多路转换开关电路

多路转换开关电路（共7篇）

多路转换开关电路 篇1

摘要：开关电源的应用越来越广泛, 且在同一设备中常常需要几种不同的直流电源。本文根据这一现实需求介绍了一种利用电荷泵电路工作原理实现开关电源多路输出的简单可靠的电路设计方法。

关键词：电荷泵,倍压,多路输出

开关电源是利用现代电力电子技术与微电子技术, 控制半导体功率开关器件开通和关断的时间比率, 维持稳定输出电压的一种电源。由于开关稳压电源具有体积小、重量轻、功耗小、稳压范围宽、滤波效率高等优点, 适应了现代电子设备的轻、薄、短、小与节能的要求, 故其应用范围得到迅速扩大。但现在很多电子设备中常常需几种直流电源如常用的+5V、+10V、±15V、+12V、+24V等, 为了满足设备的使用要求, 开关电源要有多路直流电压输出。本文介绍了一种利用电荷泵实现开关电源+5V、+10V、±15V等电压的多路输出方法。

1 开关电源主电路

开关电源通常由变压器、控制环路、输出电路三部分组成。变压器通过确定磁芯的截面积和线圈的匝数比实现开关电源额定参数和输入输出电压。控制环路通过控制芯片及其附属电路实现开关电源的稳定安全输出。输出电路根据需求进行电压变换, 实现多路输出。电荷泵电路的合理使用可实现电压的多路输出。

2 电荷泵电路

电荷泵是利用电子开关控制电容的充放电使电荷从输入转移到输出, 从而实现了高低电压的转换, 为负载电路提供所需要的电流。

电荷泵电路主要是由振荡器 (可与控制环路使用同一振荡器) 、电子开关电路、控制电路、泵电容以及输出电容等组成, 如图1所示。电子开关电路可由CD4066实现。CD4066各引脚功能如图2所示。

由图1可知, 振荡器高频输出D=5 0%的方波脉冲来控制电子开关CD4066工作状态的转换。振荡器输出高电平时, CD4066的1、2脚接通, 输入电源向C1充电, 充电完成后VC1=Vi。当振荡器输出为低电平时, CD4066的3、4脚接通, C1向Cout充电, Vo=VCout=VC1=Vi, 实现了电荷从输入端向输出端的传递, 这就是电荷泵电路。

3 开关电源多路输出的电路结构

由电荷泵电路的工作原理可以看出, 通过电子开关控制多个电容的充放电可实现电压的变换, 实现电源的多路输出。开关电源的电压输出通常为+5V、+10V、±15V、+12V、+24V等, 在开关电源的输出电路中通过适当的电路变换就可以满足上述要求。本文主要讨论由+5V变换为+10V的双倍型电路结构、由+5V变为+15V的三倍型电路结构和正负电压相互转换的反转型电路结构等三种结构形式。

3.1 反转型电路

图1所示电路结构实现了电荷的传递, 即Vo=Vi, 在此基础上经适当的电路变换就可实现正负电压相互转换, 反转型电路结构如图3所示。

由图3可以看出振荡器输出高电平时, CD4066的1、2和10、11脚接通, 输入电压向C1、C2充电, 充电完成后VC1=Vi。当振荡器输出为低电平时, CD4066的3、4和8、9脚接通, C1向Cout反向充电, Vo=VCout=-VC1=-Vi, 实现了负压的输出。

3.2 双倍型电路

双倍型电路结构如图4所示。由开关电源控制电路的振荡器产生的振荡方波控制电子开关CD4066的吸合, 使回路中的电容C1、C2、Cout的充放电回路发生变化, 实现了电路的双倍电压输出。其中, C2的容量较小, 可以在振荡器的一半周期内完成充、放电。

由图3可以看出振荡器输出高电平时, CD4066的1、2和10、11脚接通, 输入电压向C1、C2充电, 充电完成后VC1=VC2=Vi。当振荡器输出为低电平时, CD4066的3、4和8、9脚接通, C1、C2同时向Cout充电, Vo=VCout=VC1+VC2=2Vi, 实现了双倍电压的输出。

3.3 三倍型电路

三倍型电路结构如图5所示。在此电路中除了CD4066外, 还加入了D1、D2、D3、D4四个二极管来共同控制四个电容的充、放电过程, 其中电容Cl、C2和C3是泵电容, Cout是输出电容。这样只需一个振荡源控制一个电子开关即可, 控制关系简单。

三倍型电路的工作过程较为复杂一些, 一个工作周期需要两个时钟周期才能完成。当振荡器输出高电平时, CD4066的3、4脚接通, 二极管D1、D2和D3因为正端压降较高导通, 给C1、C2两个电容充电, 充电完成后VC1=VC2=Vi。振荡器输出低电平时, CD4066的1、2脚接通, 二极管D2和D4导通, C1、C2给C3、Cout两个电容充电, 充电完成后VC3=VC1=Vi, VCout=Vi+VC2=2Vi。振荡器再输出高电平时, CD4066的3、4脚接通由于C3存在电荷, 二极管D1和D3导通, 充电完成后VC2=Vi+VC3=2Vi, 而VC1=Vi。振荡器再输出低电平时, CD4066的1、2脚接通, 二极管D2和D4导通, VCout=Vi+VC2=3Vi, 实现了三倍电压放大 (即+5V向+15V的转换) 输出。

4 结语

由以上分析可以看出, 上述电压变换电路在电压转换过程中, 由于开关管的消耗, 使这些结构的转换效率与输入电压成反比, 使效率有所降低。但电路的实现简单可靠, 减少了开关电源的体积、重量, 稳压效果较好, 在小功率开关电源中可广泛应用。

参考文献

[1]童诗白等.模拟电子技术.北京:清华大学出版社, 1995

[2]阎石.数字电子技术基础.北京:高等教育出版社, 1997.12

浅析功放机的多路保护电路 篇2

1 扬声器切断式多路保护电路

天龙PMA—780功放是笔者在教学中使用的一款传统功放机型, 其采用典型的分立元器件多路保护电路, 通过继电器切断扬声器来进行保护, 如图1所示。该机保护电路由过载/短路保护电路、功放输出中点电压保护电路、开关机延时保护电路、功放管过热保护电路组成。

1.1 过载保护电路

该机的过载保护电路主要由R138、VT116、VD301、VT306、BC301等元件组成。当功放正常工作时, 过载检测取样电阻R318两端压降经过R141、R142分压后的电压过低导致VT116截止, 过载保护电路处于待命状态;当功放过载时, 功放输出管VT113的集电极和发射极之间电流增加, 此时R138两端电压升高, 通过分压后加至VT116的基极, 使VT116正偏导通。此时VT306的基极电位由于VD301的导通被拉低, 从而使VT306反偏导通与R312、R314形成回路, 降低R314两端电压。当降到触发阈值时, 单向晶闸管BC301导通, 将VT307基极电位拉低使其截止, 从而使继电器RJ301失去电流切断扬声器与功放输出端, 有效保护功放管不因过载而损坏。

1.2 短路保护电路

该机的短路保护电路是通过VT304、VT305、VT307结合电源电路组成的, 主要作用是为了防止扬声器短路使功放管过流损坏。功放机正常工作时, 电源电路在滤波电容C509两端形成一个负电压, 并与电阻R305、R306、+64V稳压电源构成回路, 使VT304的基极电压为负。此时VT304反偏截止, 不对VT305、VT307产生影响, 所以保护电路不动作。

当功放机的供电线圈出现短路时, 变压器次级线圈的电压就会下降, 同时C509的电压也随之降低, 使VT304基极的电位上升。当VT304基极电压升至0.7V时, VT304饱和导通从而使VT305基极降至0.3 V, 处于截止状态。同时进一步拉低VT307基极电位令其截止, 从而使继电器RJ301失去电流切断扬声器与功放输出端。

1.3 功放输出中点电压保护

该机的功放输出中点电压保护电路是通过VT301、VT302构成正、负向直流检测电路, C301、R301、R302、R304构成低通滤波器去除交流成分。当功放正常工作时, 也就是功放中点输出无直流电位偏移时, VT301基极的直流电位约为0 V, 保护电路不动作。

当左、右声道输出某中点出现的正向或负向直流失调电压大于其设定值, 则VT301正向偏置导通或VT302负向偏压导通。这样, VT305的基极电压就会随之降低处于截止状态, 同时进一步拉低VT307基极电位令其强制截止, 从而使继电器RJ301失去电流断开扬声器与功放输出端的连接, 从而保护了扬声器和功率管。

1.4 开关机延时保护电路

开关机延时保护电路由C304、VT304、VT305、R308等元器件组成。开机时由于C304两端的电压不能突变, VT305基极电位为0 V, 处于截止状态, 继电器RJ301不吸合。这样扬声器与功放输出端暂时脱离, 开机时功放产生的浪涌电流不会冲击音箱中的扬声器。但同时电源经稳压器稳压后输出+15.8V电压通过R308向C304充电。随着C304的电位升到VT305的正向偏置电压值, VT305、VT307导通, 继电器RJ30l吸合, 其常开触点将扬声器与功放输出端接通, 进入正常放音状态。

1.5 功放管过热保护电路

该机的功放管过热保护电路主要是由RT301、VT303、VD303、VT303构成。当功放管的散热片温度低于80℃时, 正温度系数热敏电阻RT301通过分压使VD303上端电拉低, VT303截止, 保护电路不动作;当功放散热片的温度高于80℃时, 装在散热片上的RT301的阻值将随着温度的升高而变大, 此时VD303上端电位提高, 则VT303由截止转为饱和导通, 将VT305的基极电位拉低, 使VT305、VT307截止, 从而继电器RJ301失去电流断开负载, 有效地保护功放管不因过热而损坏。

2 结语

作为教学实训内容, 对于典型功放机特别是多路保护电路, 如果不能详细地分析其工作原理, 要深人细致地判断出故障部位是难上加难。本文通过功放机实例具体分析了常见的多路保护电路, 为教学中进一步检修过载、过流、过热等造成功放故障奠定一定的理论基础。

摘要：功放机的保护电路是功放机的重要组成部分, 各个厂家都推出自己的保护电路.并且在不断演化进步中。本文针对教学中的功放机型, 全面分析其过载保护、功放输出中点电压保护、直流保护等多路保护电路的工作原理, 进一步阐述其综合的功能。

关键词：功放机,工作原理,多路保护电路

参考文献

[1]莫晏光.家用声频功率放大器保护电路及其检修[J].山西电子技术, 2009 (3) :91-9 4.

[2]李和平.AV功率放大嚣原理及常见故障检修[J].家电检修技术, 2008 (12) :40.

多路无线遥控开关系统的设计 篇3

1 系统总体设计方案

1.1 发射电路设计

发射和编码电路的按键是遥控开关的重要部件, 通过按键动作使被遥控对象处于不同的工作状态, 从而达到遥控的目的, 按键还相当于PT2262的电源开关。具体电路见图1。按键S1000一端和编码芯片PT2262数据引脚D2相连, 另外一端与三极管相连, 通过按键动作使三极管导通, 从而为PT2262提供电, 起到控制编码芯片工作的目的。

1.2 PT2262组成的编码电路设计

编码芯片PT2262是发射部分的核心元件, 可以通过不同的编码来产生不同的信号, 从而达到被遥控对象处于不同的状态。

PT2262编码电路 (如图2) , 通过不同的按键导通或断开, 使得PT2262端口获得高电平1或低电平0。四个按键S1000—S1003分别对应PT2262的四个端口D0—D3数据输入, 当按下键S1003时, 按键信号经D3进入编码芯片, 编码脉冲输出, 调制发射电路的载波, 而数据码在无线开关的系统中就是能起到把不同的开关加以区分开来的目的

1.3 无线发射部分的电路设计

由上面的各单元电路组成的发射系统电路组成图 (如图3) 。该发射部分包括315 MHz的无线发射单元电路与PT2262编码芯片构成的编码电路两大部分构成。

发射部分中的按键电路没有任何一个按键按下, 这时的三极管Q是处于截止状态的, 那么也就是编码芯片PT2262是没有接通电源的, 它也就不能工作, 那么无线发射模块也就没有工作也没任何信号得以发射。如果这时我们将S1000-S1003中的按钮按下, 这个时候三极管Q也就会被导通, 那么编码集成PT2262得到电源也就进入了工作状态, 接下来它就会按照引脚D0-D3输入的电平进行编码, 然后此信号被输入到315 MHz无线发射单元电路, 经过它的调制后再发射出去。

1.4 解码和无线接收电路设计

解码电路我们采用的是PT2272解码芯片。芯片A0—A7引脚是该芯片的地址引脚, 只有当接收芯片处的地址码与发射芯片的地址码被设定一致的时候, 这时输出端口才会有相应的信号输出。PT2272解码芯片的输入端DIN从先无线接收模块那接收到发送端发来的信号, 然后再通过其内部电路的解码予以辨认。只有当它所接收到的信号的地址码是和发射部分的编码芯片编码相同时, 它的数据输出端D0—D3才有信号输出。反之也就并不会被解码[7]。

接收部分是由四个D触发器、一个高频的信号接收电路模块、一个PT2272, 四个二极管IN4007、四个继电器和四个NPN三极管以及若干个电阻等组成。

2 发射和接收仿真电路

首先对发射部分单元电路进行仿真, 由于元件库中晶振的最高频率为80 M, 所以在电路的输入端用80 MHz的信号源代替输入信号, 为了观察比较输入与输出信号的波形采用双踪接示波器。示波器测得输入与输出的波形 (如图4) ,

由图可知输出与输入信号的波形一致, 皆为正弦信号, 频率为80 MHz。

考虑到元件库里元件所限, 只对无线接收单元电路进行仿真, 此处对接收单元电路做了简化, 由三级管和一级运放电路对输入的信号进行放大, 在运放的输入端加与发射端相同频率为80 MHz的高频信号作为接收到的信号, 为了观察和比较其输出与输入的波形采用双踪示波器。

仿真波形 (如图4) , 左边为输出信号的波形, 右边为电路输入端的波形, 由图可知:输出与输入信号的波形一致, 都为正弦信号, 频率为80 MHz, 且输入信号经过放大后幅值增大, 符合设计要求。

3 结论

无线遥控开关在日常生活中使用越来越广泛, 无论是家用电器, 还是工业智能控制都会用到无线遥控开关来自动控制设备工作, 为了更加方便人们的工作, 设计一款体积小、价格便宜、功能多的无线遥控开关是技术人员经常思考的问题。

本文还要改进的地方有如下: (1) 可以进一步提高发射效率, 降低功耗, 使其具有更好的使用和推广价值。 (2) 后面的研究我们可以采用单片机代替传统解码芯片PT2272对接收到的信号进行软件解码。

摘要：本文设计了一款结构简单、体积小的多路无线遥控开关, 论述了遥控开关各个单元工作原理。发射端包括按键、编码和无线发射等部分, PT2262编码芯片对按键信号进行编码后经无线发射部分发射出去。接收端包括无线接收、解码和继电器开关等部分, 无线数据接收后由PT2272解码芯片解码后控制继电器开关工作。

关键词：无线遥控,编码,解码

参考文献

[1]周结华.可编程无线电遥控多路开关系统设计[J].电子设计工程第19 (15) :2011.

[2]张长林.数字技术在无线电遥控上的发展与应用[J].山西电子技术, 2009 (4) :87-92.

[3]李晓辉.四路无线遥控开关系统的设计与实现[J].现代电子技术, 12, 2007.

[4]顾桂梅.列车自动上水系统无线电遥控多路开关设计[J].科技资讯, 2009 (29) .

[5]周庆华.无线电遥控多路开关系统的设计[J].无线电工程, 2003, 33 (11) .

[6]孙华波.基于遥控电器开关解码芯片的设计与实现[D].合肥工业大学硕士论文, 2006.

[7]余烈.基于PT2262/2272的无线数据传输[D].武汉科技大学硕士论文, 2011.

多路转换开关电路 篇4

照明技术在过去的一百多年里, 经历了三个重要的发展阶段:白炽灯、荧光灯和HID灯。LED由于环保、寿命长、光电效率高等众多优点, 近年来在各行业应用得以快速发展。白光LED的发光特性有这样的特点:白光LED发光强度由驱动电流决定。当LED两端电压发生波动时, 流过发光二极管中的电流变化较大, 而发光二极管的发光强度等比驱动电流, 因此驱动电流的好坏直接影响LED的发光质量[2]。

很多地方的照明LED都是多路LED来共同工作的, 并且为了能够实现节能和配合调光消除阴影的目的, 需要对多路LED进行调光, 文章给出了一种控制多路调光的方法。

2 整个系统的设计思路

图1为整个系统的设计框架图, 计算机通过串口通信发送调光信号, 单片机接收到信号之后, 经过内部运算, 产生控制信号并发送给调光电路, 调光电路再把驱动信号发送到多路照明LED, 实现计算机控制多路LED的亮度调节。其中多路调光电路的设计是本篇的关键, 多路调光采用的是C语言编程, 先是在Proteus中仿真, 然后搭建实际电路[1]。

3 多路调光电路的设计

3.1 多路控制的设计

多路控制方法:多路的控制是采用十六选一模拟开关CD4067来实现的, CD4067的引脚如图2所示。当需要调节某一支路的时候, 只要选通此支路进行调节就行了, 此时, 其它支路不受影响。试验中采用两个CD4067, 一个作为控制各个支路的传输路径, 另一个作为反馈信号的传输路径。两个开关同时选通一个支路, 并且只能选通那一路[3]。

3.2 调光电路设计

由于L E D的亮度与正向电流成正比, 因此采用调节电流来改变亮度。通过调节电流来调节LED亮度的方式有两种: (1) 调节工作电流方式。 (2) 脉宽调制 (PWM) 方式[4]。

3.2.1 调节工作电流方法

如图2所示, 单片机给十六选一的芯片CD4067送去PWM信号, CD4067响应单片机所发出的信号, 选通后面对应的支路, 把PWM信号经过RC积分电路产生一个电压作为场效应管2SK1058的栅极电压, 由于场效应管2 S K 1 0 5 8的电流是由栅极电压控制的, 所以LED的电流是由单片机产生的PWM信号控制的。为了实现稳定输出, 电路中增加了一个反馈电路, 这个反馈电路的给定值就是单片机控制数模转换器产生的给定电压值。

3.2.2 脉宽调制方式

脉冲宽度调制 (PWM) 方式[5]:通过人眼不易察觉的频率快速开关LED, 给人一种LED总是亮的假象。开关时间比率决定了流过LED的平均电流, 从而决定了其亮度。脉宽调制方式和调节工作电流方式的主要区别是, 没有采用RC积分电路, 采用IFR830代替2SK1028, 通过快速控制IFR830的通断, 使得LED电流是一个幅值恒定, 频率很快的脉冲电流, 这样LED的平均电流决定了LED的亮度, 控制流程如图3所示。

4 实验分析

由于采用两种调光方法, 所以实验方案按照基于两种调光方法的多路控制来进行。

4.1 基于调节工作电流方式的多路控制

由于CD4067芯片可以带动十六个支路, 做实验的时候取代表性的三个支路进行控制, 通过设置三个支路的电流值, 使这三个支路达到各自的亮度。但是由于不知道LED电流值也DAC0832输入值之间的关系, 所以进行实验得到它们之间的关系, 然后就可以对通信接口进行编程, 使得计算机界面的输入值能够和L E D电流对应上。

在计算机操作界面上, 对第一路的DAC0832输入为100, 第二路为200, 第三路的电流值为255, 测得对应支路LED的电流值为54mA、106mA、134mA, 对应2SK1058的驱动波形分别图4所示。

可以看出, 随着DAC0832输入的增大, PWM的占空比越来越大, 对应的L E D电流值也在不断增大。为了得到它们之间关系, 通过不断改变程序的方法, 来测试多个DAC0832的输入和关键点电压值 (考虑到0~100之间为非线性区, 所以从100开始取值) , 测得的数据如表1所示。

绘出N和I之间的近似关系曲线, 如图5所示。从图中可以看出, DAC0832的输入和LED电流值是基本上成正比例关系的, 可以近似得到他们之间的关系:Y=053X+1.09, 其中Y表示LED的电流值, 单位为mA, X表示DAC0832的输入N。根据这个关系, 我们可以设定程序, 使得在计算机操作界面上输入值转化为对应的DAC0832值, 这样就能够控制LED的电流, 在很宽的范围内调节LED灯的亮度[6]。

4.2 基于脉宽调制方式的多路控制

同样, 考虑到CD4067是十六选一开关, 没必要对十六路进行控制, 拟定采用三个支路来代表整个电路的控制过程。由于控制方式的不同, 那么决定LED亮度的也不一样, 基于脉冲控制的方式是由LED的平均电流来决定亮度的。通过编程, 设定PWM波的频率为1KHZ, 第一路的占空比为0.2, 第二路为0.4, 第三路的电流值为0.6, 通过测量与LED串联在一起的5欧姆电阻上的电压, 就能够得到LED的电流波形, 从而可以看出LED的平均电流。波形分别如图6所示:

图中, 1通道是PWM波形, 2通道是5欧姆电阻电压波形, 可以看出, L E D的电流幅值IM为0.6 5/5=130mA是不变的, 并且LED电流的占空比和PWM驱动波形的占空比是一样的, 所以得出公式:LED平均电流I=D*IM, 其中IM=130mA。所以可以通过在计算机操作界面设定占空比来, 传送给单片机信号, 单片机相应并且控制LED的亮度。

4.3 两种方法的比较

通过这两种方法都能够实现多路控制, 并且能够达到实验目的, 不同点是两种方法的输入控制量不同, 不过, 通过多次实验可以发现, 在不停的调节过程中, 前者电路中LED电流出现色衰现象, 而后者中LED依然发出对应电流的白光, 所以第二种方法可以得到广泛的应用。

5 结束语

本次试验采用计算机操作界面控制调光电路、单片机输出PWM的方法, 并且结合芯片CD4067, 实现了对多路LED电流值大小的控制, 其中采用了两种调光方法。根据这个结论, 可以应用到很多处多路LED控制的场合, 如手术灯、家用照明灯、大型室外灯光设计等。当然, 单片机结合CD4067能够控制多路的LED电流, 但是也存在着一些缺点和需要改进的地方, 由于多路照明LED工作起来功率比较大, 可以在本文的电路基础上增加部分元器件, 达到减少损耗的目的[7];由于没有基准电压脉冲幅度, 单片机直接产生的PWM波就不是很恒定, 限制了PWM波的使用范围。

参考文献

[1]翁嘉民.基于Proteus单片机仿真和c语言编程.中国电力出版社.2010.1.

[2]周志敏, 周继海, 纪爱华.LED驱动电路设计实例[M].北京:电子工业出版社.2008.9.

[3]白静.数字电路与逻辑设计[M].西安:西安电子科技大学出版社.2009.8.

[4]朱虹.LED照明驱动及自适应调光研究[D].上海大学硕士学位论文.2008.2

[5]虞志雄.脉宽调制型白光LED驱动芯片的设计[D].硕士学位论文.杭州:浙江大学, 2006, 5:15—16.

[6]NARRA P’ZINGER D S.An effective LED dim-ming approach[C].39th IAS Annual Meeting Industry Ap-plications Conference.2004. (10) :1671-1676.

多路转换开关电路 篇5

但是脉冲功率开关技术有如下特点:运行电压高(数k V到数百k V)、导通时间短、峰值功率大、高频连续开关工作。单管IGBT耐压和通流能力有限,在脉冲功率固态开关中多以串并联形式应用,如果单管IGBT的耐压为1 200 V,在几十k V的调制器中就需要100~200级单管串联才能实现,为了减少由于PCB布局产生的开关驱动延时,各级单管就近单独配驱动电路,驱动电路采用光信号接收器直接接收开关信号。

由于固态开关悬浮于高电压上,驱动电路的低压电源必须做到隔离,常规设计一般采用隔离变压器,但是隔离变压器工作频率低,副绕组数量少,导致体积大线路复杂,当固态开关使用多级IGBT串联实现时,大量使用隔离变压器会影响整个PCB的体积和分布参数[2]。

如何设计出体积小、精度高的多路驱动电源,是目前脉冲功率固态开关隔离驱动电源需解决的问题。本文介绍了电流母线形式和串联谐振逆变方法隔离驱动电源的设计方法,研制出几百路输出为DC 20 V、总功率约500 W的驱动电源样机,运行良好。

1 总体设计

本文所述高压隔离驱动电源采用电流母线的形式,系统原理框图如图1所示。

系统组成分为输入电路、串联谐振主回路、控制电路、采样电路、输出隔离变压器、全桥整流电路。

电流母线流过高频交流电源,从环形磁芯中穿过构成变压器初级,环形磁芯上缠绕几组相同匝数的次级线圈经整流后形成一路隔离电源,多个环形磁芯串在一起在次级实现多路的隔离驱动电源,后接驱动板控制固态开关通断。电流母线采用耐高压电缆,与磁芯的绝缘材料共同实现电位隔离。

变压器初级采用高频交流逆变电源,提高频率可以减小变压器体积,但同时也可能增加开关损耗,因此主回路加入谐振网络改善输出电流波形,改变回路阻抗性质,为开关管提供软开关条件[3],变压器次级有若干路绕组,各输出经各自整流电路后为固态开关供电。

采样电路将电流信号送至控制电路,构成输出逆变输出反馈;控制电路产生高频驱动信号,并根据电流反馈闭锁或使能驱动信号。

2 主电路

本文设计的隔离驱动电源采用半桥串联谐振逆变电路,主回路如图2所示。

前端直流电源采用AC 220 V整流滤波而来,中间加软启电路,防止上电瞬间电容充电电流过大;C1,C2为分压电容,并联相同的分压电阻,稳态时两端电压相同,中点电压为E/2。

Q1,Q2为IGBT,选用半桥模块,分别反并联二极管D1,D2;LS和CS分别为谐振电感和谐振电容;直流输入电压经半桥逆变成方波;LS和CS构成串联谐振实现开关管Q1和Q2的软开关,减少开关损耗[3,4,5]。

半桥串联谐振逆变电路相比全桥电路相比,减少了开关管的数目,同时IGBT承受的电压应力小,整个电路结构简单,容易控制。

后端为电流母线穿过数个磁环,形成1个变压器,电流母线做原边,每个磁环上绕适当的匝数作为副边,副边电流经过整流滤波就可以成为1组隔离驱动电源。该变压器设计原理与LLC串联谐振变压器相同,根据变压器副边侧每一路驱动电源的输出电压和变压器原边侧直流母线电压的比值,初步设计变压器原副边匝比,根据输出功率和输出电压确定负载等效阻抗,初步确定变压器原副边电流;变压器副边输出后接全桥整流电路及滤波电路,输出所需驱动电源。

由于采用了高压原边电缆和高压磁环,驱动电源能够实现固态开关和驱动电源的高压隔离。

3 控制电路

控制芯片采用Motorola公司的高性能谐振控制芯片MC33067,驱动控制电路如图3所示。

芯片管脚12和管脚14分别为两路输出信号,产生IGBT门极驱动信号,分别为主电路上下桥臂的驱动,为避免上下桥臂直通,两路驱动信号应设置死区时间Td,Td由芯片16脚外接的定时电阻RT和定时电容CT计算确定:

驱动信号频率可以通过调整串接于芯片管脚3和管脚6之间的调频电阻RVFO进行调节,其实质是改变流经RVFO的电流大小;芯片管脚9为使能端,低电平时芯片无输出,此管脚可作为保护端口。

芯片管脚12和管脚14输出驱动信号后各自经过与门输出,电压反馈信号VF和参考电压VREF构成比较电路,连同后端晶体管T1和T2构成反馈控制回路,当VF>VREF时比较电路输出为低电平,T1工作于截止区,T2工作于饱和区,驱动信号与门的输入经二极管和T2被拉至低电平,驱动电路无驱动信号输出,串联谐振逆变回路内部能量振荡衰减,当VF<VREF时正好相反,T1工作于饱和区,T2工作于截止区,串联谐振逆变电路正常运行,这样形成一个闭环,可以实现输出电压“自停自补”,为避免比较器频繁翻转,调节反馈电阻构成所需滞环,根据后端调制器固态开关驱动所需电源电压设定参考电压值VREF,能够得到稳定输出电压。

电流采样电路如图4所示。

流经电流母线的交流电经互感器,在互感器副边形成与互感器原副边匝比有关的交流电流,经整流桥整流后在电阻R1上形成电压信号,再经后端分压电路形成采样信号VF+和VF-送至差分放大电路,选取电阻R4,R5,R6,R7阻值相同,输出电压信号VF大小由下式计算:

4 样机试验

本样机为某固态开关调制器提供数百路高压隔离驱动电源,总功率约500 W,输出电压DC 20 V。

样机结构设计分为两部分:高频辅电单元和高压隔离单元。高频辅电单元包括整流、高频逆变和采样控制;高压隔离单元包括隔高压直流母线、隔离变压器和全桥整流。

高频辅电单元输出高频交流直接接入高压隔离单元的电流母线,电流母线采用硅橡胶高压电缆,环形磁芯外套以环氧树脂材料的护罩,保证高压电位隔离,全桥整流滤波后作为驱动电源。

高频串联谐振逆变电源输入单相交流电压,磁芯选用高磁密度、矫顽力小以及损耗小的非晶软磁材料,需要几十个磁环,根据输入输出电压关系,磁环原副边匝比n=N2/N1=8。

串联谐振逆变主回路开关管选用BSM100GB120DN2半桥模块,耐压1 200 V,谐振电感LS=53μH,谐振电容CS=450 n F,主回路谐振频率,对串联谐振逆变电路分析可知,当开关频率时,主回路谐振电流断续[6],开关管为零电流开通,零电流/零电压关断,开关损耗低且干扰小,电路具有电流源性质,因此控制电路频率电阻RVFO=6.2 kΩ,开关频率fs=15.8 k Hz,死区电阻RT=3 kΩ,死区电容CT=10 n F,由式(2)计算得出死区时间Td=10.44μs。

IGBT两端电压和电流波形如图5所示,电流断续,开关管工作于软开关状态。

图6为闭环控制自停自补测试波形,波形①为IGBT上桥臂驱动信号波形,由图可见正常工作时驱动信号周期性间断封锁,例如在t1到t2时刻,驱动信号停止输出;波形②为主回路电流波形,在主回路IGBT驱动信号存在时,主回路串联谐振,变压器原边流过高频交流电,IGBT驱动封锁后,串联谐振主回路无电流;波形③为每一路变压器副边整流滤波后电压波形,在t1时刻,电流采样回路VF>VREF,驱动信号被封锁,谐振电流中断,输出电压开始降低,到t2时刻,电流采样回路VF<VREF,驱动信号恢复,谐振电流恢复,输出电压开始逐渐增长,如此滞环控制实现自停自补,输出电压被稳定在设计值,滞环的宽度决定了输出电压的纹波大小。

交流输入额定AC 220 V时,控制电路自停自补时间为460μs,高压隔离电源每一路输出为20.64 V,直流纹波电压为0.8 V,示波器测得波形如图7所示。

实验输出结果证明了设计的科学性及有效性,达到了设计目的。

5 结论

经过样机试验验证,本文设计的驱动电源运行稳定,实现了高压隔离、体积轻巧、功耗小,可实现多路输出,且一致性好、精度高、误差小,控制简单方便。在基于多级IGBT串并联的脉冲功率高压固态开关应用中,是较为理想的高压隔离驱动电源。

参考文献

[1]郑建毅,何闻.脉冲功率技术的研究现状和发展趋势综述[J].机电工程,2008,25(4):1-4.

[2]余琳.用于高压脉冲电场杀菌的IGBT串联型高压脉冲发生器研究[D].杭州:浙江大学,2012.

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[4]胡先东,高俊宁,葛立峰.半桥LLC谐振变换器的参数优化设计[J].电力电子技术,2013,47(7):101-103.

[5]唐瑶,王志强,李国峰.基于LCC谐振变换器的高压直流电源设计[J].电力电子技术,2012,46(4):4-7.

多路转换开关电路 篇6

1 系统的工作原理

无线电遥控多路开关由发射电路和接收控制电路两大部分组成, 开关系统的工作原理是首先通过按键编址电路采用软件方法产生键码实现对受控电路开关进行编址, 指令编码电路也采用软件方法实现, 对键盘电路进行行、列扫描从而计算出键值, 将计算出的键值编码后通过无线发射模块F05B发射出去;遥控信号由接收模块J04E接收, 如果所接收到的信号地址码与本机地址编码相同, 则单片机输出与无线电发射电路相对应的开关信息给信号处理控制电路, 由控制电路控制相应的开关电路动作。否则, 单片机不进行译码, 信号处理控制电路不响应, 开关电路无任何开关动作[1]。

2 发射电路

发射电路主要由按键编址电路、软件编码电路及无线电发射电路组成。

(1) 按键编址电路和软件编码电路。

按键编址电路和软件编码电路采用AT8 9 C 5 1单片机实现。为了节省硬件, 采用行列矩阵式非编码键盘[2]。P2口、P3.0~P3.3口组成行列矩阵键盘, 以P 2口作为输出口, 接键盘列线;P3口作为输入口, 以P 3.3~P 3.0接键盘的4条行线, 可对L 0~L29共30路受控开关电路进行编址。

(2) 无线发射电路。

本设计采用F05B射频发射模块作发射电路。其主要特点是:低功耗发射、无数据时发射电流为零、较宽的工作电压范围。F05B最佳有效工作距离为100M左右若需更远的发射距离, 应增加射频功率放大器。

3 接收电路

接收电路主要由无线电接收电路、软件解码电路, 信号处理控制电路及开关电路组成。

(1) 无线接收电路。

无线电接收电路采用与射频发射模块F05B相配套的射频接收模块J04E, J04E具有较宽的接收带宽, 极低功耗, 可长期处于守机状态。

(2) 软件解码电路和信号处理控制电路。

软件解码电路和信号处理控制电路采用单片机AT89C52芯片, AT89C52的P3.2端口作为信号的接收端, P0口、P1口、P2口、P3.0脚、P3.1脚、P3.3~P3.6脚作为信号的输出端, 可控制30路开关电路, 只有接收端的地址码和发射端的地址码设置完全相同, 输出端才有输出信号。AT89C52芯片将数据输入端 (第12脚) 接收到的信号, 经内部电路译码辨识确认。如果所接收到的信号地址码与本机地址编码相同, 输出与无线电发射电路相对应的开关信息给信号处理控制电路, 由控制电路控制相应的开关电路动作。否则, 译码芯片不译码, 信号处理控制电路不响应, 开关电路无任何开关动作。

(3) 开关电路。

开关电路由PNP三极管、继电器和电磁阀组成。开关电路中继电器属于强电电路, 直接用集成电路芯片不能驱动, 为此在单片机与继电器之间必需设置一个驱动继电器的电路。本系统利用三极管的截至和饱和两个状态, 来关闭继电器或打开继电器开关。

4 系统的特点

(1) 遥控系统易于扩展。

本系统可实现对30路被控装置进行控制, 考虑到被遥控的对象 (供水开关) 不可能分布在同一股道, 所以对遥控系统进行扩展。扩展后的系统采用一个发射器, 多个接收器来控制开关 (本系统为两个) , 按此设计, 本系统控制16路开关, 按键只用到L0~L7、L28~L31, 如果系统仍需要扩展, 则键盘中没有用到的键都可以作为扩展按钮。

(2) 与红外、超声等遥控方式相比, 具有遥控距离远 (可达到250米) 、无方向性、能隔墙、隔物控制等特点。

(3) 由于采用单片机实现软件编码、解码, 因此硬件成本低廉, 可靠性高。

5 结语

该系统已经在实验室全面通过软、硬件综合调试, 在数百次操作试验中动作准确, 性能稳定。综上所述, 基于单片机控制的无线电遥控多路开关系统, 实现了智能遥控, 提供了一种合理的低成本、高性能、实用的无线电遥控系统的实现方案。此系统研制的成功为旅客列车自动上水系统的推广应用提供了保障。

参考文献

[1]董增寿.基于单片机的多路无线遥控开关[J].机械管理开发, 2004, 29 (4) :83～84.

多路转换开关电路 篇7

由于LED具有环保、节能、寿命长、抗震动冲击等优点[1], 目前高亮度LED在道路照明、汽车照明、LCD背光照明等照明领域中得到了广泛的应用。尽管LED的技术发展比较成熟, 但是LED还是存在诸多研究热点, LED多路均流技术就是其中一个, 主要解决每路LED灯串上的电流不平衡现象。

LED的亮度与其正向电流大小直接相关[2], 为了保证多颗LED的亮度一致, 通常将LED串联起来, 考虑到串联的LED数目受LED驱动电压的限制, 在需要较多LED的应用中一般采用串并联连接方式[3]。根据LED的-特性曲线, LED两端一个较小的电压变化就会造成流过LED电流的较大变化[4], 从而引起光亮度的显著变化。另外LED的结温也会影响均流效果, LED电流越大、LED功率也越大, 因而LED结温越高, 导致LED结压降越低、LED电流越大, 这个正反馈进一步恶化均流效果。

针对多路LED的均流, 目前有多种均流方案, 常见的均流方案主要有三种。第一种是有源均流, 即在每路LED灯串上串联线性或开关模式的电流调节元件[5~7];第二种是使用电流镜像电路, 使得每路LED灯串上的电流尽量一致[8];第三种是无源均流, 即在每路LED灯串上串联无源器件来实现均流控制, 诸如电感、电容、耦合电感变压器[9~10]。

本文提出一种新的均流方案来实现多路LED灯串的均流, 通过实验和仿真来验证不同情况下该方案的均流效果。另外通过与专业均流芯片的比较更客观地评价新均流方案的均流效果。

1 均流方案原理

1.1 LM3466均流方案

TI公司的LM3466是一款多路LED系统的智能线性LED驱动器, 它能自动均衡每路LED电流、容易预设和细调每路LED灯串间的电流, 室温下的电流精度达到±1%。即使每路灯串上的LED数量不一样、每路灯串上的LED正向电压不一样, LM3466均流芯片仍然能够实现高均匀度。如果多路LED系统中的一路LED灯串由于某种原因突然开路, LM3466芯片也能够在很短的时间内对剩下工作的灯串进行电流的重新均匀分配。

LM3466芯片方案的原理图如图1所示, 每个LM3466芯片对一路LED灯串的电流进行控制。

1.2 三极管方案

三极管方案是本文提出的新均流方案, 其原理图如图2所示, 其中R1、R2、R3、R4为均流电阻;R5、R6、R7和R8为采样电阻;Q1、Q2、Q3和Q4为均流用三极管。

该方案能够对多路LED灯串实现均流的原因以四路LED灯串均流为例, 假设图2中第一路LED灯串的电流ED1大于其他三路LED灯串的电流, 则第一路采样电阻5上的电压大于其他三路。考虑到四路的三极管共基极, 是同电位的, 则可推断出第一路上三极管基极与发射极之间的电压be是小于四路中其它三路, 导致第一路三极管的基极电流和集电极电流减小。这种负反馈作用使得第一路LED灯串上的电流减小, 因而实现四路LED灯串的均流。

评价一款均流方案, 需关注各路LED灯串上的电流均匀度和整个电路系统的效率。在此方案中, 改变每一路上的两个电阻可以对电流均匀度和电路效率产生影响, 但是电流均匀度和电路效率是不可兼得的, 即电流均匀度越高, 电路效率越低。因此本文通过调整每路上的两个电阻来实现较高的电流均匀度和电路效率。

2 实验仿真

在三极管方案中, 每路LED灯串都有均流电阻和采样电阻两个电阻, 两个电阻阻值的选取会影响到实际的电流均匀度和电路效率。为了实现较高的电流均匀度和电路效率, 需要依靠仿真软件LTspice来观察每个电阻的单独变化对电流均匀度和电路效率产生的影响, 以方便选取合适的电阻值, 优化设计。

2.1 LED模型的构建

本实验使用某公司1 W大功率LED, 所以仿真之前, 需要构建该LED的模型。为此需要该LED的饱和电流S、内阻S和理想因子这三个关键参数。

考虑到实际二极管由于串联电阻的存在, 因而得到式 (1) 和式 (2) 。

式中,

V:LED的电压; I:流过LED的电流;

RS:LED内阻; m:LED理想因子;

k:为波尔兹曼常数;T:绝对温度;

q:电子电荷量;IS:LED饱和电流;

室温时, k/T=0.025 69 V

式 (2) 为LED电导数函数, 式 (1) 中的表达式对微分可以得到式 (2) 。

从式 (2) 可以得到与的I直线关系, 利用该直线关系可以求解LED的理想因子m和内组RS。通过扫描LED的I-V特性曲线, 利用式 (2) 可以转换为按图3所示的电导数特性曲线, 然后进行线性拟合。拟合直线的斜率为内阻RS, 拟合直线与纵坐标的交点为mkT/q。

依照上述方法, 借助SSP8810型LED光色热电性能综合测试仪, 以30 mA的电流间隔测量LED从30~270 mA电流下的电压值, 总共9组-点, 另外在每个电流值下测量了其相邻电流值下的电压值, 以便求出dV/dI, 从而将测得的9组V-I点转换为电导数特性曲线下的点。借助Origin, 使用拟合方程即Y=RS×m+×0.025 69对9组点进行拟合, 得到如图4所示的拟合直线。作为评价拟合效果的常见参数, R-square越接近1, 拟合效果越好, 而本次拟合的R-square达到了0.9977, 可见拟合效果非常好。通过拟合直线得到LED的内阻RS和理想因子m, 分别为0.00115和1.449。至于LED的饱和电流IS, 可以将一组V-I点代入到式 (1) 进行求解, 得出饱和电流IS。LED的内阻RS、理想因子m和饱和电流IS这三个关键参数求出之后, LED的模型构建完毕。

2.2 短接情况下基集间电阻Rbc变化对电流均匀度和电路效率的影响

构建完LED的模型, 载入到如图2所示的电路图, 并进行仿真。保持Re=0.5Ω, 将Rbc以300Ω的变化量从200Ω变化到2 900Ω, 仿真出短接情况下四路LED灯串的电流以及各自的功率, 从而得出不同Rbc下的电流均匀度和电路效率, 结果如图5所示。

随着bc的变大, 电流均匀度更高、而电路效率随之更低。但是电路效率降低的幅度很大, 电流均匀度增长的幅度起初很大, 后面逐渐变小。

2.3 短接情况下发射极电阻Re变化对电流均匀度和电路效率的影响

考虑到Re=0.5Ω, Rbc=470Ω下的仿真电流均匀度和电路效率都比较高, 所以保持Rbc=470Ω, 将Re以0.3Ω的变化量从0.2Ω变化到3.5Ω, 仿真出短接情况下四路LED灯串的电流以及各自的功率, 从而得出不同Re下的电流均匀度和电路效率, 结果如图5所示。

随着Re的变大, 电流均匀度更高、而电路效率随之更低, 但是电流均匀度增长的幅度很小, 而电路效率降低的幅度却较大。

对于无短接的情况, 考虑到仿真模型相对实验比较理想, 所以电流均匀度基本接近100%。另外无短接情况和短接情况下电流均匀度和电路效率的变化趋势是一样的, 所以不再对无短接情况进行仿真。

2.4 基于仿真结果的实验设计

基于仿真结果, 本实验只仿真Re=0.5Ω, Rbc=470Ω和Re=0.5Ω, Rbc=3 kΩ这两种情况来看一下电流均匀度较高、电路效率较低和电路效率较高、电流均匀度较低这两种情况。之所以不改变Re值是因为Re的增长没法大幅提高电流均匀度, 却加剧电路效率的下降, 已无实际应用意义。

在Re=0.5Ω, Rbc=470Ω和Re=0.5Ω, Rbc=3 kΩ这两种情况下, 仿真电流均匀度和电路效率如表1所示。

3 实验过程与结果

为了客观比较三极管方案对四路LED灯串实现的电流均匀度和电路效率, 本文也分别测试了LM3466均流方案下和无均流方案下的电流均匀度和电路效率。考虑到LM3466均流方案的均流效果非常好, 前者的测试旨在揭示三极管方案与LM3466均流方案之间在电流均匀度和电路效率上的差距。而后者的测试旨在揭示三极管方案与无均流方案相比确实具备着一定的均流效果。

3.1 LM3466均流方案

连接好实验装置, 开始测试LM3466均流方案的电流均匀度和电路效率。该方案设计了两种情况:一种是四路灯串都不短接一颗LED;另一种是四路灯串中#1和#3两路各短接一颗LED。两种情况下的电流均匀度和电路效率结果如表2、3所示。

本实验的电流使用PROVA-11微电流交直流钳表进行测量, 该钳表提供精密准确的电流测量, 测量直流电流时误差仅为±2.0%。电压使用Lecroy Wave Surfer示波器进行测量。

3.2 无均流方案

将全部四个LED灯串并联在电源两端, 再测试无均流方案下四路的电流均匀度和电路效率。该方案设计了两种情况:一种是四路灯串不短接一颗LED;另一种是四路灯串中#1和#3两路各短接一颗LED。两种情况下的电流均匀度和电路效率结果如表4、5所示。

3.3 三极管方案

基于仿真结果, 本方案针对Re=0.5Ω, Rbc=470Ω和Re=0.5Ω, Rbc=3 kΩ这两种情况测试了电流均匀度和电路效率。对于特定的Rbc、Re, 同样设计两种情况:一种是四路灯串不短接一颗LED;另一种是四路灯串中#1和#3那两路各短接一颗LED。实验中所采用的三极管为BD139, 且短接路的三极管装上散热片。最终测得的各路LED灯串电流ILED和电压VLED如表6~9所示。

3.4 三种方案的电流均匀度和电路效率

根据测得的各路LED灯串电流ILED和电压VLED, 可以得出三种方案下各种情况的电流均匀度和电路效率, 结果见表10。

图6比较了#1、#2、#3、#4三极管方案不同情况下的实验结果与仿真结果, 包括电流均匀度的和电路效率的比较。

4 结果讨论与分析

比较三极管方案和LM3466均流方案, 在电路正常工作或存在LED短路的情况下, LM3466都能实现极高的电流均匀度, 三极管方案虽然能够实现较高的电流均匀度, 但还是稍逊一筹。值得注意的是, 短接情况下LM3466方案的电路效率较低, 所以在短接情况下三极管方案与LM3466方案互有优势之处。而在无短接情况下, 三极管方案全面不如LM3466方案。

比较三极管方案和无均流方案, 可以发现三极管方案的电流均匀度远远好于无均流方案。尤其在短接情况下, 三极管方案在电流均匀度上的优势尤为明显。而这很好地说明本文的三极管方案确实在LED均流方面起着一定的作用。但是在电路效率上, 无均流方案肯定要好于三极管方案, 无均流方案的理想效率是100%, 但实际只得到96%左右的效率。这是由于实验用的导线存在电阻的缘故, 在电流较大的情况下有一定压降, 从而降低了电路效率。但从另一方面来说, 正是因为导线存在电阻, 起到了部分均流作用, 否则无均流方案的电流均匀度会更差。

由实验可见, 本文的三极管方案能够在短接和无短接情况下实现较高的电流均匀度和电路效率。根据实验结果, 得出不管短接还是无短接, 较大的电阻Rbc能够实现更高的电流均匀度, 较小的电阻Rbc能够实现更高的电路效率, 而这个结论正好与仿真结果相符。

另外实验中曾经发现, 在无短接情况下, 实验得到的电流均匀度和电路效率与仿真结果接近;但在短接的情况下, 实验得到的电流均匀度与仿真结果相差甚远。分析短接情况下实验与仿真的偏差, 推断原因主要是短接那两路的三极管功耗较大, 造成三极管性能的下降。因而将三极管装上散热片重新实验, 结果电流均匀度和电路效率都得到明显提升, 与仿真更为接近了。

但是仿真得到的电流均匀度仍然高于实验结果, 这主要因为仿真的模型较为理想。比如每路LED灯串的十四颗LED在参数上会有所差异, 而在实际仿真中每路LED灯串的十四颗LED都是一样的;又比如每路用到的三极管的放大倍数会有所差别, 而在实际仿真中忽略了这一点。

5 结论

尽管本实验设计的三极管方案最终实现的电流均匀度与电路效率稍逊于LM3466均流方案, 但是通过选取合适的Rbc和Re, 三极管方案仍能实现较高的均匀度和电路效率。而且三极管方案的成本较低, 使得三极管方案在LED均流应用中具备着很好的应用前景。

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