射频开关电路（共7篇）
射频开关电路 篇1
1 引言
核磁共振( NMR) 是原子核的磁矩在恒定磁场和高频磁场同时作用下,满足一定条件时所发生的共振吸收现象。核磁共振技术在物质结构鉴定、医学成像、无损检测和生化分析等领域已经得到广泛应用,已成为确定有机化合物特别是新有机化合物结构的最有力的工具之一。近60 年来,核磁共振技术作为探索物质微观结构和性质的主要手段取得了惊人进展。
核磁共振技术又分为连续波核磁共振和脉冲核磁共振技术。脉冲核磁共振技术较之连续波核磁共振技术有以下优点[1]。
( 1) 脉冲强而窄,但频谱很宽。这等效于一个多通道频率发射机,它可以同时激励样品的所有频率。当接受机的带宽足够宽时它可以同时接受所有频率信号,这样可以减少实验时间。采用计算机技术把采样结果累加,可把核磁共振信号的信噪比提高几个数量级。
( 2) 脉冲核磁共振实验为测量弛豫时间提供了比连续波核磁共振技术更为精确的手段。
国外早在20 世纪70 年代就开始了低场核磁共振分析仪器的研制,比较有代表性的是德国的Bruker公司。目前Bruker公司的最新产品mq系列,其工作频率在2 ~ 65MHz范围内可调,并增加了互联网操作功能,可实现远程分析测量。国内目前还没有具有自主知识产权的中低场脉冲核磁共振分析测量仪器,因此研制具有自主知识产权的脉冲核磁共振分析测量仪成为急待解决的问题[2]。
2 脉冲核磁共振仪的构成
脉冲核磁共振仪主要由脉冲信号发射机、射频功率放大器、射频开关、探头、前置放大器、信号接收机以及DSP控制器等组成,如图1 所示。
从图中可以看出,发射机发出的脉冲信号经过滤波放大后通过射频开关进入射频线圈,激发样品发生核磁共振。在脉冲间隔期间,线圈又吸收样品释放的核磁共振信号,通过射频开关发送到前置放大器。其中,射频开关连接着发射机、射频线圈和接受机,在核磁共振实验中起着非常重要的作用。
3 射频开关工作方式
射频开关又称RF开关或T/R开关。在核磁共振系统中,激励线圈与发射线圈用的是同一个线圈,采用射频开关来切换线圈的发射模式和接收模式,如图2 所示。因为这两个模式不能同时工作,射频开关在脉冲发射期间工作在发射模式,在回波信号接收期间则工作在接收模式。
设计射频开关时必须要考虑以下三个问题。
( 1) 发射模式下的射频脉冲信号功率非常大而核磁共振信号功率非常小,前者为千瓦级而后者为微瓦级。因此,在脉冲发射期间,射频开关必须保证前置放大器不被毁坏。
( 2) 无论保护措施做得多好前置放大器都可能过载,前置放大器都需要一定的恢复时间。
( 3) 探头线圈是一个调谐电路,脉冲信号过后会产生与核磁共振信号无关的振尾。如果脉冲结束后马上切换到接收模式,接收到的是与振尾混合的扭曲的信号。
在发射模式结束后需要一小段缓冲时间才能切换到接收电路,这段时间称为死区时间td,如图3所示。
死区时间的设定直接影响到核磁共振信号的纯净度,如果死区时间设定不当,前置放大器接受到的是扭曲的非真实信号。死区时间td可取值为:
式中,tp为探头线圈振荡时间; tt为发射机响应时间; tr为接收机回复时间。通常tt比tp小得多,可以忽略不计。如果射频开关的保护措施很好可使tr= 0,但这是不容易实现的。因为RF的脉冲电压可以达到几十伏甚至上百伏,而NMR信号为几毫伏,前置放大器的饱和电压一般为几十毫伏,所以射频开关对发射脉冲需要有非常高的隔离度。
为了实现接收机与发射机之间良好的分离,人们采用了很多方法,有采用四分之一波长传输线原理的被动方法,也有采用基于场效应管和二极管控制的主动方法。
4 射频开关的原理
本文中所设计射频开关建立在四分之一波长传输线理论的基础上,首先简要说明传输线方程以及四分之一波长理论[3]。
高频电路可看成由有限传输线段与各种分立有源和无源器件的集合。首先,我们着眼于一个负载阻抗和一个长度为l的有限传输线段相连的结构,如图4 所示。假设负载位于z = 0 处,电压波从z= - l处进入线路,由于电路参数不同,如同光从一种介质进入另一种介质会存在反射一样,电压波在z = 0 处也会存在反射,引入反射系数 Γ0,它表示反射波电压与入射波电压之比:
式中,V-为反射波电压; V+为入射波电压。
在负载位置z = 0 处,电压和电流波可以用反射系数表示为:
式中,Z0为与频率无关的传输线的特征阻抗; k为复传播常数,它只与传输线类型有关。
式( 1) 除以式( 2) 可以得到沿z轴任意点的阻抗。在z = - l处的总输入阻抗记作Zin; 在z = 0 处阻抗称为负载阻抗,其表达式为:
由此得出:
在z = 0 处,如果开路( ZL趋向于无穷大) ,则反射系数为1,表示反射波与入射波有同样的极性和幅值; 如果短路( ZL= 0 ) ,则反射系数为- 1,表示反射波与入射波极性相反幅值相同; 当ZL= Z0时,反射系数为零,表示没有反射,入射电压完全被负载吸收。
在z = d的一般情况下,如果不考虑传输线损耗,通过计算可以得出:
式中,β 为无损线路的传输常数,它可以用频率和相速度或者波长来表示: β = 2πf/v = 2π/λ。
假设ZL= 0,则Z( d) = j Z0tan( βd) ,而 β =2π / λ,所以Z( d) 的大小会随着距离的增加呈现周期性的变化。当d = λ /4 时,Z( d) 趋向无穷大,如同开路一样,这就是四分之一波长线理论。
在中低频核磁共振系统中,射频开关通常采用基于四分之一波长传输线和二极管对相结合的被动开关方案[4],如图5 所示。
图5 中,a和b两点之间是一段四分之一波长的传输线,a端是信号输入端,b端是负载端。
NMR探头线圈是一个工作在中心频率的谐振线圈,其谐振频率大小取决于磁场强度的大小。前置放大器属于宽带放大器,发射机、探头和前置放大器都被匹配成与传输线相同的输入阻抗( 50Ω) 。在射频脉冲期间,发射机发送功率到a点时,由于探头线圈与发射机输出端匹配( ZL= Z0) ,不存在反射。而射频脉冲期间二极管D3和D4导通,由于二极管的导通电阻非常小,所以在b点ZL≈ 0,根据四分之一波长传输线原理,传输线的输入端阻抗无穷大,相当于开路,所以射频功放的输出功率都进入到探头线圈中。
当脉冲信号结束,探头发出来自样品的核磁共振信号。由于核磁共振信号只有几毫伏电压,无法使二极管D3和D4的导通,传输线b端的阻抗为前置放大器的输入阻抗,而前置放大器与探头线圈相匹配( ZL= Z0) ,所以前置放大器能完全吸收探头线圈发出的核磁共振信号。
以上为最简单的射频开关,这种射频开关无法控制开关的死区时间,容易在NMR信号混入噪声,影响信号质量,对前级放大器的保护不周全,影响前级放大器的使用寿命。
5 主动控制的射频开关电路
在这种简单的射频开关的基础上,本文提出了一种基于FET主动控制的射频开关电路。其基本思想是增加了门控电路以实现对开关死区时间的控制,如图6 所示。
在主传输线电路中,通过固定电容C1和可变电容C2将核磁共振线圈电感L调谐到所需要的工作频率,通过C3使探头线圈与脉冲信号发射电路和接收电路的前置放大器实现阻抗匹配,即射频线圈工作在发射模式和接受模式时,能够充分吸收射频信号的功率和发送核磁共振信号。
在主传输线电路的 λ /4 波长传输线后面增加一个N沟道场效应管J108,它在0V时能正常导通,在- 5V时截止。通过对双极晶体管2N3906 和与之并联的电解电容C4的充电来改变J108 的栅极电压,实现对J108 的控制。J108 和2N3906 及其外围电路组成了射频开关的控制电路,在控制电路的输入端输入TTL波形,如图7 所示。
在射频脉冲期间,控制电路输入端为低电平,三极管2N9306 导通,电容C4相当于被短路,电容C4两端的电压为零,J108 导通,图6 中四分之一波长传输线的负载端b点接地。根据四分之一波长传输线理论,a点向右的输入阻抗无穷大,实现了射频脉冲和前置放大器的隔离,保护了前置放大器。该电路设计的另外一个优点是,即使场效应管出现问题,D3 和D4 二极管对也会对前置放大器进行保护。
在射频脉冲结束的同时控制电路输入端输入TTL高电平,三个1N4148 二极管可滤除小的噪声干扰,防止一些非TTL信号的噪声影响了三极管工作。在TTL高电平的作用下三极管截止,电容C4相当于直接连接在直流电源上,C4开始由- 15V电源充电,当C4两端的电压为- 5V时,J108 截止。而此时探头线圈发出的核磁共振信号非常小,根本不足以使D3和D4导通,所以四分之一波长传输线的负载端直接连在前置放大器上,前置放大器与探头线圈阻抗匹配,即满足ZL= Z0,此时来自探头的核磁共振信号在b点的反射系数为零,前置放大器能够充分接受核磁共振信号。
C4充电由0V变为- 5V需要的时间正好为死区时间td。在td期间,J108 将探头线圈接地,探头线圈能够释放残余能量,而前置放大器被短路,避免接受到探头线圈释放的夹杂残余能量的磁共振信号。当C4充电到- 5V时J108 截止,此时前置放大器开始工作并且接收到的是纯净的核磁共振信号。
死区时间的长短可以通过改变电容C4的大小来控制。NMR试验中Cu SO4溶液的横向弛豫时间为110ms[5],可以选择td为5 ~ 10ms,射频脉冲的持续时间为5ms。当选择电容C4为300n F时,仿真得到电容电压变化如图8 所示。
从图8 中可以看出,在5ms的射频脉冲期间,开关电路的控制输入端为低电平,2N3906 导通,C4两端电压为零。脉冲结束后,在开关电路控制端输入TTL高电平,2N3906 截止,C4直接连接到- 15V电源上,C4两端电压开始改变。当C4两端电压变为- 5V时,J108 截止,核磁共振信号接收开始,从5ms时脉冲结束到12ms信号接收开始的时间约为7ms,实现了对死区时间的控制。
6 结论
本文在传统射频开关原理基础上,提出了一种采用三极管、场效应管和电解电容的主动控制电路,实现了对射频开关死区时间的控制。与传统的射频开关相比,该电路不仅能更有效地保护前置放大器,还能通过对死区时间的控制和调节来提高核磁共振实验信号的纯净度。
参考文献
[1]初振东(Chu Zhendong).核磁共振分析测量仪的电路设计(Circuit design for analysis and measuring instrument of NMR system)[D].沈阳:沈阳工业大学(Shengyang:Shenyang University of Technology),2013.2.
[2]张一鸣,骆逸峰(Zhang Yiming,Luo Yifeng).低场脉冲核磁共振分析测量仪及其应用(The aplication of low-field pulsed nuclear magnetic resonance system)[J].现代科学仪器(Modern Scientific Instruments),2003,1(2):52-54.
[3]尹帅(Yin Shuai).基于PIN管的大功率射频开关研制(Research and design of high power capacity RF switch based on PIN diode)[J].计算机与数字工程(Computer and Digital Engineering),2013,40(3):121-123.
[4]Aktham Asfour,Kosai Raoof,Jean-Paul Yonnet.Software defined radio(SDR)and direct digital synthesizer(DDS)for NMR/MRI instruments at low-field[J].Sensors,2013,13(12):16245-16262.
[5]陈翊平,邹明强,王大宁(Chen Yiping,Zou Mingqiang,Wang Daning).1.5T核磁共振弛豫时间分析仪的研制及其潜在应用(Development and its potential application of low-field nuclear magnetic resonance instrumentation)[J].光谱学与光谱分析(Chinese Journal of Analysis Laboratory),2012,31(1):119-122.
电容式射频MEMS开关及应用 篇2
1 电容式射频MEMS开关结构及工作原理
以静电力驱动的电容式开关结构由微波传输线、电介质及桥膜(上电极)三部分构成,如图1所示。该开关是位于共面波导传输线上,共面波导是由一根中心金属带条和两侧平行的半无穷接地面组成,中心金属带条与两侧平行的半无穷接地面有一定的间距,而开关的桥膜以一定的空气间隙横跨过中心金属带条,并在两侧与接地面相连。
图2给出两种不同的结构的电容式开关剖面图[2],其中图2(a)为早期出现的结构。
在电介质上有一层金属作为下电极结构,当开关工作时,只需要把电压差加载到上下电极中,所产生的静电力就会使桥膜向下移动,并最终与下电极接触,形成开关断开的状态(down-state)。该结构有个明显的缺点就是上下两电极在相接触的瞬间可能会有电火花产生,并有伴有电流产生引起发热,同时还增加了开关的功耗。因此,为了消除这些不良现象,人们改进了施加开关工作电压的方式,即取消了电介质上的下电极,直接将工作电压通过偏置电路(Bias—T电路)加载到电介质下的微波信号线上,如开关的图2(b)中所示,同样也可以实现开关的导通和断开功能。
电容式射频MEMS开关的工作原理为:在图3(a)所示的开关导通状态下,由于桥膜(上电极)与微波传输线(下电极)之间存在着空气间隙,此时开关具有较高的阻抗,微波信号能够通过传输线向后继电路传输信号;而当向开关的上下电极施加偏置电压后,静电力的作用使桥膜发生向下的形变,偏置电压达到阈值后,桥膜会紧密接触到电介质上,此时由于上下电极之间只有一层较薄的电介质层,图3(b)所示,此时电极间的阻抗相比于开关导通状态低,因此微波信号能够与接地的上电极相耦合,致使信号传输被开关断开。
2 开关的工艺流程
本文开关的工艺采用的是MEMS表面加工工艺,针对于共面波导对于降低衬底损耗的要求,选用的是高阻抗的硅片(N<100>,1000Ω·cm)。整个工艺流程如图4所示。
(1)利用热氧工艺,在衬底上形成厚度为1µm厚的氧化层,降低微波信号的损耗。
(2)溅射一层钛钨金种子层,涂胶光刻后,电镀形成如图所示的Au共面波导结构,传输线厚度为2µm。
(3)利用PECVD方法制备一层厚度为1000Aο的Si3N4电介质层,只留下刚好覆盖住中央金属的部分,其余的用干法刻蚀。
(4)利用PECVD方法沉积一层厚度为2µm的非晶硅,并刻蚀两个接地面之间以外的区域。
(5)再次利用电镀工艺制备厚度为2µm的Au桥膜,桥膜两端与共面波导两侧接地面相接触。
(6)采用二氟化氙(Xe F2)气体刻蚀非晶硅牺牲层,释放结构。
在最后一步释放结构中,利用二氟化氙气体的干法刻蚀能够避免湿法释放过程因液体粘附力中造成的结构破坏,而且不需要进行真空干燥步骤。
3 开关的开启电压及电容比
开启电压是电容式射频MEMS开关机械性能的重要指标之一,定义为:当桥膜向下发生的形变(见图4)。
恰好能够接触到电介质层上时所施加的直流偏置电压大小。开关的上下电极可以使简单的视为具有电压差的两平行板,因此桥膜受到的静电力大小为:
桥膜由于受向下静电力而发生形变时,会受到一个相向的弹性回复力。
其中,A为上下电极相对面积,E为空气间隙的电场,V为偏置电压,ε0为真空介电常数,g桥膜与下电极的距离,k为桥膜的弹簧常数(与桥膜的厚度、长度、宽度、杨氏模量、残余应力及泊松比相关),g0为初始状态下上下电极之间的距离。
由于随着桥膜开始向下发生形变,fdown值的增加会比fup快得多,因此当上下电极的间隙小于于初始间隙的2/3时,桥膜就会处于不稳定状态,此时的偏置电压就等于开启电压[3]。
电容式射频M E M S开关的电容比CdownCup是该器件电子性能上重要的指标之一。当开关处于导通状态是,上下平行电极之间的电容为:
其中,td为电介质层的厚度,εr为电介质的相对介电常数。最后可得开关的近似电容比为[4]:
4 电容式射频MEMS开关的应用
4.1 移相器
射频移相器是雷达探测、卫星通信、移动通信设备中的核心部分基于MEMS开关的RF MEMS移相器的研究表明,无论是开关线型、反射型或是分布式的,在高频下其性能都优于GaAs移相器[5]。
4.2 可调谐滤波器
射频MEMS技术应用的另一个重要领域是基于MEMS开关的可调谐滤波器。在无线通信系统中的高频段,采用M E M S技术的带通滤波器,具有高Q值、低功耗、可调频率和带宽,便于在芯片级别上的集成[6]。
4.3 可重构天线系统
可重构天线就是多功能天线的一种,它可以在不改变整个天线尺寸的情况下,通过改变天线辐射单元的结构和位置,来实时地改变天线的工作频率、极化方向和辐射方向等。
摘要：本文介绍了电容式射频MEMS开关的结构、工作原理和制造工艺流程,分析了开关的开启电压和电容比,最后描述了开关在移相器、可调谐滤波器及可重构天线方向上的应用。
关键词：射频MEMS,开关,开启电压,电容比
参考文献
[1]Vijay K.Varadan,K.J.Vinoy,K.A.Jose,“RF MEMS and Their Applications”,England,2003pp:117～118.
[2]Jae Y.Park,Geun H.Kim,et al.“Electroplated RF MEMS CapacitiveSwitches[C]”MEMS 2000.The Thir-teenth Annual International Confer-ence on Jan.2000pp:639～644.
[3]Harvey S.Newman,“RF MEMS Switchesand Applications[J]”,Reliability PhysicsSymposium Proceedings,2002.40th An-nual April 2002pp:111～115.
[4]Jeremy B.Muldavin,et al“.High-IsolationCPW MEMS Shunt Switches—Part 1:Modeling[J]”Microwave Theory andTechniques,June 2000 pp:1045～1052.
[5]张永华,丁桂甫,基于MEMS技术的射频移相器[J].微细加工技术,Mar2004,3:73～79.
射频开关电路 篇3
在现代化工业中, 生产规模大, 速度高, 且常有高温、高压、强腐蚀性或易燃易爆物料, 因此对于物位的监视和自动控制显得至关重要。物位仪表在检测中分为开关型和连续测量型, 开关型测量原理众多, 主要有音叉、射频导纳、压力、浮子等;两线制射频导纳物位开关是第三代最新技术的物位探头, 是专门为复杂工况的使用设计的, 采用了抗粘附电路, 可在探测真实物位的同时, 清除粘附和悬挂在探头周围虚假物位信号的影响。
二、测量原理分析
1. 电容式物位测量原理
实验室中, 平行板电容器是一个理想型的电容器, 其电容量为:
其中为两电容极板间介质的介电常数, 为两极板间的相对面积, 为两极板间距离。
对于一个料仓, 安装一个测量电极系统, 形成一个同轴电容器。
容器内存在一个电容
其中ε0为两电极间空气的介电常数, 近似=1;ε为两电极间介质的介电常数, S为两极板间的相对面积, D为两极板间距离, H0为空气端探头长度。对于一个固定的料仓来说, 物料的介电常数ε是固定的, S、D也是固定的。所以, 由公式 (2.2) 可知, 测量电容与物料的高度成正比。
2. 两线制射频导纳物位测量
两线制射频导纳物位测量就是在电容式测量技术 (式 (2.2) ) 的基础上, 采用了三端技术。电路主要体现在, 在电容式电路测量信号上引出一根线, 经同相放大器放大, 输出与同轴电缆屏蔽层相连, 然后连接到探头的屏蔽层上。该放大器组成电压跟随器, 是一个1:1的电压放大器, 所以加在屏蔽层上的信号与加在测量极上的信号等电位、同相位、同频率但互相隔离。地线是另外一条独立的导线。由于测量极与屏蔽极存在上述关系, 所以二者之间没有电位差, 测量电极上的高频信号就无法通过测量极与屏蔽极上的挂料流入料仓壁, 相当于二者之间没有电容或电容等于零, 两线制射频导纳物位测量就是利用这一等电位原理, 彻底消除了粘附层的影响。
3.
仪表测量原理逻辑图 (图1)
三、系统架构
整个系统架构由传感装置和电子系统构成
1. 传感装置示意图如图2:
根据射频导纳技术的要求, 传感器采用同芯三电极结构, 三个电极分别为接地电极,
屏蔽电极和测量电极, 各电极的结构要求同芯。
2. 电子系统构成
该电子系统主要由四个单元组成, 分别为:供电电源及电流输出单元、射频信号产生单元、单片机信号采集和控制单元、显示设置单元。如图3所示:
(1) 供电电源及电流输出单元 (图4)
由于两线制射频导纳物位开关电源线和信号线复用, 仪表正常工作时, 电路功耗电流不能超过4mA的回路电流, 还需要有故障报警功能, 总线电流要求为3.6mA, 为了生产还需要留出一定的余量, 即仪表静态功耗电流必须小于3.5m A。为实现设计功能, 本设计采用的器件CPU、EEPROM、LED灯、运算放大器等等, 总体电流将超过4mA。为突破4mA功耗的技术瓶颈, 本设计采用了DC/DC变化器。按照能量守恒定理, 输入功率Pin等于输出功率Pout, 考虑到DC转换器本身的功耗及转换效率的问题, 即公式应为Uin*Iin*转换效率=Uout*Iout。本设计采用V/I转换实现8mA和16mA报警电流的输出。
(2) 射频信号产生单元
利用矩形波发生电路振荡出的高频信号驱动传感器的测量极, 这个信号再经过1:1的电压跟随器驱动传感器的屏蔽电极。即加在屏蔽电极上的信号与加在测量电极的信号, 其大小, 相位都是一样的, 但又互相独立的。因此, 测量电极上的高频信号就无法通过粘附和悬挂在探头上的挂料倒流入接地电极, 当有介质接触传感器测量极的时候, 就会改变测量极与容器壁间的电抗, 电抗的变化会引起振荡电路频率的变化, 这种变化被控制单元检测。
电路如图5所示。
(3) 计算控制单元
计算控制单元由PIC24F16KA102构成, 是整个系统的工作中枢, 主要完成采集测量电极信号和屏蔽电极信号的频率、仪表工作的灵敏度和仪表报警输出延时时间的设置、环境温度的采集、三个工作状态的设定、报警电流的输出、三个LED指示灯的控制等功能。
(4) 显示设置单元
显示由三个LED灯组成, 颜色分别为红、绿、蓝。设置单元由三个位式开关和两个电位器组成:位式开关主要选择工作/标定、继电器输出常开/常闭选择、灵敏度高/低选择;两个电位器分别设置测量灵敏度和报警输出延时。
四、软件设计
软件功能模块包括:初始化模块、信号采集模块、数据计算模块、EE存取模块、标定模块、数据保护模块、Modbus协议功能模块及输出模块。
初始化模块:进行数据初始化操作, 端口初始化, 定时器及中断初始化。
信号采集模块:信号采集包括传感器信号采集、环境温度采集、两个电位器及3个拨码开关的数据采集。
数据计算模块:对采集的信号有效性进行判断后, 对数据进行相应处理。
EE存取模块:数据存贮和从EE内读取时调用。
标定模块:在仪表标定流程时调用。
数据保护模块:对仪表的关键数据、端口及采样配置进行保护, 仪表每间隔一段时间会自动进行调用。
Modbus协议功能模块:Modbus协议通信时调用, 配合上位机可进行仪表组态、监视、数据调整。
输出模块:在采集数据经过相应的处理后, 输出相应的电流。
五、结语
在团队成员的积极配合和不懈努力下, 两线制射频导纳物位开关已研发成功。目前, 工程样机送往用户处试运行, 根据运行的状况, 我们将做进一步的研究和改进, 使的产品的功能更加完善, 应用更加广泛。
摘要：本文介绍一种基于射频导纳技术研制的电流输出的点位测量仪表, 并对仪表测量原理、整体架构设计、电子系统设计、软件设计进行介绍。
关键词：射频导纳技术,电子系统,设计
参考文献
[1]测控电路, 机械工业出版社, 天津大学, 张国雄, 金篆芷, 主编
[2]模拟电子技术基础简明教程 (第二版) 杨素行, 主编
[3]C程序设计, 谭浩强著
射频电路中混频器的设计 篇4
随着通信技术的发展日新月异,无线应用技术包括PCS电话、射频识别(RFID)系统、直播电视服务(DBS)、全球定位系统(GPS) 、无线局域网(WLAN)和本地多点分布系统(LMDS)等在内,都获得了极大的发展。 现代的通信接收机都需要根据实际应用进行1,2次频率变换。实现频率变换的电路就是混频器,也叫变频器。混频器广泛的应用领域使得它有许多种不同的形式,把输入信号的频率变低叫下变频,提高输入信号的频率叫上变频[1]。
混频器的典型应用是在接收系统中将射频输入信号变换为频率较低的中频信号,以便更容易对信号进行后续的调整和处理。混频器对电子系统的性能、尺寸、重量和成本有着决定性的影响。发展小型化、高性能的混频器有相当重要的实际意义。在无线电技术中,混频的应用非常普遍。在超外差式接收机中,所有输入信号的频率都要变成中频,广播收音机的中频等于465 kHz,电视接收机的中频等于38 MHz。混频器还广泛应用于控制系统、电子对抗系统、锁相环的相位检波器、天线与射电天文、雷达和雷达天文、再生分频器、频谱分析、车距检测等各领域。
混频器的电路结构形式有单管式混频、两管平衡式混频、多管式混频。单管式混频只用一支二极管,结构简单,成本低,但噪声高,抑制干扰能力差,在要求不高时可以采用;两管平衡式混频器借助于平衡电桥可使本机振荡器的噪声抵消,因而噪声性能得到改善,电桥又使信号与本振之间达到良好隔离,因此平衡混频器是最普遍采用的形式;多管式混频:比如管对式双平衡混频器、镜频抑制混频器等,它们是专为特殊要求设计的,可用于多倍频程设备、镜频能量回收或自动抑制镜频干扰等[2]。混频器还可分为:单端混频器、平衡混频器、双平衡混频器。另外,根据传输线的类型还可划分为波导混频器、微带混频器、鳍线混频器。
混频器位于低噪声放大器(LNA)之后,直接处理LNA放大后的射频信号。为实现混频功能,混频器还需要接收来自压控振荡器的本振(LO)信号,其电路完全工作在射频频段。因此,混频器的设计通常要考虑转换增益、线性度、噪声系数、端口之间的隔离度以及功耗等性能指标。本文设计一个微带单平衡混频器,首先介绍了微带平衡混频器的原理结构,之后给出了设计目标,射频4 GHz,本振3.5 GHz,中频500 MHz。然后用ADS软件进行设计,先对3 dB定向耦合器进行仿真,得到端口间的反射系数在-40 dB以下,这样信号的反射能被很好地抑制,接着是低通滤波器的设计仿真, 用于输出中频滤波。最后对完整的混频器电路进行功能仿真。
1 混频器原理
本文将设计一个微带平衡混频器[3],该混频器电路主要由3 dB定向耦合器、匹配电路、晶体管和低通滤波器组成,如图1所示。
设射频信号和本振信号分别从隔离臂1,2端口加入时,初相位都是0°,考虑到传输相同的路径不影响相对相位关系。通过定向耦合器,加到二极管D1,D2上的信号和本振电压分别为:
D1上电压:
D2上电压:
可见,信号和本振都分别以π/2相位差分配到两只二极管上,故这类混频器称为π/2型平衡混频器。由一般混频电流的计算公式,并考虑到射频电压和本振电压的相位差,可以得到D1中混频电流为:
同样,D2中的混频器电流为:
当m=±1,n=±1时,利用I-1,+1=I+1,-1的关系,可以求出中频电流为:
2 混频器设计
设计目标:射频为4 GHz;本振为3.5 GHz;中频为500 MHz。
定向耦合器[4]是一个四端口网络,主要性能指标有耦合度、端口隔离度、传输系数和带宽。本文主要考虑它的端口隔离度和传输系数。下面主要通过软件ADS进行各部分电路的设计,在ADS里设计的3 dB定向耦合器的原理图[5]如图2所示。
通过仿真得到的端口隔离度如图3所示。
由于混频器输出的频率成分中包含其他的高次谐波成分,需用中频滤波器[6]进行滤波才能得到需要的中频信号,滤波器的设计如图4所示。
在3 dB定向耦合器后加入混频管和匹配电路就构成了完整的混频器电路[7,8]。通过ADS软件进行仿真,看输出信号中是否有所需要的中频信号的频率成分,从而来判断混频器的设计是否正确。通过仿真得到的结果如图5所示。
从图5中看出,Vout信号中含有多种频率成分。由于射频信号幅度为4 GHz,本振信号幅度为3.5 GHz,所以中频信号幅度应为500 MHz,输出信号的频谱中有这个频率成分,这就验证了混频器的功能。
3 结 论
本文在ADS设计仿真中,只设计了微带线平衡混频器,设计原理图后,通过对功能的仿真,验证了该设计基本符合要求。但混频器的电路形式有多种,不可能一一列出进行仿真,主要是通过设计具体的一种混频器电路结构形式,熟悉ADS的使用,为以后进行这方面的研究打下基础。另外,本文的设计研究是在仿真环境下完成的,实际研究中需要考虑存在的一些问题,如硬件的选择、安装等实际操作问题都需进一步研究。
摘要：目前实现小型化以及低功耗射频电路的一种可行性方法是实现收发机射频电路的集成。在射频电路的前端,混频器是实现频谱搬移的重要器件,是十分重要的模块。设计了一种微带平衡混频器,其主要由3dB定向耦合器、匹配电路、晶体管和低通滤波器组成,滤波器用来滤除输出信号中高次谐波频率成分,从而得到需要的中频成分。然后用ADS软件进行各部分电路设计、仿真,从功能仿真图中看到输出信号的频谱中有需要的中频频率成分,这就验证了混频器频谱搬移的功能。
关键词：滤波器,频率变换,混频器,ADS仿真
参考文献
[1]黄智伟.射频电路设计[M].北京:电子工业出版社,2006.
[2]康华光,陈大钦.电子技术基础:模拟部分[M].4版.北京:高等教育出版社,1999.
[3]范博.射频电路原理与实用电路设计[M].北京:机械工业出版社,2006.
[4]吴万春.微波网络及其应用[M].北京:国防工业出版社,1980.
[5]张秀兰.定向耦合器的工作原理[J].阴山学刊,1994(z1):45-47.
[6][日]森荣二.LC滤波器设计与制作[M].蔡培鼎,译.北京:科学出版社,2006.
[7]沈伟慈.高频电路[M].西安:西安电子科技大学出版社,2000.
[8]陈墨.微波器件与电路[D].南京:东南大学,2010.
[9]吴王震,黄世震.超低中频CMOS下混频器的设计[J].现代电子技术,2009,32(5):184-186.
[10]李延辉,胡东亮,潘英锋.混频器设计中的关键技术研究[J].现代电子技术,2008,31(5):95-98.
射频开关电路 篇5
设计师把“即插即用”的理念融进了该产品的设计中,信道间的互相切换因此而变得非常简单。射频功率开关完全满足高功率条件下的应用要求,可用来代替电子控制式射频继电器,而且所用的PCB布局精简、体积小巧,圆形外壳,利于设备腔体的屏蔽,支持机械手拾放操作,另外还可以替代RF继电器,所需部件更少、设计紧凑、无须电子控制、而且它的安装、操作和维护也都相当方便,所有这些都帮助用户削减了成本。
“即插即用”的理念被引用在QN、QMA、N、TNC和SMA产品的界面中。所有的产品都提供针脚右置和针脚左置两种类型。
射频功率开关的工作原理:
HUBER+SUHNER的射频功率开关使用机械控制式信道切换,它的主要工作原理如下:
(1)原始的信道:当连接器界面处于断路状态(没有连接)时,信号沿着中心导体和旁置的针脚传播。
(2)切换后的信道:当接上连接器后,信号不再通过旁置的针脚,转而沿着界面内导体一直传播。
HUBER+SUHNER射频功率开关的应用领域非常广泛。用户可以根据便携式设备使用场合,自由切换连接不同类型的天线以获得合适的信号。
在移动通讯领域,射频功率开关最主要用于通讯容量的控制和基站信号的复合。与之前相比,移动无线基站能够将信号发射得更远并且效率更高。这种方法减少了所需基站的数量,有助于降低网络成本。在通讯比较繁忙的区域,如市区,基站以满载模式工作;在通讯相对空闲的区域应用时(比如农村地区),基站以复合模式工作。
除了标准的PCB安装形式外,HUBER+SUHNER也提供转接器形式的射频功率开关。
射频开关电路 篇6
关键词：开关噪声,射频接收机,LMS算法
为实现低功耗的无线通信,希望使用电源转换效率更高的DC-DC开关电源为射频系统供电。开关电源体积小、转换效率高,具有升压、降压和反压功能,但其输出纹波电压大,对于电感型开关电源,还有EMI干扰,这对于噪声敏感的射频系统来说,是主要的限制应用因素。本文针对开关电源噪声的主要来源,对电源纹波噪声进行分析并引入LMS自适应滤波算法对其抑制,并根据Zig Bee无线通信标准,使用Simulink搭建了带开关电源噪声干扰的射频接收机仿真模型,通过仿真验证了LMS算法对开关电源纹波噪声消除的贡献,从而为开关电源为射频接收机供电提供理论基础。
1 开关电源纹波噪声干扰原理与建模
开关电源纹波噪声主要来源于5个方面:低频纹波、高频纹波、寄生参数引起的共模纹波噪声、功率器件开关过程中产生的超高频谐振噪声、闭环调节控制引起的纹波噪声。其中与开关频率相同的高频纹波是开关电源纹波噪声的主要来源,是本文纹波噪声建模的重点。对于PWM调制的开关电源纹波噪声而言,其开关频率固定,表现为窄带单频信号。在耦合到射频系统时,开关电源纹波噪声分量通常从电源端耦合到输出端,对于一般射频接收机电路模块,均有一项性能指标为电源抑制比(PSRR),纹波噪声经过电源抑制比衰减,耦合到输出端,经后级放大,最终叠加在有用信号中并出现在基带输出。
针对开关电源纹波噪声这一窄带单频特性,使用LMS自适应滤波算法在对其滤除将得到较好的效果。LMS自适应滤波算法频域上表现为一个超窄带的带阻滤波器,且中心频率可跟踪开关电源噪声频率。采用LMS自适应滤波算法可在尽可能减小有用信号频谱损失的同时,消除或抑制开关电源纹波噪声,从而提高射频接收机的信噪比和误码率。
2 纹波噪声干扰的Zig Bee系统仿真
2.1 纹波噪声干扰的Zig Bee系统建模
常见的零中频射频接收机,其射频链路主要由低噪声放大器(LNA)、混频器(Mixer)、低通滤波器(LPF)和可变增益放大器(VGA)构成,如图1所示。这些器件不会改变开关电源纹波噪声的频率引起频偏,考虑到器件的非线性以及混频器电路,可能产生开关电源纹波噪声的高次谐波分量,频率以基频的倍频呈现,若这些频率仍在系统带宽内,均应被考虑。对于结构和原理更加复杂的锁相环和频率综合器电路,其干扰可能是乘性非线性的干扰,本文暂不考虑。
为验证LMS自适应滤波算法对消除开关电源纹波噪声干扰的射频接收机影响的可行性,本文利用Simulink仿真工具搭建了符合Zig Bee(IEEE802.15.4)标准的射频接收机测试系统。根据文献[2]实现的Zig Bee射频接收机设计,具体模块参数指标分配如表1所示。
根据图1和表1,用SimRF模块搭建的射频接收部分系统如图2所示。系统噪声使用热噪声模块直接模拟。开关电源纹波噪声使用100 k Hz正弦波输入,幅度可调根据不同模块的电源抑制比从输出端耦合添加。
基带调制部分,随机信号经过扩频、OQPSK调制、升余弦滤波器成型(替代IEEE802.15.4标准的半正弦成型滤波器),经过模拟理想射频发射机直接上变频并加噪声后衰减为信号功率为-85 d Bm的接收信号。基带解调部分,ADC采样信号先经过DC偏置消除和升余弦匹配滤波器处理,再进行LMS自适应滤波器处理,然后通过AGC放大、OQPSK解调后解扩频,最后进行误码比较。Zig Bee测试系统的整体框图如图3所示。
2.2 LMS自适应滤波器设计
当处理的干扰噪声以单频信号为主时,自适应噪声消除系统可演变为自适应陷波器系统,如图4所示。该结构相比于正常对输入通道进行自适应FIR滤波的结构,所需的抽头系数更少,结构更简单。针对开关电源纹波噪声频率特性单一的特点,选用自适应陷波器结构的自适应滤波器可较好地满足电源纹波噪声滤除需求的同时,实现代价更小,且其易于级联扩展,通用性强。
根据该结构实现的二级级联LMS自适应陷波器的Simulink结构作为基带LMS算法滤波结构。该级联系统分别针对开关电源纹波噪声的一倍频和二倍频分量,参考信号幅度为1,LMS步长调整为u=0.01。
2.3 系统仿真与结果分析
根据IEEE802.15.4协议规定,Zig Bee接收机系统的PER要求<1%。文献[2]给出PER与BER转化式(1),其中N为每帧信息所携带的比特数,Zig Bee测试帧为22 octs,即N=22×8。
表2为不同幅度开关电源输出纹波噪声对系统的影响。可看出0 m V时系统达到Zig Bee接收标准要求,100 m V时经过自适应滤波处理能达到要求,200 m V可看到自适应滤波能减小误码。仿真在自适应滤波器参数完全相同的情况下进行。
图5为电源纹波噪声为0 m V时的自适应滤波处理前后的星座图对比,可看到自适应滤波器会使得接收信号星座图散乱,但影响较小,这是由于信号频谱损失导致的。图6为电源纹波噪声为100 m V时的自适应滤波处理前后的星座图对比,可以看到算法抑制了纹波噪声,提高了接收信号的质量,减小了信号星座图的散乱程度。
3 结束语
宽带数字接收机射频前端电路设计 篇7
目前, 各种先进的无线电监测测向机都是基于宽带数字化理念的, 在该领域内, 无线电监测测向机通常采用超外差架构, 因超外差架构具有动态范围大, 频率范围宽, 灵敏度好, 本振相位噪声低等优点, 综合性能指标也最好。作为接收机核心模块的射频前端电路一般包括预选器模块、本振模块、多级混频模块及相应的控制电路和电源电路等组成[2,3]。当今无线电监测接收机的主要发展趋势是朝着更高的频段, 支持对各种类型信号解调和分析, 具备灵活控制和组网监测的方向发展。
1 接收机射频前端电路设计方案
因在复杂的电磁环境背景下, 各种通信信号变得拥挤且幅度相差巨大, 这就要求监测接收机的动态范围要大, 同时对设备的线性度也提出了更高的要求。在某高性能的监测接收机研制中, 综合考虑整机小型化、灵敏度和线性度的指标要求, 射频前端电路设计采用二次变频的超外差架构, 如图1所示。在射频前端设置“正常”、“低噪声”和“低失真”3种工作模式以适应各种工作环境的需要[4], 正常模式时, 天线接收的信号经过直通到预选器, 低噪声模式时, 信号首先会被前置的低噪声放大器放大, 而工作在低失真模式时, 接收信号会被衰减, 衰减器设置为10 d B、20 d B或30 d B。
图1中的预选器电路由电调谐的跟踪滤波器和分波段的固定亚倍频程滤波器组成, 它可以有效地提高接收机的中频抑制比、镜频抑制比和对本振信号的反向辐射电平抑制作用, 特别是对于提高接收机的二阶互调截点值有重要意义。预选器电路的插入损耗<5 d B, 带外抑制>60 d B, 才能有效保证整机的指标要求。射频前端电路中的两个混频组件是系统中的关键部件, 第一级混频采用的是无源双平衡混频器, 相比有源混频器有更低的噪声性能和更好的互调失真性能, 但需要较高的本振电平, 对隔离度要求较高, 电路中对于混频器中频输出端口的匹配非常关键, 可在中频端口分别并联上一通过50Ω电阻接地的高通滤波器, 对在混频过程中产生的各种高次频率产物有一定的吸收作用, 以避免这些产物被反射回混频器。本振电路提供各级混频所需的本振信号, 一本振是连续可调的, 步进为1 Hz, 而二本振为固定点频输出。图中高稳定晶振是单独定制的, 其直接决定了接收机的频率稳定度和准确度。
2 接收机射频前端关键性能指标与实现
2.1 灵敏度、噪声系数
无线电监测接收机对微弱信号的接收能力直接反映在灵敏度 (MDS) 这一指标当中, 接收机的灵敏度并不是一个独立参数, 其直接相关于接收机的噪声系数、中频解调带宽和输出信号信噪比等物理量。接收机的噪声系数是衡量信号经接收链路后其信噪比恶化程度的指标, 是一个独立参数, 对于一个由n阶器件级联而成的系统而言, 总的噪声系数为
式 (1) 中的各值均是倍数关系, 通过式 (1) 可发现, 接收机的总噪声系数由内部各级器件的噪声系数和增益共同决定, 但起主要决定性作用的是前面两级, 因此, 接收机前端通常放置一低噪声高增益的放大器模块。此处, 设计整机链路增益在正常模式为26 d B, 具体增益分配如下:前端电路增益10 d B, 第一中频电路增益14 d B, 第二中频电路增益19 d B。前端LNA器件选择需满足噪声系数<4 d B, 输出1 d B压缩点>15 d Bm的要求。
2.2 二、三阶互调截点值
无线电监测接收机特别强调从强的干扰信号当中提取有用微弱信号的能力, 以适应各种监测环境的需要。对于单音的抗干扰, 可从镜频抑制比和中频抑制比两项指标中得到体现, 而对于双音的抗干扰能力, 工程上常用二、三阶互调截点值来反映。n阶系统的输出二、三阶互调截点值级联公式分别如式 (2) 和式 (3) 所示
同样, 公式中各值也均是倍数关系, 从式 (2) 和式 (3) 可看出, 接收机的非线性现象存在于设备的每一级器件, 要提高接收机的线性度, 必然要求射频前端增益不能过大。结合式 (1) 对比, 可发现提高接收机互调截点值和降低噪声系数二者相互矛盾, 因此, 对射频前端电路的增益必须进行合理分配, 以其平衡两个指标, 结合二、三阶互调截点值和灵敏度的指标是无虚假动态范围 (SFDR) , 通过式 (4) 可以计算得到, 确定SFDR2和SFDR3较小者为接收机的无虚假动态范围[5]
对于器件的选型也较为关键, 通常情况下, 放大器的线性度随着电流的增大而增大, 这意味需要消耗更多的电源功率, 而混频器的线性度依赖于本振电平, 其本振电平越高, 互调失真产物越小, 但越大的本振电平意味着更大的反向辐射电平。
当接收机调谐至f0时, 产生二阶互调产物的两组干扰频率分别为f0/2±Δf和 (f0+Δf、2×f0+Δf) , 因射频前端的预选器是亚倍程的, 显然, 这两个干扰频率不可能同时出现在带内, 二阶互调失真产物会得到有效的抑制;产生三阶互调产物的两组干扰频率分别为 (f0+Δf、f0+2×Δf) 和 (f0-Δf、f0-2×Δf) , 这时, 前端的预选器通常没有抑制作用, 需要靠带宽更窄的各级中频滤波器来衰减。对于带内输出三阶互调截点值, 依据式 (4) , 其值主要由最后一级器件的输出三阶互调截点值决定。
2.3 相位噪声
无线电监测接收机的相位噪声指标实际上主要取决于本振单元的相位噪声, 是衡量频率源频谱纯度的重要指标。在混频过程中, 若本振频率源的相位噪声指标差, 强干扰中频信号的噪声边带会掩盖有用信号, 使接收机无法接收微弱信号;差的相位噪声还会降低接收信号的信噪比, 降低解调质量, 使误码率增加, 特别是某些对相位较为敏感的调制方式, 因此, 现代监测接收机特别重视相位噪声指标[6]。
受制于奈奎斯特定理和器件性能的限制, 采用DDS技术实现本振频率源存在工作频率低和杂散较大等缺点, 而利用锁相环技术实现频率合成则存在频率分辨率低和调谐时间长等缺点。若将两者相互结合, 可获得更高的频率分辨率、更短的调谐时间、低相位噪声和宽的输出频率范围等性能。
图2是采用DDS的输出频率来驱动锁相环电路, 只要其相位累加器的字长足够大, 本振频率源就可以实现足够高的分辨率, 因DDS是开环电路, 其频率切换时间较短, 能适应接收机高速扫描的要求。根据锁相环原理[7], 环路带宽以外的相位噪声主要由VCO的相噪决定, 而环路带宽内的相噪将相对于参考晶振相位噪声以20log (N) d B的关系恶化[8,9]。在本监测接收机中, DDS芯片选用ADI公司的AD9951, 鉴相芯片选取ADF4106能够满足需求。
2.4 试验结果
根据上述对各项关键性能指标分析以及核心器件选型要求, 设计的一款覆盖超短波频段的高性能监测接收机具体性能指标如下:频率分辨率为1 Hz, 输入二阶截点值>50 d B, 输入三阶截点值>10 d B, 全频段噪声系数<14 d B, 中频抑制比和镜频抑制于均>90 d B, 相位噪声优于-115 d Bc/Hz@10 k Hz, 本振反向辐射电平<-110 d B, 达到了预期的设计要求。
3 结束语
作为无线电频谱管理领域内技术含量最高的专业级无线电监测接收机, 承担着对空间电波信号的侦查、监听、测向、定位等功能, 它是基于宽带化的数字接收机理念。本文主要论述了其中射频电路的设计方案, 着重剖析了各项关键性能指标和实现, 实际制作了一款超短波频谱监测接收机, 实测射频性能指标能满足应用需求。
参考文献
[1]朱庆厚.无线电监测与通信侦察[M].北京:人民邮电出版社, 2005.
[2]ULRICH L R, JERRY C W.通信接收机:DSP、软件无线电和设计[M]3版.王文桂, 肖晓劲, 译.北京:人民邮电出版社, 2003.
[3]陈邦媛.射频通信电路[M].北京:科学出版社, 2002.
[4]解建勇, 孙素慧.通用短波接收机射频前端设计[J]无线电通信技术, 2009, 35 (3) :46-48.
[5]林树.接收机动态范围分析[J].现代电子技术, 2009 (23) :104-106.
[6]李永波.本振相位噪声对接收机性能的影响[J]电讯技术, 2012, 52 (4) :562-565.
[7]ALEXANDER C.Frequency Synthesizers:Concept to Product[M].NZ USA:Artech House, 2011.
[8]刘丽华, 董天临.连续波多普勒测速雷达射频前端电路设计与仿真[J].电子科技, 2007 (5) :20-25.