巧用开关设计电路

2024-10-05

巧用开关设计电路（通用9篇）

巧用开关设计电路篇1

【设计背景与意义】

声光控开关具有很多实际意义:一是省电, 灯泡大部分时间不工作, 因此节电效率很高, 达80%左右;二是方便, 首先, 不用接触, 全自动智能控制;另外, 接线简单、安装方便, 是公共场所照明开关的理想选择, 被人们誉为“长明灯的克星”。

再者, 随着科学技术的发展, 公共场所照明控制手段也将逐步更新, 除现在已有的声光控开关外, 还有微波感应开关和热释远红外感应开关。目前, 微波感应开关的抗干扰性能尚不理想, 红外感应开关在性能上较为理想, 但安装复杂, 比较娇气, 价格也偏高, 比较适合在一些管理完善的场所如宾馆、大饭店楼道及居家庭走廊应用, 在普通住宅楼、办公楼道等场所的照明控制考虑到价格、管理及安装方便等因素, 根据我国国情, 可以预计在相当一段时期内, 声光控延时开关将是首选的主流产品。

一、设计任务和要求

1. 任务

用声与光控制路灯, 白天光线强, 路灯不亮, 只有光线暗时, 通过声音触发路灯亮, 并且灯点亮一定时间后, 自动熄灭。

2. 主要要求

1) 电路稳定性和可靠性要高。这是控制电路性能的最基本要求, 否则自控能力弱, 严重时会失去自动控制功能。

2) 功耗要小。控制电路一直接于交流220伏电路上, 若功耗特别是静态功耗大, 则不利于节能, 甚至还会大大缩短控制电路的寿命。

3) 灵敏度要能调节。这是控制电路正常工作时, 对声光控制信息信号的最低要求, 控制信号的灵敏度应满足不同的环境要求。

二、电路的原理

原理框图

如图1所示, 全波整流电路将交流220V电压变为约200V的直流电压, 为后面的控制电路供电, 例如桥式整流电路;受控开关受触发延时电路输出信号的控制, 从而控制加于灯上的交流电压, 达到控制开关灯的目的。例如可控硅, 继电器触头等;降压滤波电路将输出的直流200V电压进行降压后滤波, 从而为其后的电路提供平滑直流工作电压, 如电阻降压, 电容滤波;声光控制元件将声光控制信息变成电信号, 为放大触发延时电路提供输入控制信号, 例如, 驻极体话筒和蜂鸣器等声控元件, 光敏二极管和光敏电阻等光控元件;放大电路将较微弱的声光控制信号进行放大, 以推动触发延时电路工作, 例如各种放大电路;触发延时电路将放大电路输出的电压去推动触发延时电路工作, 控制受控开关的闭合, 达到控制灯亮时间长短的目的, 实现声光控制功能。

声光控制电路原理如D1-D4组成桥式整流电路, 将220V交流电压变成200V左右的直流电压后, 经R1降压, C1滤波得到约5V的直流电压, 供U1 (CMOS) 门和MU1等工作使用。R3为MU1提供偏置电压, R 4使U1A工作于放大状态, 由于U1A与U1B直接相连, 所以U1B也处于放大状态, C2和C3为耦合电容。R5、R6和R9对U1B输出的信号进行分压, 以触发U1C、U1D、U1E和U1F工作, D5对C4单向充电, R7、C4决定延时时间, R8和C5使U1F翻转果断。单向可控硅受U1F输出电平的触发控制, R2为限流保护电阻。

白天, 光线明亮, 光敏电阻R9的阻值较小, U1C输入端的电位很低, 即使MIC送来的声音电信号经过两级放大后也不足以使U1C输入端为高电平, 经U1C、U1D、U1E、U1F的传输处理后, U1F的输出端为低电平, 可控硅V1的栅级G得不到触发电压, 关断不工作, 灯不亮。

晚上, 光线暗淡, 电阻R9的阻值较大, 但R6的存在, U1C输入端对地的电阻值使其输入端的电位为低电平范围的某一固定值。由MIC送来的声音电信号经过两级放大, 与U1C输入端固定电平相迭加后, 使U1C的输入端出现高电平, 经过U1C、U1D、U1E、U1F的处理后, U1F的输出端为高电平, 可控硅触发极G得到高电平触发电压, 而导通工作, 灯亮。此时输出的高电平迅速通过D5对C4充电, 达到某一高电平值, 保持U1E的输入端为高电平, 使U1F的输入为低电平, 输出为高电平, 给可控硅控制极以导通所需的高电平, 期间可控硅继续导通, 保持灯亮。之后C4通过R7放电, 由于R7的阻值较大, 放电速度慢, 以致U1E输入端能够维持一定时间的高电平, U1F输出维持可控硅导通所需的触发电平, 从而保持灯亮一定的时间, 时间的长短可以由C4和R7的乘积调节。

MIC为驻极体话筒, 4069为六反相器, R6用于调节灵敏度, R7用于调节延时时间的长短。可控硅CR3AM可以用NEC2P4M和BT148代换。

三、所需元器件的选择清单

四、测试

1. 有关电压测试

1) 灯与控制电路一块接上220V电源,

2) 用直流250V档测量R 1两端的电压, 大小应在175V左右, C 1两端电压应为25V左右, 否则电路不正常;

3) 断电后插上4069集成块, 再通电测C1两端大小应为+5V左右, 否则电路不正常;

4) 用小块黑布盖住R9光敏电阻, 拍手发声音, 使灯亮, 再测C 1两端电压应为1.8V左右, 正常, 否则不正常;

5) 移开黑布, 用直流+5V档在线测U1A的输出电位 (即2脚对地7脚的电位) 同时, 对着驻极体话筒拍手发声音, 此时万用表指针会有一定角度的摆幅, 否则电路有问题。

五、收获和体会

经过两周的努力, 基本上完成了课题的设计。在完成课题的过程中, 我的实践能力增强了许多, 而且在理论上也有了更深的认识。实践的过程实际是能力提高的过程, 在调试电路, 分析故障, 性能测试的过程中, 我学到了许多课本上无法获得的经验。刚开始设计时, 觉得无从下手, 在图书馆经过一番资料查找后, 我发现它其实很简单, 只是还不会灵活运用, 这次设计让我学会了一种设计电路的思想, 就是分成多个模块, 逐一解决问题。

与其他课题相比较, 这个课题中接线较为复杂, 因此可就更考验动手能力和全局布线的统筹观。通过线路布局优化, 避免了很多不必要的接线交叉, 使得线路接线更简单, 接线的工艺也因为接线简单而相应提高, 更容易验证电路设计的合理性和科学性、可行性。电路的接线工是本设计可以实现的很重要的因素。

摘要：一种声光控制开关装置, 它包括:声光控制电路、延时电路、可控硅开关电路等。本实用新型采用分离元件, 且电路很简单, 因而克服了现有的声光控制开关成本高、体积大等缺点, 是一种家庭及公共场所理想的照明开关。

关键词：自动控制,信号放大,光电开关,声控电路,光控电路

参考文献

[1]杨志忠;《电子技术课程设计》北京, 机械工业出版社, 2008.6

[2]朱定华蔡苗黄松;《电子技术工艺基础》北京, 清华大学出版社, 2007.8

[3]童白诗华成英;《模拟电子技术基础》清华大学电子教研组编, 第四版, 北京;高等教育出版社, 2006.5

[4]阎石;《数字电子技术基础》清华大学电子教研组编, 第五版, 北京;高等教育出版社, 2006.5

巧用开关设计电路篇2

摘要：介绍了一种有源箝位Flyback变换器ZVS实现方法，并对其软开关参数重新设计。该方案不但能实现主辅开关管的ZVS，限制输出整流二极管关断时的di/dt，减小整流二极管的开关损耗，同时也有效地降低了开关管的电压应力。

关键词：零电压开关;电流反向;有源箝位

引言

Flyback变换器由于其电路简单，在小功率场合被普遍采用。但是，由于变压器漏感的存在，引起开关管上过高的电压应力。普通的RCD嵌位Flyback变换器其漏感能量消耗在嵌位电阻R上，开关管上电压应力的大小取决于消耗在嵌位电阻上能量的大小。消耗在嵌位电阻上的能量越多，开关管的电压应力就越低，但也影响了整个变换器的效率，因此，普通的RCD嵌位Flyback变换器总存在着开关管电压应力与整个变换器效率之间的矛盾。

轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是开关器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。

本文介绍的一种有源嵌位Flyback软开关电路，不但能实现ZVS，而且也解决了前述的普通RCD嵌位Flyback变换器中存在的问题。

1工作原理

电路如图1所示，其两个开关S1及S2互补导通，中间有一定的死区以防止共态导通。变压器激磁电感Lm设计得较大，使电路工作在电流连续模式(CCM)，如图2的iLm波形所示。而电感Lr设计得较小(Lr?Lm)，使流过Lr的电流在一个周期内可以反向，如图2的iLr波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为8个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理如下。

1)阶段1〔t0，t1〕该阶段S1导通，Lm与Lr串联承受输入电压，流过Lm及Lr的.电流线性上升。

V2=Vin(Lin/Lm+Lr)(1)

由于Lr?Lm，所以式(1)可简化为

V2≈Vin(2)

2)阶段2〔t1，t2〕t1时刻S1关断，Lm及Lr上的电流给S1的输出结电容Cr1充电，同时使S2的输出结电容Cr2放电。t2时刻S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。

图2

3)阶段3〔t2，t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态。Lr和Lm串联与嵌位电容Cclamp谐振，Cclamp上电压vc缓慢上升，v2上电压也缓慢上升。

v2=(Lm/Lm+Lr)vc(3)

4)阶段4〔t3，t4〕t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S2。此时间段依然维持Lr和Lm串联与嵌位电容Cclamp谐振，v2缓慢上升。

5)阶段5〔t4，t5〕t4时刻v2上升到一定的电压使副边二极管D导通，v2被嵌位在-NVo。Lr与Cclamp谐振。在保证t5时刻Lr电流反向的情况下，其谐振周期应该满足

式中：toff为主开关管S1一个周期内的关断时间。

图3

t5时刻S2关断，该阶段结束。

6)阶段6〔t5，t6〕t5时刻Lr上的电流方向为负，此电流一部分使S1的输出结电容Cr1放电，另一部分对S2的输出结电容Cr2充电。t6时刻S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。

7)阶段7〔t6，t7〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就为S1的零电压导通创造了条件。此时，Lr上的承受电压v1为

v1=Vin+NVo(5)

Lr上电流快速上升。流过副边整流二极管D电流iD则快速下降。

diD/dt=-N[Vin+NVo]/Lr+NVo/Lm)(6)

考虑到Lr?Lm，式(6)可简化为

diD/dt=-N(Vin+NVo)/Lr(7)

8)阶段8〔t7，t8〕t7时刻S1的门极变为高电平，S1零电压开通，流过寄生二极管的电流流经S1。t8时刻副边整流二极管D电流下降到零，D自然关断，电路开始进入下一个周期。

可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2实现了零电压开通，二极管D自然关断。

2软开关的参数设计

假定电路工作在CCM状态。由于S2的软开关实现是Lr与Lm联合对Cr1及Cr2充?电，而S1的软开关实现是单独的Lr对Cr1及Cr2充放电。因此，S2的软开关实现比较容易，而S1的软开关实现相对来说要难得多。所以，在参数设计中，关键是要考虑S1的软开关条件。

电流连续模式有源嵌位Flyback变换器ZVS设计步骤如下所述。

2.1变压器激磁电感Lm的设定

由于Lr的存在，变换器的有效占空比Deff(根据激磁电感Lm的充放电时间定义，见图2)要小于S1的占空比D，但是由于t5～t8时刻iLr的上升速度非常的快，所以可近似地认为Deff=D。这样，根据Flyback电路工作在CCM条件，则

式中：η为变换器效率;

fs为开关频率;

PoCCM为变换器的输出功率。

在实际设计中，为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式，Lm一般取为

2.2电感Lr的设定

为了实现S1的ZVS，t5时刻储存在Lr内的能量足以令S1的输出结电容Cr1放电到零，同时使S2的输出结电容Cr2充电到最大。即

式中：vds=vds1=vds2≈Vin+NVo;

Cr=Cr1+Cr2。

根据式(4)取定合适的谐振周期可以令

2.3电容Cclamp的设定

根据式(4)有

在满足式(15)的前提下，取定合适的Cclamp令iLrmax=iLrmin。

2.4死区时间的确定

为了实现S1的ZVS，必须保证在t6到t7时间内，S1开始导通。否则Lr上电流反向，重新对Cr1充电，这样S1的ZVS条件就会丢失。因此，S2关断后、S1开通前的死区时间设定对S1的ZVS实现至关重要。合适的死区时间为电感Lr与S1及S2的输出结电容谐振周期的1/4，即

严格地讲，开关管输出结电容是所受电压的函数，为方便起见，在此假设Cr1与Cr2恒定。

2.5有效占空比Deff的计算

有效占空比Deff比开关管S1的占空比D略小。

Deff=D-ΔD(17)

[(Vin+NVo)/Lr]ΔDT≈2(P/DVin)(18)

ΔD≈2PLrfs/DVin(Vin+NVo)(19)

代入式(17)得

Deff=D-2PLrfs/(DVin(Vin+NV0)(20)

2.6开关管电压应力计算

Vs1,s2≈Vin+NVo+(2PLrfs/DVin(1-D)(21)

式(21)中第三项相对来说较小，故开关管的电压应力接近于Vin+NVo。

3实验结果

为了验证上述ZVS的实现方法，设计了一个实验电路，其规格及主要参数如下：

输入电压Vin48V;

输出电压Vo12V;

输出电流Io0～5A;

工作频率f100kHz;

主开关S1及S2IRF640;

变压器激磁电感Lm144μH;

变压器原副边匝数比n=N8/3;

电感Lr10μH;

电容Cclamp2μF。

图4给出的是负载电流Io=2A时的实验波形。从图4(e)及图4(f)可以看到，S1和S2都实现了ZVS。图5给出了两种Flyback电路的效率曲线，可以看到，有源嵌位Flyback软开关电路有效地提升了变换器的效率。

4结语

探讨开关型稳压电源的电路设计篇3

【关键词】开关型直流稳压电源探究电路设计

【中图分类号】G64【文献标识码】A 【文章编号】2095-3089（2016）04-0163-02

在电力电子技术的不断发展与技术革新下，开关型直流稳压电源以其自身的工作表现与其可靠性成为我国电力系统中广泛使用的一种设备。在实际应用中，开关型直流稳压电源自重轻，工作内故障低，工作效率高，且其性价比占优势，并具有功耗晓得良好表现。相比于其他开关型电源，开关型稳压电源应用范围广，竞争力强，特别是对于粒子加速器等电源应用范围来说，开关型稳压电源具有着良好的专业性与稳定性。通过对于开关型稳压电源的技术标准研读与相关的影响因素分析，目前此类技术研究区域人员都是采用移相控制桥来对DC/DC变换小信号模式进行开关型稳压电源的电路设计。

1.对于动态小信号模型的相关阐述

对于动态小信号模型来说，不同的模型选取进而得到的设计结果都会存在差异。所以，在模型的选取上，应根据其实际情况进行分析与配置。对于开关电源来说，其本质是作为一个非线性的控制对象在进行工作，如果要对其进行成功的设计与分析，那么在进行指导建模时，应以近似建立在其稳态时的小信号扰动模型为依据。这一思路一方面取决于小信号扰动模式稳态时具有与设计目标相近的工作表现；另一方面也是由于这样的模型对于大范围扰动时的拟态不够精准，会造成相应结论的误差或偏差。基于此，以小信号扰动模型来进行开关型稳压电源的电路设计是保证其最终设计结果满足设计要求的必要条件。

2.开关型稳压电源的相关性能指标

2.1性能指标之稳定性。通过相关数据与实践结果研究表明，在不同的开关型稳压电源系统设计下，会产生不同程度的鲁棒性。而在暂态特性方面，其表现也会相应提高。但对于直流新稳压电源来说，其系统下对于增益余量的要求是大于或等于40dB，对于相位余量的要求则是大于或等于30dB。

2.2性能指标之瞬间响应指标。当开关电源处于非稳定状态下，由于其所受的干扰，输出量会出现相应的抖动现象。且其抖动量会随着其干扰而变化，当干扰停止时，则其最终也会回到稳定值，基于此，在对开关型稳压电源进行这方面的性能指标确定时，是以过冲幅度与动态恢复时间的长短来衡量其系统的动态特性的。在此定义下，瞬态响应指标内容主要是表现为，如果穿越频率越高，则其系统恢复到动态平衡点的时间就越短，另一方面，系统在干扰情况下所表现的过冲幅度与其相位余量呈相关性。

2.3性能指标之电源精度。在电源精度方面，其控制要求严格，一般其最终的电源精度误差需要控制在设计目标的1‰以下，且其纹波不得在1‰以上。考虑到纹波自身的分类有高频与低频两种，而这两种纹波是基于开头频率表现的。如高频纹波就是受到开头频率的影响，必须通过滤波器进行控制。而低频纹波则是受到电网波动的影响，必须通过系统的负反馈来进行控制。

3.关于开关型稳压电源的电路设计

3.1关于系统下的补偿网络与相关相关设计应用。目前来说，对于开关型直流稳压电源系统来说，其补偿网络是通过PI或者PID的算法来设计与制作的。也就是说，PI调节器的主要作用是对抗高频纹波影响，也就是提高系统对于高频干扰能力的抵抗性，但对于PI调节器来说，动态性差的缺点是无法忽视的。目前来说，实际应用中通过引入微分算法后可以有效提高系统的响应速度。但其缺点也显而易见：一方面是由于零点的大量引入直接造成系统对于高频信号的敏感度大幅度提高，放大器在此情况下，很容易产生堵塞现象；另一方面则是当开关纹波的放大倍数得到增大时，放大器也会随之进入非线性区，这结果只会造成整个系统的不稳定。目前来说，对于这些缺陷是以超前滞后的方法来进行补偿的。

3.2关于开关型稳压电源的电路设计原理

3.2.1理想性技术指标如下：（1）输入交流：电压220V（50—60Hz）；（2）输出直流：电压5V，输出电流3A；输入交流电压在180—250V区间变化时，输出电压相对变化量应小于2%；（4）输出电阻R0<0.1欧；（5）输出最大纹波电压<10mv。

3.2.2关于开关型稳压电源的基本工作原理。当线性自流稳压电源处于低频率工作状态下时，那么调整管的工作由于其体积大，则其效率相应低，但当其调整管工作处于开关状态下时，那么其的工作表现就为体积小，效率高。

3.3开关型稳压电源的电路设计探究。从以上论述可以看出，开关型直流稳压电源系统其低功耗的特点是由于晶体管位于开关工作状态下时，对于功率调整管的功耗要求低。特别是对于理想状态下的晶体管来说，当其处于一种截止状态时，晶体管所经过的电流为0，相应的功耗也就为0；另一方面，由于开关型稳压电源系统的穿越频率较高，所以对于电路的动态响应速度得以提高，而且整个系统的响应速度不受低通滤波器的影响；另外，相对于直流470V的电压来说，并环穿越频率远未达到这一频率，输出只为48V，特别是其电压稳定性方式，经过测试，其低频纹波稳定率都在0.996以上，完全满足了设计要求。

4.结语

综上所述，在进行开关型稳压电源的电路设计时，小信号的模型选择是关键点。为了进一步提高开关型稳压电源系统的稳定性，超前滞后网络补偿原理有效地弥补了精度电源的纹波限制高的问题。通过实践也表明，开关型稳压电源的适用性非常强，必将为人们生活提供更好的服务。

参考文献：

[1]汤世俊.浅谈高性能开关型直流稳压电源[J].学术探讨，2011，（10）.

[2]樊思丝.高性能开关型直流稳压电源的设计探究[J].企业技术开发，2011，（03）.

[3]王滔.开关型稳压电源[J].科技风，2012，（11）.

作者简介：

开关电源滤波电路的优化设计篇4

电子设备或系统的电磁兼容性(EMC,即Electro Magnetic Compatibility)主要包括两部分:

EMI:电子设备或系统不能对所在环境中的任何事物产生其不能承受的电磁干扰。

EMS:电子设备或系统承受外部环境对其干扰的能力,使其在电磁环境中能正常工作。

由于日常生活中电子应用产品数量的增加,电子模块的密度也在增加,因此,从长远的角度看,电磁环境噪声在给定的空间内是增长的,如图1中曲线1所示。当电子设备的抗干扰性高于电磁环境噪声任何点时,电子设备的功能不受影响,但遗憾的是,现在电子系统大部分都具有较高的工作频率和较低的电平开关门限(较低的工作电源),抗噪声的能力在逐渐下降,如图1中曲线2所示。

由图1明显可以看出,当到达环境噪声强度P点的时候,整个电子市场将濒临瓦解。因此,电子市场采取措施来改善电子系统的电磁兼容(EMC)是必要的,这样才能使P点落到无穷的时间线上。

2 改善开关电源滤波电路的重要性

开关电源由于其体积、重量、功率密度和效率等方面的诸多优点,已经被广泛应用于各个领域的电子设备或系统中。由于开关电源应用于交流电网中,整流电路往往会导致输入的电流断断续续,这除了大大降低了输入功率因数外,还增加了大量高次谐波。同时,开关电源中功率开关控制的是高速开关动作,这样就形成了EMI骚扰源。因此,解决开关电源的EMI问题对改善人们生活的电磁环境有着重要的意义。在开关电源中存在的主要干扰形式是传导干扰和近场辐射干扰,传导干扰会注入电网,干扰接入电网的其他设备。

减少传导干扰的方法有很多,诸如合理铺设地线,采取星型铺地方式,避免形成环形地线,尽可能减少公共阻抗,设计合理的缓冲电路,减少电路杂散电容等。本文主要的研究课题是优化EMI滤波器,衰减电网与开关电源对彼此的噪声干扰。

开关电源主要的EMI干扰源是功率率半导体器件开关动作产生的dv/dt和di/dt,所以,电磁发射一般是宽帯的噪声信号,频率范围是从开关工作频率到几兆赫。因此,传导型电磁环境的测量,很多国际和国家标准所规定的频率范围在0.15～30MHz。设计EMI滤波器,就是要对开关频率、高次谐波的噪声进行衰减。基于上述标准,在通常情况下,只要考虑将高于150 kHz的EME衰减至合理范围内即可。在数字信号处理领域,普遍认同的低通滤波器概念同样适用于电力电子装置中。

3 传统开关电源滤波电路分析

EMI电源滤波器一般是由电感、电容组成的低通滤波器,它允许直流或工频(50～400 Hz)信号通过,对频率较高的信号有较大的衰减作用。根据抑制干扰的程度,EMI电源滤波器一般分为普通性能和高性能两种滤波器。图2、图3给出单环和双环电源滤波器的电路设计基本模型,前者为普通性能电路,后者为高性能电路。当需要加强滤波器某方面的功能时,一般以图2、图3为基础,在此基础上作调整。

针对传统的滤波电路,图2这种单级共模滤波电路对噪声的抑制能力进行分析。对图2滤波电路对电源L相的共模电压干扰和共模电流干扰的能力进行分析,在正常情况下,电感L1两绕组匝数相同,绕在同一个磁环上,电感量是相等的。

4 传统滤波电路改进的方法和理论分析

在以上介绍的传统滤波电路的基础上,本文提出了一种在不改变磁环大小和特性、不改变绕组线径和匝数的前提下,滤波电感增加一个跨等电势面的绕组。该绕组跨接在两个不同的等电势面之间,从而减少了内部共模干扰源直接通过回流路径传导到端口的分量。这样对共模干扰的滤波能力可以从一级变为两级,且对于两相的共模干扰的影响也是一致的,从而大大提高了对共模干扰的滤波能力。具体情况如图4所示。

如图4所示,在滤波电感L1的剩余空间里增加绕跨电势面的绕组LIE,该绕组跨接在第一等势面E1和第二等势面E2之间。第一级滤波电容C5、C6分别连接在滤波电路的一个输入线与第一等势面E1之间,第二级滤波电容C7、C8分别连接在一个输入线与第二个等势面E2之间。跨电势面绕组L1E与第一原绕组L1A、第二原绕组的同名端之间分别接有共模滤波电容C1、C2,形成两级共模滤波电路。图4的等效电路图可化简为图5.

为了对图5滤波电路对L相的共模电压干扰源抑制进行分析,可等效再化简为图6.

根据上图可以得出,其对共模电压干扰源的传递函数为:

同理,对图6滤波电路对L相的共模电流干扰源抑制进行分析,可等效再化简为以下图7.

根据图7所示,其对L相的共模电流干扰源的传递函数为:

5 改进后的滤波电路效果测试和结论

巧用开关设计电路篇5

1 芯片介绍

LP2950/LP2951为小功率稳压器,静态电流小,输入输出压差低,适合电池供电系统,当电池长时间使用电压下降后,静态电流增加很小。LP2950为3脚TO-92封装,LP2951为双列直插塑料封装,如图1所示,LP2951内部结构如图2所示[4]。

其中,LP2951具有与电源供电有关的特性如下:

(1)逻辑控制电子开关,低电平有效,而接高电平时关闭电源芯片。

(2)输出电压在1.24～30 V内可调。没有调节电路时,默认输出电压为5 V。

(3)输出电流最大为100 mA。

(4)具有电池电压过低关机功能。正常工作状态时,Pin 5 ERROR端输出高电平,当外部电源电压低于工作电压时,ERROR端输出低电平。

2 电源电路设计

智能仪器设备,由于有多个功能,常由多个按键实现,现假设有两个主要功能按键,使其拥有开机功能;另设定一键作为关机键。设计电源电路如图3所示。

图3中按键S1为关机键,S2、S3为具有开机能力的两个功能键;VDD为电源芯片LP2950直流稳压的输出电压,+5 V;VFH为电池电压;U2为具有低压关机电源电路,输出电压VCC;U3及其外围电路组成为输出电压可调电源电路,输出电压VCC1

$V_{C C 1} = V_{R E F} \cdot (1 + \frac{R_{9}}{R_{10}}) + Ι_{F B} R_{9} (1)$

其中,VREF为LP2951内部参考电压1.235 V;IFB为反馈端电流-20 nA[4]。

3 工作原理

3.1 开机工作原理

任意按下功能键S2或S3均可使电源芯片工作。两者工作原理一样,具体工作过程如下。

在关机状态下,与非门[8]CD74HC132[5]的U1-1A、U2-1A输入端为高电平,对应输出端为低电平。当按下S2或S3时,根据电容特性[6],在U1-1A输入端形成低电平,经U1-2B、U1-3C输出端,即Pin 8为高电平,经C4、R7和二极管[7]CR1在U2-2B输入端出现高电平,从而U2的6引脚为低电平,使电源芯片LP2951工作,并使其ERROE输出高电平。开机后,为实现功能而再多次按下S2或S3,由于ERROE输出高电平,使U2-2B输入端维持高电平,这样就保证SHUTDOWN端为低电平,保持电源芯片工作。

3.2 关机工作原理

在开机状态下,按下关机键S1,使U2的3端、U1的8端变为“0”,使U2的6端为“1”,即LP2951的SHUTDOWN为高电平,关闭电源芯片,从而使ERROR端输出低电平;当按键抬起后,U2的3端、U1的8端变为“1”,但ERROR端为“0”,所以一直处于关机状态。当外部电池电压过低后,LP2951的ERROR端输出低电平,从而关机。

4 结束语

该电源电路,曾用于线缆探测设备的信号源上,工作效果良好。线缆探测设备的信号源实物如图4所示。从电路结构和原理可以看出,电路具有结构简单、使用方便可靠、具有通用性。

参考文献

[1]陈杰,郑玉全.一种简易的自动开/关机电路设计[J].电子设计应用,2005(7):129-130.

[2]苗新法.便携式环境测试仪电源电路设计[J].通信电源技术,2010(6):41-42.

[3]艾晓辉.基于PSoC的单键开关机和自动关机方案[J].电子产品世界,2008(3):118-119.

[4]National Semiconductor.LP2950/LP2951 Data sheet[M].American:National Semiconductor,2005.

[5]Texas Instrument.CD74HC132 data sheet[M].Texas,USA:Texas Instruments Incorporated,1997.

[6]邱关源.电路[M].北京:高等教育出版社,1999.

[7]康华光.电子技术基础:数字部分[M].北京:高等教育出版社,2000.

巧用开关设计电路篇6

1 开关电源的工作原理

开关电源就是电路中的电力电子器件工作在开关状态的电源, 它必须同时具备这样三个条件:开关 (电路中的电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态) 、高频 (电路中的电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频) 和直流 (电源输出是直流而不是交流) 。开关电源电路中的整流电路是把交流电源直接经过二极管整流电路和电容C1滤波后得到直流电压ui, 再由逆变器逆变成高频交流方波脉冲电压。逆变器输出经高频变压器T隔离并变换成适当的交流电压, 再经过整流和滤波变成所需要的直流输出电压uo。

2 开关电源的软开关技术

开关电源的寿命由模块内部工作温升所决定, 温升的高低主要由模块的效率高低所决定。现在市场上大量使用的开关电源, 主要采用的是脉宽调制技术 (P W M) 。硬P W M控制型开关电源主要缺陷是提高工作频率的同时难以减小元器件的几何尺寸及重量。在较高的频率下, 开关损耗增大, 因此通常工作频率限制在几百赫兹以下, PWM型开关电源的损耗主要是开、关及导通状态下的功耗, 而开通损耗主要是由存储在新载体开关的寄生电容内的能量突变所引起的。开关管关断时加在漏感上的电压随di/dt将产生一个尖峰值。为了限制开关器件的应力又必须采用缓冲电路, 这一缓冲电路也将耗能。

3 高频开关电路小信号模型的建立

目前在D C/D C或A C/D C变换器的建模方法应用比较广泛的是状态空间平均法。所谓状态空间平均法是从变换器的不同拓扑下的状态空间方程出发, 经过平均——小信号扰动——线性化处理, 得到表征变换器稳态和动态小信号特性的数学模型, 最后获得一个统一的电路模型。移相全桥变换器可由BUCK变换器变化而来, 所以首先根据BUCK型变换器电路结构建立BUCK小信号模型[3], 如图1、图2所示。

由等效电路很容易得B U C K变换器的控制一输出开环传递函数。

移相全桥ZVS变换器与BUCK变换器的不同之处在于移相全桥变换器的占空比为有效占空比Deff, 记移相全桥变换器主变压器原副边匝比为1:n。有效占空比:

其中, Lr为谐振电感。由上式可知, 有效占空比Deff是原边占空比D、输入电压Vm、负载电流人的函数。这样, 在移相全桥变换器中存在三种不同扰动使有效占空比Deff产生相应的三种扰动。移相全桥变换器的小信号等效电路模型如图3。

由等效电路可得移相全桥变换器的控制-输出传递函数:

其中, Rd=4n2Lrf, Rd的意义是负载甩流引起的原边电压损失与负载电流的比值, 与负载电流的乘积再除以原边电压就是负载电流引起的占空比丢失。从上式可以看到, 由于负载电流对有效占空比的影响, 降低了Gvd (s) 的低频增益。在主电路参数设计中, 必须控制最大占空比丢失。

将实际参数代入上式, Vm=3 9 0 V, n=3, Lf=1 1 1.3 u H, C=4 0 u F, VO=4 8 V, Lr=9.8 u H, f=1 0 0 K H z, R=Uo2/P o=4 8 2/2 4 0 0=0.9 6, 得:Gvd (s) =1170/ (4.45×10-9S2+0.776S+36.8)

4 数字控制系统软件流程

系统软件主要有主程序和中断程序两大部分。

主程序主要是完成系统初始化, 开关机检测, 开关机初始化, 然后进入主程序循环等待中断。硬件初始化作包括偏置看门狗电路;禁止中断 (取T M=1) ;设置符号扩展模式 (S X M=1) ;清零所有的C P U级中断标志寄存器 (IFR) ;设置CPU级中断屏蔽寄存器 (I M R) 等。

当C P U接受中断请示时, 它并不知道是哪一个外设事件引起的中断请求。因此, 为了让C P U能够区别这些引起中断的外设事件, 在每个外设中断请求有效时都会产生一个唯一的外设中断向量, 这个外设中断向量被装载入外设中断向量寄存器 (PIVR) 里面。中断程序包括Tl周期中断子程序、Tl下溢中断子程序和N M I中断子程序 (N M I中断由NMI屏蔽寄存器管理) 。在周期中断程序中完成读取电压采样值, 数字滤波, 实施控制算法, 启动电流AD转换等工作, 周期中断中完成稳压控制。

参考文献

[1]蔡宣三.FEPPCON研讨会与电力电子的未来展望[J].电力电子.2006 (1) :7～11.

[2]洪峰.数字控制移相全桥软开关变换器[D]. (硕士学位论文) .南京:南京航空航天大, 2004.

巧用开关设计电路篇7

关键词：电荷泵,倍压,多路输出

开关电源是利用现代电力电子技术与微电子技术, 控制半导体功率开关器件开通和关断的时间比率, 维持稳定输出电压的一种电源。由于开关稳压电源具有体积小、重量轻、功耗小、稳压范围宽、滤波效率高等优点, 适应了现代电子设备的轻、薄、短、小与节能的要求, 故其应用范围得到迅速扩大。但现在很多电子设备中常常需几种直流电源如常用的+5V、+10V、±15V、+12V、+24V等, 为了满足设备的使用要求, 开关电源要有多路直流电压输出。本文介绍了一种利用电荷泵实现开关电源+5V、+10V、±15V等电压的多路输出方法。

1 开关电源主电路

开关电源通常由变压器、控制环路、输出电路三部分组成。变压器通过确定磁芯的截面积和线圈的匝数比实现开关电源额定参数和输入输出电压。控制环路通过控制芯片及其附属电路实现开关电源的稳定安全输出。输出电路根据需求进行电压变换, 实现多路输出。电荷泵电路的合理使用可实现电压的多路输出。

2 电荷泵电路

电荷泵是利用电子开关控制电容的充放电使电荷从输入转移到输出, 从而实现了高低电压的转换, 为负载电路提供所需要的电流。

电荷泵电路主要是由振荡器 (可与控制环路使用同一振荡器) 、电子开关电路、控制电路、泵电容以及输出电容等组成, 如图1所示。电子开关电路可由CD4066实现。CD4066各引脚功能如图2所示。

由图1可知, 振荡器高频输出D=5 0%的方波脉冲来控制电子开关CD4066工作状态的转换。振荡器输出高电平时, CD4066的1、2脚接通, 输入电源向C1充电, 充电完成后VC1=Vi。当振荡器输出为低电平时, CD4066的3、4脚接通, C1向Cout充电, Vo=VCout=VC1=Vi, 实现了电荷从输入端向输出端的传递, 这就是电荷泵电路。

3 开关电源多路输出的电路结构

由电荷泵电路的工作原理可以看出, 通过电子开关控制多个电容的充放电可实现电压的变换, 实现电源的多路输出。开关电源的电压输出通常为+5V、+10V、±15V、+12V、+24V等, 在开关电源的输出电路中通过适当的电路变换就可以满足上述要求。本文主要讨论由+5V变换为+10V的双倍型电路结构、由+5V变为+15V的三倍型电路结构和正负电压相互转换的反转型电路结构等三种结构形式。

3.1 反转型电路

图1所示电路结构实现了电荷的传递, 即Vo=Vi, 在此基础上经适当的电路变换就可实现正负电压相互转换, 反转型电路结构如图3所示。

由图3可以看出振荡器输出高电平时, CD4066的1、2和10、11脚接通, 输入电压向C1、C2充电, 充电完成后VC1=Vi。当振荡器输出为低电平时, CD4066的3、4和8、9脚接通, C1向Cout反向充电, Vo=VCout=-VC1=-Vi, 实现了负压的输出。

3.2 双倍型电路

双倍型电路结构如图4所示。由开关电源控制电路的振荡器产生的振荡方波控制电子开关CD4066的吸合, 使回路中的电容C1、C2、Cout的充放电回路发生变化, 实现了电路的双倍电压输出。其中, C2的容量较小, 可以在振荡器的一半周期内完成充、放电。

由图3可以看出振荡器输出高电平时, CD4066的1、2和10、11脚接通, 输入电压向C1、C2充电, 充电完成后VC1=VC2=Vi。当振荡器输出为低电平时, CD4066的3、4和8、9脚接通, C1、C2同时向Cout充电, Vo=VCout=VC1+VC2=2Vi, 实现了双倍电压的输出。

3.3 三倍型电路

三倍型电路结构如图5所示。在此电路中除了CD4066外, 还加入了D1、D2、D3、D4四个二极管来共同控制四个电容的充、放电过程, 其中电容Cl、C2和C3是泵电容, Cout是输出电容。这样只需一个振荡源控制一个电子开关即可, 控制关系简单。

三倍型电路的工作过程较为复杂一些, 一个工作周期需要两个时钟周期才能完成。当振荡器输出高电平时, CD4066的3、4脚接通, 二极管D1、D2和D3因为正端压降较高导通, 给C1、C2两个电容充电, 充电完成后VC1=VC2=Vi。振荡器输出低电平时, CD4066的1、2脚接通, 二极管D2和D4导通, C1、C2给C3、Cout两个电容充电, 充电完成后VC3=VC1=Vi, VCout=Vi+VC2=2Vi。振荡器再输出高电平时, CD4066的3、4脚接通由于C3存在电荷, 二极管D1和D3导通, 充电完成后VC2=Vi+VC3=2Vi, 而VC1=Vi。振荡器再输出低电平时, CD4066的1、2脚接通, 二极管D2和D4导通, VCout=Vi+VC2=3Vi, 实现了三倍电压放大 (即+5V向+15V的转换) 输出。

4 结语

由以上分析可以看出, 上述电压变换电路在电压转换过程中, 由于开关管的消耗, 使这些结构的转换效率与输入电压成反比, 使效率有所降低。但电路的实现简单可靠, 减少了开关电源的体积、重量, 稳压效果较好, 在小功率开关电源中可广泛应用。

参考文献

[1]童诗白等.模拟电子技术.北京:清华大学出版社, 1995

巧用开关设计电路篇8

1.开关磁阻电机的优点

开关磁阻电机属于无刷直流电机, 它是通过电子电路轮流接通和断开相绕组, 使电机旋转的磁阻式电动机。其上装有转子位置传感器, 类似于无刷直流电动机的工作方法进行控制。作为电动车辆的控制电机, 开关磁阻电机有其独特的优点:

1.1 高起动转矩和低起动电流

控制器从电源侧吸收较少的电流, 在电机侧得到较大的起动转矩是该系统的一大特点。

1.2 可控参数多, 调速性能好

控制开关磁阻电动机运行的主要参数有4个:相开通角、相关断角、相电流幅值、相绕组电压。可控参数多, 意味着电动车的控制灵活方便。可以根据对电动机的运行要求和电动机的情况, 采用不同控制方法和参数值, 即可使之运行于最佳状态 (如功力最大、效率最高等) 。

1.3 频繁起停

开关磁阻电机调速系统具有的高起动转矩、低起动电流的特点, 使之在起动过程中电流冲击小, 电动机和控制器的发热比连续额定运行时还小。可控参数多, 使之能在制动运行时具有同电动运行同样优良的转矩输出能力和工作特性。

1.4 效率高, 损耗小

开关磁阻电动机调速系统是一种非常高效的调速系统, 可以解决电动车蓄电池的容量问题。这是因为一方面电动机转子不存在绕组铜耗, 另一方面电动机可控参数多, 且灵活方便, 易于在宽转速范围和不同负载下实现高效优化控制。

因此, 开关磁阻电机很适合电动车辆的各种工况下运行, 是电动车辆中极具有潜力的机种。相信开关磁阻电机将成为今后几年电动自行车用的主力电机。

2.开关磁阻电机的原理

开关磁阻电动机遵循“磁阻最小原则”, 即磁通总是沿着磁阻最小的路径闭合, 从而迫使磁路上的导磁体运动到使磁阻最小的位置为止。图1是一台四相电动机相绕组磁路图。当A相绕组单独通电时, 通过导磁体转子凸极在AA′轴线上建立磁路, 所产生的磁力迫使转子凸极转到与AA′轴线重合的位置, 并使A相励磁绕组的电感最大, 如图 (a) 所示。这时将A相断电, B相通电, 就会通过转子凸极在BB′建立磁路, 因为此时转子并不处于磁阻最小的位置, 磁阻转矩驱动转子继续转动到图 (b) 的位置。这时将B相断电, C相通电, 根据“磁阻最小原则”转子转到图 (c) 的位置, 当C相断电, D相通电后, 转子又转到如图 (d) 所示位置。这样, 转子四相绕组按AA′-BB′-CC′-DD′的顺序轮流通电, 磁场旋转一周, 转子逆时针转过一个极距角。不断按照这个顺序换相通电, 电动机就会连续转动。

(a) A相通电 (b) B相通电 (c) C相通电 (d) D相通电

如果改变换相通电顺序为DD′-CC′-BB′-AA′, 则电动机就会反转。由此还可以得出一个结论:改变电动机的换相与电流方向无关, 只与通电顺序有关。而改变相电流的大小, 会改变电动机的转矩, 从而改变电动机的转速。因此, 如果能够控制开关磁阻电机的换相顺序和电流的大小, 就能达到控制开关磁阻电机的目的。

3.驱动电路设计

开关磁阻电机驱动系统的驱动电路是按照控制电路的逻辑控制意图, 一定规律地顺序发出驱动信号, 输给功率电路的电力电子器件, 直接使其开通或关断。功率电路可以根据主电路的功率放大元件而确定不同的驱动电路, 分离元件驱动电路或集成驱动电路均可。因为主电路电压均为高电压、大电流情况, 而控制单元为弱电电路, 所以它们之间必须采取光电隔离措施, 以提高系统抗干扰措施。

3.1 驱动芯片TLP250简介

本设计采用东芝公司生产的POWER MOSFET专用集成驱动芯片TLP250。

TLP250是8脚双列封装, 且自带光电隔离。TLP250的最大驱动能力达1.5A。选用TLP250光耦既保证了功率驱动电路与PWM脉宽调制电路的可靠隔离, 同时又具备了直接驱动POWER MOSFET的能力, 使驱动电路特别简单。

3.2 驱动芯片TLP250结构

TLP250驱动主要具备以下特征:输入阈值电流IF=5mA (max) ;电源电流ICC=11mA (max) ;电源电压 (VCC) =10～35V;输出电流Io=±0.5A (min) ;开关时间tpLH/tpHL=0.5μs (max) 。TLP250结构示意图见图2。

其中1:N.C;2 :Anode;3:Cathode;4:N.C;5:GND;6:VO;7:Vc;8:VCC。

3.3 驱动电路的设计

本设计中, 由于所选用的POWER MOSFET为单极型电压控制型, 所以可以通过带光电隔离的驱动芯片TLP250直接驱动小功率功率场效应管IRFZ34N, 驱动电路的接线图如图3所示。

说明:为了获得高品质的线形放大, TLP250的8端和6端需要跨接一个0.1μF 的电容, IF为输入阈值电流, VOH为输出的POWER MOSFET栅极驱动电压。

3.4 电动自行车驱动系统正常工作过程

首先在控制手柄上给出起动信号, 检测过温、欠压等保护信号。在检测系统状态一切正常的情况下, 根据位置传感器提供的电机转子位置信号, 由DSP给出相通断信号;消除误差的PWM信号由TMS320LF2407产生, 作为POWER MOSFET管的驱动信号。该信号控制功率电路向电动机绕组通电, 使电动机转子转动。当转子转过一定角度时, 由DSP根据位置信号的变化使电动机通电相改变。若运行中出现故障, 控制电路通过功率电路采取保护措施, 可方便的实现开关磁阻电机调速系统的过流、欠压保护及电动自行车的刹车功能。

4.结论

本设计的基于开关磁阻电动机的电动自行车额定功率为180W, 设计额定车速20km/h, 电源为36V蓄电池, 容量30Ah。控制系统设计实现了如无级调速、过温保护、欠压保护、报警、过流保护和刹车断电等预期功能。很好地保护电机和电池, 可使电流有控制地输出, 产生所需动力, 又不烧坏电机。该开关磁阻电动机驱动控制系统成本低廉, 运行可靠, 效率高, 适合批量生产。

但在开关磁阻电动机驱动控制系统设计依旧存在一些不足之处, 如电动自行车的中轴驱动式电驱方式存在有机械损耗较大等不利因素;驱动系统外围保护电路过于复杂, 如果使用如IPM等集成的智能模块, 相信系统的性能将会发挥的更好。

摘要：本文介绍了开关磁阻电机原理、开关磁阻电机驱动系统的组成, 尝试了基于开关磁阻电机的电动自行车驱动系统的设计。

巧用开关设计电路篇9

随着经济的高速发展,用户对配电网的电压质量和可靠性都有了更高的要求,而配电网低电压问题却严重影响了用户的生产与生活[1]。2015年8月国家能源局发布了《2015—2020年配电网建设改造行动计划》,要求到2020年要基本消除配电网的长期低电压问题。有载调压变压器是稳定电网电压的有效措施之一,但是传统的机械式有载调压开关抽头切换时会产生电弧,且不宜进行频繁调压[2]。本文针对现阶段有载调压开关存在的问题,提出了一种基于大功率IGBT的有载调压开关结构,并给出了其执行结构硬件电路的详细设计方案。该结构用IGBT器件完全取代了机械触头式开关,解决了切换电弧和动作缓慢的问题,执行结构采用基于单片机技术的硬件电路,能够应对电网负荷波动主动进行电压调整,为实现配电变压器无弧有载调压奠定了理论基础。

1基于大功率IGBT的有载调压开关设计

图1为所提出的基于大功率IGBT的有载调压开关结构图,其中电力电子开关S1、S2和S4都由一个大功率IGBT与四个电力二极管构成,且与充放电型RC-D缓冲电路[3]并联以保护IGBT不被击穿。变压器抽头由电力电子开关连入电路,利用单片机控制IGBT的触发信号来切换变压器抽头,选择减少或增加一次侧有效绕组的匝数,从而调高或调低二次侧电压,使其稳定在规定范围内。

2基于大功率IGBT的有载调压开关执行结构硬件电路设计

为更好地进行配电网低电压治理,提升电网的供电质量,本文设计了基于单片机技术的有载调压开关执行结构硬件电路,能够在应对负荷波动时自动检测电压变化并进行电压调整,有效实现电压稳定。执行结构硬件电路由电源单元、启动单元、复位单元、过零检测单元、数据采集单元、单片机接口单元、IGBT触发单元等七部分组成[4],下面将进行详细介绍。

2.1电源单元

电源单元是有载调压开关执行结构正常运行的保证,其设计电路图如图2所示,根据需要合理设计电路参数可得到+5 V和+12 V的电源,以满足整个硬件电路供电要求。

2.2启动单元

启动单元是在变压器二次侧电压为零,电源单元无法提供硬件电路的工作电压时,给电路上电启动的单元。本文采用双向晶闸管作为启动单元的控制开关,连接在变压器一次侧100%抽头与中性点之间,其电路结构原理图如图3所示。

2.3复位单元

单片机工作时,由于其硬件和软件相结合的特点对外界干扰比较敏感,有时会出现程序混乱,陷入死循环的情况。复位单元也叫作看门狗技术,可以解决程序死循环问题,主要工作原理是:程序运行后看门狗进行计时,达到预设时间后,若正常工作,系统给看门狗复位,重新计时;如果程序处于混乱、死循环状态,则强制整个系统进行复位,使程序脱离死循环。本设计采用X25045与单片机构成看门狗电路。

2.4过零检测单元

为降低IGBT关断产生的过电压,选择在电压过零点进行IGBT的导通和关断操作,本文设计了如图4所示的电压过零检测单元电路,在电压过零点时给予单片机一个过零信号,以确保IGBT能够在过零点正常动作。

2.5数据采集单元

为采集变压器二次侧电压,本文设计了一个数据采集单元,实现对变压器二次侧电压的监测,其电路结构原理图如图5所示。

如图5所示,变压器输出电压经电压互感器T降压,再通过桥式整流电路将交流电压变为直流电压,然后通过电容C1滤波,C2稳压,最后将模拟信号经A/D转换芯片TLC2543转为数字信号输入单片机中,在转换芯片的输入端接了一个5 V的稳压管D1,以防止输入电压大于芯片所能承受的电压阈值。

2.6单片机接口单元

由于配电变压器有载调压开关每相需要控制的IGBT数目为8个,三相一共是24个,但单片机一共只有24个I/O接口,不能直接与IGBT控制端连接。本文采用锁存器74HC373作为接口电路,使得单片机能用较少的接口实现24个IGBT的完全控制。其工作真值表如表1所示。

根据74HC373工作真值表,可以通过控制锁存使能端来控制单片机触发信号的分配,即将P0口与三个74HC373的D0~D7口相连接,再用三个I/O口分别连接三个74HC373的锁存使能端LE,通过控制这三个I/O口来分配三相的控制信号,达到用较少I/O口完全控制IGBT的目的。

2.7 IGBT触发单元

IGBT与其控制电路分别位于变压器高、低压侧,为保证两者间的电气隔离,本文采用光纤触发的方案,触发信号由单片机产生,通过光纤发送器从变压器低压侧发出,由变压器高压侧的光纤接收器接收触发信号,根据信号控制IGBT的导通和关断,电路如图6所示。

3结语

本文提出了一种基于大功率IGBT的有载调压开关结构,并对其执行结构硬件电路进行了详细设计。该方案克服了传统有载调压开关切换电弧和响应缓慢等缺点,在应对负荷波动时能够自动检测电压变化并进行电压调整,有效实现电压稳定,有助于配电网低电压治理和提升供电质量。

摘要：有载调压变压器是治理配电网低电压问题的有效措施之一,但传统的机械式有载调压开关在电力系统不断发展的过程中暴露出诸多缺点。现提出一种基于大功率IGBT的有载调压开关结构,并给出了其执行结构硬件电路设计方案,该方案有着切换无电弧产生、响应速率快和维护成本低等优点,在应对负荷波动时能够自动检测电压变化并进行电压调整,有助于配电网低电压治理和提升供电质量。

关键词：配电网,低电压,大功率IGBT,有载调压开关,硬件电路

参考文献

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