射频芯片

射频芯片（精选6篇）

射频芯片 篇1

项目所有人:寿国梁所在国:日本专业:集成电路设计, 射频卡芯片学历:博士

项目简介:

功能:可非接触地读取/改写存储于芯片内的存储数据。特点:芯片面积小, 价格低, 无电源, 天线集成于芯片上。用途:可用于公交/证件射频卡, 物品识别, 防伪标志等的电子标签。主要技术指标:传输电波频率=13.56MHz, 内存=1kbit, 传输速度:26.48kbps, 100%ASK, 64bit唯一号, 16bit CRC。市场:应用范围广泛, 市场巨大。面积很小, 仅为2.5mm*2.5mm。不仅可以用于射频卡, 也可以作为防伪标志。

射频电阻芯片的制作工艺探究 篇2

我公司长期以来一直从事厚膜电阻、厚膜电路、厚膜传感器等厚膜产品的研发和工业化生产,公司拥有完整的生产设备、先进的生产工艺、规范的企业管理体系。尤其是近几年来,在广东风华高新科技股份有限公司的全力支持下,积极与国内有关院校、科研院所通力合作,吸收和借鉴国外的先进技术,瞄准国内3G业务的迅猛发展的契机,全面开展高频功率贴片电阻器的研发工作,取得了显著的成绩。我公司技术人员通过改变电阻器的结构,改变了贴片电阻器的焊接方式,从而克服了传统贴片电阻器在微波通信部件里出现的缺点,研制出了一种性能稳定、成本低廉、可广泛适用于微波高频通信电路组件中的高频功率电阻器的芯片。

1 试制过程

1.1 前期分析与策划

传统的贴片电阻器在高频电路中受设计上的限制,导致产品的微波输出信号很容易失真,另外由于传统贴片电阻器的两个端头面积相对较小,使得焊接面积有限,在微波通信部件中作为功率负载使用很容易导致产品功率不足或焊接失败。要想高频电路中使用贴片电阻就要改变贴片电阻的结构,使之可适用于微波高频通信电路。

1.2 初步设计

为了克服传统片阻在高频电路中的缺点,此次设计准备采用增大背电极面积的办法来提高焊接可靠性,将基片的背面用背电极进行全覆盖,以此来提高焊接的,在基片的正表面上印刷两端的“工”字形电极,然后在两个表电极之间印刷电阻体,再将表电极的一端经侧导电极与背电极连接。在电路中使用时,先将芯片通过背电极焊接到铜质的法兰片上,再用螺钉固定到电路中,表电极通过磷青铜引线焊接到电路中。通过“工”字形表电极图形设计,减少了微波高频电磁环境所产生的趋肤效应和寄生电感效应,使得电阻的高频特性相对稳定。

1.3 确定主要材料和初步工艺流程

为了试制的顺利首先要确定使用的材料,初步准备用以下材料进行试制,基片采用96%的三氧化二铝陶瓷基片,电极浆料采用银钯电极浆料,电阻浆料采用钌系浆料,保护层采用玻璃釉浆料。确定主要材料后,根据生产常规厚膜片阻的经验,初步确定了射频电阻芯片的生产工艺,具体流程如图1。

1.4 试生产及样品性能测试

按照已经确定的主要材料和生产工艺流程进行试生产,试生产时各工序工艺参数都参照常规片阻执行,由于公司有长期制作常规片阻的生产经验,所以试制过程比较顺利,此次试生产做的样品阻值为50 Ω,单只大小为4 mm×4 mm,制成样品后制成射频电阻成品,进行性能测试,具体测试数据如下:

阻值:50 Ω;

阻值精度≤±2%;

功率为10.7 W;

TCR≤±240 PPM/℃;

驻波比为1.05～1.20 。

1.5 试生产出现问题的解决及最终工艺流程的确定

从以上数据可以看出,制成的成品测试的各项性能都能符合客户的要求,但是在用芯片加工成成品的过程中出现了一点问题,主要是在芯片往法兰片上焊接的时候出现了少量的背电极被焊锡膏侵蚀的现象,经过分析,产生这一问题的原因是背电极的耐焊性不够好造成的,为了提高背电极的耐焊性,按照常规片阻的电镀工艺对二次分割后电阻芯片的电极进行电镀,先镀上一层镍层作为隔热层,提高电极的耐焊性,再在镍层上镀上一层锡,提高电极的可焊性。

经过增加电镀工序后,很好地解决了背电极可焊不良的问题,使射频电阻芯片生产工艺更加完善,生产出来的射频电阻芯片的可靠性更好。至此,射频电阻芯片的生产工艺已经可以确定,具体流程如图2。

按照以上工艺流程再进行生产,然后对生产出来的射频电阻芯片制作成成品进行测试,并拿到相关部门去进行环保检测,此次产品性能较试生产时有一定提高,特别是射频电阻芯片的电极的耐焊性有了显著的提高,在焊接法兰盘的过程中,再也没出现过背电极被侵蚀的现象,同时电极的可焊性也有了明显的提高,给无铅焊接打下了良好的基础。至此我们完成了射频电阻芯片的研制开发任务,我公司已经有能力生产全系列射频电阻芯片,产品性能符合客户要求,其生产工艺在国内处领先水平,具体产品性能和优点如下:

阻值: 1 Ω～200 Ω;

阻值精度≤±2%

功率为1 W～50 W ;

TCR≤±300 PPM/℃,最低TCR为±100 PPM/℃;

适应SMT,耦合特性好;

机械强度高、高频特性优越,驻波比为1.05～1.25 ;

在环保方面符合ROHS指令要求。

2 结论与展望

通过这次对射频电阻芯片制造工艺试验成功,在此工艺条件下生产出来的射频电阻芯片性能完全可以满足客户的要求,其生产工艺在国内处于领先水平。由于传统的轴向或径向插脚电阻器无法实现高速表面贴装,在实际组装过程中存在效率低、稳定性差、合格率低等缺点,不适应现阶段通信电子大规模生产,在一定程度上制约了通信电子的发展。我公司研制生产的射频电阻芯片实现了射频电阻在高速表面贴装技术上的应用和发展,有利于提高组装密度,使产品的生产效率、合格率和稳定性都有大幅提高,相信在不久的将来通讯领域一定会出现更多更好的产品,加快我国通信电子技术产业化过程,推动我国通信电子技术,提高我国通信电子参与国际市场的竞争力。

摘要：叙述了射频电阻芯片生产工艺的开发与试制过程,确定了射频电阻芯片的生产工艺,为实现射频电阻芯片的贴片化奠定了基础。

射频芯片 篇3

1 理论背景

1.1 奇点展开法相关理论

在电磁散射研究过程中, 根据参考文献[6], 为了提取出信号的极点信息, 通常将信号表示为一系列复指数信号和的形式。据此简单信号模型可表达为式 (1) :

式中, y (t) 是时域信号;si=-αi±jωi;si是极点;αi是信号衰减系数;ωi是角频率, Ri为相应的留数。相应地, 对时域信号进行采样时, 式 (1) 可改写为式 (2) :

其中, Ts为采样周期。

1.2 矩阵束法的相关理论

根据式 (1) , 首先定义一个Hankel矩阵Y,

在Y的基础上, 再定义两个矩阵Y1与Y2, 分别是矩阵Y去掉最后一列与去掉最左一列后所形成的矩阵。

列出矩阵束方程:

其中[I]是M×M矩阵;

Z0=diag[z1, z1, …, zM], R=diag[R1, R1, …, RM], diag[…]表示为对角矩阵。

利用矩阵的相关理论知识, 可以从式 (3) 了解得到, zi即是矩阵[Y1], [Y2]的广义特征值。于是求解极点zi可以转换成求解如式 (4) 所示的广义特征值。

其中Y1+矩阵是矩阵Y1的Moore-Penrose伪阵。

在信号中含有噪声时, 需要考虑对[Y]进行奇异值分解, 即[Y]=[U][Σ][V]H, 其中, [U]与[V]是单位矩阵, [Σ]是由矩阵[Y]的奇异值构成的对角阵, 比较每个奇异值 (σc) 和最大奇异值 (σmax) 的比值, 具体地判断:, 即可确定M的取值。

综合对其式 (4) 的求解, 一旦求解出上式中的M与zi, 即可根据式 (5) 求出极点相对应的留数Ri。

通过式 (6) 可以求得对应的极点si。

2 仿真结果与分析

2.1 开槽圆环型结构标签的设计分析

如图1所示, 其结构尺寸最外圈外径R1=20 mm, 最里圈内径R2=9 mm, 其中槽位等间距分布, 槽位的宽带w=1 mm, 开槽后形成的圆环的宽度d=1 mm。利用FEKO电磁仿真软件, 频率设置为50 MHz~7.71 GHz, 采样点数为256, 可得到其雷达散射截面RCS (Radar Cross Section) , 利用快速傅里叶变换的逆变换, 间接得到其散射信号的时域图, 如图2所示。

根据奇点展开法, 与矩阵束法相关理论, 选取信号的晚时时间段 (如图2所示, 黑色矩形框选取时间段) , 可得到其中的主要极点, 依据主要极点与相对应的留数, 根据式 (1) 可得到其重构的时域信号, 如图3所示。结果表明, 重构的信号与原时域的信号相比较, 拟合度很高, 数据基本吻合。

2.2 噪声对同一标签结构的影响

在不同的噪声条件下, 通过改变矩阵束中判定极点参数M值, 与晚时起始的时间点, 可以得到在不同高斯白噪声情况下数据信号的主要极点。如表1给出, 在不同噪声时, 含有4个圆环槽位的标签结构的极点分布情况, 可以看出, 由于散射信号的幅度值较小, 矩阵束法相应运用条件上的制约, 在10 d B噪声的条件下, 提取的极点受噪声的影响较大, 在噪声条件大于30 d B时提取的极点与理想无噪条件下相比, 同样存在一定的偏差, 但基本接近。

2.3 不同入射方向对极点的影响

考虑到不同入射方向的激励波进行激励标签结构。图4显示了不同入射角度 (如15°、30°、45°、60°和75°) , 其主要极点的分布情况。从图4中可以得到, 在矩阵束判断参数M, 早时与晚时起始时间点都相同的条件下, 不同的入射角度对提取的极点影响不大, 可以简单得到极点与激励波的入射角度无关。

2.4 基于极点对标签结构的检测与判定

根据上面简单的理论与仿真分析, 如改变标签结构的开槽个数, 则可以得到主要极点也会相应的变化。分类设计不同结构的标签结构, 根据开槽的位置与个数的不同, 可形成16种不同的标签结构, 表2仅列出其中最具代表性的10种不同的标签结构。

注:-2.241e9+j2.878e10, 其中-2.241e9为极点的衰减因子, 2.878e10为相对应的角频率。

注:表格中“1”代表槽位的存在, “0”代表槽位的不存在, 即不在此处开槽;由外圈到里圈, “1111”代表着即在标签结构处, 依次为4个等间距的槽位, 依此类推。

由于谐振频率与开槽的长度有一定的关系, 与开槽的长度成反比, 开槽的长度越长, 其谐振的频率值越小;相反, 开槽的长度越短, 其谐振频率值越大。最外圈的开槽长度最长, 其相应的谐振频率最小。

相应地, 上面10种不同的结构标签, 结构的不同对应着主极点也随之不同。如图5 (a) 所示给出了第1个槽位存在时对极点的贡献情况, 同样代表着标签结构存在最外圈的开槽时 (槽的外圈的半径为16 mm) , 主要极点的分布情况。从图5 (a) 中, 可以得到极点的分布情况, 当标签结构中存在第1个槽位时, 8个极点的谐振频率相近, 谐振频率大致落在1.75 GHz~1.8 GHz频率区间, 可以近似地认为极点的谐振频率大致相同。从而, 可以根据第1个极点的谐振频率, 判断标签结构是否存在第1个槽位。当有极点的谐振频率落在1.75GHz~1.8 GHz频率范围内时, 可以认定标签结构存在含有最外圈的开槽。

相应地, 第2个槽位存在时对极点的贡献情况如图5 (b) 所示, 即代表着标签结构存在靠近外圈的开槽时 (槽的外圈半径为14 mm) , 其主要极点的分布情况。由于槽与槽之间的耦合效应, 极点间相比较, 个别极点的谐振频率波动较大, 根据相同的检测与判定方法, 当有极点的谐振频率落在1.85 GHz~2.1 GHz频率范围内时, 可以认定标签结构存在含有次外圈的开槽。

据同样的判定检测准则, 如图5 (c) 所示为第3个槽位存在时对极点的贡献, 即代表着标签结构含有着靠近里圈开槽时 (槽的外圈半径为12 mm) , 其主要极点分布图。据相同的判定与检测的方法, 当有极点的谐振频率大致落在2.2 GHz~2.4 GHz频率区间时, 可以近似地认为标签结构存在第3个开槽 (槽的外圈半径为12 mm) 。

图5 (d) 给出了标签结构存在最里圈开槽时 (槽的外圈半径为10 mm) 其主要极点分布图。从图5 (d) 中可以得到, 同样有个别极点的谐振频率与其他主要极点谐振频率有较大的波动, 但还是可以根据相同的检测判定准则来对极点的判定与识别, 即当有极点的谐振频率落在2.45 GHz~2.9 GHz频率区间时, 可认定极点的存在, 标签结构存在第4个开槽 (槽的外圈半径为9 mm) 。

根据极点与标签结构的一一对应关系, 采用不同极点的谐振频率和所在的不同谐振频率区间, 来对极点进行识别, 进而对标签结构的判定与识别。

这种新型开槽圆环型标签结构, 由于具有对称性, 无需考虑入射波的极化方式以及激励波的入射角度等因素。由开槽处形成的谐振频率, 受结构的尺寸、槽与槽之间的互相耦合的影响, 个别极点波动较大, 但综合分析, 还是可形成比较理想化的极点分布图。综合理论仿真分析, 根据开槽位数与极点个数之间的对应关系, 改变标签结构的基本属性, 如开槽的个数、开槽的位置, 会形成相对应的主要极点。可通过极点的分布情况、谐振的频率对标签结构进行识别。本文中其编码的位数可达到4 bit, 这种结构可潜在成为一种无芯RFID标签。

摘要：设计分析了一种圆环开槽型的无芯片射频识别RFID (Radio Frequency Identification) 标签。这种圆环开槽型结构具有高度的对称性, 无需考虑入射波的极化方式。对散射得到的时域信号进行极点的提取。根据极点与标签结构的对应关系, 主要极点提供了嵌入在标签结构中的基本数据, 通过主要极点来对标签的结构进行识别。通过仿真分析可知, 这种标签结构可达到4 bit的编码, 可成为一种新型无芯片RFID标签结构。

关键词：射频识别,矩阵束法,极点,无芯片,圆环型

参考文献

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射频芯片 篇4

在传统的民用卫星导航应用市场中,国外已经建立了以GPS为核心的成熟导航芯片产品。随着各国自主导航系统的建立与运行,全球卫星导航将从GPS时代向GNSS时代转变[1]。我国也将以“北斗加GPS”技术逐步替代单一的GPS导航。以北斗为主体的导航产业势必带动国内导航芯片产业的兴起。因此,一款能够兼容北斗/GPS/GLONASS/Galileo四种模式的自主研发的卫星导航接收系统的芯片将在军事和民用上具有重大的应用意义[2]。

本文提出的导航射频芯片,是能支持GPS-L1、BD2-B1、Galileo-E1和GLONASS频点卫星信号的双通道、高集成度射频前端芯片[3],可兼容大部分基带处理芯片。同时对于传统射频芯片中针对应用要求较高的一些性能指标涉及的主要电路模块进行优化[4]。本文将着重从影响噪声系数、中频幅频特性、镜像抑制及线性度四个方面的主要功能电路对导航射频芯片的性能进行优化。

1 电路工作原理

导航射频芯片是一次下变频的低中频架构射频前端芯片,采用RF-CMOS深N阱工艺、正向Topdown的设计方法,基于全套Cadence模拟/射频开发工具,集成了低噪放、下变频混频器、复数滤波器、可变增益放大器、频率合成器和4bit ADC[5],各功能模块可单独配置,实现了射频信号到数字中频的处理转换。结构框图如图1所示。

天线接收到的射频信号经过LNA放大后,进入混频器下变频,信号进入PGA电路进行放大,采用复数滤波器对镜像信号进行抑制以及带宽调整。后级采用了VGA电路进一步放大信号,提供较大的增益和较宽的输入动态范围。经过放大的中频信号经ADC量化输出,为基带提供所需的数字AD信号。

2 主要电路分析与设计

2.1 射频前端电路分析

灵敏度是接收机的一个关键技术指标,也是对接收机对弱信号放大、解调能力的衡量。根据接收机的最小灵敏度(MDS)公式:

上式为假定天线的绝对温度为290K,系统带宽为B,解调门限为SNRmin,由所推导的结果,可见较小的噪声系数可以降低系统内部噪声造成的信噪比恶化程度,使接收机获得更优的灵敏度和精度[6]。因此噪声系数成为衡量接收机系统接收处理小信号的一项重要指标。对于影响噪声系数NF起决定性作用的是第一级放大电路LNA,它必须相对于接收机输入端表现为50Ω的负载特性以保证最大功率传输,其噪声特性将直接影响整个系统的噪声性能。

2.1.1 低噪放电路设计

在低噪声设计方面,考虑到低噪放是射频接收机前端的主要组成部分,由于它一般处于整个接收系统的最前端,因此其性能对整个接收机有着重大的影响。通过对系统中噪声系数传递函数的研究,对影响系统中的噪声系数和线性度的最大的关键模块进行性能优化,最大程度地减少关键模块对系统参数的影响。系统的噪声系数计算公式为:

式中,各级子系统的噪声为Fi,可获得功率增益为Gi。根据该公式,多模导航型射频芯片中的低噪放(LNA),处于整个接收系统的最前端,其噪声性能对整个系统的噪声性能有着极大的影响。因此,本部分电路着重从LNA低噪声设计和通道增益分配两方面来综合进行噪声系数优化[7]。

此外,由于LNA位于接收通道的第一级,其阻抗匹配的好坏对整个电路的噪声系数影响也很大,为了达到与源阻抗匹配,需要在源与放大器之间加上适当的匹配网络。为了降低噪声系数,匹配网络采用电容、电感的组合网络来实现LNA电路的输入阻抗匹配。本设计采用源简并电感型共源放大器LNA输入结构,结构框图如图2所示。

由图2所示,ZE为简并阻抗,一般情况下为一电感,电感在晶体管栅极引入一个实部阻抗,提供输入阻抗的实部,Lg与Cgs谐振,使得输入阻抗的虚部为0,实现了典型的50Ω阻抗匹配。同时在LNA和MXR中插入了一个全差分RF_VGA来优化系统噪声性能,并提供增益控制,LNA+RF_VGA的原理如图3所示。

通过合理地选择放大管和Cascode管的宽长比以及匹配网络,可满足在功耗约束的情况下做到最优的噪声匹配和功率匹配[8]。

根据源简并电感型共源放大器结构的LNA+RF_VGA低噪放完整电路如图4所示,该结构可以极大地抑制电路产生的噪声,将噪声降低到2 d B以下,图5和图6为仿真结果。仿真结果显示,在LNA配置为高增益情况下,噪声系数降低到2 d B以下,增益大于21 d B,仿真结果比较理想,满足了对于噪声系数<2.5的设计要求。

2.1.2 应用系统的匹配方案设计

在射频前端芯片内部电路匹配良好的情况下,针对接收机系统级设计时,系统输入布局布线可能会对接收系统输入端口阻抗产生的影响导致的阻抗偏离,本设计在芯片的射频输入端口加入了如图7所示的可配置的匹配网络,可实现不同应用设计环境中的匹配调谐,有效补偿应用设计中PCB布线的引线电感和寄生电容对芯片设计的原始匹配状态的影响以及产品生产电装所产生的寄生效应。

通过矢量网络分析仪对输入端口的阻抗测试数据得出,调谐后的归一化输入阻抗为(49.533-j1.588 1)Ω,结果比较理想,能有效降低系统级的输入端口功率反射,保证了导航信号的完整接收与传输。

2.2 中频滤波器电路设计

对于射频接收处理电路而言,中频滤波非常重要,因为它可以在消除干扰的同时限定噪声带宽,改善灵敏度。

导航型射频芯片采用高集成度的低中频架构,消除了多级带通滤波器、直流失调和1/f噪声的影响。但是在低中频架构的接收机中,射频信号在正交混频之后,会产生具有相同频率特性的中频信号和镜像信号,所以在接收通路中必须有一个镜像抑制滤波器对镜像信号进行抑制滤波。在设计中,选用的五阶切比雪夫复数滤波器,相比于其他类型滤波器,具有功耗低、集成度高等特点,切比雪夫I型滤波器是尤其适合在导航射频应用中对射频通道高达30 d B以上的高镜像抑制比的要求下的滤波器。

2.2.1 复数滤波器设计

由如图8所示的一阶切比雪夫I型Gm-C复数滤波器级联,构成了五阶滤波器电路。每级复数滤波器均是经过交叉耦合的Gmif与-Gmif,并根据以下公式:

将低通滤波器向复数域频移获得,以实现复数滤波。频移后低通滤波器的单实极点变为复数带通滤波器的单复数极点:

并且可推导出一阶Gm-C复数滤波器的传递函数为:

很显然,对于Gm-C复数滤波器,可以通过改变跨导Gm和电容C的值来调节复数滤波器的增益、中心频率和带宽。

由级联搭建的五阶切比雪夫复数滤波器的幅度与频率关系公式为:

其中,其中apass是频率ωpass处对应的衰减。对于Chebyshev-I型复数滤波器,过渡带滚降斜率比Butterworth更大,从滤波器理论来分析,通带以外幅频响应的滚降陡峭程度越高则镜像抑制越好。而切比雪夫型滤波器的幅度波动明显的,滤波器的通带波纹的最大幅度由ε控制,通带波纹的起伏越剧烈则过渡带越窄。通过计算和仿真验证合理地控制|ε|,可使带内波动<1 d B的同时保证带外抑制,即可满足性能要求。

对按照上述设计搭建完成的复数滤波器进行AC仿真,考虑芯片工作时温度升高的因素,设定条件为45℃下的‘TT’工艺角。并由仿真结果可见,当设定中心频率为6.098 MHz时,带宽可设定为4.118 MHz,在±1.5倍带宽处的带外抑制为30.53 d B,在1/2倍带宽内的带内平坦度为0.335 d B。

而通过对接收系统整个通道的带外抑制度实测数据约为28 d B,如图9所示,带内平坦度的实测结果约为0.55 d B,基本接近仿真设计指标,可以完全达到使用需求。

2.2.2 镜像抑制方案设计

利用切比雪夫滤波器可以实现很高的通道镜像抑制比,在上一节设计方案获得较理想的滤波器幅频特性的基础上,在复数滤波器前加入预先校准模块,进一步调谐正交的I和Q路的信号匹配,以获得更高的IMRR。同时,通过在设计时增加裕量,提高环路在理想的情况下将目标指标,充分保证了实际电路获得的高镜像抑制比。加入可编程的预校准模块后的复数滤波器电路仿真结果如图10所示。由此可看出,中频滤波器的综合IMRR在4 MHz带宽的情况下可达到47 d B。

此外,通过外部的SPI电路可以对电路中的电阻、电容器件进行调节,一方面可以降低器件失配等因素对IMMR的影响;另一方面也可以实现复数滤波器的增益及带宽可调,用户可以根据相应的工作频点或具体应用的需求来选择4种不同的带宽配置以优化设计,分别为2.1 MHz、4.2 MHz、13.0 MHz或20.0 MHz,更多的滤波器带宽选择能更好的适应多模导航接收机产品的研发。

2.3 VGA电路设计

当检测弱信号时,接收机的工作范围会因为附近其他的较强干扰信号而进入非线性区,产生新的频段信号,将希望被检测到的信号淹没。因此,线性度也是接收机的一个重要的指标参数,线性度越高抗干扰能力就越强。对于接收机,输入三阶截断点为:

式中,gn为第n级的增益,PIIP3,k为第k级的IIP3。从上式可知,当接收机中每一级的增益均>1时,最后一级的IIP3指标最为重要,因为它占的比重最大,分子(即级联增益)最大。在设计高线性接收机时,系统最后级的线性度尤为重要。在本设计中,采用了5级拓扑结构的可变增益放大器(VGA),通过采用源极负反馈、可变电流偏置及可变负载等方式实现了系统的高线性。

VGA对扩大系统动态范围起到了关键作用,自动增益控制AGC的性能好坏很大程度上取决于VGA,对于高性能VGA,要求其在整个带宽和增益范围内,不仅线性度高[9],同时它的噪声也要很低;而且在增益变化的时候VGA的带宽能维持恒定。VGA单元的每一级内部结构如图11所示。

本级VGA单元是由一级跨导放大器和一级跨阻放大器级联而成。跨阻放大器通过一级带并联反馈电阻(Rf)的电流放大器来实现。该单元的电压增益是跨导放大器的跨导(Gm)和跨阻放大器的跨阻(Rm)的乘积。其中:Rm=-(Rf*Ai-Rin)/1+Ai()。

跨阻由上式给出,Rin是输入电阻,Ai是电流放大器的电流增益。当Ai>>1时,Rm≈-Rf,所以要想获得高线性度的VGA,需要高线性的Gm和高电流增益的电流放大器[10]。这种结构VGA的最大的优势在于通过改变Gm来改变电压增益的同时保持带宽不变(因为Rf保持不变)。

VGA设计的一个重要的指标是VGA的带宽,根据经验公式(其中fc和fu分别是串联VGA和单个VGA的带宽,n是串联的级数)可以得到:如果串联的级数越大,则单个VGA的带宽就越大,这样就增加了设计的难度。而如果级数太少,增益控制部分的设计就很困难。综合以上两点,采用了五级VGA的结构来实现可变增益控制单元。

经过对电路的测试及数据整理,在通道增益控制为在50 d B的情况下,输入P-1约为-37 d Bm,从如图12所示为接收通道设置为BD2 B1接收模式时的OIP3测试数据来看,OIP3也达到了20 d Bm以上,从而保证了较小的三阶互调失真度[11],实现了较强的抗干扰能力。

3 物理版图设计

多模导航型射频芯片结构复杂,属于射频数模混合集成电路。用于调整性能指标参数的数字电路模块、中频模拟电路和射频电路均在芯片内,整体通道中的隔离噪声设计、防止耦合敏感节点的设计尤为关键。

对于高集成度的射频混合电路,噪声耦合主要通过如图13所示的衬底噪声耦合。在本项目芯片中主要通过以下方法解决噪声耦合:减小数字电路产生的开关噪声;通过片上电源滤波电容或独立衬底接触孔等办法来减小数字电路开关噪声对衬底的耦合能力;在版图设计时采用远距离隔离以及保护环等技术来衰减衬底中已经存在的耦合噪声。

对于RF电路版图设计,除了满足基本设计规则外,本电路中还充分考虑布局的合理性,并使用了各种版图设计技术,使电路达到最佳性能。在版图设计时综合考虑各种寄生效应,如连线寄生电容效应、连线的寄生电阻效应、晶体管寄生效应和天线效应。在工艺制造方面不仅增加了光罩和深N阱注入,还采用了横向Flux金属层间电容(MIM)制造、多晶硅电阻制造和抗闩锁设计等技术。多模导航射频芯片整体布局如图14所示。

4 结束语

多模导航射频芯片是一款集成射频接收机所需的所有功能电路的RFIC电路,为国产化自主研发,在芯片级有效地兼容了北斗/GPS/GLONASS/Galileo 4种模式的卫星导航的接收与处理问题,有良好的性能和很强的适用性,满足了国内射频前端对国产芯片的功能和性能的需求,可应用于多模射频接收机及相关领域。本文对后续相关产品的开发以及改进具有相当重要的参考意义。

摘要：针对当前国内导航用芯片产业的现状及对自主化产品的迫切需求,提出了一种高集成度、完全自主化设计的导航射频芯片(RFIC)的实现方法,并从各内部模块的设计、仿真和实际测试数据等角度比较了该方法和传统架构的异同,结果表明该芯片可在接收机系统中完成高效的导航射频信号处理。基于该方案的产品的OIP3可高达20 d B以上,IMRR优于40 d B,整体通道噪声系数<4 d B,可满足国内导航市场的应用需求。

关键词：导航射频,RFIC,自主化设计

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射频芯片 篇5

1 无线传输的优势

通常,数据信息发送有有线传输和无线传输之分。之前的数据传输通常是采用电缆等导线的形式。这种方式有许多不足之处,并且随着人们要求的提高而变得更加明显。第一,有线连接需要特殊的电路设计和电路连接,该结构相对复杂;第二是容易引入干扰,尤其是抗恶劣电磁干扰;第三有线长距离传送,信号衰减非常明显。随着芯片技术和无线射频技术的快速发展与突破,人们对无线通信日益普及。无线通信成为最有潜力的实现不同设备之间的

2 无线通信系统总体组成

就系统总体组成而言,其硬件核心由RF射频模块和微控制器组成,微控制器负责数据处理,射频模块负责传输。在本无线通信系统中,经过分析,选用无线通信组芯片nRF905和单片机AT89S52的组合。在实践的电路里,nRF905的收发器功能实际上是由PTR8000无线通信模块实现。研究表明,硬件性能可靠,抗干扰能力强,适用广泛,上述组合是理想的通用无线通信的组合。

2.1 AT89S52单片机

AT89S52单片机是由Atmel公司研发生产,能和80C51产品指令和引脚兼容,包含8位CPU和可编程Flash,是一种高性能低功耗的微控制器,广泛用于工业、医疗等领域,能为相关系统提供高灵活、超有效的稳定的解决方案。

2.2 无线收发系统选用基于nRF905的PTR8000无线通信模块

nRF905是挪威Nordic公司出品的无线数传芯片,采用VLSI ShockBurst技术,非常适合于低功耗、低成本的工控设计。而PTR8000则是镶嵌nRF905芯片的高性能无线收发模块。该模块结构小巧,性能稳定,自带天线,抗干扰强,传输距离远。

3 无线通信系统的具体电路构成

系统信息处理单元AT89S52作为无线系统的“总管家”,负责整个系统的协调与处理,是整个体系的枢纽。

AT89S52具有以下标准功能:8k字节Flash,256字节RAM,32位I/O口线,看门狗定时器,2个数据指针,三个16位定时器/计数器,一个6向量2级中断结构,全双工串行口,片内晶振及时钟电路。另外,AT89S52可降至0Hz静态逻辑操作,支持2种软件可选择节电模式:空闲模式下,CPU停止工作,允许RAM、定时器/计数器、串口、中断继续工作;掉电保护方式下,RAM内容被保存,振荡器被冻结,单片机一切工作停止,直到下一个中断或硬件复位为止。

NRF905无线收发芯片是无线通信模块PTR8000的主内嵌芯片,PTR8000专为点对多点无线通信设计,内置数据协议和CRC检错,无乱码输出,载波检测输出,点对多点通信硬件控制,是负责无线信息收发组件的不二之选。PTR8000作为集成nRF905芯片的无线通信模块,其产品性能优良,被选作无线系统中负责无线收发之用,其管脚描述如表1。

基于nRF905的PRT8000与单片机连接应用如图1所示。

总而言之,就目前无线系统的应用而言,无线已经深入到了方方面面。许多电器产品(如一些家用电器)的操作控制也都采用了无线数据传输方式,而通过采用单片机进行无线数据的识别与编译,可以在规模可控的前提下实现诸多复杂功能,这使得以无线为载体,单片机作为中枢的各类无线传输系统变得“八面玲珑”、备受设计者追捧,其未来的使用前景不可估量。

参考文献

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射频芯片 篇6

以色列Given Image公司在2000 年成功研发出无线胶囊式内窥镜[1],并因其在消化道疾病的临床诊断中具有有效性、安全性及无创性等特点而被迅速应用于临床[2,3]。在现有胶囊式内窥镜体积受限、电量有限的约束下,其系统芯片(So C)设计面临着降低功耗、增加功能、提高可靠性等要求。而在So C芯片设计中,射频收发机的设计是一个关键问题。新型射频收发机的设计需在保证数据传输有效性的前提下,考虑医患的不同需求而能提供不同的配置模式。另外,So C芯片各功能模块相比于传感器应可以休眠以节能,而射频收发机为保持通信必须不断工作,因此收发机的能耗问题十分突出[4,5]。为满足So C芯片中射频收发机的低功耗设计需求,本文从射频收发机的功能设计、调制编码方式、振荡器设计等方面进行了研究。

1 射频收发机功能设计实现

所要研制的无线内窥镜专用系统芯片So C被赋予ECS1020 的型号代号。相比于第一代胶囊式内窥镜射频收发机的功能,本研究中的射频收发机(如图1 所示)的特点为:(1)模块设置方面:通过发射机与接收机不同的工作模式设置有3 种不同的通信模式可供选择,以满足用户在不同状况下对产品能耗、准确率等方面的不同需求。(2)信号调制方面:ECS1020 射频收发机为高效利用可用频带、减小带外辐射而采用最小移频键控(minimum shift keying,MSK)调制方式。(3)电路设计方面:整体电路中电压控制振荡器(voltage control oscillator,VCO)和正交二分频器、MSK的数字模拟转换器(digital to analog converter,DAC)和上变频器实现了电流复用,可节省本振电路电流消耗、降低芯片功耗。

1.1 收发机通信模式设置

ECS1020 内部集成了射频发射机和接收机,可进行双向通信。发射机将胶囊在人体内部拍摄到的图片经压缩后发射到体外基站,提供1、2、3 Mbit/s码率;接收机可接收不超过64 Kbit/s的二进制振幅键控(on-off keying,OOK)码流,主要实现接收配置命令、数据反馈重传等功能,ECS1020 射频收发机工作模式设置见表1。

用户可以通过控制Mode1 和Mode0 管脚的电平来设置ECS1020 通电后的默认通信模式。在系统运行过程中,可以通过串行调试口或者由基站(base station,BS)发送指令修改通信模式控制寄存器,从而修改系统的通信模式。

1.2 发射机信号调制方式

为将胶囊式内窥镜拍摄到的照片快速、准确地发送到体外基站,数据发送前需经过调制。ECS1020的发射机工作在404~432 MHz,分为8 个信道,间隔4 MHz。为提高信道频带利用率,减小对邻近频道的干扰,本设计中发射机采用MSK调制方式[6]。MSK调制具有包络恒定、相位连续、频带利用率高、功率谱紧凑、产生带外干扰小、抗干扰性能好等特点,这种调制方式可有效降低数据在传输过程中的损耗,保证了数据发送的可靠性,如图2、3 所示。

基带波形成型如下式所示:

其中,SMSK为基带波形函数,t为时刻,Ts为周期,Ik为I路信号变化时I路函数系数,Qk为Q路信号变化时Q路函数系数。

1.3 收发机本振电路设计

胶囊式内窥镜发射机与接收机之间要实现稳定、有效的通信,发射机和接收机的载波频率(即通道的中心频率)必须同步而且非常稳定[7]。ECS1020 的收发机本地振荡器采用锁相环(PLL)技术,它工作在2 倍的载波频率上,通过二分频器产生正交的差分本振信号,可以通过修改寄存器值来改变PLL的输出频率,从而改变本振信号的频率。VCO是一种高稳定度的电压控制振荡器[8],它的振荡频率受到控制电压控制,可做小范围微调。

本电路设计的特点是在本振电路图(如图4 所示)中虚线框内所示的压控振荡器VCO和正交二分频器中采用了电流复用技术,这2 个模块共用同一个偏置电流,大大地节省了本振电路的电流消耗,从而降低整个电路的功耗。

1.4 收发机差分端口设计

接收机和发射机共用同一个差分端口[9],一个约50 n H的线圈同时作为发射机的射频信号辐射天线和接收机的射频信号接收天线。当作为辐射天线时,发射机上变频器直接驱动线圈;当作为接收天线时,接收机下变频器直接连接到线圈上。

发射机结构如图5 所示,在此结构中用于产生MSK基带调制波形的正交两路差分DAC和发射机的上变频器共享偏置电流,并进而直接驱动作为发射天线的线圈。DAC的直流电流被上变频器复用,大大地减少了发射机的功耗。虽然传统发射机中的功率放大器被弃用,但是仿真结果和试验结构都表明这个结构可以满足胶囊式内窥镜对发射功率的要求。

接收机和发射机共用同一个差分端口、一个线圈作为收发机的射频信号辐射/接收天线。发射机工作时,发射机上变频器直接驱动线圈,使线圈作为发射机的辐射天线;接收机工作时,接收机下变频器直接连接到线圈上,这时线圈作为接收机的接收天线。

2 结果

所实现的ECS1020 芯片采用0.18 μm 1P6M CMOS工艺制成,芯片尺寸3.7 mm×3.6 mm。芯片显微照片如图6 所示。

ECS1020 芯片成品照片及用于测试的胶囊式内窥镜样机如图7 所示。组装后的胶囊式内窥镜样机如图8 所示。该样机直径11 mm,长度26 mm。该样机利用了已有的胶囊外壳,实际内部空间还有余量。如需要,胶囊长度可以缩短至24 mm。

将胶囊式内窥镜样机置于直径30 cm灌满生理盐水的玻璃杯中以模拟胶囊的实际工作环境,该实验主要测试芯片射频收发机能否有效接收、发送信息。对接收机的测试,我们用一个信号发生器发射64 Kbit/s的OOK信号,ECS1020 芯片接收机可以准确地接收到,并根据信息有效改变胶囊式内窥镜的工作状态。

对发射机的测试,主要使用频谱仪和NI虚拟仪器对体外基站接收到的MSK信号进行分析。体外基站接收到的MSK信号频谱如图9 所示,信号强度可以达到-55 d Bm,体外数据记录仪通常可以做到-85 d Bm的接收灵敏度,该信号强度足够用于解调。在测试中用NI虚拟仪器对接收到的MSK信号进行下变频和解调。NI虚拟仪器对ECS1020 发射的MSK信号进行的分析如图10 所示,图左下侧是虚拟仪器得到的零中频信号(I/Q两路),图右上侧是零中频信号的眼图,图右下侧显示了信号的眼图。从图10 可以看出,接收到的MSK信号质量优良。

在性能参数测试中,射频发射机的能量效率达到了1.3 n J/bit,与代表同类产品先进水平的ZL70081芯片(1.9 n J/bit)相比,发射机功耗降低了30%。

3 结论

本文阐述的基于ECS1020 芯片的射频收发机通过采用有效的编码方式及电流复用技术等高效的电路设计,使实现的射频收发机发射码率达到3 Mbit/s,接收码率达到64 Kbit/s,支持多个信道,可满足不同用户需求,使射频收发机能效更高,显著优于现有产品。而且满足ECS1020 芯片对射频收发机的需求,技术参数相比于进口产品有较大程度的改善。

摘要：目的:通过对芯片中射频收发机的改进设计,提高芯片性能、效率,降低功耗,解决胶囊内窥镜体积受限、电量受限的问题。方法:对芯片系统中功率消耗较大的射频收发机的功能设计、调制编码方式、振荡器设计等方面进行研究与改进。结果:射频收发机通过内置接收机的设置及最小移频键控(minimum shift keying,MSK)调制方式的采用,降低了数据传输的误码率;发射机本振电路的设计及收发机差分端口的设计中都采用了电流复用技术,有效减少了电路电流,降低了电路功耗。结论:基于ECS1020芯片的射频收发机提升了性能、降低了功耗,满足设计需求。

关键词：射频收发机,调制方式,双向通信,电流复用,能耗

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