毫米波以及更高的亚毫米波频段, 有效地解决了在更高频段实现高功率输出的难题。

1981年Durkin M.F.首次提出了空间功率合成技术概念[1], 他在IEEE微波理论与技术学术年会上报导了他的最新研究成果。波导内空间功率合成技术[2]是由A.Alexanian和R.A.York于1997年提出, 当时在X波段采用基于规则矩形波导的2×4的MMIC功放阵列, 实现了2.4 W的连续波功率输出, 合成效率达68%, 并具有良好的工作带宽和增益, 预示了良好的发展前景。2004年文献[3]中Ka频段采用行波法级联缝隙波导实现空间功率合成, 进一步提高了工作带宽及合成频率在32.2 GHz时输出功率为33 dBm, 合成效率达80%。

1径向波导空间功率合成器的原理与结构

1.1 径向波导空间功率合成器的原理

径向波导与同轴线[4]一样也可存在TEM模, 是一种柱面TEM模, 电场只有z向分量, 在半径为R的圆周上电场相同;磁场只有Φ向分量, 在半径为R的圆周上磁场大小相等, 方向沿圆周切向。对称分布的探针阵列虽然使径向波导内电磁场产生了巨大的改变, 但其电磁场分布仍然保持轴向对称性。每个探针处电场分布相同, 这就确保了每个探针从波导中耦合的能量相等, 从而为实现探针阵列等功率分配提供了理论基础。一种外围探针沿径向等距分布的径向波导功率分配/合成器磁场[5]分布如图1所示。

可以看出, 其磁场是关于中心轴对称的, 这样, 只要保证其各输出端口探针尺寸相同, 则分配到各输出端口的能量是相等的, 其幅度及相位可以保持较好的一致性。TEM模是径向腔中传输主模, 在设计径向腔时, 只要保证主模传输条件, 可较好抑制高次模的干扰, 保证各端口良好的隔离度。

1.2 径向波导空间功率合成器的结构

多端口径向波导功分/合成器电路[6]结构如图2所示。波导内包含一个中心探针和N个均匀分布的外围探针。N个外围探针只均匀分布在一个同心圆上。这样可简化功分/合成电路结构。为了保持电路结构的对称性, 所有外围探针的形状和尺寸都相同, 而中心探针可能与外围探针形状和尺寸相异。

2径向波导空间功率合成器的模型等效电路[7]

为了分析径向波导功分/合成电路, 提出一种简化的电磁模型, 如图3所示。参考面将整个径向波导合成器分为两个区域:半径为R0的包含中心探针的中心区域和中心区域以外的包含外围探针的区域。参考面选取半径为R0的柱面。根据电路结构的对称性, 这种N路合成器的外围探针区域可以看成由N个相同的扇形波导组成, 扇形波导间通过理想磁壁分开, 如图3所示。

当合成器路数较多时, 每个扇形波导可以用矩形波导来近似, 这就极大地简化了合成器的分析与设计。

半径为R0的中心区域包含一个中心探针, 它可以看作一个二端口电路, 如图4所示。

图4也给出了它的等效电路, 其中心探针的导纳为Yc=Gc+jBc, i是电流源。从参考面BB′, 到参考面AA′是一段标准的径向传输线, 可以得到它的ABCD矩阵[8]。

外围区域又可以等效为N个矩形波导-探针过渡[9], 从每个波导-探针过渡可以得出其等效电路。综合以上分析, 可以得出径向波导合成器的总体等效电路[10], 如图5所示。

Yp=G+jB为外围探针导纳, 从参考面AA′看向左边的导纳为Y1=GL+jBL, 而从参考面AA′看向右边的外围探针阵列方向的导纳为Y2=GS+jBS。合成电路要达到良好匹配必须满足以下条件:

当令Φ1=0°时, 可以得到外围探针阵列的总导纳为:

由以上分析可以看出, 当确定了G, B和Φ2值后, 也就是确定了Y2值后, 那么中心探针的导纳值Yc=Gc+jBc和ABCD矩阵也就确定下来。

3四通道、八通道空间功率合成器的仿真及实现

利用HFSS对两款功率分配器建模并仿真, 如图6, 图7所示, 重点对中心探针和外围探针的长度和所在位置进行优化。虽然为多通道输出, 但是外围探针对称分布, 所优化的变量也不多, 简化了设计的难度。对照图2给出八通道空间功率合成器仿真后的各参数, 如表1所示。

对四通道合成器的结构进行了改进, 并验证了等效电路的正确性。仿真后各参数如表2所示, 假设矩形波导的宽度为C, 长度为C1。由仿真结果可得, 四通道合成器在0.8 GHz的范围内dB (S (2, 1) ) >- 6.1 dB, dB (S (1, 1) ) <-25 dB (中心探针为1通道) ;八通道合成器在0.5 GHz的范围内dB (S (2, 1) ) >- 9.1 dB, dB (S (1, 1) ) <-25 dB (中心探针为1通道) 。可根据实际需要调整中心频点和带宽。实物装配图如图8所示, 测试结果如表3, 表4所示。仿真结果与实际测试结果的差别主要是由于加工误差及SMA自身的插损所造成的。

4结论

本文所研究的波导内空间功率合成技术不同于传统的功率合成技术, 从电路结构来看, 功率分配与合成是在波导内采用电磁场祸合的形式完成, 各端口间没有直接的电路接触, 采用多端口形式, 插入损耗小, 工作频带宽, 因而输出功率大, 合成效率高, 满足宽频带要求, 对大功率、宽频带微波毫米波功率合成系统的研究具有极大的参考价值, 对跟踪世界先进技术, 发展国防, 有着重要的现实意义。

参考文献

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