宽带大功率微波（共7篇）
宽带大功率微波 篇1
1 引言
微波固态功率放大器一直以来都是微波领域理论与技术研究的重要课题。由于受到工作波段内固态器件自身特性的影响以及加工工艺等诸方面的限制, 功率放大芯片还未能达到单片直接使用的要求, 为了达到大功率输出的要求, 最常用的方法就是功率合成技术。功率合成就是一种由较小功率模块组合成更大输出功率的方法, 其中有空间型合成、芯片型合成、电路型合成以及混合型合成等多种功率合成方式。由于工艺水平等因素的限制, 目前研制大功率、小体积微波固态功率放大器的有效方法是采用由较大功率输出能力的微波单片集成电路 (MMIC) 进行功率合成。
微波固态功率放大器的研制, 主要取决于MMIC或单个功率器件的功率水平以及功率分配/合成器等器件的发展水平。良好的功率合成是实现大功率、小体积微波固态功率放大器功能和性能的首要因素之一。实际上, 由于功率合成存在损耗, 各分路的幅度、相位不能完全一致, 功率合成效率会受到影响, 输出功率总比理论值要小。
从功率分配和功率合成两个方面着手, 在结构简单、加工简易的前提条件下, 重点研究混合环功分/功合网络结构, 通过利用ADS软件对多路分配/合成网络的进行优化仿真和设计改进, 采用多芯片微组装技术最终研制了一款性能优良的宽带微波固态功率放大器, 在9GHz-17GHz的通带内, 实现了46d Bm输出功率, 38d B增益, 具有体积小、功率大、大工作带宽、工作电压低、可靠性高、良好的可重复性等特点。
2 微波固态功率放大器设计
主要研制一款在9GHz-17GHz的通带内, 输出功率为46d Bm, 增益大于38d B, 输入接口形式为SMA同轴输入, 输出接口形式为BJ波导输出的宽带微波固态功率放大器。
经过指标计算和分解, 该宽带微波固态功率放大器采用微带线电路、三级级联放大电路、双级混合环级联功分/合成网络等组成。原理框图如图1所示, 并在设计时增加增益补偿电路, 以满足高低温状态的要求。
整个放大器共包括6片MMIC单片微波集成电路。前两级缓冲放大级和推动放大级分别各用一片MMIC, 末级功率放大电路主要由4片平行放置的MMIC组成, 通过四路平面微带结构的混合环功率功分/合成网络实现所需大功率的输出。放大器信号传输电路介质材料选用罗杰斯公司低损耗的RT5880 (介电常数Er=2.2) , 电源偏置电路采用常规FR4板, 外壳以及腔体所用材料为防锈铝2A12-H112。
3 电平计算与器件的选择
经过详细的电平分配计算仿真可知, 四路功率合成器合成理论增益为6d B, 而实际功率合成器合成实测增益为5.3d B, 微带到波导接头插损约-0.3d B, 四路功率分配器单路插损实测值为-6.7d B, 功率分配/合成器的插损约-1.4d B, 每级微带电路传输的插损为-0.3d B, 前级射频功能芯片总的插损约-8d B, 电平计算分配如图2所示。
据上述计算, 末级放大器选用华北集成电路公司的NC1168C芯片, 该芯片的饱和输出功率为41.5d Bm, 增益为20d B, 尺寸为3.6mm×4.0mm×0.1mm;推动级放大器选用华北集成电路公司的NC1180C芯片, 该芯片的饱和输出功率为34d Bm, 增益为16d B, 尺寸为4.21mm×3.2mm×0.1mm;缓冲级放大器采用Hittite公司的HMC451芯片, 该芯片的饱和输出功率为22d Bm, 增益为22d B, 尺寸为1.35mm×1.35mm×0.1mm;通过计算, 整个功率放大器的增益为46.2d B, 输出功率为46.5d Bm, 满足该宽带微波固态功率放大器设计要求。
4 功率分配/合成网络设计
对于功率分配/合成网络要求为:具有尽可能低的插入损耗和尽可能高的合成效率, 各路之间应有足够高的隔离度, 具有相同输入/输出阻抗 (50Ω) 。功率分配/合成网络效率受幅度、相位不一致和电路损耗等因素影响。选用罗杰斯公司低损耗的RT5880 (Er=2.2) 为功分/功合网络的介质材料, 以减少电路损耗。
为了保证低损耗、小体积、幅相一致性以及各端口间高隔离度, 借助ADS软件经过论证和优化仿真, 我们设计了混合环功分/功合网络用于微波固态功率放大器的功率分配和合成, 这种混合环功分/功合网络驻波比小, 各端口隔离度高, 体积小, 易加工, 并具有一定的工作带宽。
图3左是一个采用两级混合环级联的方式实现的四路双级混合环功率分配/合成网络, 具体的仿真结果如图4、图5所示。整体微带功分/功合网络电路按实际所需长度添加微带线后如图3右所示。
由图4、图5经过仿真可知:在9GHz-17GHz的通带内, 功率分配器单路最大插损值为-6.7d B, 各输出端口之间最小隔离度大于25d B, 各输出端口之间幅度不平衡度小于0.4d B, 输入、输出驻波比小于1.3, 相关的两路输出信号的相移差在180O±2O之间, 经过对称功合网络后, 各路信号相位可实现一致;该混合环功率分配合成网络满足指标要求。
5 电路的制作
设计完成后, 进行了宽带微波大功率固态功率放大器结构件射频微带板的加工和装配, 图6是固态功率放大器微带射频板的装配示意图。
6 研制结果与结论
通过缓冲级放大、推动级放大, 再经过双级混合环功分/功合网络进行末级功率放大合成输出, 借助仿真软件经过论证和优化仿真, 最终在国内微带加工的工艺基础上, 实现了宽带微波大功率固态功率放大器的研制, 尺寸为190mm×95mm×40mm。
经测试, 该微波大功率固态功率放大器在9GHz-17GHz的通带内, 实现输出功率大于46d Bm, 增益高于38d B, 输出功率带内波动±0.4d B, 满足设计要求, 已生产用于整机系统, 并显著提高了雷达整机性能。
参考文献
[1] (美) Andrei Grebennikov著, 张玉兴, 赵宏飞译, 射频与微波功率放大器设计[M], 北京:电子工业出版社, 2006.
[2] (美) Inder Bahl, Prakash Bhartia著, 郑新, 赵玉洁, 刘永宁等译, 微波固态电路设计 (第二版) [M], 北京:电子工业出版社, 2006.
[3]徐兴福主编, ADS2008射频电路设计与仿真实例[M], 北京:电子工业出版社, 2009.
[4]黄玉兰编著, ADS射频电路设计基础与典型应用[M], 北京:人民邮电出版社, 2010.
[5]郑新, 李文辉, 潘厚忠等编著, 雷达发射机技术[M], 北京:电子工业出版社, 2006.
[6]甘仲民, 张更新, 王华力, 刘爱军著, 毫米波通信技术与系统[M], 北京:电子工业出版社, 2003.
[7]薛良金著, 毫米波工程基础[M], 国防工业出版社, 1998.
宽带微波信号光纤传输链路的设计 篇2
随着信息时代的到来,人们对信息传送的媒质也提出了更高的要求。目前,在微波信号的传送中,基本上都是以电缆传送为主,但是电缆传送存在一些问题,
比如传送距离相对较近,外界信号容易干扰传输信息等。为了解决这些问题, 人们开始利用光缆进行信号传送。光缆的传送距离非常远,可以达到一百多千米, 在传送的过程中,信号的衰减系数非常小,能够保证信号的高质量传送。光缆传送的稳定性好,不容易受到外界环境的干扰,而且具有相关设备质量小以及应用成本低等特点。所以,光纤传输在各个领域都得到了越来越广泛的应用。本文先介绍宽带微波信号光纤传输链路的主要组成部分,然后探讨相关的重要参数。
1宽带微波信号光纤传输链路的组成
光纤传输链路主要可以分为三个部分:发射装置、接收装置和光纤。光发射装置的主要功能是将输入的电信号进行调制,将其转化成为光信号,光源的调制方式可以分为直接调制和外调制两种,直接调制所能达到的带宽是26.5GHz,要想增加带宽,可以利用外调制,最大可以达到70GHz。光纤在快带微波通信中的主要作用是运输作用,处于信号发射装置到终端接受装置之间。,这也是光纤输送优于电缆输送的关键所在。光接收装置的功能和光发射机的相反,它是将光纤传送过光信号恢复为最初的电信号,从而实现信号的重新读取。
根据电信号形式的不同,光纤传送可以分为两类:模拟传输和数字传输。模拟光纤传输的传送距离相对较短,应用成本低,容易受到宽带的限制,但是其损耗比较低,常用的场合有雷达信号处理、天线遥测等。数字光纤传输的传送距离比较长,应用的成本也比较高,但是不受到宽带的限制,能够对大容量的信息进行传送,所以一些超级望远镜的宽带微波信号的传输就可以选用数字光纤传输。
2宽带微波信号光纤传输链路的重要参数
借助一些重要的参数,我们可以检验宽带微波信号光纤传输链路性能优劣,下面将对光纤传输链路的性能参数和传输参数进行探讨。
2.1宽带微波信号光纤传输链路的性能参数
宽带微波信号光纤传输链路的性能参数主要有四个,包括增益、带宽、噪声系数以及动态范围等。
增益是指信号功率在输出端与输入端的比值,它跟整个系统的一些设备性能相关联,包括光纤的衰减特性以及光发射机、光接收机的增益Glink等。Glink=G-A增益可表示为:
式中G表示光反射机、光接收机的增益,A为光纤内的信号损耗。光纤内的信号损耗A越小,或者光反射机、光接收机的增益G越大,则整个光纤传输的增益就越大。
带宽主要是衡量信号失真传输的可用带宽范围,它是增益下降3dB所对应的频带宽度。在该带宽内,信号的抗干扰能力极强,信号不容易失真。光纤的带宽大小主要跟色散效应相关,而在单模光纤中是不存在模间色散的,所以单模光纤的带宽非常大。所以整个光纤传输链路的带宽主要受限制于光反射机、光接收机的频率响应。
噪声系数是指系统输入端信噪比与输出端信噪比的比值。系统的信噪比可以定义为接受信号功率S与噪声功率Np的比值 :
式中,RL为光检测器负载电阻, i2S表示均方信号电流, i2N表示均方噪声电流。暗电流、前置放大器以及负载电阻等都会产生噪声,这些噪声对信号的传输会产生干扰的作用,所以需要严格的控制噪声。
在光纤传输系统中,信号在一定范围发生变化时,信号的能否进行有效传输是一个重要的研究点。动态范围就是用来衡量信号能够进行变化的有限范围。在动态范围中,最小的信号值叫做灵敏度,它跟整个系统的背景噪声有关。当信号值不断的增大时,系统会因为非线性而发生信号失真。动态范围给了人们一个信号高质、高效传输的标准,从而可以避免信号受到干扰以及失真现象发生。
2.2光纤的传输参数
在光纤的传输中,光纤的相关参数主要有衰减和色散两个。
光纤的衰减是光纤的一个重要参数, 它是指在光纤传输过程中信号会产生一定的损失。在一般情况下,光纤的衰减特性在决定了整个光纤传输链路的最大距离。宽带微波在光纤中传输时,随着距离z的增加,光功率P存在以下关系式:
式中, p(0)为起始处的光信号功率,αp为损耗常数。光纤的衰减特性可以用衰减系数α表示,它可以用单位长度的分贝数来表示,定义如下 :
光纤衰减产生的原因有很多,主要是光纤材料质量以及设计问题,光纤发生一定的弯曲时,会产生信号损失,所以要避免光纤的弯曲。散射损耗则是光的散射效应造成的,它主要跟光纤的结构缺陷有关。有的光纤自身还能对一定量的信号进行吸收,造成信号的衰减。
色散是光纤的另一个重要参数,因为光纤传输中的信号会具有不同的类型,它们的传送速度会存在一定的差别。这就导致了整个信号不同部分不能够在同一时间到达光纤终端,最终会导致输出信号出现失真现象,不能够顺利读取信号。可以用时延差来衡量色散的严重程度,时延差越大,则色散程度越严重。信号的时延差与光源的相对带宽、温度有关。
综上所述,在整个光纤传输链路设计过程中,需要考虑传输的实际情况,根据不同参数对整个系统的影响,选择最佳的参数值,从而实现宽带微波信号光纤传输链路的最佳设计。
3结语
大功率微波柔软同轴电缆的研制 篇3
随着我国国防现代化建设步伐的加快, 雷达工程项目中发射机的功率越来越高, 各种高频雷达以及微波通信系统的配套工程均要求使用能够传输大功率的微波同轴电缆, 将大功率微波信号传输到发射天线上。近几年, 微波同轴电缆朝大功率方向发展的同时, 用于小型化雷达的电缆的弯曲性、柔软性也有了长足的进步。但随着整机的小型化以及使用频率越来越高的趋势, 微波同轴电缆的衰减值和尺寸与使用频率的矛盾尤为突出。对此, 我们进行了大功率微波同轴电缆的进一步研发。
1 设计思路
大功率微波同轴电缆设计应综合考虑内导体、绝缘、外导体、护套的选材及加工工艺等方面, 通过降低电缆衰减、提高电缆传输功率, 实现微波同轴电缆的大功率传输。
1.1电缆的衰减系数
衰减系数是微波同轴电缆的最重要的参数之一, 其由电缆的结构尺寸及结构形式 (内外导体、绝缘的材质及结构形式) 决定。电缆的衰减系数α是由导体衰减系数αR和介质衰减系数αG组成的, 其计算公式为:
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式中d为内导体外径, D为外导体内径, dw为编织用导线直径, K1为绞线的等效直径系数, Ks为绞线引起的电阻增大系数, Kb为编织线引起的电阻增大系数, f为频率, εe为等效介电常数, tg δe为介质损耗角正切。由式 (1) 可见, 要降低微波同轴电缆的衰减系数, 提高传输效率, 应增大电缆内外导体结构尺寸d和D, 降低电缆绝缘介质的等效介电常数εe。复合型绝缘的等效介电常数的计算公式为:
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式中ε1、ε2分别为内外层绝缘的介电常数;D′、D分别为内外层绝缘的外径, 如图1所示。
通过最优化设计, 综合调整绝缘介质和内外导体结构, 可使电缆满足低损耗、柔软性好、电性能参数一致性好等综合技术要求。
1.2电缆的传输功率
电缆传输的峰值功率和平均功率将限制电缆允许传输功率。提高电缆传输功率的有效途径除了增大电缆尺寸外, 还可采用耐高温的介质材料和改进工艺措施等方法。
1.2.1 峰值功率
虽然在一般情况下, 峰值功率所对应的电压大大低于电缆的允许工作电压, 但大功率传输时, 电缆承受的电压还是很高, 为防止电缆被击穿, 在设计时应考虑电缆所能承受的峰值功率。电缆峰值功率Pp的理论计算公式为:
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式中V为电缆所能承受的最大 (峰值) 工作电压, 电缆的工作电压应比介质材料的击穿电压小得多;Zc为电缆的特性阻抗;K1为绞线导体的有效直径系数;K2为绞线导体的表面场强集中系数;E为电缆最大允许工作场强;A为安全系数, 一般取值0.7。
1.2.2 平均功率
电缆的平均功率受电缆内部发热和其散热能力的影响。电缆传输时平均功率太大会造成电缆内部过热。解决电缆内部的过热, 必须尽量降低电缆的衰减, 同时选用耐高温性能较佳的介质材料, 使电缆的允许温升大大提高, 从而提高电缆的传输功率。电缆平均功率Pa的计算公式为:
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式中α=αd+αD+αG, αd、αD、αG分别为内导体、外导体和绝缘的衰减系数, αd=Rd/ (2Zc) , αD=RD/ (2Zc) , αG=GZc/2, Rd、RD分别为内外导体的有效电阻, G为电缆回路中绝缘的电导;T1-T0为允许的内导体最高温度和环境温度之差, 可预先设定;θd、θc、θ0分别为绝缘、护套以及护套表面向周围环境散热的热阻。
2 结构与选材
我们在研制大功率微波同轴电缆时, 通常从电缆的结构和材料两方面来综合考虑和选择。
2.1内导体
在高频传输时, 因为镀银铜线有极好的防腐蚀能力和极好的可焊性, 且银的电导率比铜高, 在高频的条件下其连续工作温度可达200 ℃, 因此我们采用镀银铜线作为大功率微波同轴电缆的内导体。为增加电缆的柔软性, 内导体采用了多根镀银铜线绞合的形式, 使电缆的内导体和绝缘介质紧密结合, 减少导体和介质之间的空气间隙, 提高电缆的传输功率。
2.2绝缘
绝缘是大功率微波同轴电缆结构中最重要的组成部分之一, 它对降低电缆的衰减、提高功率容量以及增加机械稳定性等都有很大影响。如采用高频下具有介电特性优异、耐温等级高的聚四氟乙烯 (F4) 作为绝缘材料, 可降低电缆的等效介电常数, 使电缆允许温升大大提高, 能承受较大的工作电流和平均功率。
绝缘结构的确定既要考虑降低整体绝缘的介质损耗, 还要兼顾内导体和绝缘介质的耐压能力。为此, 我们特别设计了复合型绝缘绕包 (由内层耐压强度较高的半定向F4薄膜绕包和外层介质损耗较低的微孔F4薄膜绕包组成) 结构。我们进一步对复合型F4薄膜绕包绝缘和微孔F4薄膜绕包绝缘两种结构电缆所能承受的峰值功率进行了比较, 以期验证复合型F4薄膜绕包绝缘结构是否是大功率微波电缆适合的绝缘结构。根据式 (1) 我们确定了大功率微波电缆的绝缘尺寸 (d、D) , 电缆的Zc=50±2.5 Ω, K1=0.97, K2=1.397。对于复合型F4薄膜绕包绝缘, 由式 (2) 可得其等效介电常数为1.52。内层耐压强度高的F4薄膜的E=20 kV/cm, 电缆内层工作电压V1=2.25 kV;外层介质损耗较低的微孔F4薄膜的E=10 kV/cm, 电缆外层工作电压V2=3.62 kV;电缆工作电压V=V1+V2=5.87 kV。由式 (3) 可得, 复合型F4薄膜绕包绝缘电缆可在168 kW的峰值功率下安全运行。对于全微孔F4薄膜绕包绝缘, 微孔F4薄膜的E=10 kV/cm, 电缆工作电压为3.34 kV。由式 (3) 可得, 微孔F4薄膜绕包绝缘电缆可在45 kW的峰值功率下安全运行。由于绝缘全部是微孔F4薄膜绕包, 其介电常数较小 (εe≈1.4) , 故电缆内导体的尺寸会稍有改变。上述计算结果显示, 虽然微孔F4薄膜绕包绝缘的介质损耗较低, 但绝缘介质的耐压能力降低, 对比显示, 采用复合型F4薄膜绕包绝缘结构可以使电缆的峰值功率大大提高, 因而该绝缘结构较适合大功率微波电缆。可进一步通过调整电缆的特性阻抗和选择理想的绕包外径来满足电缆在高频下低衰减、大功率传输的要求。
2.3外导体和外屏蔽
为了使电缆具有很好的柔软性, 在电缆绝缘层外采用了多股镀银铜线编织结构的外导体, 并控制合适的外导体编织密度。由于在雷达舱内实际工作时, 电缆仍会发烫并产生很大的干扰, 因此我们在电缆编织层外再增加了一层金属复合薄膜绕包外屏蔽, 这样增加了电缆的结构稳定性, 又使电缆在工作频段内的衰减系数和电压驻波比性能更加优异, 同时提高了电缆的抗干扰性能。
2.4护套
在大功率运行时电缆护套会发烫, 当环境温度为40 ℃时, 外导体的外表面温度升至125 ℃, 电缆护套表面温度将达到113.8 ℃。经过多次试验, 我们最终选用了具有良好机械性能、阻燃性能、耐环境性能以及可以降低成本的热塑性乙丙橡胶弹性体作为护套材料, 以保证电缆可在此温度下长期工作, 并且热塑性乙丙橡胶弹性体还可增加电缆的柔软性。
3 大功率微波同轴电缆的性能
经过多年的研究和工艺摸索, 我们对1～6 GHz范围用的大功率微波同轴电缆采用耐温等级较高的复合型F4薄膜 (半定向F4及微孔F4薄膜相结合) 绕包型绝缘结构, 绕包绝缘外径最大可做到22 mm, 这是目前低损耗F4薄膜绕包型电缆中尺寸最大, 在同尺寸电缆中衰减最小, 并具有良好柔软特性的产品。我们研制的大功率微波同轴电缆的结构如图2所示。由于平均传输功率的计算 (式 (4) ) 比较繁琐, 我们通过计算机编程设计出平均传输功率的计算程序, 经计算, 所设计的该结构形式的大功率微波电缆允许传输的平均功率在300 MHz频率下可达6.35 kW以上。
我们所研制的大功率微波同轴电缆与国外相同型号电缆的主要性能比较可参见表1。从表中可以看出, 该大功率微波柔软电缆的性能已达到国外同类产品水平, 有些指标甚至优于国外同类产品 (美国Flexco公司的FC645型电缆) 。由于FC645型电缆外导体采用的是皱纹管结构, 因此其柔软性将明显低于我们设计的编织外导体大功率微波柔软电缆。现代武器装备日趋小型化, 雷达设备中对配套用电缆的柔软性要求越来越高。本电缆的柔软性使得电缆组件易弯曲而缩小应用空间。
4 总 结
通过稳定有效地控制绝缘绕包形式及尺寸, 以及采用有效的屏蔽措施, 使大尺寸电缆组件在雷达操作空间较难弯曲的问题得到了解决。这种复合型F4薄膜绕包绝缘形式的电缆是目前微波电缆中F4薄膜绕包结构中尺寸最大的, 而衰减在同尺寸电缆中也是最小的, 这同时解决了电缆的大功率传输问题。精心、合理的设计使我们所研发的大功率微波柔软电缆具有高功率传输、柔软性好、低损耗等综合技术优点, 在国防重点工程项目中得到了很好的应用。
参考文献
[1]汪祥兴.射频电缆设计手册[R].上海:中国电子科技集团公司第二十三研究所, 1996:90-167.
宽带大功率微波 篇4
本文所设计的微波频率源是为接收系统提供本振。文中所设计的信号带宽达到1GHz, 步进却仅有0.5MHz。基于这样的指标, 首先是采取DDS_PLL的结合方式。通常采取的DDS_PLL方式为DDS激励PLL方式, 这种组合的缺点是DDS在大带宽范围内有杂散, 不易用滤波器滤除, 会影响到频谱的质量。另两种分别是PLL内插DDS和环外混频DDS方式, 这两种方式的组合, 虽然在一定程度上提高了指标的性能, 可是在很大程度上增加了电路的复杂性, 尤其是文中的步进只有0.5MHz, 若采用后两种方式, 混频的近端杂散都不易滤除。鉴于上述多方面的考虑, 结合技术指标要求, 文中制定了第一种最简单的设计方式。同时, 引入了新的设计理念, 就是在硬件电路不改变的情况下, 通过改变软件将DDS的近端杂散进行转移, 而提高整个系统电路的杂散性能。这种方法克服了原始DDS激励PLL杂散难克服的缺陷, 又体现了电路的简单性。
2、DDS激励PLL的设计
2.1 技术指标
频率范围:S波段;
功率:≥10dBm;
杂散:≤-40dBc;
步进:0.5MHz;
相位噪声:≤-80dBc/Hz@1KHz;
跳频时间:≤150us;
2.2 系统框图
如图1所示:为了提高数据传送时间和提高相噪性能, 文中采用了最高参考频率400MHz作为AD9954的参考时钟。由100MHz本振信号, 经4倍频后, 得到400MHz送入D DS。DDS在参考信号的驱动下进行过采样得到80MHz的跳频信号fd, 为了满足PE3236的最高鉴相频率20MHz的条件, DDS信号经过锁相环的内部前置分频后得到跳频信号fr, 此鉴相信号经过锁相、倍频、滤波后得到C波段的微波射频信号, 其中由于PE3236的最高频率只能到2.2GHz, 故锁相环还外接了个分频器。
2.3 可行性分析
2.3.1 杂散指标计算
AD9954芯片的窄带杂散为-85dBc@80MHz, 宽带杂散为-62dBc@80MHz。对于PLL环路带宽内的杂散, DDS的杂散会恶化20lg N (N为倍频次数) 。根据图1, 文中的倍频次数N=75×4÷6=50, 因此恶化20lg50=34, 由于DDS窄带杂散为-85dB c, 因此最终输出频段的杂散为-50dBc。对于提出的-40dBc的指标还是有一定余量的。
2.3.2 相位噪声指标计算
根据AD9954的数据资料显示, 它的DA C的相噪底为≤-125dBc/Hz@1kHz, 因此经过50倍频后, 微波射频模拟信号的相位噪声为≤-91dBc/Hz@1kHz, 满足≤-80dBc/Hz@1kHz的指标要求。
2.3.3 跳频时间计算
跳频时间包括DDS的跳频时间和PLL的跳频时间。DDS的跳频时间包括外部接收到通讯指令后对DDS进行控制字传送的时间以及DDS内部寄存器接收到命令字后的频率变化时间。DDS跳频时间约2us。根据工程经验, 鉴频鉴相器锁相环的跳频时间小于100us。因此, 整个跳频时间小于150us的要求。
3、系统的组成和实现
3.1 DDS芯片介绍-AD9954
AD9954是AD公司中一款体积和功耗较小的芯片, 其最高时钟可达400MHz, 拥有32位频率累加器, 14位相位累加器, 14位D/A的硬件结构, 而且杂散和相位噪声的性能也十分良好。图2面是芯片的内部结构图。
AD9954的主要硬件特点如下: (1) 最高输入时钟频率:400MHz; (2) 相位噪声≤-125dBc/Hz@1KHz; (3) 强大的读写能力, 2线或3线的串口, 最高速率可达25MHz, 接口均与DSP或单片机接口相兼容; (4) 1.8V工作电压, 功耗200mW; (5) 最小频率分辨率0.09Hz; (6) 频率切换时间100ns;
由此可以看出, AD9954的400MHz参考时钟为锁相环提供了较高的输入时钟频率, 25MHz的串口速率为系统的跳频时间提供了可靠性保障, 最小分频率0.09Hz为系统提供了高的频率准确度。
3.2 PLL芯片介绍-PE3236
PE3236是一种高性能的2.2GHz整数-N PLL频率综合器, 内部包含了10/11双模前置分频器、模数选择电路、M计数器、R计数器、数据控制逻辑、鉴相器和锁相检测电路。R计数器和M计数器的控制字可串行或并行接口在数据控制逻辑中编程, 也可直接接口输入。
PE3236的频率计算公式为:
文中, M=6, , A=5, R=5。
PE3236同大多数锁相环电路一样, 采用的是差分放大器滤波电路。具体的电路形式如图3。
文中各参数的值为:
带宽约200KHz。
3.3 改善杂散措施
DDS由于DAC的差分和积分等非线性, 将会使频谱产生一个输入到输出的非线性搬移过程。即f=ufc+vf0, 其中u, v为任意整数, fc为时钟参考频率, f0为输出频率。时钟的泄漏也不可避免的会在芯片内部进行耦合, 从而使频谱出现杂散。若杂散较远, 则可通过调整PLL的环路带宽和环路滤波器对杂散进行抑制。
由于文中输出频率间隔较小, 当某些频率在PLL的环路带宽内时, 则无法通过后端滤波器滤除。此时, 文中通过改变PLL的倍频数值的设置, 调整DDS输出的频点, 进而将无法滤除杂散的频率去除。
文中DDS的参考频率为400MHz, 在输出频率80MHz附近, 杂散则难以滤除。因此文中通过改变PLL倍频数值M、A、R, 使DD S的输出频率偏移出79.6MHz～80.4MHz范围内。若锁相环计数器设置不变, M=6, , A=5, R=5, 那么DDS的输出频率则在80M Hz附近的±0.4MHz内。为了改善杂散性能, 文中将锁相环的计数器设置进行改变M=6, A=7, R=5, 则DDS应输出频率将偏移杂散较高的范围内, 从而提高了DDS和系统的杂散性能。
3.4 试验结果
经过各频率的测试, 测得射频信号满足指标要求。
频率范围:S波段;
功率:10～12dBm;
杂散:≤-47dBc;
相位噪声:-85dBc/Hz@1KHz;
跳频时间:150us;
4、结语
本文采用DDS和PLL相结合的结构, 互相吸取各自的优点, 设计出了超大宽带的微波射频信号。文中的创新之处在于利用DDS的可编程特性, 提出了通过改变软件控制, 使DDS的输出频段偏离容易产生杂散的频率范围, 从而提高系统杂散性能的方法。此种设计的好处就是在指标保障的前提下, 尽量简化了电路, 降低了成本。随着DDS芯片的不断更新, 整个系统的性能参数还有更大的提高空间。
摘要：本文主要讲述了一种基于DDSPLL产生宽带微波频率源的设计。文中采用最简单的DDSPLL的结合方式, 利用DDS芯片AD9954作为锁相环的参考时钟, 解决了PLL芯片PE3236低分辨率和跳频时间慢的缺陷, 同时介绍了通过对某些频点改变锁相环的倍频次数N而改变DDS输出频率来改善由于DDS自身特性所引入到电路中的杂散的方法。此种设计的优点就是简化了传统电路的复杂性并保证了技术指标的高要求。
关键词：DDS,PLL,AD9954,PE3236,频率源
参考文献
[1]电子文档AD9954.PDF.美国Anlog公司.www.analog.com.
[2]电子文档PE3236.PDF.美国Anlog公司.www.analog.com.
宽带功率放大器的设计 篇5
宽带功率放大器的应用开始从军用向民用扩展,目前在无线通信、移动电话、卫星通信网、全球定位系统(GPS)、直播卫星接收(DBS)、ITS通信技术及毫米波自动防撞系统等领域有着广阔的应用前景,在光传输系统中,宽带功率放大器也同样占有重要地位。
在无线通信、电子战、电磁兼容测试和科学研究等领域,对射频和微波宽带放大器有极大需求,且这些领域对宽带放大器要求各不相同,特别是在通信系统和电子战系统的应用中,对宽带低噪声和功率放大器的性能指标有特殊要求。在设计上传统窄带放大器的端口匹配,一般是按照低噪声或者共扼匹配来设计的,以此获得低噪声放大器或者最大的输出功率。但是,在宽带的条件下,输入/输出阻抗变化是比较大的,此时使用共扼匹配的概念是不合适的。正因为如此,宽带放大器的匹配电路设计方法也与窄带放大器有所不同,宽频带放大器电路结构主要可以分为以下几种[1]:
平衡式放大器;反馈式放大器;分布式放大器;有耗匹配式放大器;有源匹配式放大器;达灵顿对结构。
各种结构都有各自的特点和适用的情况,在设计中应当根据具体放大器的性能指标要求进行合理的选择。
1 宽带功率放大器的结构与原理
1.1 宽带功率放大器的指标分析
宽带功率放大器的许多指标和普通的功率放大器是一样的,如饱和输出功率、P1dB压缩点、功率效率、互调失真、谐波失真、微波辐射等,但宽带功率放大器也有特殊之处。
1.1.1 工作频带宽度
工作频带通常指放大器满足其全部性能指标的连续工作频率范围。
1.1.2 增益平坦度与起伏斜率
增益平坦度是指频带内最高增益与最低的分贝数之差,多倍频程放大器的增益平坦度一般是±1~±3 dB。在微波系统中有时候需要两个以上的宽频带放大器级联,级联放大器的增益平坦度将变坏,这是由于前级放大器输出驻波比与后级放大器输入驻波比不一致造成的。尤其在宽频带内,级间的反射相位有时迭加,有时抵消,增大了起伏,因此一般要在级联放大器的级间加匹配衰减器。环境温度、直流偏置电压以及时间老化等因素对增益值影响较大,而对增益平坦度的影响较小。
1.1.3 驻波比与反射损耗
宽频带放大器的驻波比指标比窄频带放大器更难保证。倍频程放大器可以达到VSWR<2,当要求较高时,可以用铁氧体隔离器改善驻波比。但是,在多倍频程的情况下,无法获得适用的超宽频带隔离器,所以驻波比不可能很好[1]。
1.2 LDMOS
Lateral Double diffusion MOS(LDMOS)采用双扩散技术,在同一窗口相继进行两次硼磷扩散,由两次杂质扩散横向结深之差可精确地决定沟道长度。沟道长度L可以做得很小,并且不受光刻精度的限制。由于LDMOS的短沟效应,故跨导、漏极电流、工作频率和速度都比一般MOSFET有了很大的提高;在射频应用方面,LDMOS有着更好的线性度、较大的线性增益、高的效率和较低的交叉调制失真。同时,LDMOS是基于成熟的硅工艺器件,比起其他的微波晶体管成本可以降低好几倍[2,3]。
1.3 有耗匹配式放大器的结构
有耗增益补偿匹配网络在增益、放射系数和带宽之间可完成“重要”的折衷,而且,这种匹配网络的阻抗特性也可改善放大器的稳定性,减小它的尺寸和价格,因为有耗匹配电路的方案简单。在很多实际情况中,为了改善宽带匹配——具有最小的增益波动和输入反射系数,在晶体管输入端并联阻性元件是非常有效的。对较高频率,使用感性电抗元件与电阻串联比基本型具有额外的匹配改善。对于宽带有耗匹配MOSFET高功率放大器,最好使用串联集中参数电感,本设计使用的结构如图1所示[4]。在电阻上并联一个电容可以在频带的高端提升功率增益。
1.4 宽带阻抗匹配电路
在利用有耗匹配网络使增益平坦,同时解决稳定问题后,就需要把管子的输入和输出阻抗匹配到50 Ω,这就要用到宽带的阻抗匹配电路了。在设计输入阻抗匹配电路时需要考虑稳定、增益、增益平坦、输入驻波比等,在输出匹配电路设计时需要考虑谐波抑制、输出驻波比、损耗等,在设计输出匹配电路之前,要仔细分析是按最大功率输出还是额度功率输出来选择输出阻抗参数,以便于得到需要的输出功率[5]。在设计中,选择微带和电容组合的混合匹配电路,电路结构为n个Γ型电路串联而成[6,7]。
2 宽带功率放大器的设计仿真及优化
项目要求设计的功率放大器工作频段为700~1 100 MHz,增益大于30 dB,端口驻波比小于1.5,输出功率大于33 dBm,增益平坦度为±1 dB。为了达到设计要求,采用两级放大形式,前级放大器采用MMIC Power Amplifier HMC481MP86,中间加入一个6 dB的电阻衰减器,末级采用飞思卡尔公司的LDMOS场效应晶体管MW6S004N。
2.1 宽带功率放大器的电路图
图2中前级放大器MMIC Power Amplifier HMC481MP86采用厂家提供的大信号S参数文件HMC481MP86 deembedded.s2p来代替仿真,末级采用飞思卡尔公司提供的LDMOS功率管模型[8],其输入和输出的阻抗值均由使用ADS的负载牵引法得到[9,10],在匹配时要全面考虑整个频段内各个频率点处的阻抗值。
2.2 ADS仿真与优化结果
图3(a)为S21的曲线,在输入为0 dBm的情况下,功率增益有34 dB,达到设计要求的增益大于30 dB;在输出功率大于33 dBm,从图3中的几个点可以看出,增益平坦度在±1 dB;图3(b)为稳定性系数;图3(c)为输入驻波比;图3(d)为输出驻波比。
2.3 测试结果
实物测调试,使用频谱仪来测量功率,使用网络分析仪来看整个频率段的增益平坦度和输入、输出驻波比,并根据客户要求在输出端口后加入一个隔离器。在输入信号功率为0 dBm情况下,测试数据如表1所示。
3 结 语
宽带功率放大器有着广阔的应用前景,设计要求也不同于一般的功率放大器,对阻抗匹配的要求也更加严格。文中通过采用有耗匹配网络改善功率管的增益平坦度问题,使得阻抗匹配电路的结构变得简单。整个功率放大器的指标均达到用户的设计要求,已经交付使用。
摘要：介绍一个两级2 W的宽带功率放大器设计,频率范围从700 MHz1.1 GHz。前级放大器采用MMIC PowerAmplifier HMC481MP86,末级采用飞思卡尔公司的LDMOS场效应晶体管MW6S004N。飞思卡尔公司提供的datasheet中没有包含在设计所要求的频段和功率输出值时相应的输入和输出阻抗值。为了正确匹配,采用ADS的负载牵引法得到LD-MOS场效应晶体管MW6S004N的输入和输出阻抗值,然后使用有耗匹配式放大器的拓扑结构进行实际设计,并使用ADS对设计的放大器进行仿真和优化。
关键词：功率放大器,宽频带,有耗匹配,ADS,LDMOS
参考文献
[1]欧兵.225~450 MHz宽带线性功率放大器的研制[D].成都:电子科技大学,2003.
[2]Mark P,John R,Gajadharsing.Theory and Design of anUltra-Linear Square-Law Approximated LD MOS PowerAmplifier in ClassAB Operation[J].IEEE.Trans.on Micro-wave Theory and Techiques,2002,50(9):2 176-2 180.
[3]Burger W,R,Agyekum E,Ayoola O,et al.RF-LDMOS:ASilicon-based,High Power,High Efficiency Linear PMAmplifer Technology[Z].
[4][美]Andrei Grebennikov.射频与微波功率放大器设计[M].张玉兴,赵宏飞,译.北京:电子工业出版社,2006.
[5]杨万群.L波段宽带功率放大器研究[D].成都:电子科技大学,2005.
[6]李辉,陈效键.匹配电路谐波特性对功率放大器性能的影响[J].固体电子学研究与进展,2002,22(1):45-48.
[7]眭玉龙,张洪.微带技术在高频大功率放大器中的运用[J].广播与电视技术,2001,28(6):115-119.
[8]Freescalese Miconductorln C.Freescalese miconductor MetldMOS Model[EB/OL].http://www.freescale.co files/ahst-raC ldmos models/Met Model Document 0704.pdf.2(X)5.
[9]韩红波.用于雷达的LDMOS微波功率放大器设计[J].火控雷达技术,2007,36(3):90-93.
宽带大功率微波 篇6
无线通信系统的性能主要受到无线信道特性的制约。发射机与接收机之间的传播路径非常复杂,从简单的视距传播,到遭遇各种复杂的地物,如建筑物、山脉和树叶等对电波的影响。无线信道不像有线信道那样固定并可预见,而是具有极度的随机性,特别难以分析。
大容量微波通信所占用的频带较宽,经过多径信道传输后,各频率分量在空间的衰减程度上有很大差异,易造成合成信号幅度和相位的大幅度失真,从而产生频率选择性衰落,造成严重的符号间干扰,导致误码性能急剧变坏,给通信系统的性能造成了严重的恶化,可能导致传播瞬时中断。为了对抗频率选择性衰落,需要有一整套抗衰落技术,主要包括分集接收、自适应均衡器、信道交织和纠错编码。在微波通信中,不能仅仅使用一种抗衰落措施,而应同时结合使用多种抗衰落措施。对调制解调器而言,能够采取的抗衰落措施主要是自适应均衡器。
1 二径模型简述
在微波通信系统中,信号的传输主要是利用微波的视距传输。和短波通信、对流层散射通信相比,视距微波通信具有传播稳定、外界干扰较小等优点,但是,它也会受到大气及地面的影响,产生衰落与传播失真。一般用于描述视距传播中的多径衰落现象的是Rummler提出的二径模型,多径衰落的归一化信道传输函数可以写成
H(ω)=A(1-ρe-jωτ), (1)
式中,A为传输损耗,为反射波与直射波的振幅比,τ为反射波和直射波的传播时延差。若用A(ω)表示信道的频率响应可以得到下式:
由信道的频率响应可知,当cos(ωΤ)=-1时,A(ω)取最大值,称为上衰落点。当cos(ωΤ)=1时,A(ω)取最小值。
对于二径模型而言,假定发射端天线高度为ht,接收端天线高度为hr,收发两端距离为d,并且假定d远远大于ht+hr,通过几何学知识和泰勒级数可以得到反射波和直射波的路径差为:
一旦知道了路径差就可得到传播时延差为:
通过上式可以根据收发两端的距离和天线的高度预测出传播时延差,从而为均衡器的设计提供工程依据。
在微波通信链路中,发射机和接收机之间的传播路径比较复杂。发送信号一般可以通过多条路径到达接收机,这主要是存在地面反射和大气散射。地面反射会引起接收信号的衰减、相移以及时延;大气散射是由大气折射率的变化引起的,它与湿度、温度和气压等天气条件密切相关,因而是(慢)时变的。另外,还有其他一些障碍物也会引起反射,例如市区的大楼、汽车等。所有这些因素使得信号到达接收机时,具有不同的衰减、相移和时延,从而产生了频率选择性衰落信道。由于信道是时变的,所以补偿措施应该能是自适应的跟踪并补偿信道失真。
2 自适应均衡器的原理与设计
自适应均衡器主要分为时域均衡和频域均衡2类。时域自适应均衡器其结构多采用判决反馈均衡器(DFE)。DFE包括2部分:前向均衡器采用其加权系数自适应于信道状态的抽头延迟线滤波器实现,使多径时延展宽的宽度减小,从而消除码间干扰对检测的影响;反向均衡器用另一个自适应抽头延迟线滤波器实现,利用相加器输出的取样值,反馈回来消除过去判决的码间干扰。除了克服多径引起的码间干扰外,自适应均衡器将每一多径分量中所需要的信号能量进行相位校正和合并,使信噪比得到改善。频域均衡充分结合了基于FFT的频域均衡技术与基于最小均方误差准则(MMSE)的时域均衡技术的特点,首先采用FFT运算将接收信号变换到频域,然后再采用传统RLS(递归最小二乘)或LMS(最小均方)算法进行均衡,最后再变换到时域,从而使其运算复杂度与时域均衡技术相比有了较大的降低。时域自适应均衡的处理方式多用于小多径时延(2σ/T<3)带来的码间干扰,频域均衡适用于多径时延较大的场合。
时域自适应均衡器的设计主要包括2部分:一部分是均衡器的结构,另一部分是自适应算法。如上所述,比较常用的3种结构为线性均衡器、判决反馈均衡器和最大似然序列估计接收机。最大似然序列估计接收机虽然抗干扰性能好,但由于其结构较为复杂,因此并不适用。线性均衡器只是利用横向滤波器来减轻所有的符号间干扰,而判决反馈均衡器不但利用前馈滤波器来减轻将来的数据序列所造成的干扰,而且利用反馈滤波器来消除过去数据的符号间干扰。判决反馈均衡器结构对于信道存在深度频谱衰落的情况具有较好的均衡效果,而其性能优于线性均衡器接近于性能最优复杂度相当高的MLSE接收机。因此,综上所述,本自适应均衡器采用了判决反馈均衡器结构。
目前主要的自适应算法主要有最小均方误差算法(LMS)、卡尔曼算法、快速卡尔曼算法以及平方根卡尔曼算法等。评价自适应均衡算法的优劣,有3方面:① 起始收敛速度;② 跟踪时变信道的能力;③ 运算的复杂度。由于微波信道的时变速率比信息传输速率要慢得多,采用各种自适应算法的自适应均衡器都能够及时收敛并跟踪信道的响应,因此,本自适应均衡器所采用的算法主要考虑的是该算法运算量的大小。LMS算法的运算量要远小于其他自适应算法,而且基本上不需要有关统计特性的先验知识,经过一段时间就能够达到实际应用情况下的最小均方误差解,进而能连续不断地调节,保持系统的最佳性能。LMS算法的优势在于它的简易性和有效性,实际实现LMS算法时不需要求平方、平均或者微分计算,其每次权矢量更新需要2N(N为均衡器抽头数目)次乘法。综上所述,本自适应均衡器选用LMS算法作为自适应准则。
由于系统采用QPSK调制方式,信道衰落将不仅引起同路间的码间串扰,还会引起异路间的正交串扰,因此均衡器也必须采用二维的正交结构。由于结构对称的均衡器各系数间有相关性,只有二维自由度,所以对称结构的均衡器不能消除基带上的非对称失真,有较大局限性。在实际应用中总是将4个均衡器设计成独立的,这种非对称结构的均衡器能有效地抵消基带上的非对称失真。图1为非对称结构的判决反馈均衡器的示意图,各个系数的自适应更新算法见式(4)。
C
式中,α为步进因子,e为判决误差。
3性能测试
调制解调器主要参数:
① 调制方式 QPSK;
② 信息速率 40 Mbps;
③ 滚降因子 0.5;
④ 解调方式 相干解调;
⑤ 中心频率 140 MHz;
⑥ 信道模拟参数 两径模型加高斯白噪声。
图2为自适应均衡器抗多径测试框图。误码仪将码字和时钟送给调制器,在调制器中经过成形、放大以及混频等处理后输出中频调制信号,经过噪声源和高斯白噪声相加,由于噪声源为宽带信号,所以将混合后的中频信号经过带通滤波器将高斯白噪声限定在一定的带宽内。通过分路器后滤波后的中频信号被分为2路,一路信号直接通过中频线缆2送给合路器,另外一路信号通过可变衰减器和中频线缆1后送给合路器。合路器将分路器送来的2路中频信号合而为一后送给解调器进行解调,解调的码字以及时钟送给误码仪进行误码统计,同时在解调器的输入端接上频谱仪等仪器观测整个信道的频率响应以及估计信噪比。
通过改变可变衰减器的衰减值和中频线缆1、2的长度可以得到图3所示的4种信道。表1给出了4种二径信道的特性,其差别是2根径能量的比以及相对的时延差,图3给出了4种信道的频率响应。从表1和图3中可以看到,由于多径造成的凹坑位于信号带宽内的不同位置并且凹坑的深度也各不相同,所以可以用这4种信道来代表真正的微波信道,用以检验自适应均衡器性能。
均衡前后的误码性能如图4所示,在信道A中没有采用均衡器时,系统的误码率为3×10-1并且与输入的信噪比无关,采用了自适应均衡后系统的误码性能得到了显著的改善,在误码率为1×10-6时的性能比无失真信道下的性能损失了5.1 dB;在信道B中没有采用均衡器时的误码率一直为3×10-2,采用了自适应均衡器后的误码性能有了明显的改善,在误码率为1×10-6时系统的性能比无失真信道下的性能损失了4.5 dB;在信道C中,没有采用自适应均衡时误码率一直为1×10-1,均衡后在误码率为1×10-6时系统的性能比无失真信道下的性能损失了1.3 dB;在信道D中,均衡前误码率一直为4×10-2,均衡后在误码率为1×10-6时系统的性能比无失真信道下的性能损失了0.5 dB。
通过图4所示的均衡前后系统误码性能可以得到以下2点结论:第一,没有采用自适应均衡器时系统存在不可减误码,均衡后消除了不可减误码。经过多径信道传输后造成了严重的符号间干扰,导致误码性能急剧变坏,误码率一直为10-1、10-2量级,在这种情况下采用纠错编码也无法达到可使用的程度,采用自适应均衡后补偿了由于多径造成的频率失真,消除了不可减误码,误码率随着输入信噪比的增高而降低;第二,均衡器没有达到理想值造成了系统性能损失,但在微波通信中能够容忍这些性能损失。采用判决反馈均衡器及相应算法,算法比较简单易实现,但均衡后的误差与信道失真状态有一定关系,最多的性能损失为5.1 dB,最少的性能损失为0.5 dB。
4结束语
本文主要研究了自适应均衡技术抗频率选择性衰落的性能,同时也给出了自适应均衡器设计中需要注意的地方。对于大容量微波通信系统来讲,信道已不单单是高斯白噪声信道,必须考虑到由于多径造成的频率选择性衰落,这就需要采取一系列的措施来抗多径造成的频率选择性衰落,自适应均衡器就是得到广泛应用的一种抗多径手段。综合考虑线性均衡器和判决反馈均衡器的优缺点,采用了判决反馈均衡器。在4种频率选择性信道下对判决反馈均衡器的抗多径性能进行了详细的测试,通过测试结果可以看到:采用判决反馈结构、最小均方误差算法的全数字时域自适应均衡技术的调制解调器,具有抑制深衰落、消除符号间干扰、提高误码性能等优点。目前,该自适应均衡器已成功用于工程中,且工作稳定、性能优良。
参考文献
[1]PROAKIS J G.数字通信(第3版)[M].北京:电子工业出版社,2001.
[2]姚彦.数字微波中继通信工程[M].北京:人民邮电出版社,1994.
[3]郭梯云,杨家玮,李建东.数字移动通信(修订本)[M].北京:人民邮电出版社,2001.
射频功率放大器的宽带匹配设计 篇7
在很多远程通信、雷达或测试系统中,要求发射机功放工作在非常宽的频率范围。例如,工作于多个倍频程甚至于几十个倍频程。这就需要对射频功放进行宽带匹配设计,宽带功放具有一些显著的优点,它不需要调谐谐振电路,可实现快速频率捷变或发射宽的多模信号频谱。宽带匹配是宽带阻抗匹配的简称,是宽带射频功放以及最大功率传输系统的主要电路,宽带匹配的作用是,使射频功率放大管的输入、输出达到最佳的阻抗匹配,实现宽带内的最大功率放大传输。因此,宽带阻抗匹配网络的设计是宽带射频功放设计的主要任务[1]。同轴电缆阻抗变换器简称同轴变换器,能实现有效的宽带匹配,可以为射频功率放大管提供宽频带工作的条件[2]。同轴变换器具有功率容量大、频带宽和屏蔽性能好的特性,可广泛应用于HF/VHF/UHF波段。
1 方案设计
同轴变换器及其组合是一种具有高阻抗变换比的宽带阻抗匹配网络,它能将射频功率放大管的较低的输入阻抗或输出阻抗有效匹配到系统的标准阻抗50 Ω。同轴变换器设计方案多选用1∶1变比形式、1∶4变比形式及其组合形式。
1.1 同轴变换器原理
同轴变换器是由套上铁氧体磁芯的一段同轴电缆或同轴电缆绕在铁氧体磁芯上构成,一般称为“巴伦”。“巴伦”的结构如图1(a)所示,其等效电路如图1(b)所示。
同轴变换器处于集中参数与分布参数之间。因此,在低频端,它的等效电路可用传统的低频变压器特性描述,而在较高频率时,它是特性阻抗为Z0的传输线。同轴变换器的优点在于寄生的匝间电容决定了它的特性阻抗,而在传统的离散的绕匝变压器中,寄生电容对频率性能的贡献是负面作用。
当RS=RL=Z0时,“巴伦”可以认为是1∶1的阻抗变换器。同轴变换器在设计使用上有两点必须注意:源阻抗、负载阻抗和传输线阻抗的匹配关系;输入端和输出端应在规定的连接及接地方式下应用。在大多数情况下,电缆长度不能超过最小波长的八分之一[3]。为了保证低频响应良好,还必须有一定绕组长度,可以依据下列经验公式来估算在频率高端和频率低端时所需绕组的长度。
在高频端:
lmax≤18 000n/fh(cm)。 (1)
式中,fh为最高工作频率(MHz);n为常数,一般取为0.08左右。
在低频端:
式中,fl为最低工作频率(MHz);u/u0为磁芯在fl时的相对磁导率。
磁芯的影响可以用等效电感来反应,等效电感决定了频段低段反射量的大小,计算为:
式中,L为电感值(H);ur为相对磁导率;u0=4π×10-7;S为磁环的面积;J为平均电长度;n为线圈圈数。
为避免频段高段指标恶化,电感值不能大于实际需要值,其经验公式为:
式中,R为中间频带的输入阻抗;Wmin为最小角频率。
1.2 1∶4同轴变换器设计
1∶4同轴变换器由长度相等的2根同轴电缆组成,其结构如图2(a)所示。1∶4同轴变换器水平旋转180°即可作为4∶1同轴变换器。
理想的1∶4同轴变换器的输入、输出阻抗都匹配,每根同轴电缆的输入、输出阻抗等于其特征阻抗Z0,其等效电路模型如2(b)所示。
其源阻抗Zg与负载阻抗ZL的变换比为:
图2和式(5)表明,1∶4同轴变换器的阻抗变换比等于输入阻抗与输出阻抗之比。同轴变换器的输入阻抗等于同轴电缆特征阻抗的并联,输出阻抗等于同轴电缆特征阻抗的串联[4]。
1.3 集中参数元件匹配设计
由于阻抗变换器传输电缆的特征阻抗是实数,而射频功率放大管的输入阻抗与输出阻抗一般都是复数阻抗。因此,需要将射频放大管的输入阻抗与输出阻抗实数化,实现对源阻抗或负载阻抗的共轭匹配,从而实现功率的最大传输[5]。复数阻抗可以用电阻与电抗串联表示,也可以用电阻与电抗并联表示。用集中参数元件实现阻抗匹配的方法是,电阻并联电抗减小其实部,再串联电抗抵消其虚部,达到2个纯电阻的匹配;当匹配的不是纯电阻时,可以采用集中参数的电容或电感来抵消和吸纳复数阻抗虚部的方法来实现复数阻抗的实数化[6]。
2 需解决的关键技术问题
2.1 低频增益压制
射频功率放大管的增益随频率的增高而下降,一般情况下,每增加一个倍频程,增益下降约3 dB。在窄带电路中,增益随频率的增高而下降的情况可以忽略不计,但在多倍频程电路中,必须考虑对低频增益的压制。解决的方法是使用电阻负反馈网络,电阻负反馈网络用于压制平滑放大器在低频上高增益特性,电阻值越小压制平滑作用越大。以高频段增益为基准增益,使用100~200 Ω电阻,将低频段的增益降低到大于基准增益2~3 dB。
2.2 同轴电缆特性阻抗选择
同轴“巴伦”完成平衡至不平衡的转换,一般选用50 Ω特性阻抗。1∶4同轴变换器电缆需要考虑源或负载电阻的大小,计算公式如下:
式中,Z0为电缆特性阻抗;R为源或负载电阻。
2.3 磁芯的散热及功率校验
输出匹配网络中,同轴变换器在传输高功率时,由于电路损耗,磁芯会累积较多的热量,进而会引起磁芯温度的急剧升高,严重时会导致磁芯的磁导率下降,影响同轴变换器的低频响应。解决的方法是给磁芯采取良好的散热措施,用导热胶将磁芯直接固定在金属散热底板上。
磁芯材料的选择十分重要,要得到高的电感值必须选用高磁导率的磁芯;为了选择用于同轴变换器的合适的铁氧体磁芯,需要知道磁芯的饱和磁通量和它的非线性特性。当传送功率较大时,必须检验磁环的功率容量。这是由于磁环的磁通量,在功率较大时会出现磁饱和,以致大信号时等效电感值下降,功率送不过去。同轴变换器磁饱和的一般规律是频率越低越严重,所以其功率校验要在低频率上进行。
3 设计实例
根据工程需要,运用同轴变换器宽带匹配技术设计一种多倍频程高功率放大电路,覆盖民用和军用频带,频率范围为20~500 MHz。功率管选用双管芯结构的平衡型n沟道增强型射频放大管BLF574。设计用于输出功率达350 W,功率增益大于16 dB,频率范围高HF至UHF的宽带功率放大器。在225 MHz频率左右器件的输入和输出阻抗都呈感性,输入阻抗ZS=(3.2+j2.5)Ω,输出阻抗ZL=(7.5+j4.0)Ω。
3.1 输入匹配网络
BLF574有一个相当大的输入电容,为了提供器件输入端在多倍频上的宽带匹配,必须考虑输入电容在频率高端的影响,且折中考虑中间频率及较低频率上低值输入阻抗的影响。输入匹配网络设计成2级级联的4∶1同轴变换器,完成16∶1阻抗变换,将50 Ω标准阻抗匹配接近于3 Ω,这个值还要通过简单的串联微带线和并联电容转换成器件的输入电阻。第1级4∶1同轴变换器电缆选择UT-047-25,特性阻抗Z0=25 Ω,电缆长度45 mm。补偿低频响应的磁芯选择2861002402,初始磁导率ui=125。第二级4∶1同轴变换器电缆选择UT-043-10,特性阻抗Z0=10 Ω,电缆长度45 mm,补偿低频响应的磁芯同样选择2861002402。输入匹配网络如图3所示。
3.2 输出匹配网络
输出匹配网络设计成1∶4同轴变换器级联同轴“巴伦”的形式。1∶4同轴变换器电缆选择UT-141-15,特性阻抗Z0=15 Ω,电缆长度68 mm。补偿低频响应的磁芯选择2661540202,初始磁导率ui=125。同轴“巴伦”完成平衡至不平衡输出的转换,同轴“巴伦”电缆选型UT-141,特性阻抗Z0=50 Ω,电缆长度68 mm。匹配电阻为:
3.3 软件仿真及测试验证
3.3.1 软件仿真
将功率放大管的输入阻抗和输出阻抗各自假设为随频率变化的可变阻抗,按照宽带网络阻抗近似匹配法进行阻抗匹配,使用软件工具Ansoft-Serenade 8.7,分别建立以同轴阻抗变换器为模型的输入和输出宽带匹配网络,匹配端口均为标准50 Ω特征阻抗,匹配目标为输入或输出端口电压驻波比VSWR≤2∶1。利用频率参数扫描曲线,经调整优化各同轴电缆长度及特性阻抗、串联微带线的长度和并联电容的值得出宽带内理想的驻波—频率特性曲线。
3.3.2 测试验证
对根据以上设计完成的实际电路进行测试,在20~500 MHz频带内,输入回波损耗≤1.95∶1,输入功率10 W时,放大器的最小输出功率>350 W。测试结果表明,放大器的性能状态良好,所设计的同轴变换器匹配网络满足宽带匹配及功率要求。
4 结束语
同轴电缆阻抗变换器及其组合可以实现高的阻抗变换比,而且具有承受功率容量大、传输频带宽和屏蔽性能好的特点,结合少量集中参数元件组成匹配网络,实现了多倍频程功放的宽带匹配,有望解决一套发信机配备多台窄带功放的问题。该宽带匹配方法可以广泛使用于HF/VHF/UHF波段,具有良好的工程应用价值。
参考文献
[1]雷振亚.射频/微波电路导论[M].西安:西安电子科技大学出版社,2005:35-39.
[2]张玉兴,赵宏飞.射频与微波功率放大器设计[M].北京:电子工业出版社,2007:121-122.
[3]赵文刚,钟乐海.基于射频宽带功放电路特性的改善及其实现[J].现代电子技术,2007,21(260):32-33.
[4]李秀娟,张敏锐.传输线变压器简介[J].现代物理知识,2008,(6):29-30.
[5]温国忠,唐建东.传输线的阻抗控制[J].现代电子技术,2006(10):30.
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