宽带射频前端（通用7篇）
宽带射频前端 篇1
随着雷达和电子对抗技术的不断发展,侦察设备所面临的电磁环境越来越复杂,对接收机的线性度、动态范围、灵敏度、抗干扰能力、适应性等方面提出了越来越苛刻的要求。射频前端是接收机的关键部件,它的设计往往对整个系统的的非线性指标、灵敏度、噪声系数、增益等特征起着决定性的作用。因此为了获得最好的接收性能,应该对射频前端进行精心设计。
1 宽带大动态射频前端的性能指标
宽带大动态射频前端主要技术指标为:输入频率:1 GH z~2GH z,输出频率:7 50MHz/200 MHz,噪声系数:≤10 dB,增益:≥45dB,动态范围:≥50dB,中频抑制:≥70dBc,镜频抑制:≥70dBc。
2 变频方案设计
宽带大动态射频前端采用超外差体制,变频是超外差体制的核心,其过程如以下公式所示。
式中,fR为接收信号的频率,fL为本振频率,fI为输出的中频频率。宽带大动态射频前端若采用一次变频方案,则本振信号将不可避免的落入中频带宽或射频带宽内无法滤除。因此采用二次变频方案,设计射频前端一本振频率为6.4GHz,二本振频率为4.15GHz/800MHz。
3 本振源的设计
3.1 一本振的设计
一本振输出单点6.4GHz,采用锁相单环实现。其框图如图1所示。
图中,PD为鉴相器,LPF为低通滤波器,VCO为压控振荡器,÷16为集成在鉴相器中的分频器。100MHz晶振相噪可达到-150dBc/H z@10 kH z,V CO频率范围为6.1 GHz~6.7 2GHz。鉴相频率为100MHz,此时鉴相器的本底相噪指标为-147dBc/Hz@10kHz,输出频率的倍频次数为6400÷100=64,因晶振与鉴相器的相噪指标接近,故输出相噪指标为-147+20lg64≈-110dBc/Hz,由于环路及部件引入的噪声一般会影响最终相噪3dB左右,因此最后的相噪指标可以达到-107dBc/Hz@10kHz。
3.2 二本振的设计
为了能够使二本振得到更好的相噪指标,二本振采用混频方案,包括大步进环和混频环。其框图如图2所示。
大步进环鉴相频率为25MHz,此时鉴相器的本底相噪指标为-145dBc/Hz@10kHz,最高输出频率的倍频次数为4450÷25=178则输出相噪指标为-145+20lg178≈-100dBc/Hz@10kHz。
混频环中鉴相频率1 MH z,此时鉴相器的本底相噪指标为-153dBc/Hz@10kHz,混频后信号最高频率为100MHz,分频比为100÷1=100,相噪指标为-153+20lg100=-113dBc/Hz@10kHz此指标远小于大步进环信号相噪指标,所以对最终输出信号的相噪影响可忽略。由环路及其部件(主要是加法器)引入的噪声影响一般变差5dB,最终输出相噪指标可达到-95dBc/Hz@10kHz。
4 主要技术指标分析
4.1 杂散抑制
宽带大动态射频前端采用上述变频方案,产生的带内杂散信号主要有三种:1、信号的多次谐波2、信号多次谐波和本振多次谐波的组合产物3、两次本振的组合产物。
信号的多次谐波,及其和本振多次谐波的组合产物电平的大小与混频器的非线性度及输入信号的电平大小有关,在设计时,要尽量选取线性度高、动态范围大的混频器,此外还要合理分配通路的增益,使信号在输入混频器前的幅度不能过高。宽带大动态射频前端最大输入信号电平为-40dBm,第一、第二混频器采用高本振电平的混频器,在进行增益分配时,信号输入混频器的电平约为-75dBm,产生的带内干扰信号电平可低于灵敏度。
抑制本振间的组合干扰,采取的主要措施是在一混后利用一中滤波器对一本振及其多次谐波进行抑制。在宽带大动态射频前端的一中放大器后设计一级腔体带通滤波器和两极微带低通滤波器对一本振的多次谐波进行抑制。
除了采取以上措施抑制带内杂散信号外,射频前端入口还设计了预选滤波器对带外无用信号进行抑制,防止其进入射频前端和本振混频产生干扰信号,同时可以防止过多的信号进入射频前端内,造成射频前端的饱和。
4.2 噪声系数
多级级联的二端口网络的噪声系数如下:
式中,Fi表示第i级的噪声系数,Gr表示第r级的增益,F表示级联后的总噪声系数。由公式可以看出,第一级的噪声系数和增益对系统噪声系数影响最大,因此需要在系统最前端设计低噪声放大器。此外由于无源网络噪声系数在数值上等于它的插入损耗,所以在设计射频前端的预选滤波器时要尽量减小其插入损耗。
4.3 动态范围
这里所指的动态范围为无虚假响应动态范围,是反映多信号输入时,由于接收系统的非线性产生的互调量电平低于某一要求的动态范围。通常用三阶截点值(IP3)表示。无虚假响应动态范围和输入三阶截点值的关系为IP3in=D/2+Pin,min,其中D表示无虚假相应动态范围,Pin,min表示输入灵敏度。
当两个信号同时落入射频前端带内时,其互调产物可发生在射频前端的每一级,输入信号每经过一级有增益的电路,信号电平都会增高,互调产物也会提高。因此越是靠后的电路应当线性度越好,动态越高。当两个信号或其中一个信号落入带外时,互调产物主要产生在射频前端宽带的各级,这时输入的大信号还未受到抑制,到了窄带各级,输入的大信号受到抑制,产生的互调产物电平很低,不会造成虚假相应。因而要求前端的各级电路动态范围大或尽量提高接收系统,特别是其第一级的选择性。
4.4 中、镜频抑制
抑制镜频信号主要依靠混频前的滤波器,抑制中频信号除了依靠滤波器外还可利用混频器的射频-中频隔离度。在宽带大动态射频前端设计中,由于进行了两次变频,因此其镜频信号有一、二镜频两种。二镜频折算到二混前的频率范围为3.1GHz~3.7GHz,一中滤波器选用5节~7节腔体滤波器对其进行抑制。
5 射频前端设计框图
经过以上指标分析后,设计宽带大动态射频前端框图如图3所示。
图中,LNA表示低噪声放大器,BPF表示带通滤波器,LPF表示低通滤波器,AMP表示放大器,MIX ER表示混频器,DIGITAL ATTEN表示数控衰减器。
6 测试结果
设计、调试完成后指标测试结果:增益≥47dB,噪声系数≤9.2dB动态范围≥52dB,矩形系数K≤1.75,本振反向辐射≤-80dBm,中频抑制≥85dBc,镜像抑制:≥84dBc,频率步进1MHz。满足各指标要求。
7 结语
本文通过实例介绍了射频前端变频方案的设计原则,对射频前端的关键指标进行了详细的介绍和分析。实测结果表明宽带大动态射频前端的性能良好,达到了系统设计要求,实现了其低噪声、大动态输出。
摘要：介绍了1GHz2GHz宽带大动态射频前端的设计和实现。大动态射频前端采用二次变频方案,实现了低噪声、大动态输出。通过合理的频率和电平配置,减小了混频非线性导致的组合干扰,降低了输出杂散、本振反向辐射。对中镜频信号有良好的抑制。可广泛的应用于侦察接收机和测向接收机。
关键词：噪声系数,三阶交调,本振抑制,中镜频抑制,组合干扰
参考文献
[1]贾士旺.EHF频段上变频器设计及实现[J].无线电通信技术,2010(3):37-38.
[2]林肖辉.提高接收机无虚假响应动态范围的研究[J].无线电通信技术,2009(3):49-51.
[3]朱庆厚.无线电侦测与通信侦察[M].北京:人民邮电出版社,2005.
宽带射频前端 篇2
1 宽带无线通信射频收发前端的设计思路
射频即RF, 它是一种能够进行空间辐射的电波。
1.1 宽带无线通信系统概述
从狭义概念来看, 宽带无线通信系统 (BWCS) 包括RF前端、数据调制解调过程、通信协议及相关计算内容等构成, 其中针对RF前端的设计内容是整个系统中的关键设计步骤[1]。
从一般的宽带设施或设备的构造来看, 射频前端是指靠近天线的部分, 包含了发射通路与接收通路。通常情况下, 发射通路的设计内容较为简单, 只需考量功率是否有效放大或滤波形态是否良好即可。而衡量接收通路的实效, 则需要结合多项考察指标来分析, 例如:射频灵敏度、接收带宽等数据内容。通过分析这些指标, 可以明显知道无线通信系统的运行状况[2]。可见, 宽带无线通信射频收发端口设计的重要性。另外, 在实践过程中, 要根据宽带产品的特征进行设计, 尽可能保障射频信号的完整性, 将通信射频传送到电路中时, 保证变频的效果良好。
1.2 研究射频收发机的工作机理
1.2.1 针对射频发射机前端的设计
宽带无线通信射频发射机的信号发射过程较为简单, 主要是通过调制解调技术与放大功率技术来实现。另外, 需要将信号发射过程中的低频信号转变程高频射频信号, 这个处理过程需要在极短的时间范围内完成。具体的射频发射机/接受机系统的设计内容如图1所示:
1.2.2 无线通信射频接收机的设计机理
通常情况下, 接收过程中的信号要比发出过程的信号较难分辨, 更加考验射频收发装置的灵敏度。接收机要求宽带无线通信射频所接收的信号要具备加强的灵敏度, 而且装置所接受信号为有效信号[3]。对于信号的分辨过程而言, 尖锐的噪声环境不利于宽带无线通信射频的接收机性能。这就考验射频接收机自身的输出功率是否达到标准, 即接收机输出的有效信号的功率要比无用信号的功率大。只有这样, 才能掩盖噪声或强磁干扰等不利因素给无线通信射频接收机所带来的影响。
2 宽带无线通信射频收发前端的设计及实现方案探讨
宽带无线通信射频接受与发射端口的设计内容要能够通过技术测试, 并且接收机的增益、噪声指标要符合现实环境的要求。只有将各个设计环节的操作要点设计好, 才能完善整体射频收发设计方案。
2.1 分析发射机RF设计及实现的要求
在进行发射机射频收发前端设计的过程中, 对于电源电压的要求十分明确, 需要采用5V的电源来带动宽带无线通信射频收发前端设备。发射机是将基带信号变频到射频信号, 发挥出射频的性能, 使信号放大到足够的功率发射, 发射功率和邻道抑制是发射机两个重要的指标[4]。
2.2 宽带无线通信射频发射机和接收机的动态性能分析[5]
(1) 射频发射机的动态性能分析。射频发射机的动态性能体主要现在发射功率与辐射范围等指标数据方面, 另外, 射频发射机的性能也与周围环境有着极大的关联。
(2) 射频接收机的动态性能分析。宽带无线通信的射频接收机的动态性能主要体现在射频前端接受信号的效率方面, 一般情况下, 系统能够在短时间内辨认出所接受信号的波段、频率等指标, 并且依此来判别信号的类型。
2.3 宽带无线通信射频端口设计综述
对于射频信号接收和发射前端设计而言, 首先需要构建出射频收发机的基本结构, 将各项指标调整至最佳状态, 其次要削弱干扰无线通信信号强弱的各项因素, 从而保证信号的完整性, 最后要对宽带无线通信射频信号的收发过程进行测试, 使其符合既定目标, 达到射频系统的运行要求。总之, 宽带无线通信射频接收与发射前端的设计是一项较为细致的工作环节, 需要不断调试技术指标, 使其符合上线标准。
3 结语
通过对宽带无线通信RF收发前端设计系统的研究, 了解到RF收发前端系统的工作机理, 有助于实施对宽带无线通信射频收发系统检测工作, 并对其实际能效做出评估。总之, 宽带无线通信射频收发前端设计内容能够适应我国当前时代的发展趋势, 符合人们对无线通信系统的效能所提出的要求。可见, 宽带无线通信射频收发系统的整个环节能够顺利运转, 给人们的生活和工作带来诸多便捷, 值得相关领域采用该项设计内容。
摘要：近年来, 随着网络信息技术的普及应用, 以及宽带无线通信技术的不断发展, 宽带无线通信射频收发前端设计内容已成为业界研究的重点内容。宽带无线通信以其平均功率低、射频收发率高、保密性能良好、分辨能力强等特点, 被通信行业所认可。通常我们所了解到的宽带无线通信系统的性能主要取决于宽带无线通信射频收发前端的设计状况。本文就宽带无线通信射频收发前端设计的相关内容做以阐述, 剖析现代科技的设计要点及内涵。
关键词：宽带无线通信,射频,设计
参考文献
[1]孙晓玮, 林水洋.60GHz宽带无线通信射频芯片研究进展[J].固体电子学研究与进展, 2010, 3 (03) :112-113.
[2]程知群, 张胜, 李进, 周鹏飞.宽带无线通信射频收发前端设计研究[J].电子器件, 2010, 4 (04) :124-125.
[3]崔立良.无线通信射频手法系统设计探究[J].数字技术与应用, 2013, 5 (05) :178-179.
[4]由利人, 边国辉, 马战刚.UHF大功率收发前端设计[J].电子科技, 2013, 7 (07) :162-163.
宽带数字接收机射频前端电路设计 篇3
目前, 各种先进的无线电监测测向机都是基于宽带数字化理念的, 在该领域内, 无线电监测测向机通常采用超外差架构, 因超外差架构具有动态范围大, 频率范围宽, 灵敏度好, 本振相位噪声低等优点, 综合性能指标也最好。作为接收机核心模块的射频前端电路一般包括预选器模块、本振模块、多级混频模块及相应的控制电路和电源电路等组成[2,3]。当今无线电监测接收机的主要发展趋势是朝着更高的频段, 支持对各种类型信号解调和分析, 具备灵活控制和组网监测的方向发展。
1 接收机射频前端电路设计方案
因在复杂的电磁环境背景下, 各种通信信号变得拥挤且幅度相差巨大, 这就要求监测接收机的动态范围要大, 同时对设备的线性度也提出了更高的要求。在某高性能的监测接收机研制中, 综合考虑整机小型化、灵敏度和线性度的指标要求, 射频前端电路设计采用二次变频的超外差架构, 如图1所示。在射频前端设置“正常”、“低噪声”和“低失真”3种工作模式以适应各种工作环境的需要[4], 正常模式时, 天线接收的信号经过直通到预选器, 低噪声模式时, 信号首先会被前置的低噪声放大器放大, 而工作在低失真模式时, 接收信号会被衰减, 衰减器设置为10 d B、20 d B或30 d B。
图1中的预选器电路由电调谐的跟踪滤波器和分波段的固定亚倍频程滤波器组成, 它可以有效地提高接收机的中频抑制比、镜频抑制比和对本振信号的反向辐射电平抑制作用, 特别是对于提高接收机的二阶互调截点值有重要意义。预选器电路的插入损耗<5 d B, 带外抑制>60 d B, 才能有效保证整机的指标要求。射频前端电路中的两个混频组件是系统中的关键部件, 第一级混频采用的是无源双平衡混频器, 相比有源混频器有更低的噪声性能和更好的互调失真性能, 但需要较高的本振电平, 对隔离度要求较高, 电路中对于混频器中频输出端口的匹配非常关键, 可在中频端口分别并联上一通过50Ω电阻接地的高通滤波器, 对在混频过程中产生的各种高次频率产物有一定的吸收作用, 以避免这些产物被反射回混频器。本振电路提供各级混频所需的本振信号, 一本振是连续可调的, 步进为1 Hz, 而二本振为固定点频输出。图中高稳定晶振是单独定制的, 其直接决定了接收机的频率稳定度和准确度。
2 接收机射频前端关键性能指标与实现
2.1 灵敏度、噪声系数
无线电监测接收机对微弱信号的接收能力直接反映在灵敏度 (MDS) 这一指标当中, 接收机的灵敏度并不是一个独立参数, 其直接相关于接收机的噪声系数、中频解调带宽和输出信号信噪比等物理量。接收机的噪声系数是衡量信号经接收链路后其信噪比恶化程度的指标, 是一个独立参数, 对于一个由n阶器件级联而成的系统而言, 总的噪声系数为
式 (1) 中的各值均是倍数关系, 通过式 (1) 可发现, 接收机的总噪声系数由内部各级器件的噪声系数和增益共同决定, 但起主要决定性作用的是前面两级, 因此, 接收机前端通常放置一低噪声高增益的放大器模块。此处, 设计整机链路增益在正常模式为26 d B, 具体增益分配如下:前端电路增益10 d B, 第一中频电路增益14 d B, 第二中频电路增益19 d B。前端LNA器件选择需满足噪声系数<4 d B, 输出1 d B压缩点>15 d Bm的要求。
2.2 二、三阶互调截点值
无线电监测接收机特别强调从强的干扰信号当中提取有用微弱信号的能力, 以适应各种监测环境的需要。对于单音的抗干扰, 可从镜频抑制比和中频抑制比两项指标中得到体现, 而对于双音的抗干扰能力, 工程上常用二、三阶互调截点值来反映。n阶系统的输出二、三阶互调截点值级联公式分别如式 (2) 和式 (3) 所示
同样, 公式中各值也均是倍数关系, 从式 (2) 和式 (3) 可看出, 接收机的非线性现象存在于设备的每一级器件, 要提高接收机的线性度, 必然要求射频前端增益不能过大。结合式 (1) 对比, 可发现提高接收机互调截点值和降低噪声系数二者相互矛盾, 因此, 对射频前端电路的增益必须进行合理分配, 以其平衡两个指标, 结合二、三阶互调截点值和灵敏度的指标是无虚假动态范围 (SFDR) , 通过式 (4) 可以计算得到, 确定SFDR2和SFDR3较小者为接收机的无虚假动态范围[5]
对于器件的选型也较为关键, 通常情况下, 放大器的线性度随着电流的增大而增大, 这意味需要消耗更多的电源功率, 而混频器的线性度依赖于本振电平, 其本振电平越高, 互调失真产物越小, 但越大的本振电平意味着更大的反向辐射电平。
当接收机调谐至f0时, 产生二阶互调产物的两组干扰频率分别为f0/2±Δf和 (f0+Δf、2×f0+Δf) , 因射频前端的预选器是亚倍程的, 显然, 这两个干扰频率不可能同时出现在带内, 二阶互调失真产物会得到有效的抑制;产生三阶互调产物的两组干扰频率分别为 (f0+Δf、f0+2×Δf) 和 (f0-Δf、f0-2×Δf) , 这时, 前端的预选器通常没有抑制作用, 需要靠带宽更窄的各级中频滤波器来衰减。对于带内输出三阶互调截点值, 依据式 (4) , 其值主要由最后一级器件的输出三阶互调截点值决定。
2.3 相位噪声
无线电监测接收机的相位噪声指标实际上主要取决于本振单元的相位噪声, 是衡量频率源频谱纯度的重要指标。在混频过程中, 若本振频率源的相位噪声指标差, 强干扰中频信号的噪声边带会掩盖有用信号, 使接收机无法接收微弱信号;差的相位噪声还会降低接收信号的信噪比, 降低解调质量, 使误码率增加, 特别是某些对相位较为敏感的调制方式, 因此, 现代监测接收机特别重视相位噪声指标[6]。
受制于奈奎斯特定理和器件性能的限制, 采用DDS技术实现本振频率源存在工作频率低和杂散较大等缺点, 而利用锁相环技术实现频率合成则存在频率分辨率低和调谐时间长等缺点。若将两者相互结合, 可获得更高的频率分辨率、更短的调谐时间、低相位噪声和宽的输出频率范围等性能。
图2是采用DDS的输出频率来驱动锁相环电路, 只要其相位累加器的字长足够大, 本振频率源就可以实现足够高的分辨率, 因DDS是开环电路, 其频率切换时间较短, 能适应接收机高速扫描的要求。根据锁相环原理[7], 环路带宽以外的相位噪声主要由VCO的相噪决定, 而环路带宽内的相噪将相对于参考晶振相位噪声以20log (N) d B的关系恶化[8,9]。在本监测接收机中, DDS芯片选用ADI公司的AD9951, 鉴相芯片选取ADF4106能够满足需求。
2.4 试验结果
根据上述对各项关键性能指标分析以及核心器件选型要求, 设计的一款覆盖超短波频段的高性能监测接收机具体性能指标如下:频率分辨率为1 Hz, 输入二阶截点值>50 d B, 输入三阶截点值>10 d B, 全频段噪声系数<14 d B, 中频抑制比和镜频抑制于均>90 d B, 相位噪声优于-115 d Bc/Hz@10 k Hz, 本振反向辐射电平<-110 d B, 达到了预期的设计要求。
3 结束语
作为无线电频谱管理领域内技术含量最高的专业级无线电监测接收机, 承担着对空间电波信号的侦查、监听、测向、定位等功能, 它是基于宽带化的数字接收机理念。本文主要论述了其中射频电路的设计方案, 着重剖析了各项关键性能指标和实现, 实际制作了一款超短波频谱监测接收机, 实测射频性能指标能满足应用需求。
参考文献
[1]朱庆厚.无线电监测与通信侦察[M].北京:人民邮电出版社, 2005.
[2]ULRICH L R, JERRY C W.通信接收机:DSP、软件无线电和设计[M]3版.王文桂, 肖晓劲, 译.北京:人民邮电出版社, 2003.
[3]陈邦媛.射频通信电路[M].北京:科学出版社, 2002.
[4]解建勇, 孙素慧.通用短波接收机射频前端设计[J]无线电通信技术, 2009, 35 (3) :46-48.
[5]林树.接收机动态范围分析[J].现代电子技术, 2009 (23) :104-106.
[6]李永波.本振相位噪声对接收机性能的影响[J]电讯技术, 2012, 52 (4) :562-565.
[7]ALEXANDER C.Frequency Synthesizers:Concept to Product[M].NZ USA:Artech House, 2011.
[8]刘丽华, 董天临.连续波多普勒测速雷达射频前端电路设计与仿真[J].电子科技, 2007 (5) :20-25.
宽带射频前端 篇4
系统发射功率由于受制于无线电法规的约束,超宽带发射功率在频段内宽带信号EIRP功率≤-41.25d Bm/MHz,积分输出功率约为-9.3-10.0d Bm。在处理宽带信号过程,数据率与数字基带所要求的最小单位比特信噪比(Eb/No)成正比,为避免通信质量降低,需要保证一定的解调信号的比特误码率(BER)和误包率(PER)。系统仿真过程,满足各个速率下系统所需的最小单位信号比特信噪比在相同的BER/PER状态下实现,同时采用自由空间模型简化分析信号传播的信道衰减。
1.1 灵敏度与链路裕度
接收机灵敏度是表示在一定BER内能够成功解调的最小输入信号,即可用最低信号功率,通常用链路裕度描述灵敏度和可能接收到的最小信号功率误差,从而表征接收机的鲁棒特性。灵敏度计算公式一般为:
上式中,DR表示前段系统数据传输率;NF表示系统损耗,主要包括受工艺、硬件电路功耗等因素影响且包含T/RSWITCH损耗和信道选择开关损耗;IL表示模数/数模转换器(ADC/DAC)非线性损耗,时钟适配、信道估计、载波电路温度漂移、频率漂移等电路损耗[2];发射机平均发射的信号功率按照如下公式计算:
信号接收端总衰减为:
上式中,d表示传输距离,表示信号波长,信号频率为系统几何中心频率。
根据以上计算,得到接收前段最小平均功率为:
上式中Gt表示发射天线增益,Gr接收天线增益。因此,链路裕度M可表示为:
式(5)中,S表示接收机灵敏度。
1.2 交调点
线性度是反映接收机/发射机抗干扰能力的重要指标,其有二阶交调点和三阶交调点来衡量。二阶交调点IIP2在2-Tone测试中,表示二阶交调分量随侵入干扰信号(Pint)功率增强而增长的变化状态,为保证输出信号二阶失真度最低,且控制在系统白噪声噪底(F)一下,二阶交调点IIP2满足方程:
同理,三阶交调点IIP3应满足公式如下:
1.3 动态范围与可变增益范围
系统线性度另外重要指标有动态范围(Dynamic Range,DR)、可变增益范围(Automatic Gain Control,AGC)。这两个指标是反映接收机在复杂电磁环境下满足高强度信号剧烈变化的适应性,避免信号发生饱和失真及增益压缩现象的发生。动态范围上限由接收机增益压缩点(1d B-CP)确定,下限由系统灵敏度确定。其满足公式为:
1.4 噪声系数
在实际应用过程,为了降低系统噪声系数,需要最大限度降低接收/发送通道中的前端电路损耗,从而获得较大的增益[3]。
2 系统功放模块设计
根据以上分析,本文设计了5W功放模块。该功放模块主要由功率放大器、收发开关、信号检测保护、温度检测和谐波滤波器等电路组成。
由于VHF、UHF频段采用新型高谱效数字调制技术,具有宽带信号谱有较大动态范围的特点,因此,对发射信息的线性度提出了很高要求;同时功放的线性度对系统的BER、带外干扰指标和组网应用有着重要影响,因此功率放大器应工作于线性状态。
2.1 放大电路设计
发激励信号幅度为12d Bm,设计要求输出的功率为5W(37d Bm),因此,包括收/发电子开关、定向耦合器、谐波滤波器等损耗,通路总增益应不小于25d B。为保证稳定工作,采用两级功放级联方式。
系统设计过程,应尽量抑制系统的干扰噪声,需要对放大器进行线性化处理。通过前馈、笛卡儿反馈回路等对电路进行线性补偿,满足信号对带宽和噪声指数要求。设计基本原理为:在放大器畸形失真中捕获一个偏差信号,在放大器的输出中减去这一偏差信号,从而满足发射信息的线性度要求。对于前馈补偿组网应用过程,是把输入信号分配到相同的两个信道上,信道延迟相同,信道传输信号传输率不同。主信道上传输的信号由主放大器放大以后,经耦合线圈从主放大器输出信号中耦合获得一部分信号,在传送到减法器,在减法器中耦合信号与次信道传输信号进行同相相减,得到一个偏差信号,偏差信号涵盖了放大器的失真信息,偏差信号经放大器放大,送入输出耦合器。在输出耦合器中,来自主信道的信号反相馈入,消除信号的失真部分,从而获得线性度较好的放大信号[4]。
前馈补偿网络组网应用技术工作在较宽的带宽上,而放大器的噪声指数受制于硬件电路元器件性能作用,噪声与失真信号经过同样的处理,噪声在网络中有效的得到抑制,最大限度的降低了噪声指数。在设计过程,还需尽量减少次信道中的损耗。
2.2 谐波滤波器设计
为了满足发射机对谐波及杂波拟制的要求,采用九阶椭圆函数低通滤波器作为谐波滤波器,将30~512MHz的工作频段分为30~49.5MHz、49.5~81.5MHz、81.5~136MHz、136~225MHz、225~340MHz和340~512MHz六部分。
由于不同频率的增益不尽相同,为了补偿功率误差,保证功率平坦度,在发射通路中设置ALC功率控制。背负台小功率模式时后级功放管不工作,有效降低整机的功耗。
3 滤波器仿真
滤波器多为LC构造搭建,普通在工作频率较低时,构成的滤波器电感和电容数值较大,增加了滤波器的体积及质量;而在工作频率较高时,LC滤波器容易产生寄生效应,从而严重影响了滤波器的性能。本方案采用九阶椭圆函数低通滤波器具备体积小、质量轻无寄生效应等特点。谐波滤波器的仿真结果如图2所示。
4 结语
通过对带宽大动态射频前端技术指标分析及段主要功能模块的设计,并通过滤波器的设计和仿真测试分析,得出系统线性输出功率接收机收转发建立时间,发射机发转发消隐时间,二次谐波抑制大于60d B,三次以上谐波抑制噪声大于80d B,互调抑制噪声大于28d Bc。经过分析,系统设计符合要求。
摘要：对宽带大动态射频前段电路灵敏度、链路裕度、线性度、交调点、动态范围、增益特性、噪声系数等主要性能参数指标进行了详细的分析,设计了系统功放模块,为了满足发射机对谐波及杂波拟制的要求,采用九阶椭圆函数低通滤波器作为谐波滤波器并对滤波器进行了仿真分析。
关键词：无线通信,宽带射频前端,模块设计,仿真分析
参考文献
[1]邹涌泉.一种软件无线电宽带射频前端的设计[J].电讯技术,2007,47(1):68-70.
通用短波接收机射频前端设计 篇5
短波通信是指利用波长为100～10 m(频率为3～30 MHz)的电磁波进行的无线电通信。实际上,现有的许多短波通信设备,其波段往往扩展到1.5～30 MHz。短波频段的无线电波的传播主要有两种形式,即地波和天波。在进行远距离通信时,短波通信具有不易被“摧毁”的“中继系统”——电离层,在灾难发生地区或者是战区,短波通信往往成为最后唯一有效的通信方式。近年来世界各国加紧了短波通信的研究,发展迅速,出现了各种新型的短波通信系统,各种新技术的运用,解决了短波通信以前固有的一些问题。
1 短波接收机前端的实现
通常前端设计采用传统的超外差式结构,通过改变本振频率,选择接收1.5～30 MHz的短波信号,在经过3次混频后输出固定中频信号。射频前端主要完成对信号的放大、滤波、混频、衰减等功能,并提供对镜像频率、中频频率、互调信号等干扰信号的抑制。射频前端包括滤波器、混频器、放大器及数控衰减器等单元。其原理框如图1所示。
本设计在预选器前设置有模式选择开关,一路接通低噪声前放,一路接通30 dB衰减器,一路直通,在接收机中便能实现“低噪声”、“低失真”和“普通”3种模式的切换,可以使接收机应用在不同要求的场合,实现其通用性。(下文所讨论的技术指标在缺省状态下均指“普通”模式下的情况。)
为保证对二阶互调、镜象频率、中频频率等干扰信号的抑制,在接收前端设置一组亚倍频程预选滤波器组——预选器,它具有良好的单向性能和良好的反向隔离性,防止除接收频率以外的干扰信号进入和防止本振(或发射)信号通过接收天线泄漏。为保证高线性大动态范围,设置了3个衰减器,总衰减量达90 dB。
混频器的选择十分重要,是电路的关键器件。混频器是非线性器件,它的变频损耗、动态范围、隔离度、交调性能等对系统的灵敏度、动态范围、中频提取、本振隔离等有着非常大的影响。混频器分为有源混频器和无源混频器,有源混频器对本振的要求较低,且隔离度高,但其噪声性能、动态范围不如无源混频器,无源混频器比有源混频器有更好的互调失真性。现在采用高电平的双平衡混频器,非线性失真小,而且能够抑制偶次谐波产生的寄生响应,还可以抑制本振噪声。某些超外差式接收机不采用低噪声高放,而在接收机第一级直接采用混频器,称为“直接混频式前端”。虽然混频器的噪声系数较某些高放的噪声系数为高,但它具有动态范围大、设备简单、结构紧凑和成本低等优点。
2 关键技术
2.1 噪声系数
噪声系数的定义是:接收机输入端信号噪声比与输出端信号噪声比的比值。n级电路级联时接收机总噪声系数为:
式中,F0为总噪声系数;F1…Fn为各级噪声系数;G1…Gn为各级额定功率增益。
式(1)给出了重要结论:为了使接收机的总噪声系数小,要求各级的噪声系数小、额定功率增益高。而各级内部噪声的影响并不相同,级数越靠前,对总噪声系数的影响越大。所以总噪声系数主要取决于最前面几级,这就是接收机要采用高增益低噪声高放的主要原因。这里讨论一下噪声系数测试的问题。测试噪声系数的专门仪器——噪声系数分析仪的频率范围一般都在10 MHz以上,而短波接收机输出的中频在几十到几百千赫,不能使用噪声系数分析仪。考虑到噪声系数与接收机灵敏度密切相关,可以测量接收机灵敏度反过来推算噪声系数。接收机的灵敏度表示接收机接收微弱信号的能力,它可以由下式近似表示:
Si min=kT0BnF0M, (2)
式中,Si min——最小可检测信号功率;
K——波尔兹曼常数,1K=1.38×10-23 J;
T0——接收机工作环境的绝对温度;
Bn——等效噪声带宽(Hz);
F0——接收机噪声系数;
M——识别系数,即(So/No)min。
若以dBm为单位,上式可变为Si min(dBm)=-174 dB+10lgBn(Hz)+10lgF0+10lgM。这样,就可以通过测量中频输出信噪比M来近似的推算噪声系数,如灵敏度电平为-100 dBm,频谱仪分析带宽设为100 Hz,若测得信噪比为40 dB,则可以近似的认为噪声系数为:F0=174-100-20-40=14 dB。
2.2 非线性失真
混频放大过程是非线性变换过程,都会产生多种频率组合。这里只谈论双音互调的问题。双音互调产物是射频端有2个干扰信号同时加入的结果,这些信号可以产生谐波,互相组合,然后按照以下表达式与本振组合。
(f1±f2)±Lo=IF,(二阶互调失真);
(2f1±f2)±Lo=IF或(2f2±f1)±Lo=IF,(三阶互调失真),式中,f1,f2为强干扰信号频率;Lo为本振信号,IF为中频信号。
对这些产物感兴趣是由于它们有相对大的振幅。减小二阶双音互调失真的措施:① 采用双平衡混频器作第一级混频电路、RF前级放大器采用推挽结构来减小互调失真的影响;② 可以选用带宽小于一个倍频程的带通滤波器组(固定或电调的)构成的RF前端预选器,来滤除二阶互调产物。本设计采用了7个亚倍频程滤波器组成的预选器,对二阶互调信号有60 dB的抑制,这样便大为减小了二阶互调失真的影响。
更为麻烦且难以控制的是三阶双音互调失真。由于干扰频率靠近有用信号,RF预选器不能滤除,只能选用三阶截点值(IP3)高的RF-IF放大器和双平衡混频器。IP3可以根据下式计算得到:
IP3=0.5Rs+Pin, (3)
式中,IP3为输入三阶截点值,单位dBm;Rs为基波分量对三阶互调量的相对抑制度,单位为dB;Pin为在测量Rs时的等幅双音信号功率,单位为dBm。
为提高整机三阶截点值,本设计采用了高IP3的第一混频器和一中放大器,混频器的三阶截点值为IP3OUT=+23 dBm,一中放大器的三阶截点值为IP3OUT=+35 dBm,一中放大后的滤波器为窄带带通晶体滤波器,所以整机的三阶截点值主要取决于一中滤波器前的动态。通过AppCAD软件模拟计算系统IP3=30.88。
三阶截断点越高(值越大),则带内强信号互调产生的杂散响应对系统的影响就越小。然而,高三阶截断点与低噪声系数是一对矛盾,因此,在对接收机线性度和噪声系数设计时必须在这两个指标间作折中考虑。
2.3 本振反向辐射
一般接收机指标要求本振反向辐射小于10 μV,即-87 dBm,本设计第一混频器采用的是电平+23 dBm的本振信号,相当于要将一本振抑制110 dB。一般平衡混频器对本振的隔离有30 dB,预选器对一本振的抑制有60 dB,若没有低噪声高放的情况下,需要增加一个低通滤波器对一本振信号再进行抑制20 dB才满足要求。所以本设计在第一混频器前增加了一只33 MHz的低通滤波器。
2.4 混频器匹配的问题
第一混频器端口匹配对电路的性能发挥非常重要,混频器输出中,高次的3LO±RF也会有较高的振幅,当中频端接窄带滤波器时,仅对所需的频率匹配是理想的,而其它带外的频率则会通过反射又进入混频器,再次和本振混合,造成混频器交调产物增加带来干扰,混频器与中频滤波之间为了获得非反射的匹配,需要使用双通路滤波器,即在信号与地之间串联一个高通滤波器。同理,在射频端与混合器之间最好也连接一个到地的高通滤波器,这样,前面讲到的抑制本振反向辐射的低通滤波器和到地的高通滤波器就需要统一考虑进行优化设计,形成在带内带外驻波都很好的宽带匹配低通滤波器,易于与混频器级联,减少不确定情况的发生。混频器各个端口的匹配正是电路调试的重点。
3 结束语
本文阐述了短波接收机射频前端设计中需要考虑的几个问题,通过对一些概念的解释和关键技术的论述,很好地阐明了电路设计过程中需要注意的问题。本设计在“普通”模式下最终达到的主要技术指标分别为:噪声系数14 dB,IP3IN为30 dB,IP2IN为70 dB,本振反向辐射小于10 μV,中频抑制80 dB,镜频抑制80 dB。本方案能够很好地满足多种接收机的技术要求,安装在侦收、分析、测向等各种功能的接收机中,应用范围相当广泛,即使它的部分电路也对一些特殊要求接收机的设计具有很高的参考价值。
参考文献
[1]沈琪琪,朱德生.短波通信[M].西安:西安电子科技大学出版社,1990.
[2]丁鹭飞,耿富录.雷达原理[M].西安:西安电子科技大学出版社,2004.
[3]高如云,陆曼茹,张企民,等.通信电子线路[M].西安:西安电子科技大学出版社,2002.
射频接收机前端及其关键模块设计 篇6
关键词：射频接收机,前端,低噪声放大器混频器
随着科学技术的发展, 移动通信领域飞速发展, 与人们的生活和工作联系日益密切, 为人们的生活带来了极大的便利。因此, 无线通信技术具有广阔的发展前景和具大的发展潜力。通信技术的发展使得每一代技术都是对前一代技术的超越。微波技术的发展, 使得微波接收机飞速发展。在微波接收机中射频接收机的前端设计对整个系统的重要特征, 如系统的非线性指标、噪音系统、灵敏性以及稳定性等特征都具有重要的作用, 其前端的质量影响着整个接收机的性能和接收信号的质量。因此, 对射频接收机前端及其关键模块的设计具有极其重要的意义。
1 射频接收机的主要参数和结构
在无线通信中, 接收机是一个非常重要的角色, 其重要功能是对接收到的复杂信号按照特定协议要求处理有用的信号和抑制干扰信号。射频接收机输出的信号具有一定的信噪比和幅度, 这样就满足了整个通信系统的误码率, 从而保证后续模块如模数处理器、数字基带处理器等能够正确处理信号。
射频接收机的主要参数有接收灵敏度、交调特性、旁道和邻道的选择性、输入信号的功率范围以及针对CDMA系统的单频的阻塞特性等。
射频接收机的结构的选择是根据具体协议要求进行选择。因为不同的协议对数据的传输速率、灵敏度、抑制干扰程度以及信号宽带等具有不同的要求, 所以要根据具体情况选择合适的接收机结构, 从而提高接收机的整体性能。接收机结构主要有超外差接收机、零中频接收机、低中频接收机以及其他的中频采样接收机和射频采样接收机等。
2 射频接收机前端及主要模块的设计
射频接收机前端设计影响着整个系统的重要特征和整个接收机系统的性能, 因此要对射频接收机前端的核心部件进行设计, 它主要包括低噪声放大器和混频器两大关键模块。
2.1 低噪声放大器 (LNA)
低噪声放大器在无线通信系统接受和放大信号的过程中具有关键性作用。一般位于接收器的第一级, 当射频信号进入到接收机时往往先要通过低噪声放大器模块。它的噪声、线性度以及增益等对整个接受机的性能都具有一定的影响。所以对低噪声放大器设计时, 要使其具备尽可能低的功耗、足够大的增益、尽可能克服混频器的噪声干扰、特定的输入阻抗和较好的线性度等特性。这些性能指标相互交叉, 因此设计师要对这些性能指标进行综合考虑。
MOSFET是电路中的主要构成元件, 它的噪声是低噪声放大器的主要噪声源。同时, 高频效应将栅电阻和衬底电阻噪声引入, 这样低噪声放大器的另一个噪声源就是栅感应噪声。低噪声放大器位于接收机系统的前端, 其输入阻抗和系统特征阻抗都要满足一定条件, 且优化增益、线性度以及噪声系统等性能指标。其常见的有电感反馈共源结构、共栅极结构和噪声抵消共源结构等。
2.2 混频器
混频器又被称为下变频器, 在无线通信系统中, 它将信号从射频段移到中频段, 输入的信号是射频信号和本振信号, 输出的信号是中频信号, 主要指标有线性度、噪声性能、转换增益、功耗大小以及端口到端口的隔离等。
2.2.1 混频器的电路设计
混频器的核心部分是在时域内将两个信号相乘。由于混频器的输入信号有本振信号和射频信号, 而本振信号是正弦信号或开关信号, 其幅度对混频器的线性度、噪声系数和转换增益等性能具有较大影响, 所以在设计时要考虑射频输入信号是否匹配, 射频输入端一般需要匹配到50Ω。射频器的开关对本振信号要有要有一定的电压振幅, 如果本振信号的幅度较大时, 开关就会对共源节点的寄生电容放电, 这时就有可能出现尖脉冲, 且开关对中的晶体管具有可能瞬间脱离饱和区, 从而使混频器的性能降低。
2.2.2 混频器的拓扑结构
混频器常用的结构有基于开关结构的无源混频器和基于吉尔伯特单元的有源混频器。这两个结构是基于乘法器原理, 对其进行区别时看他们开关管中是否通过直流电流。在它的开关结构的无源混频器中又可分为电流模式的混频器和电压模式的混频器, 在使用时采用双平衡结构, 这样可以很好的抑制本振干扰和偶次谐波干扰等共模噪声。
2.2.3 基于开关结构的无源混频器
开关结构的无源混频器分为电流模式的混频器和电压模式的混频器。电流模式的无源混频器控制交流电流流过的开关, 同时开关两端不会出现较大的信号电压幅度, 跨导级是它的第一级, 将输入的电压信号转换为电流信号, 然后电流信号进入开关级, 由开关级开关调制电流信号, 从而实现混频功能, 跨阻放大器将中频信号转换为电压, 其中电容的反馈提供一阶滤波。为了获得较低的输入阻抗和足够的增益, 要仔细选择跨阻放大器上的反馈电容和反馈电阻的数值。一般这类射频器的热噪声主要来源于输入跨导管、开关管的的沟道热噪声以及跨阻放大器的热噪声。
电压模式的无源混频器具有较好的线性度、较低的功耗和一定的增益衰减。在接收机中, 需要低噪声放大器为其提供高增益并抑制后级电路产生的噪声, 所以, 电压模式无源混频器一般用于对线性度要求较高而对增益性要求较低的系统中。
2.2.4 基于吉尔伯特单元的有源混频器
吉尔伯特单元的有源混频器输入的是栅极, 阻抗很高, 使上级的低噪声放大器的负载得以降低, 并输出可以驱动低阻抗的负载。一般可分为跨导级、开关级和负载级等三部分。跨导级主要是将输入的电压信号转换成电流信号, 一般在工作中处于饱和状态;开关级主要是开关调制跨导级电路产生的电流信号, 从而实现混频功能;负载级再次转换开关级混频产生的电流信号, 将电流信号转换为电压信号, 在转换的过程中是通过电阻、电感和电容来实现。跨导级的线性度决定着该混频器的线性度。
3 结语
当今科技飞速发展的, 现代通信技术方便了人们的生活。现代通信系统将有用的信号调制到载波上, 然后通过无线信号发射到信道中, 最后经由真空或空气信道使其传输到接收端, 然后通过接收机对信号进行调制, 使有用的信号实现传播。在信息传播过程中, 接收机起着重要的作用, 因此对射频接收机前端及其关键模块进行合理设计, 确保整个通信系统的性能质量。
参考文献
[1]熊斯.射频接收机前端及其关键模块设计[D].复旦大学, 2008.
宽带射频前端 篇7
在航空、军事领域,电子系统正在变得越来越综合化,诸如雷达、通信、控制等2种或以上的电子系统将会装备在一个独立平台上[1]。简单叠加会造成各个设备之间互干扰,而且系统分立使得天线、接收机和信号处理机无法共用,能量消耗和结构复杂度等大大增加,从而降低整个系统的性能。
因此,出现了借助软件无线电技术的综合射频系统,共用射频物理通道以及数字处理单元,通过软件编程在一套设备上实现系统功能的可重配置[2]。并且希望在增加功能的同时,降低设备的体积、重量和功耗,提高设备资源的利用率[3]。为了应对多种复杂功能,既要增加通信带宽,又要实现大动态、高镜频抑制的变频与射频交换,保证灵活、通用、可配置和可重构等性能,这就对射频前端的性能提出了很高的要求。本文综合国内外微波光子技术最新研究成果,借鉴软件定义和射频功能一体化的思想,提出了一种新颖的微波光子一体化射频前端的架构。
1 一体化射频前端与微波光子技术
1.1 传统微波射频前端面临的挑战
传统的射频前端使用电子器件在处理高频、宽带信号方面的能力明显不足,对频率响应和电磁兼容等带来巨大挑战;也解决不了多通道、多频段、多功能的需求所带来的电子器件的数量增多,体积、重量、功耗均增加的问题。如何才能解决传统微波技术在高频、宽带等方面的问题,提供高性能的一体化射频前端,微波光子技术为解决这个问题提供了一个新的思路。
1.2 微波光子技术
微波光子学是一门涉及微波与光子学的新兴交叉学科,主要研究微波与光波之间的相互作用机理[4]。微波光子技术充分利用光子学宽带、高速、低功耗、抗电磁干扰、频率响应平坦和并行处理能力强等优点来实现宽带微波信号的产生、传输、处理和控制[5]。
融合了光子技术和微波技术优势的微波光子技术已经成为了国内外的研究热点。光波作为信息载体,具有极高的时间—空间带宽积、高度的并行性和抗干扰性,在信息高速传送和处理时具有功率损耗低和干扰小等优点。利用微波光子技术可以同时产生多个低噪声的微波源,实现高频段、低损耗的频率变换,大容量、宽带信道交换等[6]。以此为基础的射频前端可以实现单纯微波技术和光子技术难以完成甚至无法完成的信息接收与处理,突破电域处理的“瓶颈效应”。
1.3 微波光子技术实现本振产生
本振源是电子系统必不可少的模块,为系统中的各种发射机、接收机、参考源和微处理器提供频率参考。传统的本振源如晶体振荡器和介质谐振腔振荡器等只能提供低频本振,更高的频率需利用倍频手段,而倍频过程会使相位噪声翻倍、体积笨重,信号衰减也很大[7]。
微波光子技术一方面相对纯电子技术可以产生更低噪声的微波源。例如,OEwave公司的光电振荡器(OEO)可实现10 GHz载频-170 d Bc/Hz@10 MHz的超低相位噪声[8]。另一方面,利用光频梳等技术可以以单一结构产生多个频率的射频本振,具有集中控制、高效率的优点[9]。因此可以利用一套设备产生多个通道、多个频率的光载本振,辅助实现多通道、多频段的微波光子变频,满足一体化设备的发展需要。
1.4 微波光子技术实现多频变换
传统的微波混频器难以处理高频段射频信号的变频要求,在处理多频段射频时容易出现频段间串扰、镜频干扰和本振泄露等问题。为避免镜频干扰,通常使用多次变频,但多次变频会严重降低系统的动态范围和变频效率[10],同时需要大量的本振源和混频器等射频器件,会大幅增加系统的成本、复杂性、体积、重量、功耗和电磁干扰等。
而微波光子技术利用电光调制器将微波信号与本振信号在光域内进行混频,只需一次变频即可获得中频信号。电光调制具有超过40 GHz的带宽,可支持L~Ka内7个频段的频率变换,且光域变频由于载频极高,无需多级变频来避免镜频干扰[11]。电光混频将射频与本振之间的连接用光路隔开,从而无本振泄露,提供极高的隔离度。另外,微波光子变频可与光波分复用(WDM)兼容,从而易实现多频段[12]、多信道同时并行变频[13]。
1.5 微波光子技术实现交叉连接
传统的技术中机械开关体积庞大、笨重,并且切换速率慢;半导体开关在插损、直流功耗、隔离度、功率处理能力以及交叉调制方面表现不足[14]。而一体化设备需要同时处理多天线、多波束的信号,电子开关明显出现带宽不足的现象,另外,电子开关的电磁兼容问题也不可避免。
微波光子技术将射频调制到光波上构成光载射频信号,利用光学开关根据波长实现对光载射频信号的灵活路由和快速切换。光开关相比电子开关具有THz级的无可比拟的宽带优势和平坦的频率响应特点,可提供极高的交换容量。同时在光上实现射频的切换提供可达-70 d B的极低通道间串扰。与电交换矩阵相比,光学交换矩阵能够提供更高的射频隔离度,且体积小、功耗小、重量轻。
2 微波光子一体化射频前端的设计
2.1 微波光子一体化射频前端的总体架构
基于微波光子本振产生、多频变换和交叉连接等相关技术,本文提出了一种新型的微波光子一体化射频前端架构。该前端能够实现本振、通道资源的共享,具有对任意波束、任意频段、任意带宽射频信号的变频与路由的能力,一套设备应对不同的功能需求,方便集成,适合星载、舰载等体积、重量、功耗受限的情景。
一体化射频前端总体结构如图1所示。微波光子一体化射频前端包括射频通道、多通道光载本振、微波光子变频模块、微波光子交换网络以及中频通道等部分。该前端同时支持多个通道的射频信号的变频与交换处理,输入为射频信号,输出为中频信号(下面以接收通路为例介绍射频前端)。射频通道连接天线单元,输入输出多路多频信号;多通道光载本振部分能够产生多通道的光载本振信号,每个通道均能覆盖多个频段的本振。射频信号经过光调制与光载本振在微波光子变频模块进行拍频实现低损伤下变频。微波光子网络利用光学交换矩阵对变频后的光载信号实现宽带、大容量、可重构的信号交换。中频通道利用光电转换成统一微波中频,连接交换网络与后端的数字处理单元。
2.2 关键技术分析及设计
2.2.1 微波光子多通道本振的设计
阵列波导光栅(AWG)基于不同波长的光相互间线性干涉的基本光学原理,同一光纤携带多个通道不同波长的光信号,对信号具有透明性。既可以将多个通道的光复合入单一光纤中,也可以将不同的光重新分离出来。
一种采用cyclic AWG(循环移位阵列波导光栅)分配本振实现共享的设计方案如图2所示。
M×N个激光源经过M个波分复用器形成M个光载复用信号(每一路光载信号均由N路光信号复用得到)。每一路复用信号使用电光调制器(EOM)调制一种射频本振,使得每一路复用信号均载有相同的本振。cyclic AWG具有循环移位的功能,即每个输出端口的信号来自不同的输入端口,也就实现了每个输入端口相同的光载本振分配至不同的输出端口。如此一来,每个输出光载本振信号是M个频段本振的复用,也就支持实现同一通道对M个不同频段的射频信号进行混频的需要,达到本振共享、通道共享的目的。
2.2.2 微波光子变频模块的设计
利用微波光子宽带的特点,设计支持多通道、多频段的混频,能够克服传统的微波混频方式不同的频段间无法共用变频器件的问题,使得一套变频设备可以不支持多个频段的变频。一种多通道下变频的微波光子变频结构如图3所示,射频信号经过调制器调制到光载波上与多通道光载本振耦合,进行拍频,最终经过光电探测器(PD)输出中频电信号。输入的光载本振信号为多个通道多个频段,即可支持多个通道不同频段射频输入信号的变频。
电光调制器可以选用Mach-Zehnder调制器(MZM)和相位调制器(PM)等,使用不同的级联结构和光学器件,光学混频的各项性能指标诸如相位噪声、隔离度和稳定性等方面存在差异。具体设计中应综合考虑器件指标、环境影响与使用场景做出选择。
2.2.3 微波光子交换网络的设计
构建一个大型的光开关阵列需要考虑的因素包括:需要子开关模块的数量(直接影响成本)、损耗一致性(指光从输入口经不同路径到达输出口其损耗相当)、光路交叉点数量以及阻塞特性。
一种方案是采用当前最为成熟的MEMS光开关设计具有可重构功能的光子射频交换模块,MEMS光开关具有快速(毫秒级)、工艺成熟和大规模矩阵等优势。采用光学MEMS开关和光分路器设计具有可扩展的多端口输入输出的交换矩阵,如图4所示,交换矩阵由1∶N分路器和N×1光学MEMS开关阵列连接组成,通过任一分路器与任一MEMS开关连接,可以实现任一输入端口与输出端口相连通。光开关在信号隔离度、带宽上具有极大的优势,等效RF隔离度将达到约100 d B,且在工作频率范围内的一致性非常好。
另外,Polatis的压电直连光切换技术(Piezoelectric Directlight Beam-Steering)[15]制作的矩阵光开关也有很大优势。由于采用压电陶瓷控制技术,比机械控制的光开关稳定度高,光直连切换使得输入输出损耗很小(约1 d B),能够支持4×4~1 024×1 024的光交换。
2.3 微波光子一体化射频前端的优势
基于微波光子技术的一体化射频前端的具有如下优势:
①宽带大容量。光信号具有超过50 THz的宽带,采用微波光子的变频和交换技术,核心交换单元在光上实现,能够充分发挥光学辅助手段的宽带优点,使得射频前端具备很大的信号带宽。
②支持通道资源共享。微波光子技术引入波长这一自由度,基于波分复用技术产生共享本振,可以方便地实现多通道、多频段变频。本振共享、多频段同时变频,大大提高了资源的利用率,降低了一体化射频前端的体积和功耗等。
③动态可重构。微波光子频率变换技术具有多频段的变频能力,光学交换矩阵也能够根据指令实时配置波长路由选择开关的交换规则与信号带宽,再配合强大的后续数字处理便可实现功能的重构。满足多功能、多频段的前端信号处理需求,实现电子系统的一体化。
④兼容带通采样。一体化射频前端支持多通道、多频段的射频信号变频,不需要对每个通道均配置数字处理器,通过动态可重构的射频交换共用数字处理单元。如此便可兼容带通采样技术,以低性能的ADC处理宽带、高速的射频信号,使轻量的一体化设备也具备处理复杂信息的能力。
3 结束语
面对通信、电子战给射频前端带来的巨大压力,微波技术精细、灵活和光子技术宽带、低损的优势相结合,使得实现多波束、多频段(尤其是高频)、多端口的一体化射频前端成为可能。微波光子一体化射频前端能够解决射频前端在信号宽带和隔离度等方面的问题。基于波分复用技术共享射频通道,实现宽带大容量、多频段射频信号的低损伤变频与高隔离度、大宽带射频交换,并且大大降低尺寸和功耗。
但是另一方面,整个研究尚处于实验室阶段,无法直接产业化。光链路对时延和抖动敏感,需要严格的相位与非线性的补偿,普遍使用的商用光子、微波器件集成化还比较低,没有体积小、易集成的光频梳等器件。
展望未来,随着光子集成技术与微波光子学的不断发展,科研人员能够最终解决以上难题,构建出高性能的射频前端,支撑雷达、卫星和电子战等系统的一体化建设。
摘要：针对传统射频前端技术中电子器件在频率、带宽方面受限的问题,研究了基于微波光子技术的射频前端。介绍了微波光子技术在宽带、低损和灵活等方面的优势,分析了光学辅助本振产生、多频变换以及微波光子交叉连接等技术,提出了一种基于微波光子技术的一体化射频前端。这种新型的前端架构具有高频宽带、灵活可重构的特点,适应不同的射频体制,并且能够有效降低系统的体积、重量和功耗。