无线射频芯片（精选7篇）
无线射频芯片 篇1
现代科技日新月异,传统的技术形态已经发生深刻改变,各种系统如音视频传输、电子控制系统、图像发送系统、数据采集等都已经离不开大量数据信息的高速高效传输,且信息的传输越来越向智能化、信息化、网络化发展,这就为无线通信的发展打下了良好的需求基础。
1 无线传输的优势
通常,数据信息发送有有线传输和无线传输之分。之前的数据传输通常是采用电缆等导线的形式。这种方式有许多不足之处,并且随着人们要求的提高而变得更加明显。第一,有线连接需要特殊的电路设计和电路连接,该结构相对复杂;第二是容易引入干扰,尤其是抗恶劣电磁干扰;第三有线长距离传送,信号衰减非常明显。随着芯片技术和无线射频技术的快速发展与突破,人们对无线通信日益普及。无线通信成为最有潜力的实现不同设备之间的
2 无线通信系统总体组成
就系统总体组成而言,其硬件核心由RF射频模块和微控制器组成,微控制器负责数据处理,射频模块负责传输。在本无线通信系统中,经过分析,选用无线通信组芯片nRF905和单片机AT89S52的组合。在实践的电路里,nRF905的收发器功能实际上是由PTR8000无线通信模块实现。研究表明,硬件性能可靠,抗干扰能力强,适用广泛,上述组合是理想的通用无线通信的组合。
2.1 AT89S52单片机
AT89S52单片机是由Atmel公司研发生产,能和80C51产品指令和引脚兼容,包含8位CPU和可编程Flash,是一种高性能低功耗的微控制器,广泛用于工业、医疗等领域,能为相关系统提供高灵活、超有效的稳定的解决方案。
2.2 无线收发系统选用基于nRF905的PTR8000无线通信模块
nRF905是挪威Nordic公司出品的无线数传芯片,采用VLSI ShockBurst技术,非常适合于低功耗、低成本的工控设计。而PTR8000则是镶嵌nRF905芯片的高性能无线收发模块。该模块结构小巧,性能稳定,自带天线,抗干扰强,传输距离远。
3 无线通信系统的具体电路构成
系统信息处理单元AT89S52作为无线系统的“总管家”,负责整个系统的协调与处理,是整个体系的枢纽。
AT89S52具有以下标准功能:8k字节Flash,256字节RAM,32位I/O口线,看门狗定时器,2个数据指针,三个16位定时器/计数器,一个6向量2级中断结构,全双工串行口,片内晶振及时钟电路。另外,AT89S52可降至0Hz静态逻辑操作,支持2种软件可选择节电模式:空闲模式下,CPU停止工作,允许RAM、定时器/计数器、串口、中断继续工作;掉电保护方式下,RAM内容被保存,振荡器被冻结,单片机一切工作停止,直到下一个中断或硬件复位为止。
NRF905无线收发芯片是无线通信模块PTR8000的主内嵌芯片,PTR8000专为点对多点无线通信设计,内置数据协议和CRC检错,无乱码输出,载波检测输出,点对多点通信硬件控制,是负责无线信息收发组件的不二之选。PTR8000作为集成nRF905芯片的无线通信模块,其产品性能优良,被选作无线系统中负责无线收发之用,其管脚描述如表1。
基于nRF905的PRT8000与单片机连接应用如图1所示。
总而言之,就目前无线系统的应用而言,无线已经深入到了方方面面。许多电器产品(如一些家用电器)的操作控制也都采用了无线数据传输方式,而通过采用单片机进行无线数据的识别与编译,可以在规模可控的前提下实现诸多复杂功能,这使得以无线为载体,单片机作为中枢的各类无线传输系统变得“八面玲珑”、备受设计者追捧,其未来的使用前景不可估量。
参考文献
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[4]沈晓红.网上酒店点菜系统[J].浙江水利水电专科学校学报,2003(01).
射频卡芯片及其读写装置 篇2
项目所有人:寿国梁所在国:日本专业:集成电路设计, 射频卡芯片学历:博士
项目简介:
功能:可非接触地读取/改写存储于芯片内的存储数据。特点:芯片面积小, 价格低, 无电源, 天线集成于芯片上。用途:可用于公交/证件射频卡, 物品识别, 防伪标志等的电子标签。主要技术指标:传输电波频率=13.56MHz, 内存=1kbit, 传输速度:26.48kbps, 100%ASK, 64bit唯一号, 16bit CRC。市场:应用范围广泛, 市场巨大。面积很小, 仅为2.5mm*2.5mm。不仅可以用于射频卡, 也可以作为防伪标志。
无线射频芯片 篇3
射频标签又称 为射频识 别 ( Radio Frequency Identification,RFID) ,是20世纪90年代出现的一种自动识别技术[1]。阅读器发射的无线射频信号可以被特定的射频标签识别,从而交换、存储数据信息[2]; 与传统的识别技术不同,射频识别解决了免接触等问题,并可同步实现运动目标识别、多目标识别[3],因此被广泛应用于物流系统、室内定位[4]、身份识别、交通管理和医药行业等许多领域[5]。
在引入数模混合仿真方案之前,RFID芯片通常是模拟及数字部分单独进行仿真验证[6]。由于没有进行芯片级系统仿真,无法验证接口的功能、时序以及数字、模拟电路之间的相互影响,可能会导致流片失败[7]。为了解决这一问题,采用了基于Synopsys公司的XA-VCS数模混合仿真解决方案,并对存储器模型进行了修正,实现了对RFID芯片的数模混合信号仿真验证,从而缩短了产品设计周期,有效降低了设计风险。
1 RFID 工作原理
如图1所示,RFID芯片可以 分为模拟 前端( AFE) 、数字基带处理单元( BPU) 和电可擦除可编程存储器( EEPROM) 存储器三部分。模拟前端电路与天线相连,主要功能是电源管理、射频信号的调制解调及数字接口信号生成。电源管理部分包括ESD保护电路、整流电路、高压泄放电路和基带稳压电路; 调制解调电路完成ASK、FSK和BPSK等信号调制解调工作; 数字接口信号生成主要包括时钟恢复电路、上电复位( Power on Reset) 模块等等。数字基带单元是整个芯片的控制单元,其中包括基带协议处理、EEPROM接口、RF接口、加解密单元等。EEPROM存储器负责数据的读取与存储,可重复读写,由存储单元即Bit Cell阵列、数字控制电路、模拟电荷泵等模块组成[8]。
在工作过程中,RFID通过天线接收阅读器发送的载波信号,并通过整流电路将其转换为直流信号,为整个芯片供电; 同时解调模块解调出经调制的载波信号所携带的数据信息,并传递给片上的数字基带部分加以处理; 基带部分与EEPROM存储器部分共同完成数据的读写和处理,再通过调制模块将上行信号返回给阅读器,从而完成一次通信。由此可见,RFID芯片的通信依赖于模拟电路、数字基带及存储器的协同配合,在功能上,数字与模拟电路接口需要准确配合; 在性能上,模拟部分要为数字基带及存储器提供稳定的电源和正确的输入信号,反过来数字电路及存储器的功耗也会对模拟电路造成负载的变化及噪声干扰[9]。
2 XA 仿真环境的建立
XA是Synopsys用于晶体管级电路瞬态仿真的仿真器,在保持了HSIM、Nano Sim的快速、大容量性能的基础上能够得到SPICE的精度[10]。在芯片设计过程中,首先使用XA进行仿真,主要是有以下分析目标:
1上电复位电路是否能保证数字逻辑正确复位并进入工作状态;
2数字电路工作时,模拟稳压电路是否能够保证其稳定工作。
仿真环境的建立采用Spice-Top的方法,模拟前端加射频非接触激励源作为一个整体的模拟电路Spice网表,数字电路网表来自于APR工具输出的Verilog格式网表,利用V2S工具将该网表转换成Spice仿真工具可以识别的CDL网表[11]。根据对功耗情况的分析,在RFID芯片中功耗最大的负载为EEPROM存储器,因此在仿真中需要重点关注EEPROM工作状态下的功耗对模拟前端电源及解调性能的影响。图2是XA仿真结果,从图中可以看到,数字逻辑部分工作正常,可以完成协议处理及数据返回,说明上电复位电路以及稳压电路能够满足数字逻辑的工作需求。
3 全芯片数模混合仿真环境的建立
数模混合信号仿真是数模混合集成电路功能验证的一种系统仿真方案。通过把快速SPICE仿真器与VCS数字仿真器集成到统一的混合信号仿真流程中,成功地克服了行为级验证对模型精确度的依赖性以及晶体管级验证耗时长且效率低等缺点,实现同时仿真数字和模拟单元,验证接口时序、功能,并在仿真的速度和仿真精度间可以进行灵活的折衷。
采用基于Verilog-Top的流程建立芯片的混合信号仿真环境,如图3所示,模拟电路加上VerilogWrapper后,使用Verilog完成顶层描述和模块调用,仿真参数设置文件描述接口部分的电压转换阈值,配置文件主要完成仿真参数配置。在完成混合仿真后,仿真数据统一由FSDB格式输出[12]。在数模混合仿真中,存储器部分的仿真模型主要由以下几种方法实现:
1利用存储器的数字行为模型在数字域完成仿真,缺点是无法为模拟部分提供准确、有效的负载;
2如果有存储器的SPICE网表,则可以把仿真放到模拟部分,但缺点是需要初值的存储器( 如EEPROM) 初始化工作比较复杂,并且较大的存储器会导致整体仿真速度变得异常慢;
3采用存储器的电流模型( PWL格式) 进行仿真,需要Foundry提供相应的模型文件,其优点是仿真拟真度较高,且仿真速度较快。
由于文中EEPROM存储器为加密网表,而XAVCS混合信号仿真中不能对加密网表处理; 同时考虑到存储器对电源负载的影响较大,故采用于PWL模型的仿真方法,以验证系统带载状态下的性能。仿真结果如图4所示,电源电压输出不正常,解调输出错误,VDD被拉到0 V以下,这与实际情况显然不符,纹波幅度也超出了预期,说明PWL模型在混合信号仿真中直接使用存在一定的问题。
4 存储器仿真模型的修正
通过上述仿真,可以看到由EEPROM的PWL模型与实际电路负载对电源的影响差别较大,经分析,认为电流模型作为负载其最大的问题就是电流的强制性,这种强制抽取的电流甚至可以将电源电压拉到负值。所以采用Verilog A建立一个受电流源控制阻值的受控电阻的CCR( Current Control Resistor,CCR) 模型,该模型可以避免电流源对电源电压的强制拉低。CCR的Verilog A模型文件如下:
同时,考虑到EEPROM的等效负载中应存在等效电容因素,根据经验值估算出该电容约100 ~200 p,所以将CCR并联一个200 p的电容。验证该模型准确性,可以通过比较加入CCR仿真结果( VDD1) 与EEPROM Spice网表仿真结果( VDD2) 来实现。图5为两者仿真结果的对比,可以看到除了源纹波较大,两者仿真结果比较接近。
5 数模混合仿真结果
利用修正后的存储器仿真模型,重新完成了全芯片的数模混合信号仿真,结果如图6所示。从仿真结果可以看出,解调信号接收,以及数据返回功能正常,数字、模拟间各输入输出信号功能正常,电源电压正常。通过这一仿真成功验证了该射频标签芯片的接口功能及时序,同时也验证了修正的存储器模型的正确性。
表1所示是本项目中用到的各种仿真方法运行相同测试用例( Test Bench) 消耗时间的比较。
从表1可以看出,采用基于数模混合信号仿真的方法,可以在获得较为准确的仿真结果的同时,大幅节省验证时间,相较传统的纯模拟仿真方法节省时间在10倍以上。
6 结束语
在数模混合信号芯片的设计过程中,设计的瓶颈就是复杂的全芯片功能验证以及数字和模拟间的接口节点分析。考虑到这些问题,针对一款RFID芯片的仿真,提出了一种基于XA-VCS的混合信号验证方法,并对存储器的仿真模型进行了修正,以适应混合信号仿真的需要。仿真结果表明,该方法在保证一定精度的基础上,大大缩短了仿真时间,提高了验证的效率,使设计人员在早期仿真阶段就能及时发现设计中存在的问题,从而改进设计的质量。
摘要：针对射频标签芯片的设计,介绍了一种基于Synopsys XA及VCS的数模混合信号仿真方法。在分析射频标签芯片基本架构和工作原理的基础上,首先采用XA完成了仿真环境的建立,初步验证了芯片的电源系统和基本逻辑功能;在此基础上,开展了数模混合信号仿真技术的研究工作。探讨了在混合仿真中对存储器建模的几种方法,并针对EEPROM的电流模型在仿真中与实际工作状态不符的问题,设计了一种基于电流受控电阻的存储器仿真模型。仿真结果显示,修正后的存储器模型与Spice仿真结果较为接近,利用该模型成功实现了全芯片的数模混合信号功能仿真和接口时序验证,且仿真速度约为传统方法的10倍以上,从而为芯片验证工作节约了大量的时间。
无线射频芯片 篇4
1 理论背景
1.1 奇点展开法相关理论
在电磁散射研究过程中, 根据参考文献[6], 为了提取出信号的极点信息, 通常将信号表示为一系列复指数信号和的形式。据此简单信号模型可表达为式 (1) :
式中, y (t) 是时域信号;si=-αi±jωi;si是极点;αi是信号衰减系数;ωi是角频率, Ri为相应的留数。相应地, 对时域信号进行采样时, 式 (1) 可改写为式 (2) :
其中, Ts为采样周期。
1.2 矩阵束法的相关理论
根据式 (1) , 首先定义一个Hankel矩阵Y,
在Y的基础上, 再定义两个矩阵Y1与Y2, 分别是矩阵Y去掉最后一列与去掉最左一列后所形成的矩阵。
列出矩阵束方程:
其中[I]是M×M矩阵;
Z0=diag[z1, z1, …, zM], R=diag[R1, R1, …, RM], diag[…]表示为对角矩阵。
利用矩阵的相关理论知识, 可以从式 (3) 了解得到, zi即是矩阵[Y1], [Y2]的广义特征值。于是求解极点zi可以转换成求解如式 (4) 所示的广义特征值。
其中Y1+矩阵是矩阵Y1的Moore-Penrose伪阵。
在信号中含有噪声时, 需要考虑对[Y]进行奇异值分解, 即[Y]=[U][Σ][V]H, 其中, [U]与[V]是单位矩阵, [Σ]是由矩阵[Y]的奇异值构成的对角阵, 比较每个奇异值 (σc) 和最大奇异值 (σmax) 的比值, 具体地判断:, 即可确定M的取值。
综合对其式 (4) 的求解, 一旦求解出上式中的M与zi, 即可根据式 (5) 求出极点相对应的留数Ri。
通过式 (6) 可以求得对应的极点si。
2 仿真结果与分析
2.1 开槽圆环型结构标签的设计分析
如图1所示, 其结构尺寸最外圈外径R1=20 mm, 最里圈内径R2=9 mm, 其中槽位等间距分布, 槽位的宽带w=1 mm, 开槽后形成的圆环的宽度d=1 mm。利用FEKO电磁仿真软件, 频率设置为50 MHz~7.71 GHz, 采样点数为256, 可得到其雷达散射截面RCS (Radar Cross Section) , 利用快速傅里叶变换的逆变换, 间接得到其散射信号的时域图, 如图2所示。
根据奇点展开法, 与矩阵束法相关理论, 选取信号的晚时时间段 (如图2所示, 黑色矩形框选取时间段) , 可得到其中的主要极点, 依据主要极点与相对应的留数, 根据式 (1) 可得到其重构的时域信号, 如图3所示。结果表明, 重构的信号与原时域的信号相比较, 拟合度很高, 数据基本吻合。
2.2 噪声对同一标签结构的影响
在不同的噪声条件下, 通过改变矩阵束中判定极点参数M值, 与晚时起始的时间点, 可以得到在不同高斯白噪声情况下数据信号的主要极点。如表1给出, 在不同噪声时, 含有4个圆环槽位的标签结构的极点分布情况, 可以看出, 由于散射信号的幅度值较小, 矩阵束法相应运用条件上的制约, 在10 d B噪声的条件下, 提取的极点受噪声的影响较大, 在噪声条件大于30 d B时提取的极点与理想无噪条件下相比, 同样存在一定的偏差, 但基本接近。
2.3 不同入射方向对极点的影响
考虑到不同入射方向的激励波进行激励标签结构。图4显示了不同入射角度 (如15°、30°、45°、60°和75°) , 其主要极点的分布情况。从图4中可以得到, 在矩阵束判断参数M, 早时与晚时起始时间点都相同的条件下, 不同的入射角度对提取的极点影响不大, 可以简单得到极点与激励波的入射角度无关。
2.4 基于极点对标签结构的检测与判定
根据上面简单的理论与仿真分析, 如改变标签结构的开槽个数, 则可以得到主要极点也会相应的变化。分类设计不同结构的标签结构, 根据开槽的位置与个数的不同, 可形成16种不同的标签结构, 表2仅列出其中最具代表性的10种不同的标签结构。
注:-2.241e9+j2.878e10, 其中-2.241e9为极点的衰减因子, 2.878e10为相对应的角频率。
注:表格中“1”代表槽位的存在, “0”代表槽位的不存在, 即不在此处开槽;由外圈到里圈, “1111”代表着即在标签结构处, 依次为4个等间距的槽位, 依此类推。
由于谐振频率与开槽的长度有一定的关系, 与开槽的长度成反比, 开槽的长度越长, 其谐振的频率值越小;相反, 开槽的长度越短, 其谐振频率值越大。最外圈的开槽长度最长, 其相应的谐振频率最小。
相应地, 上面10种不同的结构标签, 结构的不同对应着主极点也随之不同。如图5 (a) 所示给出了第1个槽位存在时对极点的贡献情况, 同样代表着标签结构存在最外圈的开槽时 (槽的外圈的半径为16 mm) , 主要极点的分布情况。从图5 (a) 中, 可以得到极点的分布情况, 当标签结构中存在第1个槽位时, 8个极点的谐振频率相近, 谐振频率大致落在1.75 GHz~1.8 GHz频率区间, 可以近似地认为极点的谐振频率大致相同。从而, 可以根据第1个极点的谐振频率, 判断标签结构是否存在第1个槽位。当有极点的谐振频率落在1.75GHz~1.8 GHz频率范围内时, 可以认定标签结构存在含有最外圈的开槽。
相应地, 第2个槽位存在时对极点的贡献情况如图5 (b) 所示, 即代表着标签结构存在靠近外圈的开槽时 (槽的外圈半径为14 mm) , 其主要极点的分布情况。由于槽与槽之间的耦合效应, 极点间相比较, 个别极点的谐振频率波动较大, 根据相同的检测与判定方法, 当有极点的谐振频率落在1.85 GHz~2.1 GHz频率范围内时, 可以认定标签结构存在含有次外圈的开槽。
据同样的判定检测准则, 如图5 (c) 所示为第3个槽位存在时对极点的贡献, 即代表着标签结构含有着靠近里圈开槽时 (槽的外圈半径为12 mm) , 其主要极点分布图。据相同的判定与检测的方法, 当有极点的谐振频率大致落在2.2 GHz~2.4 GHz频率区间时, 可以近似地认为标签结构存在第3个开槽 (槽的外圈半径为12 mm) 。
图5 (d) 给出了标签结构存在最里圈开槽时 (槽的外圈半径为10 mm) 其主要极点分布图。从图5 (d) 中可以得到, 同样有个别极点的谐振频率与其他主要极点谐振频率有较大的波动, 但还是可以根据相同的检测判定准则来对极点的判定与识别, 即当有极点的谐振频率落在2.45 GHz~2.9 GHz频率区间时, 可认定极点的存在, 标签结构存在第4个开槽 (槽的外圈半径为9 mm) 。
根据极点与标签结构的一一对应关系, 采用不同极点的谐振频率和所在的不同谐振频率区间, 来对极点进行识别, 进而对标签结构的判定与识别。
这种新型开槽圆环型标签结构, 由于具有对称性, 无需考虑入射波的极化方式以及激励波的入射角度等因素。由开槽处形成的谐振频率, 受结构的尺寸、槽与槽之间的互相耦合的影响, 个别极点波动较大, 但综合分析, 还是可形成比较理想化的极点分布图。综合理论仿真分析, 根据开槽位数与极点个数之间的对应关系, 改变标签结构的基本属性, 如开槽的个数、开槽的位置, 会形成相对应的主要极点。可通过极点的分布情况、谐振的频率对标签结构进行识别。本文中其编码的位数可达到4 bit, 这种结构可潜在成为一种无芯RFID标签。
摘要：设计分析了一种圆环开槽型的无芯片射频识别RFID (Radio Frequency Identification) 标签。这种圆环开槽型结构具有高度的对称性, 无需考虑入射波的极化方式。对散射得到的时域信号进行极点的提取。根据极点与标签结构的对应关系, 主要极点提供了嵌入在标签结构中的基本数据, 通过主要极点来对标签的结构进行识别。通过仿真分析可知, 这种标签结构可达到4 bit的编码, 可成为一种新型无芯片RFID标签结构。
关键词：射频识别,矩阵束法,极点,无芯片,圆环型
参考文献
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无线射频芯片 篇5
GPS,WLAN,GSM/GPRS,CDMA等的迅猛发展,使射频通讯系统对长期、短期频率稳定度俱佳的高性能晶体振荡器的需求迅猛攀升。因而温度补偿晶体振荡器(TCXO)成为手机等便携通讯终端射频电路中的关键器件之一,其中含压控频率校正功能的VC-TCXO可配合自动频率控制(AFC)信号,根据高精度基站时钟脉冲自动在终端进行频偏校准,具备十分优良的长、短期频率稳定性,更得到中高端射频系统的广泛采用。而为了降低用料与成本,使射频收发系统单芯片化,更经济、更直接的解决方案是把VC-TCXO的功能变成片上模块,将石英晶体以外的所有器件整合到片内,并用数控电容阵列取代模拟变容管,用AFC信号直接调频,此即为射频芯片高精度参考频率源领域最新研究热点——数控晶体振荡器(DCXO)[1]。DCXO的重点是晶体振荡主电路本身的设计,因为短期频率稳定度——相位噪声从根本上依赖于主振荡电路的表现,开关电容阵列的调频精度、范围则决定了维持频率长期稳定的能力。另外,DCXO的功耗也主要取决于主振荡电路及其输出缓冲级的设计。
本文论述的是10MHz DCXO的振荡主电路,具有较低的功耗和较好的相位噪声性能,仅需一个管脚连接外部晶体,可配合开关电容阵列与外部AFC信号成为能自动补偿中长期频率漂移的DCXO,适合完全集成在射频芯片上作为整个通讯终端的高精度频率参考源。
1 DCXO振荡主电路的结构
根据晶体和电流偏置位置的不同,晶体振荡器的常用结构主要有NMOSPierce(X=G&D)、NMOSColpitts(X=D)与PMOSSantos(X=G)三种如图1所示,前者需要两个引脚,后两者只需要一个,对于集成在RF芯片内的DCXO来说,管脚资源非常宝贵,采用一个管脚外接晶振显然更合适。
Santos结构[3]也常被归入Colpitts一类,但Santos结构由于直流偏置更合理,比纯粹的Colpitts容易起振,也更方便控制主工作管的增益,遂得到了日益广泛的使用。不采用迁移率更高的NMOS而采用PMOS作主工作管,是为了形成Top-Bias,使偏置电流源隔离振荡信号对电源的干扰,而且在DEEP-N-WELL工艺下,该PMOS可被深阱隔离,不会与片上其它信号源发生相互干扰,这对RF芯片非常重要。
但是,采用PMOS作工作管在同样增益下需要更大尺寸,带来更严重的寄生效应,而在大信号下结电容的非线性C-V特性又会引起AM-FM转换,使晶振的相位噪声性能变差,但综合考虑下PMOS作工作管仍然较合适,特别是在可以牺牲一点功耗换取一个合理工作管尺寸的情况下。同理,连接在PMOS栅源端的悬空电容不能采用开关电容阵列,否则开关管寄生电容随着开关通断而浮动,同样会导致相位噪声恶化,因此这个两端悬空的电容要用固定容值的金属电容(MIMCAP)代替,本文采用的振荡主电路结构如图2(a)所示。
虽然主工作管M1可被偏置在弱反型区以获得较小电流下的大增益,但为了稳定性,通常让它工作在饱和状态,起Class-C型放大器的作用,为振荡回路提供脉冲能量。C1,C2则起分压作用,并与M1放大管一起构成负电阻[1]。
从振荡器负阻模型看,晶体的串联分支构成Zs,而并联静态电容Cp与M1及C1,C2等一起构成Zc。当Re(Zs)+Re(Zc)=Rs+Re(Zc)≤0时,放大电路提供的负阻抗能抵消晶体的等效串联电阻,振荡器把内部噪声逐步放大,启振并保持振荡。从另一角度看,可把晶体视作感性选频反馈网络,把剩余电路视作容性前向放大网络,两者构成的环路相位移动正好为0°(或360°)时,会形成正反馈产生振荡,此时若环路增益不小于1,则振荡波形会被放大或维持。
输出信号最好从M1的Gate端引出,这比从Source端引出好,因为此处振荡信号幅值较大,信噪比高,晶体作为一个优良的带通滤波器,使输出信号保持纯净。另外,从Gate端输出的又一个好处是,如果采用反相器作为输出缓冲级,并对该缓冲级的工作电压进行必要的调整,则可以将输出缓冲级的第一放大级设计成自反馈型,直接为主工作管提供栅端偏置,并省略输出信号耦合电容[1]。
2 振荡及自动振幅控制电路设计
2.1 振荡主电路设计
晶体振荡器在起振时,振荡信号幅度很小,整个振荡主电路处于线性工作状态,因此可以用图2(b)所示交流小信号模型来分析振荡器的起振条件和工作频率。鉴于电路设计一般都会留出余度,且CMOS 工艺下器件参数本身一般有±10%以上的偏差,为计算方便,可以对小信号模型进一步简化。其中,M1的Cgd与Cp一起组成C3,在作初步设计时先不考虑寄生效应,可用Cp替代;当Rb>>(RsCundefinedωundefined)-1时,对振荡系统起振及Damping Factor的影响可以忽略[2];为了减少Flicker Noise的影响,一般选择长沟道MOS管,将其源漏电阻折算到与RB并联处可知影响很小;晶体振荡器要想稳定振荡,其工作频率ω相对晶体的串联谐振频率ωs的偏离度undefined,实际上一般要求小于1‰,因此初步设计时用ωs代替ω是可行的;采用这些步骤可使计算过程大大简化,而设计偏差却不明显,较精细的模型要到优化设计相位噪声等具体性能时才可能用到。以下公式基于简化参数。
根据正反馈模型,可得前向放大网络的增益,与反馈网络的反馈系数,求得环路增益表达式后令其相位等于零,可得到振荡器实际工作频率:
undefined,
其中undefined
再根据负阻抗模型,经简化可得到:
undefined
由Rs+Re(Zc)=0求得保持振荡需要的最小增益:
undefined
式中Qs是晶振品质因素,电路能提供的最大负阻:
(-Re(Zc))max=(2ωC3+2ωCundefined/C12)-1 (3)
对应的增益则为:
gmopt=ω(C1+C2+C1C2/C3) (4)
实际主工作管增益大部分时间处在这两者之间。
起振时必须使振荡器环路增益大于1,故M1的增益gmcrit<
2.2 自动振幅控制电路设计
2.2.1 振幅控制电路设计要求
振幅控制电路的基本原理是用一个峰值检测电路检测振幅,一个比较器电路将检测值与设定好的基准电压作比较,根据比较结果输出反馈信号,这个信号经过低通滤波后,控制电流源输出电流的大小,从而达到控制振幅的目的。通常,对这个负反馈结构有一些具体要求,以使振荡器良好工作。
首先,不能严重增加振荡主电路的负载,特别是带开关性质的负载,这会严重影响振荡器性能,导致频率漂移、相位噪声性能下降和更多功耗。这要合理选择峰值检测电路结构,本文作者认为文献[5]所提供的振幅控制电路,需要很大的输出信号耦合电容,仿真结果显示该振幅控制回路对相位噪声影响很大,其频率较低的零极点使1kHz～100kHz关键区域内相位噪声曲线有很大下冲与上鼓,且不易用参数调节进行优化。为减小不利影响,可用源极跟随器隔开,但增加了电路复杂性,并带来新问题,另外该电路采用很多数值很大的电阻与电容,不利于在片上实现,最好的方案是用差分对作为峰值检测电路,有时也兼作比较器。
其次,控制电压变化较陡峭,多数精简的振幅控制电路,都利用MOS管在阈值电压附近临界导通的特性来完成启动阶段与正常工作阶段的切换,这造成对工艺、温度等参数很大的依赖性,需要改成对阈值电压不敏感的结构回避这个缺点。
最后,振幅控制回路太大的时间常数会使振幅稳定所需的时间过长,而太小的时间常数则会导致振幅不稳,通常的选择是与振荡器天然最小稳幅时间τmin接近。
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2.2.2 自动振幅控制电路
本设计采用的自动振幅控制电路由非对称差分对(M4,M6),电流抽取结构(M5,M7,M8,M9),临界导通MOS管(M10),时间常数调节器件(RT,CT),加上必要偏置电路(M11,M12,Ibias)构成。
非对称差分对的两个输入管直流偏置完全一致,但M4的宽长比是M6的15倍。相对应的电流抽取结构中M3宽长比是M5的16倍。未启振时电流按照15:1的比例流过M4与M6,M5流过的电流则为M3的1/16,恰好等于M9经M7镜像过来的电流,此时M8不提供电流,工作在阈值以下,同时M10关断,只有很小的亚阈值电流流过RT。
VSG2=VDD-VAGC=VDD-RTI10 (6)
所以未启振时,工作于饱和区的M2可以提供一个很大的偏置电流使振荡器在较高的正反馈环路增益下迅速启振,振幅按指数关系增长。启振过程中,由于M4、M6的偏置一样,饱和区小信号增益相差15倍,导致电流分配的变化不均,当两个管子正常切换时,极限情况为:
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时,差分对两边平均电流相等,M5不足以提供M9所需的电流,其余电流(7I3/16)由M8提供,使M10也进入饱和状态,VAGC回升以抑制振幅继续增长。考虑到管子尺寸误差可能带来的匹配精度问题和亚阈值电流不确定性带来的设计困难,本文还采用略微加大M9宽长比的方法,使启动前长沟道的M8、M10处于较深的亚阈值状态,同时用M11提供一个小的偏置电流,使VAGC最初时处于适当值,以免M2进入线形电阻区。根据以上条件,结合MOS管工作于饱和区的限制,仔细选择和计算各器件参数,就可以完成最终设计,完整电路如图3所示。
3 仿真结果
根据前面的原理,采用参数为Rs=7.2Ohm,Ls=10.4mH,Cs=24.3fF,Cp=7.4pF的晶振模型在Cadence SpectreRF上,对本文的DCXO振荡主电路进行仿真,其输出特性如图4所示。振幅峰峰值为0.8V,平均消耗电流约2.9mA,在偏离中心频率1MHz处的相位噪声为-173dBc/Hz,1kHz处为-140.1dBc/Hz,启动时间约2.8毫秒。
4 结束语
本文设计了提供高可靠自动振幅控制的晶体振荡主电路,完全适合片上集成。根据仿真结果,具有较低的相位噪声和功耗,可作为DCXO的核心,配合开关阵列、输出缓冲器、分频器,集成到射频芯片上使用。
摘要：描述了一种射频芯片内数控晶体振荡器(DCXO)的振荡主电路设计,以Deep-N-WellCMOS工艺的PMOS为主工作管,采用Santos(改进Colpitts)结构、非对称差分式振幅控制环,避免了因Vt依赖工艺与温度等而产生的可靠启振问题。该10MHz DCXO振荡器主电路,采用TSMC Mixed/RF 0.18μm CMOS工艺,在2V电源电压下,仿真得到输出特性为:振幅峰峰值0.8V,平均电流2.9mA,相位噪声-140dBc/Hz@1kHz,-173dBc/Hz@1MHz,启动时间约2.8毫秒,可作为DCXO核心振荡模块。
关键词：晶体振荡主电路,自动振幅控制,相位噪声
参考文献
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[4] Qiuting Huang.Phase Noise to Carrier Ratio in LC Oscillators[J].IEEE Transactions On Circuits And Systems-I: Fundamental Theory And Applications,2000,47:965-979.
无线射频芯片 篇6
以色列Given Image公司在2000 年成功研发出无线胶囊式内窥镜[1],并因其在消化道疾病的临床诊断中具有有效性、安全性及无创性等特点而被迅速应用于临床[2,3]。在现有胶囊式内窥镜体积受限、电量有限的约束下,其系统芯片(So C)设计面临着降低功耗、增加功能、提高可靠性等要求。而在So C芯片设计中,射频收发机的设计是一个关键问题。新型射频收发机的设计需在保证数据传输有效性的前提下,考虑医患的不同需求而能提供不同的配置模式。另外,So C芯片各功能模块相比于传感器应可以休眠以节能,而射频收发机为保持通信必须不断工作,因此收发机的能耗问题十分突出[4,5]。为满足So C芯片中射频收发机的低功耗设计需求,本文从射频收发机的功能设计、调制编码方式、振荡器设计等方面进行了研究。
1 射频收发机功能设计实现
所要研制的无线内窥镜专用系统芯片So C被赋予ECS1020 的型号代号。相比于第一代胶囊式内窥镜射频收发机的功能,本研究中的射频收发机(如图1 所示)的特点为:(1)模块设置方面:通过发射机与接收机不同的工作模式设置有3 种不同的通信模式可供选择,以满足用户在不同状况下对产品能耗、准确率等方面的不同需求。(2)信号调制方面:ECS1020 射频收发机为高效利用可用频带、减小带外辐射而采用最小移频键控(minimum shift keying,MSK)调制方式。(3)电路设计方面:整体电路中电压控制振荡器(voltage control oscillator,VCO)和正交二分频器、MSK的数字模拟转换器(digital to analog converter,DAC)和上变频器实现了电流复用,可节省本振电路电流消耗、降低芯片功耗。
1.1 收发机通信模式设置
ECS1020 内部集成了射频发射机和接收机,可进行双向通信。发射机将胶囊在人体内部拍摄到的图片经压缩后发射到体外基站,提供1、2、3 Mbit/s码率;接收机可接收不超过64 Kbit/s的二进制振幅键控(on-off keying,OOK)码流,主要实现接收配置命令、数据反馈重传等功能,ECS1020 射频收发机工作模式设置见表1。
用户可以通过控制Mode1 和Mode0 管脚的电平来设置ECS1020 通电后的默认通信模式。在系统运行过程中,可以通过串行调试口或者由基站(base station,BS)发送指令修改通信模式控制寄存器,从而修改系统的通信模式。
1.2 发射机信号调制方式
为将胶囊式内窥镜拍摄到的照片快速、准确地发送到体外基站,数据发送前需经过调制。ECS1020的发射机工作在404~432 MHz,分为8 个信道,间隔4 MHz。为提高信道频带利用率,减小对邻近频道的干扰,本设计中发射机采用MSK调制方式[6]。MSK调制具有包络恒定、相位连续、频带利用率高、功率谱紧凑、产生带外干扰小、抗干扰性能好等特点,这种调制方式可有效降低数据在传输过程中的损耗,保证了数据发送的可靠性,如图2、3 所示。
基带波形成型如下式所示:
其中,SMSK为基带波形函数,t为时刻,Ts为周期,Ik为I路信号变化时I路函数系数,Qk为Q路信号变化时Q路函数系数。
1.3 收发机本振电路设计
胶囊式内窥镜发射机与接收机之间要实现稳定、有效的通信,发射机和接收机的载波频率(即通道的中心频率)必须同步而且非常稳定[7]。ECS1020 的收发机本地振荡器采用锁相环(PLL)技术,它工作在2 倍的载波频率上,通过二分频器产生正交的差分本振信号,可以通过修改寄存器值来改变PLL的输出频率,从而改变本振信号的频率。VCO是一种高稳定度的电压控制振荡器[8],它的振荡频率受到控制电压控制,可做小范围微调。
本电路设计的特点是在本振电路图(如图4 所示)中虚线框内所示的压控振荡器VCO和正交二分频器中采用了电流复用技术,这2 个模块共用同一个偏置电流,大大地节省了本振电路的电流消耗,从而降低整个电路的功耗。
1.4 收发机差分端口设计
接收机和发射机共用同一个差分端口[9],一个约50 n H的线圈同时作为发射机的射频信号辐射天线和接收机的射频信号接收天线。当作为辐射天线时,发射机上变频器直接驱动线圈;当作为接收天线时,接收机下变频器直接连接到线圈上。
发射机结构如图5 所示,在此结构中用于产生MSK基带调制波形的正交两路差分DAC和发射机的上变频器共享偏置电流,并进而直接驱动作为发射天线的线圈。DAC的直流电流被上变频器复用,大大地减少了发射机的功耗。虽然传统发射机中的功率放大器被弃用,但是仿真结果和试验结构都表明这个结构可以满足胶囊式内窥镜对发射功率的要求。
接收机和发射机共用同一个差分端口、一个线圈作为收发机的射频信号辐射/接收天线。发射机工作时,发射机上变频器直接驱动线圈,使线圈作为发射机的辐射天线;接收机工作时,接收机下变频器直接连接到线圈上,这时线圈作为接收机的接收天线。
2 结果
所实现的ECS1020 芯片采用0.18 μm 1P6M CMOS工艺制成,芯片尺寸3.7 mm×3.6 mm。芯片显微照片如图6 所示。
ECS1020 芯片成品照片及用于测试的胶囊式内窥镜样机如图7 所示。组装后的胶囊式内窥镜样机如图8 所示。该样机直径11 mm,长度26 mm。该样机利用了已有的胶囊外壳,实际内部空间还有余量。如需要,胶囊长度可以缩短至24 mm。
将胶囊式内窥镜样机置于直径30 cm灌满生理盐水的玻璃杯中以模拟胶囊的实际工作环境,该实验主要测试芯片射频收发机能否有效接收、发送信息。对接收机的测试,我们用一个信号发生器发射64 Kbit/s的OOK信号,ECS1020 芯片接收机可以准确地接收到,并根据信息有效改变胶囊式内窥镜的工作状态。
对发射机的测试,主要使用频谱仪和NI虚拟仪器对体外基站接收到的MSK信号进行分析。体外基站接收到的MSK信号频谱如图9 所示,信号强度可以达到-55 d Bm,体外数据记录仪通常可以做到-85 d Bm的接收灵敏度,该信号强度足够用于解调。在测试中用NI虚拟仪器对接收到的MSK信号进行下变频和解调。NI虚拟仪器对ECS1020 发射的MSK信号进行的分析如图10 所示,图左下侧是虚拟仪器得到的零中频信号(I/Q两路),图右上侧是零中频信号的眼图,图右下侧显示了信号的眼图。从图10 可以看出,接收到的MSK信号质量优良。
在性能参数测试中,射频发射机的能量效率达到了1.3 n J/bit,与代表同类产品先进水平的ZL70081芯片(1.9 n J/bit)相比,发射机功耗降低了30%。
3 结论
本文阐述的基于ECS1020 芯片的射频收发机通过采用有效的编码方式及电流复用技术等高效的电路设计,使实现的射频收发机发射码率达到3 Mbit/s,接收码率达到64 Kbit/s,支持多个信道,可满足不同用户需求,使射频收发机能效更高,显著优于现有产品。而且满足ECS1020 芯片对射频收发机的需求,技术参数相比于进口产品有较大程度的改善。
摘要：目的:通过对芯片中射频收发机的改进设计,提高芯片性能、效率,降低功耗,解决胶囊内窥镜体积受限、电量受限的问题。方法:对芯片系统中功率消耗较大的射频收发机的功能设计、调制编码方式、振荡器设计等方面进行研究与改进。结果:射频收发机通过内置接收机的设置及最小移频键控(minimum shift keying,MSK)调制方式的采用,降低了数据传输的误码率;发射机本振电路的设计及收发机差分端口的设计中都采用了电流复用技术,有效减少了电路电流,降低了电路功耗。结论:基于ECS1020芯片的射频收发机提升了性能、降低了功耗,满足设计需求。
关键词：射频收发机,调制方式,双向通信,电流复用,能耗
参考文献
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[3]周丁华,闫涛,吕伟,等.HT型胶囊式内窥镜检查对人体消化道动力学的影响[J].中华损伤与修复杂志:电子版,2012,7(6):636-637.
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[8]郭鑫,龚敏,刘林涛.基于电流复用技术的LC压控振荡器[J].微电子学,2011,6(4):528-531.
无线射频抄表研究浅谈 篇7
HT-FR268型无线抄表通讯终端,是一种短距离无线数据传输产品,它体积小,功耗低,稳定性及可靠性极高,和无线掌上电脑配套,能方便为用户提供双向的数据信号传输、检测和控制。适合电度表、煤气表、水表、智能仪器仪表、自动控制等领域的数据控制和数据抄录。该抄表器通过无线方式与HT-FR268无线抄表通讯终端进行数据交换,频点、速率和校验方式都与终端的一致。
HT-FR268型无线抄表器无需输入用户的电表号就能抄回该用户所有电表的电量数据,减化了抄表工序,实现了快速抄表,同时无需手动输入和人工干预,减少了抄表过程中出错的可能;无需工作人员手工地输入到营销系统中,这也进一步减少了人工干预出错的可能。
2 HT-FR268型无线抄表器研究内容
研究、开发无线射频抄表通讯系统,它包括无线射频抄表通讯终端和无线射频抄表器二款硬件产品,以及研究配套的无线抄表器抄表软件和与售电营销平台接口的软件。
2.1 HT-FR268无线抄表通讯终端的研究方法
(1) 选择具有一定代表性的线路,作为系统试点,安装该无线抄表通讯终端设备;
(2) 根据已选择的线路,根据变压器输出侧线路的不同进行系统的设计;
(3) 对用户管理模式、抄表模式和抄表的先后秩序进行需求分析,特别要收集对用户用电信息、管理和应用需求等作需求分析;
(4) 开发适合快速、准确的抄收用户用电信息的应用需求,具有可操作性的应用软件;
(5) 总结系统开发的经验,完成全部技术文档的整理和汇总;
2.2 HT-FR268无线抄表通讯终端的技术路线
(1) 采点、考察;
(2) 收集用户资料,征求用户安装意见;
(3) 完成系统组网、通讯方式的方案设计;向用户提供应用软件界面初稿供审查、 确定;
(4) 开发适合用户应用需要,具有可操作性的应用系统软件;
(5) 向用户提供系统维护所涉及的技术文档和资料;
(6) 为用户提供技术服务和技术培训。
2.3 HT-FR268无线抄表通讯终端的特点
工作频率采用国际上通用ISM数传频率, 免频率申请。
标准RS-485,TTL电平方式可选,接口灵活。
基于无线传输的特点,其不受环境天气的影响,也不受角度的影响,这两点明显的优于红外线抄表。
2.4 HT-FR268型无线抄表通讯终端使用手册
2.4.1外观如图1所示
2.4.2接口说明
(1) 天线接口:接阻抗为50欧姆的天线
(2) 收发指示灯:红灯亮时,表示正在发射射频信号,绿灯亮时,表示正在接收射频信号。
(3) 电源指示灯:灯亮表示电源接通。
(4) 电源输入接口:可按需输入单相或三相交流电源。
(5)RS-485接口:连接标准RS-485信号。
2.4.3对外连接
HT-RF268与外部设备的连接非常简单、方便、快捷。
如下图2所示
频率范围 :489MHz 工作电压 :220V±20% 50Hz 相对湿度 :95% RH 无冷凝 :-30℃~ +55℃ 射频输出功率 :20Mw 外型尺寸 :170*113*61 安装尺寸 :137*88 重量 :350g
2.5 HT-FR268无线抄表通讯终端的技术指标
频率范围:489MHz
工作电压 :220V±20% 50Hz
相对湿度 :95% RH无冷凝
环境温度 :-30℃~ +55℃
射频输出功率 :20Mw
外型尺寸 :170*113*61
安装尺寸:137*88
重量:350g
2.6 HT-FR268无线抄表通讯终端的注意事项
电磁环境测量:
在使用之前,最好先进行电磁环境测量,以避免通信中的盲区及电磁干扰。
2.7 HT-FR268无线抄表通讯终端的常见故障原因及排除方法
2.8 HT-FR268无线抄表通讯终端的出厂设置及配件
2.8.1出厂频道收发频率设置
2.8.2出厂参数设置
串口波特率: 1200bps校验位: 偶校验空中波特率: 1200bps
2.8.3配件
3 HT-FR268型无线抄表器实施方案
无线射频抄表通讯终端安装在工业用户的变压器低压侧的电表箱内,直接与现有的RS485单相电能表或三相多功能电能表的RS485接口相连;无线抄表器可通过无线抄表通讯终端对其下所连接的电能表的电能量数据进行抄收。该系统的抄表过程序如下:首先,营销平台将抄表过程中需要的用户信息(如:用户编号、用户名称、所属供电所名称、线路名称等等)以表格形式导出,通过无线数据传输软件,将导出的表格下载到无线抄表器中;然后,抄表员拿着无线抄表器到用户现场,可直接将变压器上所标的用户编号输入抄表器,抄表器会在系统中自动查找到该用户,发送该用户下的所有电表号到无线抄表通讯终端,无线抄表通讯终端会自动的采集电能表的电量数据,并回传给无线抄表器,无需输入用户的电表号就能抄回该用户所有电表的电量数据,减化了抄表工序,实现了快速抄表,同时无需手动输入和人工干预,减少了抄表过程中出错的可能; 最后,通过无线抄表数据传输软件,将回抄在无线抄表器中的用户用电数据上传在电脑中,营销平台可直接将该用电数据导入到系统中,无需工作人员手工地输入到营销系统中,这也进一步减少了人工干预出错的可能。
4结论