微波功率

微波功率（精选8篇）

微波功率 篇1

摘要：本文介绍了基于STM32F302控制的射频小功率脉冲式功率计的设计和实现, 功率动态范围-30d Bm—20d Bm, 微波脉冲检测脉宽ns级, 微波功率经耦合器耦合或衰减器衰减一部分小功率, 经检波器检波把微波高频转化为低频直流信号, 经一系列的信号处理技术, 并通过高速USB总线检测等技术, 完成微波功率到直流电平信号的转换、采集和传输, 该款功率计既可以串口通信又可以通过USB直接和电脑相连, 界面直观, 人机界面友好。

关键词：AD8318,对数放大器型检波器,比较器

1 设计方案原理

微波信号经过对数放大器型检波器输出的直流电压信号输入比较器的一输入端, 和比较器的另一输入端电压相比较, 此输入端电压来自CPU内部DAC, 和变化的输入信号比较, 当两者比较接近时, 输出信号为0, 此时可检测输入信号的大小, 同时DAC输出的模拟电压值通过AD缓冲放大在合适范围便于STM32 检测处理, 最终通过串口或USB传输数据。

1.1 微波检波器设计

检波器是微波功率计的重要部件, 其作用是把微波能量转化为低频能量, 以便于进行数字信号处理并简易的功率指示装置显示出功率值。二极管检波器具有低噪声、高灵敏度、快的响应速度和电路结构简单的特点, 因此成为微波功率计系统中主要的功率感测器件。而对数放大器型检波器在某些方面比一般检波二极管具有更好的性能, 本项目所用的AD8318 就是属于此类检波器。

将受测的RF信号施加于AD8318, 我把器件配置为“测量模式”, 即引脚VSET与VOUT相连。在这种方式下, 输出电压与输入信号电平呈线性d B关系 (标称值为-24mv/d B) , 典型输出电压范围为0.5V至2.1V。

1.2 输入耦合设计

大部分的对数放大器都是设计成差分式的, 但是大部分的RF信号是单端的, 以下有几种方式单端转差分INHL和INLO对数放大器的输入管脚。

高频应用中, 单端转差分最好的转换方式, 即巴伦电路, 采用这种方式, 无疑电路的体积和成本都会增加。

常用的RC网络, 为满足输入端阻抗匹配, R通常是50Ω。

如果R放在C1, C2 的内侧, 则INHL和INLO之间的阻抗就是50Ω, 如果终端电阻放在C1, C2 的外侧, INHL和INLO之间的阻抗就是外接设备的阻抗, 所以我选择终端电阻的方式。

1.3 RF检波器传递函数

AD8318 检波灵敏度约为-24mv/d B, 而且在全温范围内, 当输入信号功率为-50d Bm ~ -10d Bm时, 基本线性;在-25 ℃ -40 ℃ 温度范围内, 误差在0.5d B之内, 本项目工作温-10 ℃ ~ 40 ℃, 功率-30d Bm ~ 20d Bm, 前面加个-30d B的衰减器, 即功率范围-60d Bm ~ -10d Bm, 基本在线性区内, 精确度比较高, 接下来是输出电压和功率的关系。

参数Intercept为输入信号功率轴与理想检波曲线延长线的交点, 和为用作校准时的已知输入信号功率, 和为相应的检波输出电压, 为待测的输入信号功率, 为测试时的检波输出电压, 为测试功率误差, 为理想的检波输出电压。

2信号处理

本文的信号电平值捕获主要采用的是电压比较法, 即利用电压比较器独有的特性来实现此功能。电平检测, 微波信号经过对数放大器型检波器输出的直流电压信号输入比较器的一输入端, 和比较器的另一输入端电压相比较, 此输入端电压来自CPU内部DAC, 和变化的输入信号比较, 当两者比较接近时, 输出信号为0, 此时可检测输入信号的大小。

3 USB接口设计

驱动程序将PC的USB口虚拟成COM口以达到扩展的目的, 实际使用只需安装驱动软件, 软件安装完成后, WINDOWS系统自动将USB模块虚拟出对应的COM端口, 实现即插即用为了提高输出接口的兼容性和实时性, 该款功率计既可以通过串口和其他通信设备相连, 又可以把串口数据转化为USB, 直接和PC相连, 上位机界面显示, 人机界面友好。

USB接口芯片选用CP2102, 它内置USB2.0 全速功能控制器、USB收发器、 晶体振荡器、EEPROM及异步串行数据总线 (UART) , 支持调制解调器全功能信号, 无需任何外部的USB器件。CP2102 与其他USB-UART转接电路的工作原理类似, 通过。

4 脉冲式功率计的校准及温度补偿

4.1 对数二极管检波的线性校准

功率线性校准的作用就是使位于不同特性区的检波电压的转换数据, 经过线性数据校准之后, 能够得到与输入功率对应的准确功率表示值。

4.2 对数放大型检波器的频响校准

功率的频响进行校准是功率校准主要部分。频率响应是指同一功率值下不同频率检出不同的直流电平, 在设计中, 以标准功率计做校准, 从50MHz开始, 以1GHz频率为步进, 取得功率计0d Bm时实际的功率值, 把这些值做成校准表, 存入MCU中, 进行功率计算。

4.3 环境温度变化产生的误差

环境温度的变化, 会对微波检波管性能和ADC转换精度产生很大影响, 如果检波管的环境温度发生变化, 就会产生一定的检波误差, 同样环境温度的变化也会对ADC的增益误差产生影响, 对于环境温度变化引起的误差是通过以下方式解决:AD8318 具有温度测量输出引脚, 通过A/D转换后将这些温度信息传送给MCU进行软件的温度补偿, 而且对数放大器本身具有良好的温度补偿能力。

5 软件构架

软件系统流程:程序首先初始化系统, 然后进行时钟配置, IO管脚配置, 串口配置, ADC/DMA配置, DAC配置, 全局变量配置, A/D采样数据结束, A/D采样数据有效, 查表出理, 温度补偿, 串口发送数据, 在回到全局变量配置, 这样一直循环, 把检波器检出的电压值通过串口数据传送出去。

6 总结

本文介绍了一种脉冲式微波功率计的设计, 重点介绍了对数型放大器型检波器的设计及检波信号的处理, 并最终通过USB通信技术传输数据;同时具有系统结构简单、测量误差小、体积小巧等特点, 可以通过上位机软件直接监控微波功率的值及变化。

参考文献

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微波功率 篇2

微波高功率放大器的高压电源研究

速调管因具有输出功率大、效率高、成本低、工作稳定可靠的优点,在微波发射装置中仍占据着重要的地位.用速调管做微波发射机的功率放大器,需要一个高电压、高稳定度、低纹波、大范围可调的大功率直流稳压电源;利用相控电路控制可控硅的导通角,对输入电压进行粗调,再用线性稳压电路稳定输出电压,既保证了稳压精度,又使调整管的.管压降限制在规定的范围内,成功地解决了高压稳压的问题,同时过压、过流、短路保护电路,大大地提高了电源的可靠性;测试数据表明,该高压电源工作稳定、安全、可靠、高效,完全符合设计要求;当输入电压变化士10%时,电压调整率SV几乎为零;当负载电流从零到满载(300mA)变化时,电流调整率SI<0.1%;纹波电压<0.01%;电源效率>75%.

作 者：徐志跃 Xu Zhiyue 作者单位：北京航空航天大学,电工电子中心,北京,100083刊 名：计算机测量与控制 ISTIC PKU英文刊名：COMPUTER MEASUREMENT & CONTROL年，卷(期)：15(8)分类号：V242.2关键词：速调管 高压电源 管压降 相控电路

微波功率 篇3

微波输电主要包括3个部分,微波源、定向发射天线、接收整流天线。整流天线[4,5,6,7]是其中的重要组成部分,其主要作用是将空间中接收到的微波能量转换为直流电提供给负载。而整流天线决定单个天线接收到的功率容量及整流效率,对整体的传输效率有决定性作用。本文将利用ADS高频电路仿真软件[8]设计出一款工作在2.45 GHz的印制偶极子整流天线[9]。

1 整流天线的仿真与设计

整流天线包含4个部分,接收天线、输入低通滤波器、整流电路及输出滤波器。单个整流天线的接收功率一般比较低,要实现大功率的电能传输必须将整流天线组合为整流天线阵列,故将接收天线与其他部分分开设计,整流天线单元便可以自由组合实现整流天线阵列[10,11]。

1.1 接收天线的设计

考虑到制造成本,天线基板采用最常用的FR4板材。板材基本参数:介电常数4.5,厚度1.6 mm,铜厚1 oz(35μm),损耗角正切值tanD=0.018。天线结构图如图1所示。使用基本公式计算天线尺寸并建模,在此模型的基础上修改某些会影响到天线参数的尺寸,进行反复调节、仿真、验证。

一般来说,偶极子天线由5部分组成,分别为天线臂、微带巴伦线、接地板、馈电线及通孔[12]。图2为印刷偶极子天线和微带巴伦线的等效电路。

接收天线要与后续的滤波整流电路相连,所以要求接收天线的特性输入阻抗为Zin=50Ω。天线谐振频率为2.45 GHz,基板的参数也已知,根据公式计算可初步得到偶极子天线的各部分尺寸,根据此尺寸在ADS Layout中建模。实际使用时,偶极子天线实用SMA接头与后级滤波整流电路相接,为更加真实地模拟实际环境,按照SMA接头的尺寸在馈电线的底部左右加上两个焊盘,焊盘的底部通过方形孔与接地板连接。

对天线仿真时设置基板参数极为重要,这关系到仿真环境与实际环境是否相似,关系到天线实际工作时是否与仿真时一致。在EM中将FR4基板参数设置为介电常数4.5,厚度1.6 mm,铜厚1 oz(35μm),损耗角正切值tanD=0.018。基板的上下均设为自由空间,在基板的cond与cond2两层均铺上厚度为35μm、电导率为5.8×107的铜导体,在FR4基板上映射为hole层。Mesh网格密度设定为40(数值越大精度越高),仿真后发现频率为2.45 GHz时S(1,1)=-18.192dB,输入阻抗Zin=61+j8.15,通过观察Smith原图及S(1,1)曲线图可知,谐振频率点偏高,计算所得的尺寸需要修改。

ADS提供了EM模型的尺寸优化功能,选择wd,wb,ld作为优化尺寸,将EM中的layout模型生成一个单独的元件调入到原理图中,设置Goal控件进行仿真,仿真完成后更新wd,wbld的尺寸,返回layout中再次仿真,仿真及实物实测的wS(1,1)曲线如图3所示,其横坐标为频率,单位为GHz;纵坐标为反射系数S11的幅值,单位为dB。

此时频率在2.45 GHz时的仿真S(1,1)为-40.901 dB,实测为-29.889 dB,吻合度较高。由仿真S(1,1)Smith原图得到输入阻抗为(50.9+j0.002)Ω,非常接近50Ω,而实测阻抗为(48.6+j0.725)Ω。可见,加工精度与SMA接头的焊接影响了天线的部分参数性能。天线结构图与实物图如图4～图5所示。偶极子天线各部分几何尺寸如表1所示。

偶极子天线各部分几何尺寸如表1所示。其中r为孔径的半径,根据SMA接头尺寸焊盘设置为1.4 mm×4 mm,焊盘底部加过孔连接到地板。

1.2 整流电路及输出滤波器设计

二极管是非线性器件,其参数影响到整个整流电路的尺寸及效率,选用HSMS281B作为整流二极管,其主要参数为BV=25V,Cj0=1.1 pF,Rs=10Ω,Imax=400 mA。在设计电路时希望从二极管输入端看上去阻抗为纯电阻,为了保证低通滤波器良好性能,需要在二极管后面加一个长度为λ/4的特性阻抗变换器,末端加一个1nF的电容,λ/4阻抗变换器与电容形成了整流电路的输出低通滤波器,考虑到二极管的寄生参数后的ADS原理图如图6所示。

加入理想高通滤波器的原因是阻止原理图中的直流回流进端口1 (即天线),使用S参数扫描后得到整流二极管与输出滤波器的输入阻抗为(8.15-j0.35) n。使用单枝节匹配电路进行匹配,使用目标控件对匹配电路长度进行优化,宽度设置为2.99 mm。优化后更新匹配电路尺寸再次仿真,得到S(1,1)为-64.224 cdB,输入阻抗(49.95+j0.05)Ω。由于电容C1足够大,从二极管端看进去的输入阻抗不会随着负载的变化而变化,所以即使负载变化,整流电路及输出滤波器的特性阻抗不会变化。

1.3 输入低通滤波器设计

输入低通滤波器采用椭圆滤波器,此滤波器在实现相同要求的情况下尺寸较切比雪夫滤波器或者巴特沃兹滤波器更小,更符合小尺寸的整流电路要求。利用ADS工具中滤波器设计功能设计1个5阶椭圆滤波器,将生成的集总参数元件滤波器转变成分布参数滤波器。由于整流电路使用SMA接头与天线连接,在滤波器的前端加入一段长为4 mm,宽为1 mm的微带线,在滤波器的后端加入一段长为2.5 mm宽为2.99 mm的微带线,在原理图窗口中设置目标控件再次进行优化仿真,仿真模型图如图7所示。

仿真完成后更新参数并且生成layout版图,在版图中再次仿真,结果如图8所示,其横坐标为频率,单位为GHz;纵坐标分别为S(1,1)、S(2,1),单位为dB。由图中可以看出S(1,1)与S(2,1)满足设计要求。

将输入滤波器、整流电路及输出滤波器连接起来,设置单枝节匹配电路的微带线的长度为优化值。在原理图中进行仿真优化,更新优化值之后生成layout版图,同样利用ADS版图与原理图联合仿真功能进行仿真,联合仿真优化建模如图9所示。

设置单枝节匹配电路的3个长度为优化值,设置目标控件进行优化,结束后更新优化值,最终得到的版图及实物图如图10所示,添加了SMA焊盘及接地区域之后的实物图如图1 1所示。

在联合仿真图中,加入微波源代替偶极子天线,阻抗为(50.9+j0.002)Ω,频率为2.45 GHz。使用谐波扫描控件,设置输入功率从0～30 dBm区间变化,对整流天线的整流效率进行仿真验证。整流二极管的转换效率定义为ηd=Pdc/Pin,其中Pdc为整流电路提供给直流负载的功率,而Pin为二极管的输入功率。图12为二极管整流效率仿真曲线,横坐标为负载电阻,纵坐标为整流效率功率扫描从0～30 dBm,可以看出,随着功率的增加二极管的整流效率随之提高,随着负载的增大整流效率会先升到一个顶点后缓慢下降。当输入功率为30dBm,负载值为250Ω时整流效率达到最高为73.9%。

2 实验验证

将天线支撑在支架上,支架上固定一块金属板反射微波提高天线的接收效率,天线的正反面如图5所示。扬声器天线发射的微波是垂直极化波,为了验证线性天线不同的安装方向接收微波的效果,设置两种位置方式的天线如图13所示。

将接收天线放置在距离扬声器天线50 mm的位置,使用信号发生器+初级功率放大器+驱动级功率放大器+末级功率放大器的形式产生微波功率,如果改变信号发生器的输出功率,则可以改变功率放大器的输出功率及整流天线的接收功率。

若使用远区功率传输的傅里斯公式可以大致得到接收天线接收到的功率,但是对于实际结果来说依然会有误差,在此将整流电路取下,只将接收天线固定在反射板上,改变微波输出功率,使用频谱仪观测与记录接收天线在每一个输出功率下的接收功率,记为Pin。再将整流电路接上,再一次连续改变微波输出功率,测量负载端的电压值进而计算整流之后的功率值。

整流电路的整流效率为

式中:η为整流电路的接收整流效率;PDC为直流负载的功率;Pin为测量的接收天线的接收功率;VDC为负载端电压;RL为负载阻值。

实验结果显示,左边的天线安装方式(天线平面平行于扬声器口平面)效果好于右边的安装方式,故以下数据均采取左边天线安装方式的实验数据。图14表示实测不同输入功率及不同电阻负载与整流电路整流效率的关系曲线,横坐标为天线输入功率,纵坐标为整流效率。可以看出,在输入功率为27 dBm、负载为250Ω时整流效率达到最高为72.7%;而功率为30 dBm、负载为250Ω时整流效率为68.5%与仿真时结果略有出入,应该是天线与整流电路的制造工艺与SMA接头的焊接引起。测量负载端电压值为7.02 V,计算功率值为197 mW。

单个天线得到的功率过小,在实际应用中,为了提高空间中微波的利用率必然将使用整流天线阵列。为了进行整流天线阵列的实验,笔者制作了9个整流天线,分别对其进行测试,结果显示每个整流天线的效果不同,同一个负载输出的电压并不一致。分析原因可能有:1)整流电路中二极管及SMA接头的焊接影响了基板的介质参数导致阻抗发生变化;2)所购买的整流二极管可能参数不尽相同。而每个整流天线的效果不同会导致其并联时输出功率会下降。

实验中笔者将9个整流天线进行并联,负载选择为27Ω(9个250Ω并联之后的阻值),整流天线阵列的面积为15cm×20cm将距离调整为500 mm,调整扬声器天线的输出功率使整流天线的入射功率为27 dBm,测量负载端电压值为6.47 V,计算功率为1.55 W。而按照整流天线并联原理计算负载功率值应为1.773 W,实际功率小于理论值。

3 结论

本文使用印制偶极子天线、椭圆滤波器、二极管HSMS281B及各种匹配电路完成了2.45 GHz的整流天线,仿真与测试结果基本吻合,整流效率在输入功率为27 dBm、负载为250Ω时达到最高为72.7%。如果想要提高整流天线的功率,将单个整流天线组合为整流天线阵列即可,缺点是增加了整流天线的面积和成本。如果对整流天线效率再优化,将提高单个整流天线的输出功率;如果在室内加装反射板,则室内的微波能量终将会被整流天线接收并整流。这样的话,人们就可以在室内随处走动的情况下依然可以为手机、平板电脑等进行无线充电,而不是像现在这样只能在固定的位置、很短的距离内为手机充电。

摘要：智能家居热度不减,而家用电器的无线供电也是人们研究的热点。微波无线能量传输具有定向性好、传输距离远的特点,在无线输电领域具有广泛的研究前景。通过仿真计算确定印制偶极子天线的基本参数,完成了偶极子天线的设计和制作。以印制偶极子天线为微波的接收天线,结合椭圆滤波器和整流二极管等制作的整流电路,完成了2.45 GHz频率下的微波输电实验。实验获得了72.7%的RF-DC整流效率及197 nW的直流能量,为家用电器的无线供电提供了一种可供探索的方式。

关键词：智能家居,微波无线供电,偶极子天线,整流阵列

参考文献

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微波功率 篇4

当今在各种通信系统和雷达系统中脉冲调制技术已被大量应用。实现脉冲调制的常用方法是将射频开关与功率放大器串联使用,用射频开关进行微波信号通断切换,而功率放大器处于连续上电工作状态,但常用电路中功放和射频开关是相互独立、分离的,电路的隔离性不够大;当射频开关断开时功率放大器仍处于工作状态,能量消耗过大,造成工作效率低;并可能有部分信号泄漏到低噪声放大器,产生宽频谱噪声干扰接收机工作。

本文中研究的微波固态功率放大器脉冲调制技术完全解决了这些问题,整个电路在没有微波信号时,放大器处于非工作状态,大大提高了电路隔离性,提高了电路工作效率,且电路工作性能良好。

2脉冲调制原理

本文中研究的微波固态功率放大器脉冲调制技术是将串联的射频开关和功率放大器的工作方式均采用脉冲调制方式工作,通过脉冲信号可以调节功放的工作状态。可通过改变脉冲信号状态改变偏置电压大小和输出端电流的大小,射频开关和放大器可以迅速地转换工作状态(工作状态和非工作状态),把这点应用到基于FET管的放大器的漏极或栅极时,可以有效地实现脉冲信号调制,迅速的改变工作状态,提高发射接收隔离度,提高放大器工作效率。文中电路采用了高速大电流低内阻的PMOS管调制,结合负压掉电保护电路使放大器能在低电压大电流的脉冲状态下工作。

2.1功率放大管调制方式的选择

功率放大管调制方式有:栅极脉冲调制和漏极脉冲调制两种方式。

栅极脉冲调制通过夹断漏极电流,让放大器处于非工作状态,通过转换栅极电压来实现从静态工作点(工作状态)到非工作条件的转换,如图1,2所示。但如果放大器工作在VDS值左右,静态工作点很低,当让栅极进入到截止区的同时就会增加VDS,很可能进入到击穿区,实际操作中栅极电压比漏极电压的要求更严格,实现起来难度大。

漏极脉冲调制通过周期性地在两个状态之间改变漏极电压(0V和放大器工作所需的电压VDS)来实现放大器工作状态的转换,依据所需的漏极电流的大小来选择具体的电路器件,对于高功率的放大器,可通过使用大电流PMOS管作为驱动来提供脉冲调制电流。

2.2控制电路的设计

文中微波固态功率放大器工作于脉冲状态,所以采用高速大电流低内阻的PMOS管用于漏极脉冲调制偏置电路,实现微波固态功率放大器脉冲调制状态工作。

由于Ga As器件一般都是需要栅极加负偏压,漏极加正电压,上电时都是先栅极加负偏压,再漏极加正电压,断电时则相反;所以本文采用负电掉电保护和漏极调制一体化设计。脉冲调制采用漏极调制方式来实现,主要优点是能简化偏置网络,驱动功耗小,且具有宽带特性和大的功率容量,并且还能提供很高的开关速度。负电掉电保护电路主要保证了电路在没有负电的情况下,正电不会加到放大管的漏极,从而达到保护放大管器件。

具体的负电掉电保护和漏极调制一体化驱动电路如图3所示。该电路的工作原理是用比较器MAX999实现负电检测,两只三极管实现调制脉冲驱动,PMOS管IRF5305S实现漏极电源开关的作用。当负电掉电或调制脉冲为低电平时,PMOS管IRF5305S关断,停止向功放管供电,从而达到保护功放管和漏极调制的作用。

2.3漏极脉冲调制电路设计

漏极脉冲调制电路模型图如图4所示,IN为输入端,OUT为输出端,KZ为控制端。输入端增加了电荷存储电容,在实际电路中能有效减小上升沿/下降沿的宽度。当电路开始作用,即电压加到输入端时,电容开始充电,当控制端导通时这些电容都一起放电,从而加快电压的传输,达到减小上升沿/下降沿宽度的效果。为仿真效果更接近实际工作状态,在输出端接了2欧姆的模拟负载电阻。源极S端输入(即加直流电压),栅极G端加控制信号,漏极D端输出。经测试管子导通时线性工作,控制效果良好,输出电压满足要求。

3放大器选择

本次放大器设计共有两级,初级放大器选用Tri Quint公司的TGA1328-SCC芯片,芯片增益为16d B,输出功率为25d Bm,尺寸为3.4mm*2.3mm,工作电压10V,消耗电流小于300m A;末级放大器选用富士通公司的FLM-5359-4F芯片,此芯片属于内匹配功率管,增益为10.5d B,输出功率为36.5d Bm,工作电压10V,消耗电流小于1950m A,尺寸为21mm×13mm×5.2mm。射频开关选用MACOM TECH公司的MA4SW110芯片,该芯片工作频率50

从图5和图6测试可看出,漏极脉冲调制电路输出幅度为11.4V,漏极脉冲调制电路输出前后沿小于37ns,电路转换速度较快,满足设计要求。

5结论

基于上述调制电路设计了一款C波段高速微波功率放大器,放大器工作频率在5.5GHz±200MHz,输出功率为3.5W,可以通过调节控制电路的脉冲宽度以及占空比来直接控制功率放大器的工作状态。通过采用漏极脉冲调制方式控制,微波功率放大器在无微波信号时可实现低功耗工作,大大提高了工作效率,降低了工作热损耗,输出信号前后沿小于50ns,达到了设计指标。MHzto26.5GHz,隔离度最大可达-65d B,功耗小,尺寸为0.74mm×0.45mm×0.15mm。

4测试结果

通过对整个漏极脉冲调制电路进行测试,脉冲调制电路输入端加一直流电压信号,控制端输入一个上升沿和下降沿为20ns,宽度为10μs/1.5μs的脉冲信号,输出端对地加一个2Ω电阻负载,分别来测试漏极脉冲调制电路输入输出波形和输出前后沿。测试结果如图5,6所示。

摘要：本研究设计完成了一款高速微波固态功率放大器漏极脉冲调制电路,脉冲前后沿小于50ns。主要采用高速大电流低内阻的PMOS管为微波固态功率放大器设计了漏极脉冲调制控制电路,较传统电路有很大改进,固态功率放大器的工作状态可随意变换,有功率容量大、效率高、隔离性高等优点。最终基于该调制电路设计了一款C波段高速微波功率放大器,放大器工作频率在5.5GHz±200MHz,放大器实现了低功耗工作,输出信号前后沿小于50ns,降低了工作热损耗。

关键词：固态功率放大器,漏极脉冲调制,栅极脉冲调制,上升下降沿

参考文献

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微波功率 篇5

关键词：高功率微波,等离子体,大气击穿,参数优选

0引言

HPM在大气中传输时如果其电场足够强,则能使自由电子获得较大能量,从而使空气发生电离,产生新的电子,随着自由电子的不断增加,将出现“雪崩”现象,在极短的时间内形成自生等离子体,导致大气击穿。

高功率微波大气击穿将产生2个不利的效应:一方面是大气击穿过程中脉冲后续部分被反射,使脉宽变短,致使HPM脉冲传输的能量下降;另一方面是大气击穿会引起击穿点向源方向移动,在某些情况下会伤害自射系统。因此,在HPM传输过程中要避免发生大气击穿。

对于HPM发射参数的设置要考虑2个方面的问题:① 是否有利于HPM的传输;② 对靶目标的打击效应。从传输考虑,降低场能密度以及脉冲宽度有利于传输;从对靶目标的打击效应考虑,要保证入射到目标上的能量密度尽可能的大(能量破坏机制),同时又要保证功率密度足够的高(场破坏机制)。显然这2个方面是矛盾的,因此,需要对HPM发射参数进行优选研究。

1HPM大气击穿的微观机理

自由电子在HPM作用下被加速到极高的速度,电子和中性粒子的碰撞频率与外加等效电场和大气压强等因素有关,一般采用的经验公式为:[1]

式中,p=760e-h/H为大气压强,单位为Torr(133.3 Pa);h是大气高度;H为均值大气高度,平均值为7 km;Ee为微波等效电场强度,单位为V/cm,它与电场强度幅值Em的关系为:

undefined。 (2)

如果碰撞前电子所获得的能量大于中性粒子的离化能,那么电子与中性粒子的碰撞可能使粒子电离出新的电子并形成雪崩电离,相应的电离频率的经验公式为[1]:

在HPM作用时间内,由于电子与中性粒子的离化碰撞起主要作用,可以忽略电子扩散、复合和附着过程,所以电子密度方程可写成:

Ne=Ne0exp(vit)。 (5)

式中,Ne0为初始电子密度,即大气中存在的自由电子数,1/m3。

HPM在自生等离子体中传输时的折射指数为[2]:

undefined

式中,χ为空气的极化率,在自生等离子体中可忽略;ωp=e(Ne/mε0)0.5是等离子体角频率。折射指数随着电场作用时间变化,当n=0时即可认为发生大气击穿。

2HPM在等离子体中的理论分析

下面分析电磁波入射到三层媒质组成的复合媒质界面上的情况[3,4,5]。假设HPM产生厚度为d的均匀自生等离子体层(参量为μ2,ε3,σ2),其两侧都是均匀媒质,它们的参量分别为μ1,ε1,σ1和μ3,ε1,σ3,如图1所示。

假设一平面波垂直入射,由于有2个界面,入射波在第1界面上有部分波被反射,设反射波电场复振幅为Ei0R12,另一部分折射到第2媒质,折射波电场复振幅为Ei0R12,进入媒质2的波在第2界面上部分被反射,其电场复振幅为Ei0T12R23,另一部分折射到第3媒质中,其电场复振幅为Ei0T12T23。上述第2媒质中的反射波在第1界面处又有部分被反射,电场复振幅为Ei0T12R23R21,另一部分进入第1媒质,……,如此继续下去,将有无数次反射和折射。把界面1上总的反射波电场与入射波电场之比定义为反射系数R,把界面2上总的透射波电场与界面1上的入射波电场之比定义为透射系数T。当电磁波在媒质2中传播时,2个界面之间的相位差为φ=k2d。

界面1上的反射场强为:

Er1=Ei0R12+Ei0R12R23R21e-j2φ+

Ei0R12R23R21R23T21e-j4φ+…=

Ei0R12+Ei0T12R23T21e-j2φ[1+R21R23e-j2φ+

(R21R23e-j2φ)2…]。 (7)

界面2上的透射场强为:

Et2=Ei0T12T23e-jφ+Ei0T12R23R21T23e-j3φ+…=

Ei0T12T23e-jφ[1+R21R23e-j2φ+

(R21R23e-j2φ)2+…]。 (8)

利用级数展开式1+x+x2+…=1/(1-x),同时考虑R21=-R12,并用特征阻抗来表示得到界面1上的反射系数和界面2上的透射系数分别为:

undefined

式中,undefined;undefined;undefined,为相应媒质层中的波阻抗。

3数值模拟及参数优选

根据式(9)、(10),再结合前面大气击穿的理论知识和式(1)～(6),给定具体的发射参数和空间环境参数,就可以求出HPM非线性传输时,脉冲通过各层分界面时的透射系数和反射系数以及透过的场能。

3.1选择“合适”的脉冲宽度

假设均匀自生等离子体层两侧为空气。当电场幅值Em=2 894 V/cm,频率f=3 GHz,压强p=14Torr,自生等离子体厚度d=0.02 m。图2为给定条件下规化的功率反射系数和透射系数随脉冲作用时间的变化曲线。由图2可知,随着脉冲作用时间增加,功率反射系数不断增大,功率透射系数不断减小。当作用50.65 ns时,折射指数变为0,此时大气发生击穿。由前面理论分析可知,大气击穿对HPM的传输、打击效应以及发射系统本身有很大不利,因此要避免HPM传输时大气发生击穿。所以在此给定条件下,脉宽要小于50.65 ns。由图2可得,当透射系数为0.5,反射系数为0.5时,脉冲作用了50.11 ns,此时透射系数和反射系数比值为1,可认为此时透射系数相对反射系数不小,反射系数相对透射系数不大。继续增大作用时间,从50.11～50.65 ns,透射系数急剧减小,而反射系数急剧增大,透射能量仅增加了约千分之几,而反射场强增大了1倍。由此可见,图2为给定条件下脉宽选择50.11 ns比较合适。因此,选择透射系数等于反射系数时的脉冲宽度作为“合适”的脉冲宽度,对各方面都是有利的。

3.2选择“合适”的电场强度

当微波脉冲宽度Tp=50 ns,频率f=3 GHz,压强p=10.5 Torr,自生等离子体厚度d=0.02 m。图3为给定条件下整个脉冲恰好能透过时,功率反射系数和功率透射系数随场强变化的曲线图。由图3可知,如果场强为2 399 V/cm,则透射系数为0.5,反射系数为0.5;当场强增大8.5 V后,透射系数变为0,而反射系数变为1,透射能量只增大千分之几,但反射场强却增大了1倍(产生不利影响甚大)。因此,选择当脉冲恰好全部透过时透射系数等于反射系数的场强作为“合适”的场强是合适的。

4结束语

本文在条件简化的情况下,初步探讨了HPM传输参数的优选问题。结果表明,在一定环境下,当HPM的频率和场强一定时,存在一个合适的脉冲宽度;当HPM的频率和脉冲宽度一定时,存在一个合适的场强。对于更复杂的分层自生等离子体的情况,还需进一步研究。事实上,HPM大气传输参数的优选还要考虑现实中其它诸多方面的因素:天线的发射方式、工作模式和靶目标的“敏感”机制等很多因素,这些因素也是以后要研究的问题。

参考文献

[1]ALI A W.Nanosecond Air Breakdown Parameters for Electron and Microwave Beam Propagation[J].Laser and Particle Beams,1988,6(2):105-117.

[2]侯德亭,邹伟,周东方,等.高功率微波在低电离层中传输特性分析[J].强激光与粒子,2005,17(8):1239-1242.

[3]陈重.崔正勤.电磁场理论基础[M].北京:北京理工大学出版社,2003(2):278-280.

[4]王家礼.朱满座.路宏敏.电磁场与电磁波[M].西安:西安电子科技大学出版社,2003:182-193.

微波功率 篇6

微波功率放大器是无线通信系统中重要的模块之一, 是无线通信设备中必不可少的。由于功率放大器的大电流工作状况及非线性输出特性, 使得功率放大器对使用的环境要求相当苛刻。在给定的条件下工作, 功放总耗散功率固定, 耗散的能量一部分转换为射频功率输出, 一部分转化为热能。在功放失配状态下, 功放或反射功率加大或工作电流加大, 无法转换输出的功率转化为热能, 引起功率管温度升高, 当温度超过结温时, 就会引起功率管击穿。为了保证在如此多局限条件下的功放正常工作, 设计了一款功放的失配保护电路。这里所描述的失配保护, 既包含了功放严重失配时对核心器件的保护, 也包含了轻微失配时电路的正确应对的措施。

1失配原因及分析

保护功放的出发点分为2个:功放的核心器件功率管的保护;从功放使用的角度去考虑安全问题。实际上功放使用过程中发生极限情况时解决问题的焦点, 依然集中到对功率管的保护上来。不同类型的功率管从制造工艺、材料类型到供电模式、工作方式, 都有差别。但不论如何分类, 其本质核心就是都有其工作的极限参数:极限工作电压VCM、极限工作电流ICM、负载失配容限等等。保护电路的设计, 就是围绕这些参数来开展。

大多数的功放故障主要由4种原因引起:电流过激失配、电压过冲失配、输入电平失配和输出负载失配, 保护电路就是针对这些失配的做出的防护措施。

根据响应时间的需要, 保护电路采用2种模式, 对功放安全有致命影响且需要快速响应的保护措施采用硬件电路来实现;不需要快速响应或不影响功放安全的保护通过单片机控制来完成。保护电路设计的难点也就在于硬件控制保护和软件控制保护的交接部分的处理, 也是保护电路需要重点解决的问题。保护电路的基本操作流程如图1所示。

2电路实现

电路的实现包含2个部分:硬件电路和软件设计的实现。硬件电路则包含了保护电路所有模块, 分解为单片机、射频链路和电源3个部分来完成。软件设计主要是针对单片机进行编程设计。

2.1软件设计

单片机软件由几个模块组成:主程序模块、定时器中断模块、串口收发中断模块、数据处理模块、衰减量计算模块和延时操作模块等。各种失配状态按照并行分布式结构排列, 单片机根据中断响应从I/O口收集各监测点失配状态并做出处理, 软件程序流程如图2所示。

2.2硬件设计

单片机硬件电路采用当今最流行的AVR系列的ATmega8L实现[3]。

射频链路部分包含了输入耦合电路及检测电路、电调衰减电路、输出耦合电路及检测电路3个部分, 通常电调衰减电路设计在功放内部, 作为功放链路的一部分。保护电路有3处检测点进行了检波操作, 分别为射频输入电平检测、输出功率电平检测和反射信号电平检测。由耦合器耦合输入电平信号送到检波电路AD8313完成输入电平检测, 检测出的电压和门槛电平比较后送单片机进行检验处理操作。输出功率电平检测和反射信号电平检测内置在输出耦合器内部, 检波电路由肖特基二极管完成, 从耦合器端口直接输出检波的电平, 经放大判别后送单片机检测, 检测原理如图3所示。

电源电路的核心是电子开关管的控制操作, 将电压采样电路和电流采样电路的判决电平、反射检测中超出一级门槛的判别电平和输入激励超限的判决电平一起, 合为一路, 来控制一级晶闸管, 通过晶闸管的导通与否来决定开关管的通断, 控制功率管的电源。晶闸管在电路中起到状态保持的作用。在故障排除后, 通过将复位键将晶闸管状态清零, 恢复电源电路的检测保护功能。

失配保护电路将功放电源取样电压和标准电压门槛比较来确立电压是否失配, 通过取样电阻两端的压差计算出的工作电流和电流失配门槛相比较来确立电流是否失配, 反向检测电路检测的功放反射信号电平和两个门槛电平比较, 电平超出一级门槛表示功放输出负载失配。当工作电压、电流超出门槛、反射检波电平超出一级门槛时都直接关掉功放电源。

单片机检测反射的检波电平值、正向检波电平值和输入检波电平值, 当反射电平值小于一级门槛而大于二级门槛、正向检波电平大于门槛电平、输入电平超出额定值但在没有超出门槛时, 单片机控制衰减器减小功放的激励电平。输入电平超出门槛电平时, 由单片机控制关闭功放电源。

电压失配门槛通过功率管工作的极限电压值VCM及功放的供电要求来界定;电流失配门槛由功率管工作的极限电流值ICM按比例降额使用来界定;反射检测2个门槛的设定都是以功放饱和输出时正向检测得到的极限电平为依据。

2.3关键技术

分机设计时需要解决几项关键技术:耦合器的耦合平坦度、硬件保护电路的响应和软件保护措施的衔接以及检波电路的温度漂移问题的解决, 耦合器可以通过外购时提出指标要求来完成, 剩余的2项技术是电路设计的重点内容。

2.3.1 硬件和软件保护的衔接

单片机在处理失配状态下的输入电平的每一次衰减操作, 都需要检测硬件电路各部分的工作状态, 从而节省单片机不必要的操作, 节省响应时间, 实现软件电路和硬件电路保护功能的衔接。

2.3.2 检测电路温补措施

温度变化对检波管的输出影响比较大, 电路设计时需要对对检波管的输出做出补偿措施。文献[4]列出了二极管检波器的温度补偿数学模型, 通过在有限的温度范围内有限的功率电平检测出的实验参数应用切比雪夫拟合算法得到拟合多项式来获得二极管检波器的温度补偿系数TC (T, P) , 则TC (T, P) 就成为一个关于功率P、温度T的函数, TC (T, P) =f (T, P) 。

在实际电路设计时, 需要在分机屏蔽盒上加装温度传感器, 以温度传感器的输出电平和环境温度的线性关系, 则温度就可以表示为温度传感器输出电压的函数T=f (V) ;相应地, 温度补偿系数就转换为温度传感器输出电压V和功率P的函数。

通过多项式拟合技术, 产生一系列二极管检波器的温度补偿多项式, 将相关系数存储, 在软件中增加相应的处理程序即可实现温度补偿。

3设计实例

某L波段10 W功率放大器, 末级增益10 dB, 工作电压28 V, 集电极到基极和发射机的极限电压为60 V, 集电极极限电流2.0 A, 输入回损10 dB, 负载失配容限3∶1, 最高集电极效率40%。功放驱动级为线性工作, 总增益30 dB。不考虑软件因素, 这里只计算功放末级保护时设置的各种门槛参量。

具体功放使用时电源电压一般有拉偏15 %的考核, 所以电压设计门槛要将拉偏电压计算在内并留有余量。这里取设计冗余拉偏25 %, 可计算电源电压门槛为:28 V×1.25=35 V<VCM=60 V;

功放设计时一般考虑线性问题, 所以集电极效率不会达到最高的40 %, 以甲类工作条件的最大电流来计算, 功放管效率20 %, 可以得出电流门槛10 W÷20 %÷28 V=1.78 A≈1.8 A<ICM=2 A;

输入回损10 dB, 即功率传输比90.4 %, 为了保证功率管满额40 dBm输出, 则功放入口需要最小的输入功率为30 dBm÷90.4 %-30 dB=3.2 dBm, 考虑耦合器、衰减器的插损及衰减量冗余, 输入电平需要在计算数值的基础上加7 dB, 得输入功率门槛电平为10 dBm。

负载失配容限3∶1, 对应功率反射比25 %, 按照降额设计, 设计为功率反射比达到20 %时就关断功放电源;通常功放输出驻波比指标要求为2∶1, 即反射比11%, 此时可由单片机根据工作电压和电流的状态判定是衰减输入激励还是忽略影响。由于一级门槛电平的设置是以正向检波电压为基础设定的, 对应到电位器操作, 设置电位器输出电压为功放饱和输出的正向检波电压的20 %, 就可以使功放功率反射比达到20 %时关断功放电源, 同理, 设置电位器输出电压为功放饱和输出的正向检波电压的11%作为比较器的门槛电平。

4实验结果分析

功放调试过程中, 保护电路多次电流过载, 工作电流达到门槛电流时, 电子开关关断, 保护电路响应正常;人为的设置电压失配及输入过激励, 保护电路也正确响应;在增益控制环路开路的情况下, 将输出电缆松动, 改变功放输出驻波比, 控制输入衰减的单片机输出衰减控制电平, 反应正常;功放加隔离器保护后, 将功放输出完全开路, 功放电源直接关断。保护电路各种功能反应正常。各种失配现象及参数统计结果如表1所示。

5结束语

设计的功放失配保护电路使用了取样电阻和功率开关管, 由于器件的功率容量问题, 在大功率功放应用中, 并不适用。采用其他电路以取代取样电阻的使用, 用同样的工作原理, 在找到合适的功率容量的开关器件时, 这个电路也可以应用在大功率功放上做失配保护电路。

参考文献

[1]LUDWIG R.射频电路设计—理论与应用[M].王子宇, 译.北京:电子工业出版社, 2002.

[2]GUILLERMO G.微波晶体管放大器分析与设计[M].白晓东, 译.北京:清华大学出版社, 2003.

[3]马潮, 詹卫前, 耿德根.Atmega8原理及应用手册[M].北京:清华大学出版社, 2002.

微波功率 篇7

1 微波前门注入受损研究

实践中可以看到, 高功率微波对前门注入损伤效应研究时, 需进行理论建模分析研究, 并且与实验有机地结合起来, 对高功率微波损伤效应抠门小系统的评估和研究。

高功率微波前门注入实验平台由微波源、功率放大器、隔离器、定向耦合器、环形器、待测设备、测试设备以及连接电缆组成, 如图1所示。

(1) 实验仪器连接, 前门注入平台搭建操作; (2) 测试实验样品小信号, 然后获得小信号参数特性、噪声以及两级漏极实际工作时的电压值, 并在此基础上建立和完善小信号样品参考数据库; (3) 优化设置智能控制软件平, 主要包括注入信号起始电平、漏极电参考数值以及门限电压值等; (4) 采用15 min的脉冲功率对低噪声放大器进行持续注入, 并且利用软件监测两级漏极电压, 并且对低噪声放大器的实际输出功率值进行详细记录; (5) 如果软件到达预设门限, 那么功率输出就会自动关闭, 将低噪声放大器拆下来;在此过程中, 还要应用噪声分析设备、矢量网络分析设备等, 对低噪声放大器增益和噪声系数进行测量, 并且以此来判定放大器损伤与否。如果未达到预设门限, 而常温条件下掉电放置后再测量噪声和增益, 此时观测设备恢复与否;适当提升功率值, 注入下一组功率; (6) 拆卸设备, 整理数据。整个实验过程中, 应当注意以下事项:由于实验过程中所选择的样品个体之间有所区别, 因此在退化实验初始阶段, 建议尽可能的将触发门限设低一些, 这样可以更准确的捕获噪声退化阈值。

2 前门通道 (接收机) 抗损实验

高功率微波而言, 其能量耦合注入到通信设施时, 载荷系统中的主要途径可分为两种, 即前门、后门通道。当高功率微波经前门接收天线到雷达接收机时, 电磁脉冲的实际功率非常的强, 而且可能会对雷达接收机中的相关电子元器件产生影响。实践中, 为防止干扰、损伤, 前门通道需利用电磁加固防范威胁。在前门防护过程中, 除需采取有效的措施来防止高功率损伤外, 还要对系统性能的防护进行全面考虑;一方面要单独从理论上对防护措施进行分析、进行测试工程实验;另一方面还要与整机配套, 有效测试高功率前门注入是否可靠, 并且对高功率信号、环境等因素进行模拟, 使之遭受高功率攻击。在此过程中, 为确保通信系统受HPM压制时, 可以正常建立通信链路, 建议设计抗HPM双通道限幅接收模块;通过前门PIN二极管限幅器防护设计, 与微带双工器有效地结合起来, 设计一个插损低、尺寸小以及高隔离度和限幅功能强的双工器。通过仿真、测试发现, 双通道限幅接收模块抵抗HPM压制、确保通信链路建立的效果非常显著。实际操作过程中, 为进一步对前门抗高功率微波损伤措施研究, 了解设备指标是否受到了影响、程度如何, 还要对接收机前门通道抗损伤进行实验, 以此来保证所采取防护措施是否可靠。基于这些因素考虑, 可以设计一个功分比能够达到正无穷的功分器, 并且不等分操作非常的便捷, 因具有接地电阻而适用于高功率应用;对功分器电磁仿真操作以后, 要对实物进行加工测试, 测试结果与仿真效果之间相吻合。

3 无源电路

实践中可以看到, 虽然传统的功分器功率容量比较大, 而且可以有效应用在高功率, 但是对于不等分设计而言, 需高阻抗线才能实现, 这在一定程度上限制了加工、高功率的实际应用。因此, 笔者认为在传统的功分器基础上, 可以有效应用新型的片状传输结构, 对高功率微带功分器的宽带化进行优化设计;因片状传输结构与普通微带线电场分布情况存在着一定的区别, 所以可以采用弯曲传输路径形式来实现功分器设计的小型。在该种结构基础上, 功分器自身的优势体现在无需高阻抗线就能进行准确的不等分功分比;无需考虑高阻抗线功率容量, 并且在一定程度上还可以确保改进之后的系统能够有效地应用在高功率之中。通过电磁仿真、实物测试可知, 功分器宽带比原来增加了大约30%, 而且尺寸也因此而减小了大约一半, 从而有效地实现了不等分功分比之目的。

4 结语

总而言之, 高功率微波技术及其效应的研究, 与工程建设尤其是高科技工程项目建设之间存在着密切的联系, 因高功率微波电力、电磁以及电热效应之间互相交错, 所以传统的简单数值模拟难以说明实际情况。本文主要从实验方面, 对射频电路抗高功率微波技术问题进行了分析, 而且将试验、数值模拟之间有机地结合在一起, 将成为未来的主流研究方向。

摘要：随着社会经济的快速发展和科学技术水平的不断提升, 射频电路抗高功率微波成为现代高科技领域中的重要技术手段。本文主要对高功率微波前门注入损伤、接收机前门通道抗毁伤等方面的问题进行分析, 并在此基础上就无源电路高功率应用, 谈一下自己的观点和认识, 以供参考。

关键词：射频电路,高功率微波技术,研究

参考文献

[1]吴刚, 张新刚, 刘波.有孔矩形金属腔体屏蔽效能的估算[J].强激光与粒子束, 2011 (3) .

微波功率 篇8

如今复杂电磁环境下的电子战形式多种多样, 高功率微波武器作为其中的一种形式正越来越广泛地应用于现代电子战战场[1]。将高功率微波武器应用于雷达接收机, 通过仿真结果可以明确直观地看到高功率微波武器的电子战效能, 对研究现代电子战有较好的指导意义。

1 高功率微波武器的概念

高功率微波[2,3,4]一般指峰值功率在100 MW以上, 工作频率为1～300 GHz之间的微波, 是由近代微波理论的迅速发展和脉冲功率技术的实用化而推动起来的, 这极大地促进了HPM武器高功率雷达和超级干扰机等的发展。高功率微波武器是将HPM源产生的微波, 经高增益天线定向辐射, 将微波能量汇聚在窄波束内, 以极高的强度照射目标, 杀伤人员和干扰、破坏现代武器系统的电子设备的新概念武器[5]。

2 雷达接收机保护器

雷达接收机经过高频部分、中频部分和视频放大后才至终端设备[6,7], 如图1所示。

接收机保护器在其高频部分、中频部分、视频和终端设备之前[8]。一般的雷达接收机保护器分为主动式和被动式两种。被动接收机保护器是一个自激的, 不需要外部控制来实现保护功能的器件, 被动的方法对于任何的应用都是可行的。它相对于主动保护器来说可以更加可靠, 更大限度地克服潜在威胁。它是自动的, 自激的, 在雷达关机情况下, 它仍然对外部信号有保护作用。主动接收机保护器是一个需要控制信号来实现保护功能的器件。主动接收机保护器是一个开关, 可以用单刀单掷和单刀双掷描述这种设计。还有一种混合型的设计, 叫作准主动式接收机保护器[9], 兼有主动和被动的特点。这里的接收机保护器采用的是被动式。

3 高功率状态下与保护器有关的概念

3.1 输入

不同高功率信号有不同的特点, 所有高功率信号的辨认和描述必须根据他们的频率、最高功率、带宽和占空比。另一个重要的输入功率特点是脉冲上升时间。对任何一个接收机保护器来说, 都需要一定的时间转变为高功率状态。在这个转变时间内, 所泄漏的脉冲将会比在达到最大保护特性时保持脉冲所泄漏的多, 这个转变时间被称为尖峰, 它的振幅和宽度很大程度上决定于输入脉冲的上升时间。总的说来, 上升时间上升得越快, 尖峰的振幅就越高。

3.2 低功率状态

通常把低功率状态称作插入损耗状态。这个状态通常指接收机保护器在雷达系统静止时及在接收目标回波时的状态。在这个状态下, 接收机保护装置一个最重要的注意事项是接收信号的最大输入功率。输入接收机设计将本着输入功率不超过最大输入功率这个极限。如果超过这个功率限制, 标准的接收机保护器就开始对信号进行限制, 比如限制输入信号, 或者产生不想要的信号, 如谐波信号或者调制信号。

3.3 高功率状态

高功率微波状态指元件激活, 并开始保护接收机免受高功率信号破坏的状态。

3.4 恢复时间[8]

在恢复时间状态时, 装置是在由高功率状态回到低功率状态的过程中。恢复时间是从发射脉冲停止时开始测量的, 这是指发射脉冲的下降沿, 在此期间, 发射功率已经低于限幅功率。对于实际效果来说, 恢复时间的测量意味着输入功率低于零的时刻, 如图2所示。

恢复时间终止点的测量, 根据要求的不同而不同, 但是在缺少任何其他描述的情况下, 标准工业定义的恢复时间是从发射脉冲停止到装置恢复到静态输入插损值的3 dB。

3.5 输出

在高功率状态下, 输出指行使保护功能情况下的一种能量形式和能量的大小。在这种状态下与之有关系的表现特性是衰弱功率、尖峰泄漏功率和能量、平坦功率。在低功率状态下, 输出脉冲与输入脉冲的振幅相等。随着输入振幅的增加, 在某一点, 转入保护状态, 通过的脉冲都会随着输入的增长而开始减小。当输入功率超过限幅点时, 通过功率将采取一个尖峰和平峰的形式[10]。如前面所述, 尖峰是通过脉冲的一部分, 在前沿产生, 它是由接收机保护器达到完全保护所用的小段有限时间所产生的。平峰指的是通过脉冲的主要部分, 它是在完全保护完成后所产生的。图3展示了这两者之间的关系。

4 仿真中固定参数的确定与表示

首先确定仿真中的主要不变参数, 见表1。

仿真加高功率干扰之前, 未加干扰的目标的点迹显示图、航迹显示图、脉压前信号实部和脉压后信号模值图, 如图4～图6所示。脉压前信号实部和脉压后信号模值图中, 上半部分为脉冲压缩前的信号, 下半部分为脉冲压缩后的信号。图中通常只表示目标的点迹、航迹和接收信号, 由于跟踪状态下的情况无法以图的形式表示, 所以将在结论中进行阐述。

在仿真中, 对应图4取目标的点迹信息进行讨论, 见表2。同样, 对应于图5雷达获得的目标航迹信息见表3。

5 不同干扰脉冲重复周期的干扰仿真

利用高功率微波武器对雷达接收机保护器的干扰效果, 可以在机载火控雷达平台上, 加入高功率微波干扰, 并在干扰的过程中采用不同的限幅时间进行仿真。通过对目标进行不同限幅时间干扰效果的研究, 可以比较不同限幅时间干扰的优劣程度, 并对干扰效果进行评估, 有利于对干扰结果进行量化分析。

干扰的脉冲重复周期是指每隔几个脉冲重复周期进行干扰, 下面就分别采用不同的脉冲重复周期进行讨论。仿真中对机载火控雷达的不变参数进行设定:限幅时间为4 μs, 干扰延迟时间为8 μs, 干扰时间为27 μs。

(1) 脉冲重复周期为0时, 仿真结果如图7所示, 对应的信息见表4, 表5。

(2) 脉冲重复周期为2时, 仿真结果如图8所示, 对应的信息见表6, 表7。

(3) 脉冲重复周期为6时, 仿真结果如图9所示, 对应的信息见表8, 表9。

(4) 脉冲重复周期为10时, 仿真结果如图10所示, 对应的信息见表10, 表11。

6 不同干扰脉冲重复周期的干扰结果

由点迹信息表可以得到点迹干扰量化误差, 如表12所示。

通过以上得出的四种情况并结合表12中数据可以得到下述结论:

(1) 在搜索状态下, 随着脉冲重复周期的增加, 目标点迹的测量误差逐渐减少, 从起初无法建立点迹, 一直到建立真实点迹。

(2) 在搜索状态下, 随着脉冲重复周期增加, 航迹逐渐建立并逐渐接近实际航迹。

(3) 在跟踪状态下, 部分目标起初无法进行正常跟踪, 随着重复周期的增加可以达到对所有目标进行跟踪。

7 结 语

高功率微波作为一种电子战武器, 其作用于雷达对雷达的干扰效果是显而易见的, 并且遵循一定的规律。这里只是针对雷达接收机保护器的过载保护方面进行了讨论, 涉及的可变参数只限于脉冲重复周期, 后续的研究可以针对其他可变参数进行研究, 也可以将高功率微波的干扰研究应用于其他电子设备。

摘要：在现代电子战条件下, 高功率微波武器的应用越来越广泛。研究高功率微波武器对雷达的干扰效果有一定指导意义。首先介绍高功率微波武器和雷达接收机保护器的概念, 由于雷达接收机保护器对高功率的信号有保护作用, 抑制信号进入雷达接收机, 采用仿真的方式, 分不同的干扰脉冲重复时间将高功率信号作用于雷达接收机, 针对不同的脉冲重复时间, 在搜索和跟踪模式下可以得出不同的干扰效果。

关键词：高功率微波,重复周期,跟踪,干扰

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