损耗功率

损耗功率（精选4篇）

损耗功率 篇1

0 引言

如今,各种规范和标准都对系统的整体功耗提出了越来越严格的要求,传统意义上,ASIC和CPLD是低功耗竞争中当仁不让的赢家。但是由于相对成本较高,且用户对高端性能和额外逻辑的要求也越来越多,在低功耗应用中使用CPLD正在失去优势。ASIC也面临相同的风险。FPGA这样日益增长的可编程半导体器件正逐步成为备受青睐的解决方案。FPGA设计中的功率耗散有两种主要组成部分,即静态功率损耗和动态功率损耗。本文主要从静态功耗和动态功耗这两个方面来分析研究FPGA的功率耗散原因与解决办法。

1 FPGA的功率耗散

在FPGA设计中,所考虑的实际消耗的总功率主要包括以下几个部分:静态功耗(待机功耗),动态功耗和I/O功耗。

静态功耗又称待机功耗,它来自器件待机模式下的ICCINT电流。内核的动态功耗来自器件内部开关(内部节点电容的充放电)。I/O功耗来自外部开关(和器件引脚连接的外部负载电容充放电),I/O驱动和I/O外部匹配网络。

1.1 静态功耗

静态功耗又称为待机功耗,是指由于泄漏电流的存在,器件在待机模式下消耗的能量。待机功耗随着管芯大小,温度以及工艺的变化而变化。可以利用器件特征参数来模拟待机功耗,并定义为两类:典型功耗和最大功耗。静态功耗在设计中主要与设计所选择的器件有关。

以Altera公司的FPGA产品为例,说明不同类型产品所消耗的静态功耗的不同。以下主要选取了Altera公司MAX II。Cyclone,Cyclone II,Stratix,Stratix II系列的部分常用器件。其静态功耗如表1所示。

从表1中,可以看出不同系列的器件的静态功耗各不相同,并且,同一系列的器件中,不同型号的器件,其静态功耗也都不尽相同。在同一系列的器件中,静态功耗随着器件内部可用逻辑门数量和RAM的不同而不同。因此,在低功耗FPGA的设计中,在满足设计要求的前提下,应当考虑选用低静态功耗的FPGA器件。

FPGA的静态功耗同样与温度有着一定的关系。以Altera公司最新一代Stratix(r)II为例,Stratix(r) II器件采用90nm工艺技术,对功耗和性能进行了优化,和前一工艺技术的器件相比,90nm器件由于泄漏电流导致的静态功耗增大,对总功耗有很大的影响。90nm工艺节点的待机功耗比以前的工艺技术更依赖于管芯结温。设计中应重视减低结温,以降低总功耗的待机功耗。图1是待机功耗和结温的关系。

1.2 动态功耗

内部节点改变逻辑状态时会消耗器件内核动态功耗,因为它需要能量对逻辑阵列和互联网络的内部电容进行充放电(例如,从0逻辑变到1逻辑)。内核动态功耗包括导线功耗和逻辑单元(LE)功耗。LE功耗来自内部节点电容充放电以及内部电阻单元的电流。导线功耗来自每个LE驱动外部导线电容时的充放电电流。内核动态功耗主要来自以下结构单元:RAM模块(M512,M4K和M-RAM);DSP乘法器模块;锁相环(PLL);时钟树网络;高速差分接口(HSDI)收发器[1]。上面列出的每个单元结构总电流和VCCINT相乘得到动态总功耗。即

Pd=VCCINT×ΣICCINT(LE/ALM,

RAM,DSP,PLL,Clocks,HSDI)。 (1)

其中,P为动态功耗。另外,得到多个电容之和后,采用等价(集总)电容值计算动态功耗。例如信号驱动输入或者输出时,对引脚、走线和封装电容求和。Altera利用近似曲线(基于特征数据)来确定内部开关频滤,有效地估算大部分设计拓扑的动态功耗。估算器件资源的总功耗时,应考虑资源的最大开关频率、估算的触发因子、下游逻辑扇出,以及通过器件特征参数获得的资源系数等。Altera的PowerPlay功耗分析和优化工具包考虑了所有这些因素进行功耗估算和分析。

FPGA的动态功耗也可以采用经验公式(2),

Pd=VCC2×#LES×TLE×fMAX (2)

式中VCC为工作电压,#LES为设计占用FPGA内部逻辑单元LES的数量,TLE为逻辑单元在每个时钟周期内触发的平均百分比例,典型值为12%,fMAX为时钟频率的最大值。动态功耗与系统时钟,IP函数,算法结构等有着密切的关系。

1.2.1 系统时钟与功耗

FPGA设计中,系统时钟时影响功耗的主要方面,以VHDL实现的8位除法器为例,该算法是以乘法来实现除法,除数乘以被除数的倒数的方式来实现。从时钟频率和逻辑单元在每个时钟周期内触发的百分比两个方面来讨论对功耗的影响。

程序在Quartus II中编译后,占用EP1S10B672C6的10570个逻辑单元的56个。在Power Play Early Estimation的仿真下,根据不同的时钟频率和逻辑单元在每个时钟周期内不同的触发百分比得到了不同的耗散功率。如表2所示。

从表2中可以看出,系统时钟频率和逻辑单元在每个时钟周期内触发的平均百分比例的变化极大地影响了FPGA设计中的功率耗散。因此在低功耗设计中注意这二者之间的关系,合理选择系统时钟。

1.2.2 IP函数与功耗

目前,FPGA厂商为用户提供了大量的参数化IP核,利用不同的IP函数实现某种功能时也具有不同的功耗特性。在Quartus II中Altera公司为设计者提供了LPM参数化的模块。下面以8位乘法器为例来说明不同的IP核函数来实现同一功能时所消耗的动态功耗对比,实现8位乘法器,采用了通用乘法模块 lpmmult,浮点数乘法模块altfpmult,常系数乘法模块altmemmult。采用Stratix系列的EP1S10B672C6器件为例,时钟选取为150MHz得到它们之间的功能功耗对比如下表3所示:

其中altfpmult浮点数除法器的输入数据是8位整数和23位尾数组成。从表中可以看出,实现同一功能的不同的IP之间在相同的条件下所消耗的动态功耗也是不同的。由此,在进行低功耗的FPGA设计时应根据所设计的要求来综合选择功耗低的IP函数。

1.2.3 算法结构与动态功耗

现场可编程门阵列FPGA的集成度已达到很高的程度。且设计灵活,并具有丰富的寄存器,适合设计人员使用流水线技术来进行设计以提高数字电路的整体运行速度。流水线技术就是把在一个时钟周期内执行的操作分成几步较小的操作,并在多个较高速的时钟内完成。加法运算时最基本的数字信号处理(DSP)运算,减法、乘法、除法或FFT运算都可分解为加法运算。因此进行加法运算的加法器就成为DSP的最基本的器件,因此提高运行速度很有必要。流水线技术在提高系统整体运行速率方面绩效显著[2],本文以流水线加法器的应用为例,来说明流水线技术对提高系统性能的影响和对系统功耗的影响。

图2为直接实现的32位加法器,图3为加入了一级流水线技术的32位加法器。加入了三级流水线技术的32位加法器也可以以此类推。

在系统频率为150MHz,采用Power Play Early Estimation仿真得到以上三种32位加法器的动态功耗对比,具体结果如表4所示。

由表4可以看出,随着所要求的速度的提高,流水线的级数也会相应地增加,而此时完成同样功能所要消耗的功耗也会增加,因此在低功耗设计时应兼顾系统功耗与工作速度之间的关系,以在所允许的范围内达到最低的功耗。

1.3 I/O功耗

I/O功耗是VCCIO功耗,主要来自器件输出引脚连接的外部负载电容、阻抗模式输出驱动电路以及外部匹配网络(如果有)的冲放电电流。器件I/O功耗按下式计算:

I/O power功耗=(有源输出驱动数×功耗系数)+0.5×(管芯、封装走线、引脚和输负载电容之和)×I/O标准电压摆幅×fMAX×(触发因子/100)×VCCIO。

有源输出驱动数包括有源双向输出。除了上面计算的I/O功耗,还有其他因素影响I/O功耗,包括同时由VCCIO供电的I/O缓冲单元。

2 FPGA设计中应对功率耗散应注意的问题

①列出设计要点。分别考虑FPGA在高速、低速或时钟停止情况下的运行时间,还要考虑在器件睡眠时间较长时,在更高时钟频点的突发模式处理是否可以达到要求的吞吐量。

②要计算覆盖整个产品生命周期或预期电池工作时间内的所有状态下的功耗,要考虑到上电、待机、空闲、动态和断电等多种状态。一个应用于具有Wi-Fi通信功能的用户手持设备中的FPGA,其可能只有5%的时间处于工作模式,其它20%的时间处于静态,而75%的时间则处于待机状态。计算最坏情况下的静态功耗。

③分析可预料的温度和电压变化要覆盖整个产品功耗剖析过程。把产品运行期间的热量和电压变化需要计算在内。

④估算系统每种工作模式(如短期的高性能工作,长期的低性能工作) 下的电池的工作时间,进而确定最佳的选择。

⑤注意使用低功率模式时需要考虑的因素。一些节电模式要求考虑电路板尺寸,而一些模式不适合被使用,是因为实现过程过于复杂,而且在设备进入或离开某个模式时需要等待一段过长的时间。例如,SRAM或SRAM混合FPGA提供的低功率模式要求器件重配置,此时的功耗可上涌至1W。

⑥不要让用户静态RAM和高I/O电压吸收过多的功率。当使用本地或区域时钟源创建时钟区域时,要使用“enabled”逻辑屏蔽系统中的时钟变化。用户静态RAM可能会吸收过多的功率,因此要选用能少用RAM的技术。I/O也会吸收大量功率,因此建议使用低电压的TTL标准和较低的I/O电压。采用串行低压差分信号片到片内数据传输要比片外并行总线节省更多的功率,而它可以采用双倍数据速率寄存器实现。进一步检查元件能否被集成或者功能能否被精简,而较大的FPGA可以容纳微控制器软核,这些都可以减少功耗。

3 结束语

通过上面的分析,我们了解了FPGA功率损耗的相关原理和影响功耗的相关因素。设计者通过优化自己的设计和注意一些具体情况,可以在FPGA设计中实现低功耗的目的。FPGA设计的功率损耗除了与前面已经分析了的FPGA的类型、系统设计、IP核及流水线设计方法有关之外,在设计中,可采用优化的算法来减低多余和无意义的开关活动,来实现低功耗的解决方案。例如一个二进制编码状态机通过触发器产生多个比特并形成组合逻辑,而采用格雷码可降低从一个状态到另一个状态的开关次数[3],达到降低功率损耗的目的。

参考文献

[1]Vijay Degalahal,Tim Tuan Methodology for High Level Estimation ofFPGA Power Consumption[J].Jan.2005 Proceedings of the 2005 con-ference on Asia South Pacific design automation.

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[3]潘松,黄继业.EDA技术实用教程[M].北京:科学出版社,2002.10

[4]潭会生,瞿遂春.EDA技术综合应用实例分析[M].西安:西安电子科技大学出版社,2004.11

[5]王诚,等.Altera FPGA/CPLD设计(基础篇)[M].北京:人民邮电出版社,2005.7

[6]何永泰.FPGA设计中降低功率损耗的方法的研究[J].电子测量技术,2007.5

损耗功率 篇2

IGBT是通过在功率MOSFET的漏极上追加P+层而构成,是电压控制型元件,图1是IGBT的理想等效电路。由等效电路分析可得,在门极-发射极外加正电压使功率MOSFET导通时,PNP晶体管的基极-集电极间连接上了低电阻,从而使P N P晶体管处于导通状态;反之,当门极-发射极之间的电压为0 V或负压时,功率M O S F E T处于关断状态,P N P晶体管的基极电流被切断,从而处于断路状态。

IGBT模块一般由IGBT部和FWD部构成,它们各自发生的损耗合计为I G B T模块的功率损耗,一般F W D的反向恢复损耗在总损耗中所占比例很小,可以忽略不计。

IGBT部的稳态损耗(Past)和集电极电流、结温、驱动电压等因数有关:

Past=VCEsat·IC

其中,VCEsat=f(IC,VGE,Tj)

IGBT部的开通损耗(Pon)和关断损耗(Poff)和集电极电流、集电极-发射极电压、结温、开关频率、驱动条件等因数有关:

Pon=fs·Eon

其中,Eon=f(IC,VCE,VGE,RG,Tj)

Poff=fs·Eoff

其中,Eoff=f(IC,VCE,VGE,RG,Tj)

F W D部的稳态损耗(PF)和二极管电流、结温等因数有关:

PF=VF·IF

其中,VF=f(IF,Tj)

2 实验平台搭建

本研究的实验平台是5 k W光伏并网逆变系统,功率拓扑如图2所示。

该系统的工作原理:将太阳能电池板的输出电压Vi经过BOOST电路稳是到一个中间电压Vd,再经过半桥逆变将直流母线电压Vd变成高频方波,经过L C滤波后得到平滑的略大于电网电压的交流波形,通过功率继电器并联在电网上,达到向电网馈送能量的目的。

当输入功率或输出功率一定时,I G B T模块的稳态损耗一定,要将系统的损耗降至最低,应重点研究晶体管部分的交换损耗,在系统容许的范围内(开通/关断时间、尖峰电压、尖峰电流、开关应力、短路电流等)选取合适的驱动条件(驱动电压、门极电阻和输入电容),使系统工作效率最高。

驱动电压:+VG E=+15V,-VG E=-15V;门极电阻:RGon=RGoff=RG。驱动电路的简化形式如图3所示。

3 实验结果

实验测试结果如表1所示。

驱动波形如图4所示:图4a表示Rg=9.3,Cg=100n的驱动上升沿;图4b表示Rg=5.7,Cg=33n的驱动上升沿;图4c表示Rg=9.3,Cg=4.7n的驱动上升沿。

图4中,示波器CH2为±15V的驱动电压,CH1为IGBT的VCE。

交换损耗波形如图5所示:图5a表示Rg=9.3Ω,Cg=100n的交换损耗;图5b表示Rg=5.7,Cg=33n的交换损耗;图5c表示Rg=9.3Ω,Cg=4.7n的交换损耗。

图5中,示波器CH1为IGBT的VCE,CH2为ICE的电阻取样值,M A T H为二者乘积,表示交换损耗。

4 实验分析

首先,分析驱动电压+VGE和-VGE对IGBT损耗的影响。+VG E越高,开通交换时间和损耗越小,开通时(F W D反向恢复时)的对置支路越容易产生浪涌电压。但是+VG E越高,在IGBT断开时间段内,FWD反向恢复时的d V/dt会产生误动作,形成脉冲状的集电极电流,从而产生不必要的发热。-VGE越大,交换时间和损耗越小。d V/dt误触发的情况,在-VG E较小时也有发生。因此,上述实验在IGBT最大G-E间电压为±20V的情况下,选择15V的驱动电压。

其次,分析门极电阻RG对I G B T损耗的影响。RG越大,交换时间和交换损耗越大,但是交换时的浪涌电压会变小,同时,d V/dt误触发发生的几率下降。结合上述实验分析,当门极电阻增大时,关断时电压尖峰和开通时的电流尖峰减小,但换流时电压、电流斜率减小,开通和关断时间增大,开通和关断延时增大,交换损耗增大。为了分别控制换流时的电压、电流斜率,可以并联一个门极电容,这样换流时的电压斜率由RG和CGC(IGBT米勒电容)决定,而电流斜率由RG和Cg决定。Cg太大,则驱动的上升和下降沿太缓,损耗较大;Cg太小,则驱动上升沿的米勒振荡太大,容易造成I G B T的误触发。

综合以上分析和不断实验,选择5 k W光伏逆变系统半桥模块驱动电压为±15V,门极电阻为10.4Ω,门极电容为0.033μF,优化了IGBT的开关特性,使系统工作效率达到最大。

5 结语

IGBT的功率总损耗中交换损耗占绝大比重,IGBT的交换损耗跟IGBT的芯片技术、开关频率、电压、电流、结温、驱动电压、门极电阻、门极电容等有关,其中开关频率是主要因素。要想降低IGBT的功率损耗,必须选择合适的开关频率和驱动条件,一般IGBT模块,开关频率600V可到30k Hz,1200V可到20k Hz,1700V可到10k Hz,3300V可到3kHz,单管频率可相应提高。具体开关频率可根据系统的THD选择合适的参数。驱动电压一般选择±15V,如果是IGBT单管,驱动电压一般选择+15V和-6V。门极电阻一般为芯片数据手册中的测试电阻的1~2倍。门极电容一般为芯片的输入电容的5倍左右。上述驱动条件只是初期的一个参考,还要通过不断的实验和调试找出最优化的参数,使系统的各项指标达到一个满意的水平。

参考文献

[1]林渭勋.现代电力电子技术[M].浙江:浙江大学出版社,2006

[2]徐德鸿.电力电子系统建模及控制[M].北京:机械工业出版社,2006

[3]李爱文,张承慧.现代逆变技术及其应用[M].北京:科学出版社,2009

[4]王长贵.太阳能光伏发电实用技术[M].北京:化学工业出版社,2005

损耗功率 篇3

关键词：氧化锌阀片,功率损耗,人工神经网络

0 引言

防雷一直是影响电力系统安全可靠运行的一个重要环节[3], 氧化锌避雷器对电力系统起着至关重要的保护作用。限压器的极限温升由氧化锌阀片的功率损耗特性直接决定。因此研究氧化锌阀片的功率损耗特性, 对氧化锌限压器热特性的仿真研究有实际意义[1]。较准确分析限压器的热特性可以通过建立精确的功率损耗模拟模型。

1 氧化锌阀片功率损耗的人工神经网络模型

通过功率损耗这个重要参数能判定MOA性能, 通过建立人工神经网络模型模拟MOA的功率损耗特性, 找到功率损耗与运行温度和荷电率的精确关系, 图1是我们建立的人工神经网络模型, 输入参数是荷电率q和温度T, 功率损耗P是输出参数[1]。

在温度不同、荷电率不同情况下, 测量ZnO阀片的功率损耗数值, 利用上面知识进行学习, 得到ZnO阀片的人工神经网络模型权重阈值。

2 仿真结果

在50℃的环境温度下, 采集不同荷电率对应的功率损耗值作为样本。图2是仿真结果和试验结果图, 预测值是红线部分, 真值为蓝色线, 由图可知, 两者基本一致。仿真精确度曲线见图3。

3 结论

对ZnO阀片的功率损耗建立人工神经网络模拟模型, 运用Matlab6.5/Simulink仿真, 由仿真结果可知, 阀片的功率损耗特性可以采用人工神经网络模型模拟。

参考文献

[1]吴维韩.ZnO限压器结构和应用的新发展[J].电力技术, 1991 (1) :48-50.

[2]吴维韩, 何金良.金属氧化物非线性电阻特性和应用[M].清华大学出版社, 1998.

损耗功率 篇4

关键词：船舶永磁同步发电机,高功率密度,损耗计算,温度场计算

0 引言

船舶电力系统的规模与容量随着船舶行业的不断发展而升级，船用发电机的容量也相应提高。永磁同步发电机具有功率密度高、效率高、结构简单的优点[1]，相较于其他种类电机更加适于应用在船舶电力系统中。

船用永磁同步发电机的工作环境较为恶劣。海上空气湿度较大，同时空气中盐分较高，因而需要船用发电机对湿热、盐分、霉菌有较高的耐受能力[2]。同时，由于湿度较大，极大地降低了空气的散热能力，而过高的工作温度，会造成永磁体的不可逆退磁，因而需要保证永磁发电机的工作温度保持在适宜的范围内。因此船用永磁同步发电机的损耗及温度场计算对保证其正常运行有着重要意义。

国内外学者对船用高功率密度永磁发电机的温度场分布进行了大量研究。2001年M·Negrea研究了一台用于船舶推进系统的径向磁通永磁同步电机，并在确定了冷却系统的情况下，对电机进行了二维的电磁场分析和三维温度场有限元计算[3]。2005年，周峰等人通过有限元法对定子通风沟内流体流动及热交换进行了研究，并对定子部分进行了温度场计算[4]。2008年，J Nerg采用T型集总参数模型对高功率密度径向磁通电机的温度场进行了热分析，特别考虑了不同转速下气体的对流换热[5]。2011年，李伟力对高功率密度、高压永磁同步电机整体温度场进行了研究[6]。然而，当前研究通常仅针对电机的一部分进行温度计算，忽略了电机各个部分之间温度场的影响；同时，将温度场的计算与流场的计算分开计算，忽略了实际中流场与温度场之间的耦合情况，流体的传热过程与实际情况可能存在差距。

本文针对一台260 kW高功率密度永磁同步发电机进行流场-温度场分析。首先通过建立二维有限元模型，采用时步有限元方法计算电机电磁损耗，根据损耗确定热源，然后建立三维流场-温度场耦合模型，通过计算水套流场温度，计算等效散热系数，从而实现流场-温度场耦合，进而得到电机内部温度分布，最后分析了冷却水流速对电机温升的影响。

1 永磁电机电磁损耗计算

永磁电机的电磁损耗包括定子铁耗、转子涡流损耗与定子铜耗。当前，对于中小型电机，定子铜耗可以通过常规的工程计算方法进行准确计算，本文不再赘述。定子铁耗与转子涡流损耗的计算较为复杂，是当前研究热点之一。目前，通常通过有限元计算的方法对定子铁耗和转子涡流损耗进行计算。

1.1 永磁电机定子铁耗计算

本文采用等效椭圆法对定子铁耗进行计算。首先，通过有限元法计算各个单元节点的矢量磁位A，进而求取磁密B、磁场强度H等其他场量，依据这些场量求取定子铁耗。将铁耗进行分离[7]，可得：

式中：Pk为磁滞损耗；Pc为涡流损耗；Pe为附加损耗。

静态磁滞回线中，可以将磁场H分解为可逆分量Hrev与不可逆分量Hirr，则磁滞损耗可以表示为：

通过时步有限元方法，计算并记录每个单元的磁密波形，根据该波形绘制等效椭圆，从而计算可逆分量Hirr[8]，则瞬态磁滞损耗为：

瞬态涡流损耗为：

瞬态附加损耗为：

1.2 永磁电机转子涡流损耗计算

虽然永磁同步电机中，普遍认为转子与空间磁场同步旋转，然而，空间磁场会因为定子开槽等原因存在谐波。因而，在电机转子中仍会存在涡流损耗。通过有限元方法计算涡流损耗[9]，假设材料均匀、各向同性，并且忽略位移电流、端部效应，则可将电机模型简化为二维有限元模型进行计算。模型中电流密度与矢量磁位仅含z轴分量，将垂直于电机轴的平行平面场域Ω上的电磁场问题表示为边值问题：

式中：μ为磁导率；A为矢量磁位；σ为导电材料电导率；Ht为永磁材料矫顽力；Js为源电流密度；Γ1，Γ2分别表示第一类和第二类边界条件。则涡流密度为：

转子旋转部件的涡流损耗为：

式中：S为涡流切面面积；L为部件的轴向长度。

2 永磁电机流场-温度场计算

通过计算电机损耗，可以确定电机内部热源的分布。虽然通过给定相应的边界条件，可以同时求解流场与温度场，但采用该方法对计算机的处理能力要求很高，目前尚不现实。

本文首先对流场进行计算，通过流场计算得出的流体流速，转换为流体与固体界面的散热系数，然后计算相应的温度场，上述过程进行多次迭代直至流场、温度场计算结果均收敛。该过程将流场与温度场进行耦合计算的过程转为顺序计算，从而降低耦合场计算需求。

2.1 冷却系统流场-温度场耦合计算

电机冷却结构由定子铁心外水套与风套组成。水套与电机定子紧密接触，辅助电机定子进行散热；电机转轴安装轴流风扇，通过转子通风孔对电机转子部分进行空气散热，形成循环风套，其热量也通过水套进行吸收。建立三维模型，并通过商业有限元软件FLUENT进行计算。

为了简化计算，对计算模型做出以下合理假设：

(1）忽略风套外壁的自然对流散热；

(2）忽略水套与风套中焊点等不规则区域；

(3）材料热物理特性稳定，不随温度变化而变化。

由于水套中流体的温度不均匀，无周期性规律，不能对其进行周期性分解。

水套流场-温度场耦合计算的边界条件为：

(1）环境温度298.15 K(25°C);

(2）水套入水口流速1 m/s，初温298.15 K;

(3）水套外表面热通量。

流场主要为气体与液体流场，假设上述流体不可压缩，并且忽略重力对流体的影响，则各个节点的能量、动量与质量是守恒的。因此，流场计算的约束方程为以下形式[10]:

质量守恒：

动量守恒：

能量守恒：

2.2 电机温度场计算

与冷却系统计算不同，电机结构满足周期性的规律，同损耗计算类似，可以对其1/4模型进行简化的计算，以提高计算速度。

通过水套流场-温度场耦合计算，将水套对电机的散热转化为散热系数，其等效的散热系数为[11]:

式中：si为冷却水道内壁单元面积；αi为内壁单元的散热系数（通过数值计算方法求解水套流场获得），SFe为定子铁心外圆面积。从而将水套的冷却作用等效为对流散热面，将计算进行简化。

电机温度场计算的边界条件为：

(1）水套1 4模型内壁等效散热系数，由水套流场-温度场耦合按照式（12）计算得到；

(2）水套1 4模型内壁附近等效对流换热介质温度，取水套流场-温度场计算得到的最大冷却水温度；

(3）电机1 4模型各结构生热率为损耗计算得出的各结构损耗。

根据损耗热源，与散热系数，对电机的温度场进行计算。热传导方程为：

式中：T为边界上已知的温度值；T0为边界S2周围介质的温度；kx,ky,kz分别为x,y,z方向的导热系数（单位为W/m·K);q为热源密度（单位：W/m3）；α为边界S2上的表面散热系数；k为边界S2法向导热系数；T1为边界S1上的给定温度，n为边界面S1和S2上的法向矢量。

3 结果分析

本文对260 k W高功率密度永磁同步发电机进行了温度场仿真计算，样机的基本参数如表1所示。

3.1 损耗计算结果

通过商业有限元软件Maxwell建立样机的二维模型，根据电机的对称性，对其1 4模型进行分析计算，稳定运行状态下的磁密分布计算结果如图1所示。

根据磁密分布，通过时步有限元方法，计算各个元件的电磁损耗。图2为各部分损耗随时间变化的曲线。稳定运行时，定子铁耗的总损耗为1 322 W，转子涡流总损耗为566 W。

3.2 样机流场-温度场耦合计算结果

3.2.1 水套流场-温度场耦合计算结果

设水流流速为1 m/s，入水口水温为25℃，电机损耗产生的热量完全由水套吸收，则水套的热通量为：H=电机总损耗(W)水套外表面面积（m2)=7 552 1.212 3=6 229.48 W/m2。

水套流速计算结果如图3所示。由于水套结构曲折，水套流速不均匀，并在弯道处形成涡流，导致水套温度场分布不均匀。水套内表面温度场分布如图4所示，可以看出，水套中涡流区域由于冷却水滞留，其热量也随冷却水滞留，因而温度较非涡流区域高。

3.2.2 电机本体温度场计算

图5为电机本体温度场计算结果。由图5可见，绕组部分温度较高，而由于风冷系统的存在，靠近风扇的绕组部分温度远低于远离风扇的一端。

样机各部分温升计算结果如表2所示。由表2可知，电机本体中绕组端部温升最高，这是由于绕组端部未与定子铁心接触，仅可通过风套进行冷却，导致其散热效果较差。

3.2.3 水套入口流速与温升关系计算

改变水套入口端冷却水流速，重复上述计算过程，可以得到一系列电机各部分温升随流速变化的结果，如图6所示。

由图6可知，电机各部分温升随水套流速增加而降低，当流速大于2 m/s时，温升随流速增加的变化趋于稳定，因而，对样机的水套冷却系统，将流速控制在2 m/s左右较为理想，可以为水套冷却系统水泵选择的依据之一。

4 结语

本文采用有限元软件Maxwell，计算了船用高功率密度永磁同步发电机各部分的电磁损耗，作为电机温度场计算中的热源，同时用Fluent软件计算水套中流体的等效散热系数，实现流场-温度场的耦合计算，得到电机本体温度场分布。电机水套与本体的耦合场，特别是温度场的计算结果对永磁同步发电机的本体与冷却系统设计有一定参考价值。水套温度场计算结果显示，水套中也存在涡流，其温度场分布并不均匀，且涡流区域温度较高，散热情况不佳，因而水套设计原则上应考虑减小涡流。电机本体温度场计算结果表明，温升最高的部位在绕组端部，在电机设计时应当进行针对性处理。最后计算得到冷却水流速与电机温升关系曲线，表明对该型电机，冷却水流速为2 m/s时最为合理。

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