开关电流电路（共12篇）
开关电流电路 篇1
开关电流技术是一种新的模拟信号采样、保持、处理技术。它具有电流模电路的特有优点,如速度快,适合于低电压工作等。与传统的开关电容技术相比,开关电流技术不需要线性电容和高性能的运算放大器,整个电路由晶体管组成,因此可与标准的数字CMOS工艺兼容。针对开关电流电路中的时钟馈通误差和传输误差进行详细分析,并提出了解决办法。
1 时钟馈通误差分析
时钟馈通误差是一个复杂的物理现象,在这里以第二代开关电流存储单元为例进行分析。
图1为存储单元,图2为开关断开时的电荷注入示意图。
对图1所示的存储单元,Ms的沟道电荷可以近似地描述为
其中:Cox是栅氧化层单位面积电容;WSeff和LSeff分别是Ms的有效沟道宽度和长度;vgs是Ms的栅-源电压;VT是Ms的阈值电压,由式(2)给出:
式中:2|φF|是强反型层表面势垒;γ是体阈值参数;VT0是vgs=0时的阈值电压。
一般情况下,1 V
将式(3)代入式(1),得到注入存储电容的沟道电荷为:
其中:αq表示沟道电荷注入存储电容的分配系数,典型值为:αq=1/2。由栅极扩散覆盖电容Col注入存储电容的电荷为:
根据式(4)和式(5)可得整个注入电荷的总量为:
存储管栅-源电压的误差为:
假设晶体管工作于饱和区,则:
由于:
式中:mi=ii/J,称为调制指数。将式(9)代入式(8),得:
所以由时钟馈通效应产生的漏电流误差为:
2 传输误差分析
开关电流电路属于电流模式电路,其基本结构的等效电路如图3所示。
从图3可以看出,上一级电路的输出电阻与下一级电路的输入电阻并联。设上一级电路的输出电流为Iout,输出电阻为Rout,下一级电路的输入电流为Iin,输入电阻为Rin,则下一级电路的输入电流为:
从式(12)可看出,增大输出电阻或减小输入电阻都可以减小传输误差。
3 误差的改善方法
(1)时钟馈通误差的改善。改善时钟馈通误差可采用S2 I电路。图4给出S2 I存储单元的电路和时序。它的工作原理为:在Ф1a相,Mf的栅极与基准电压Vref相连,此时Mf为Mc提供偏置电流J。Mc中存储的电流为ic=J+ii。当Ф1a由高电平跳变为低电平时,由于时钟馈通效应等因素造成Mc单元存储的电流中含有一个电流误差值,假设它为Δii,则Mc中存储的电流为ic=J+ii+Δii。在Ф1b相期间,细存储管Mf对误差电流进行取样,由于输入电流仍然保持着输入状态,所以Mf中存储的电流为If=J+Δii。当Ф1b由高电平跳变为低电平时,考虑到Δii<
(2)传输误差的改善。从前面的分析知,增大输出电阻或减小输入电阻都可以减小传输误差。下面介绍一种调整型共源共栅结构电路,见图5。
由图5可计算出输出电阻为:
与图1中第二代基本存储单元相比,输出电阻增大gmb[gmr1-1]gb倍。
结合S2I电路与调整型共源共栅结构电路的优点,构造调整型共源共栅结构S2I存储单元,见图6。
4 仿真及结果
采用0.5μm标准数字CMOS工艺对图6电路仿真,仿真参数如表1所示:
所有NMOS衬底接地,所有PMOS衬底接电源。所有开关管宽长比均为0.5μm/0.5μm。输入信号为振幅50μA,频率200 kHz的正弦信号,时钟频率5 MHz,Vref=2.4 V,VDD=5 V。表1中给出了主要晶体管仿真参数。HSpice仿真结果见图7(a)。对图1中第二代基本存储单元仿真结果见图7(b)。
从图7中可以看出,调整型共源共栅结构S2I电路大大提高了精度。图8(a)是图7的放大图,图8(b)是Matlab中的理想波形。从图8(a)可以看出,在A点时,输出开关断开,输入开关闭合,输出电流变为零。在AB区间内,输入信号对存储管的寄生电容充电。在B点,输出开关闭合,输入开关断开,输出电流为B点的电流值,半个时钟周期后,在C点,输出开关断开,输入开关闭合,继续重复上一周期对输入电流的采样-保持。整个电路全由管构成依靠晶体管的栅极寄生电容对输入信号采样-保持,所以可以与标准数字CMOS工艺兼容,与数字电路集成在1块芯片上。与Matlab中的理想波形对比后可以看出此电路的性能相当精确。
5 结语
与开关电容电路相比,开关电流电路不需要线性浮置电容,能够与标准数字CMOS工艺兼容。但是由于误差的存在,至今无法完全取代开关电容电路。这里分析了开关电流电路中的时钟馈通误差与传输误差,并提出了解决办法,从仿真结果可以看出改进后的电路性能大大提高精确完成了对输入信号的采样保持。
参考文献
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开关电流电路 篇2
第 5 周第 1 课时
授课者：郭中
学习目标
知识和技能
l 初步认识电流、电路及电路图
l 知道电源和用电器
l 从能量转化的角度认识电源和用电器的作用
过程与方法
l 观察简单的电路，尝试用开关控制一个用电器的工作
l 尝试用符号来表示电路中的元件，绘制最简单的电路图
情感、态度与价值观
l 通过连接电路的活动，激发学生的学习兴趣，使学生乐于动脑筋找出新的连接电路的.方法。
教学重点
认识电流、电路，会画简单的电路图
教学难点
从能量转化的角度认识电源和用电器的作用
教学器材
分组：小灯泡、小电动机各一个、一个开关、两节电池(带电池盒)、
一些导线、发光二极管
演示：各种电源
抓住“电流路径”学会连结电路 篇3
例１根据图１所示的电路图，将图２所示的实物图连接起来（用铅笔线表示导线）．
分析出电流路径：按电流从正极流向负极，在电路图上处标示出流向，得电流路径图（图３）．
连线：先连第一条路径：电流从正极出发，依次经过Ｓ1、Ｓ2、电铃，回到负极，如图４标“ａ”的线所示． 再连第二条路径． 分流点Ａ：开关Ｓ1末端，合并点Ｂ：电铃末端如图４中标“ｂ”的线．
例２根据图５所示的电路图，将图６中所示的实物用铅笔线表示导线连接起来．
分析出电流路径：按电流从正极流向负极，在电路图上各处标出流向，即得电流路径图（图７）．
连线：方法同上，先连第一条路径（图８中标“ａ”的线），再连第二条路径。图８中标“ａ”的线分流点Ａ：Ａ1末端，合并点Ｂ：Ｌ1末端．
例３将图９所示的元件连接起来（用铅笔画线表示导线），其中灯泡Ｌ1、Ｌ2串联，电压表Ｖ1测Ｌ1两端的电压，Ｖ2测Ｌ1与Ｌ2串联后两端的总电压．
按要求画出电路图：如图１０所示．
分析出电流路径：方法同上，得电流路径图（图１１）．
连线：方法同上，先连第一条路径：图１２中标ａ的线，再连第二条路径（分流点Ａ：开关末端，合并点Ｃ：灯Ｌ1的末端或电池负极），图１２中标ｂ的线．
正交小波变换的开关电流电路实现 篇4
1 Laguerre结构
小波分析的Laguerre结构采用的是延迟算子的级联, 它实际上是一个存储器[3]。扩展Laguerre结构, 使结构不同节上的冲激响应是同一个尺度函数准 (t) 的扩展;然后采用多尺度Laguerre存储器, 在不同的分辨率上对信号f (t) 生成逼近式。图1为k阶Laguerre存储器的结构。
从图1可以看出, k阶Laguerre存储器由一个一阶低通节和一个k-1阶的全通节的级联构成。k阶Laguerre存储器的频率响应为[3]:
其中, p和-p是第k-1个零点以及第k个极点的位置。这种结构被拓展成为多尺度Laguerre存储器。k阶Laguerre存储器Un0, k (ω) 在频域的定义是:
其中, a>1, 且极点被因子a成指数间隔开。在拉普拉斯域的低半平面内, 当k2>k1且s∈Z时, Un0, k2 (s) 与的乘积无极点, 从而这两个函数就是互相正交的。因此函数Un0, k (ω) 是一系列的正交基函数。设Hak (ω) 有如下的形式:
此时有:
并且有:
两尺度关系直接表示如下:
可用多尺度Laguerre存储器来分解信号f (t) 并完成正交小波分析。
2 正交小波变换的开关电流电路实现
在图1所示的Laguerre多分辨率分析结构中, 低通滤波器用来对信号进行预处理, 全通滤波器由式 (3) 定义。采用开关电流技术, 由开关电流一阶节实现Laguerre所需的低通滤波器和全通滤波器。
开关电流通用一阶节如图2所示, 图2中J为单位电流源, a0、a1、a2为系数, 其设计与实现可见参考文献[4]。考虑将Laguerre正交小波用于音频信号的处理, 而工作频率一般在10 kHz以内, 因此这个频率范围足以满足实际需要, 其时钟频率设定为100 kHz。ASIZ (Analysis of Switched-current Filters in Z Transform) [5]是开关电流电路的专用仿真软件, 其可对开关电流电路仿真获得频率响应、极点和零点、瞬态响应和灵敏度等。本文利用ASIZ对开关电流低通节、全通节进行电路仿真。
2.1 开关电流低通节的实现
对于低通节, 采用图2所示结构, 其ASIZ仿真所用的电路如图3所示。图3中与各晶体管相接的电流源应ASIZ仿真要求而省略 (输入信号源除外) 。开关电流低通节中各晶体管的宽长比值见表1。
经过ASIZ仿真, 其频率特性如图4所示。从ASIZ仿真结果看出, 所设计的开关电流低通节完全满足Laguerre结构实现正交小波分析前级预处理的要求。
2.2 开关电流全通节的实现
对于Laguerre结构实现正交小波分析所需的全通节, 其实现方法同开关电流低通节的实现。其ASIZ仿真所用的电路如图5所示, 图5中与各晶体管相接的电流源应ASIZ仿真要求而省略 (输入信号源除外) 。开关电流全通节中各晶体管的宽长比值见表2。
经过ASIZ仿真, 开关电流全通节频率特性如图6所示。
从ASIZ仿真结果看, 在0 Hz～10 kHz的工作范围内, 开关电流全通节的增益在6 kHz内衰减很小, 在6 kHz～10 kHz区间大约有0.5 dB的衰减。经过分析认为是频率翘曲效应所致。将时钟频率提高到200 kHz, 得到图7所示的频率特性图。图7中所示开关电流全通节增益在整个工作范围内稳定, 可以满足Laguerre结构实现正交小波变换的要求。
3 仿真试验
对信号进行小波分解, 其实质就是将信号分成两个信号, 即高频部分和低频部分。通常, 信号的低频部分包含了信号的主要信息, 高频部分则包含了信号的细节信息。根据分析的需要, 可以继续对所得到的低频部分进行再分解, 如此又得到了更低频率部分的信号和频率相对较高部分的信号。这种方法把—个混频信号分解为若干个互不重叠的频带中的信号, 这样就可以完成滤波或检波的工作, 达到提取信号特征的目的。
对Laguerre结构实现正交小波变换进行仿真。在完成低通节和全通节电路实现与仿真的基础上, 用Matlab对其进行系统级仿真。原始仿真信号为复合正弦信号, 由一个频率为10 Hz的正弦波 (低频成分, 其电流幅值设定为10 mA) 和一个频率为1 kHz的正弦波 (高频成分, 其电流幅值设定为2 mA) 构成。用Laguerre结构对该复合试验正弦信号进行正交小波分析, 得到的仿真结果如图8～图10所示。图8为原始仿真信号;图9为原始仿真信号通过Laguerre结构后的输出信号, 这时信号仅剩下原始仿真信号的低频成分, 得到了原始仿真信号的概貌逼近;图10为原始仿真信号与通过Laguerre结构后的信号的差值, 其频率较高, 是原始仿真信号的高频成分, 也即是原始仿真信号的细节逼近。
正交小波变换是完全重建信号的小波变换中最完美的一种解决方案。为实现正交小波变换, 本文对Laguerre结构进行了研究, 并采用开关电流技术实现了Laguerre结构中的关键部件———低通滤波器和全通滤波器, 从而为实现高速、低电压、低功耗的小波变换电路提供了新的途径。同时用ASIZ对开关电流低通滤波器和开关电流全通滤波器进行了仿真, 其结果理想, 并进一步用Matlab对Laguerre结构进行了系统级仿真。仿真结果表明, 用Laguerre结构实现正交小波变换是可行的。
参考文献
[1]STEPHANE M.A wavelet tour of signal processing (Third edition:the sparse way) [M].New York:Academic Press, 2008.
[2]TOUMAZOU C, HUGHES J B, BATTERSBY N C.开关电流—数字工艺的模拟技术[M].姚玉洁, 刘激扬, 刘素馨, 等译.北京:高等教育出版社, 1997.
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[4]胡沁春, 郭迪新.开关电流滤波器的设计与实现[J].湖南工业大学学报 (自然科学版) , 2009, 23 (1) :92-95.
电流和电路教学反思 篇5
物理来源于生活和社会，和社会和生活有着紧密的联系，正因为如此，物理才有着鲜活的生命力，所以在教学中，我从日常生活的现象“楼道中感应灯的原理”入手，让学生设计电路，创设学习物理的情景，根据学生画的电路图引入课题，学生感到物理和生活的紧密联系和重要作用。
在复习过程中，以电路为基本线，结合生活和社会实际，例如常见的导体和绝缘体，常见的串联和并联电路以及家庭电路的接法，都给学生留下深刻的印象，所以在今后的教学中，将继续深入研究物理和生活联系的实际，尽量使学生不是感觉物理知识很枯燥、乏味，增强学习的积极性，这样也为学生继续学习提高能力，为学生走向社会奠定基础。
在复习过程中，由于复习面太宽，知识内容多，操作起来时间上显得有些紧张，特别是时间安排上，感觉前松后紧，电路图的练习不够，家庭电路和实际相连的知识讲解过于匆忙，应该进一步通过讲解和学生的阅读来加强，如果时间允许的话，能通过实验进一步说明，效果会更好，实验是教学的重要手段，所以在今后的教学中进一步通过实验突破重、难点，提高课堂效率。
开关电源的缓冲电路设计 篇6
关键词:开关电源缓冲电路无损耗箝位能量回馈
中图分类号：TM6文献标识码：A文章编号：1674-098X(2011)03(a)-0068-01
1 引言
随着电力电子技术的发展,开关电源正趋向于小型化和轻量化。为了减小电源的体积和重量,提高开关频率是最可行的方法。然而,随着开关频率的提高,开关损耗也越来越大,带来了效率降低和发热严重的问题。目前,有很多种方法可以实现缓冲吸收的目的。总体上主要通过两种方法:一是减小漏电感;二是耗散过电压的能量,或者使能量反馈回电源中。减小漏感主要靠工艺;耗散过电压的能量通过与变压器或者开关管并联的缓冲电路;能量反馈回电源则采用附加的线圈(电感)和定向二极管。
2 RCD 缓冲电路
RCD缓冲电路以其结构简单、成本低廉的特点而得以广泛应用。但是,由于RCD 缓冲电路的箝位电压会随着负载的变化而变化,如果参数设计不合理,该电路会降低系统的效率,或者达不到箝位要求，而使开关管损坏。常用的RCD箝位电路如图所示,包含箝位电容C、耗散电阻R和二极管D。
2.1 RCD缓冲电路
当开关管导通时,输入电压V in加在变压器绕组上,由于二极管反向偏置,阻止箝位电容的放电,所以VC≈0。当开关管关断时,变压器漏感中的能量给开关管的漏源极间电容和电路中的其他杂散电容充电,直到漏源电压达到Vin,二极管导通,箝位电容电压逐渐上升,即漏源电压也逐渐上升,而且箝位在2Vin数值。在剩余时间里,随着电阻放电电流减小,电容的电压会返回到原来值,多余的能量被电阻消耗。在稳态工作时,因为箝位电容的电压会自动调整,直到多余的能量消耗在电阻上。CD缓冲电路最简单,成本最低,可降低开关管的电压应力,但其损耗较大,箝位电压依赖于变换器的输出电流,与输入电压无关,会随电阻减小而减小,但损耗增大。在实际电路设计中,应观察各种输入电压及负载情况下的箝位电压波形,同时还要考虑元器件的选型是否合理。比如,耗散电阻的功率选择应考虑1/3降额使用,箝位电容应选择具有低串联等效电阻和低等效电感的电容,二极管应选择反向击穿电压高于开关管的漏源击穿电压,且反向恢复时间尽可能短的超快恢复二极管。
2.2 LCD缓冲电路
LCD缓冲网络，由L、C、D1和D2组成。LCD缓冲电路不但能够将变压器的漏感能量反馈回电网,而且能够有效地抑制开关管关断时由漏感能量造成的电压尖峰。如果LC谐振频率远大于开关频率,在开关管导通和关断期间,箝位电容的极性将不断改变。开关管关断时,其漏极电压开始上升,D1导通,电容将进行充电,减缓了漏极电压上升的速度,I为开关管关断时初级绕组流过的电流,V ref为输出反射电压,L kp 为变压器初级绕组漏感。开关管导通后,箝位电容通过Q、L和D2进行放电。L、D2和C 产生谐振,大约半个振荡周期后,以电压形式储存在电容上的能量转变为电流形式,储存在电感中,电容的电压极性改变,充电到V in。在下半周期内,L1上端电压继续升高,即电容两端电压大于V in,D1导通,储存在电感中的剩余能量通过D1返回电网。在这种工作状态下,箝位电容C的电压与输入电压无关,依赖于负载电流的大小。由于LC谐振频率非常高,电容C的值不能设计得过大,因此,在重载条件下,箝位电压远大于输出反射电压(通常为Vref的2～4 倍)。如果LC谐振频率小于电路开关频率, 开关管导通期间,箝位电容储存的能量通过LC振荡,只有一小部分传递到电感。开关管关断后,电感中的能量通过D1和D2返回电网。箝位电容的电压极性不会发生改变。电容值如果足够大,在整个开关周期内,电容电压的微小变化将忽略不计。在稳定状态下,达到能量平衡后由于变压器漏感远小于初级电感,箝位电容电压与输出反射电压紧密相关,因此,选择一个合适电感,箝位电容的电压将对输入电压的依赖很小,并且箝位电压可维持在比输出反射电压略高的一个值上,基本与输入电压无关。在宽输入电压情况下,LCD缓冲电路的箝位电压非常低,接近于输出反射电压,不随负载电流而变化,且无损耗,但需额外提供一个电感,其值需与变压器初级电感匹配,以减小开关管电流应力。在实际电路设计中,为了减缓开关管漏极电压上升速率,LC谐振频率应小于开关频率,电容应足够大。
3 能量回馈缓冲电路
能量回馈缓冲电路可以得到低的箝位电压,并且无损耗。这种方法要求变压器额外绕制一个绕组Nr,与正激变换器的能量回馈线圈比较相似,比LCD缓冲电路少一个元件。当开关管关断时,变压器的初级电流初始时通过D1和C传导,开关管电压为Vin+Vc,D2反向偏置,箝位绕组中无电流流过,漏感的能量暂时储存在电容中。假设电容C足够大,电压在每个周期中均保持不变。开关管导通时,变压器初级电感充电, 开始时,电容通过箝位绕组对其充电,直到电容电压降到输出反射电压为止。然后, 再通过输入电压源对初级电感进行充电。开关管导通后,D1反向偏置,电容的电压基本与箝位绕组一致。箝位电压依赖于箝位绕组的匝数,它必须大于输出反射电压,以便将能量传递到次级,否则,能量将传递到电容C。开关管电压由箝位绕组的匝数决定,与漏感或者负载电流无关,但随输入电压变化而改变较大。能量回馈缓冲电路的箝位电压较低,且不会产生损耗,不需要额外的磁芯,只需在变压器中多绕制一个绕组,开关管电流应力小于LCD缓冲电路。箝位电容两端的电压波形从下图可以看出,在开关管开通时,开关管电压迅速下降;在开关管关断时,开关管电压缓慢上升,有效地降低了开关损耗。开关管关断时,开关管上没有出现大的浪涌电压,开关管电压被有效地箝位,因而开关管上的电压应力较小。在关断的瞬态过程中,开关管电压有一个小的振荡过程,这是由于输出整流二极管的反向恢复而产生的。测试结果表明,LCD缓冲电路不但能将变压器的激磁能量反馈回电网,而且能有效地抑制开关管关断时的电压尖峰,电源整体转换效率较高,大于86%,实现了无损耗箝位。
4 结语
开关电流电路 篇7
切比雪夫低通滤波器的幅频特性在通频带内呈恒幅波动状,而在截止频率附近具有较陡直的下降特性,即它的过渡带最小、截止特性最好,对高阶滤波器而言,切比雪夫滤波器更优越,因此,是工程设计中经常采用的低通滤波器。
开关电流技术是继开关电容技术之后新的模拟取样数据信号处理技术。开关电流电路是基于电流模的电路,它用离散时间的取样数据系统处理连续时间的模拟信号,具有高频特性好、适于低电压工作、动态范围大等优点。与已广泛使用的开关电容滤波器相比,开关电流滤波器不使用运算放大器,因而电路更简单,不存在由运算放大器的非理想特性带来的限制和误差,且与标准的CMOS工艺完全兼容。开关电流电路是当前低压低耗大规模集成电路重要实现技术之一。
本文章拟利用先进的开关电流技术对六阶切比雪夫低通滤波电路的设计及其仿真进行研究,对于实现器件级电路的设计具有实际意义。
1设计原理
1.1开关电流双二次滤波器
滤波器的基本组成单元是二阶滤波器。二阶滤波器既有广泛的直接应用,又可级联构成高阶滤波器。通过级联实现滤波器的综合方法具有模块性和简易性等优点,在基于开关电流技术的集成滤波器电路设计与实现中有着良好的应用。
二阶滤波器的电路结构有很多型式,其中双二次滤波器具有元件参数便于调整,稳定性好、通用性较强等优点。双二次滤波器传递函数H(s)的分子和分母都是s的二次多项式,一般表达式为:
undefined
式中:s为复频率变量;ω0为滤波器的特征频率,Q为品质因数;k0、k1、k2为系数。选择不同的系数k0、k1、k2,可以得到二阶低通、二阶高通、二阶带通、二阶带阻和二阶全通滤波函数,也可以得到巴特沃兹、切比雪夫、椭圆等不同类型的滤波器。
对式(1)进行双线性z变换,即进行undefined的代换,整理后得到z域的传递函数为:
undefined
式中:
undefined
对于式(2)所示的传递函数可用反相无损开关电流积分器来综合,其传递函数:
undefined
比较式(2)、式(3)的系数,可得α1～α6的关系:
undefined
若对α3任取一值(如取α3=1),则可由式(4)～式(8)求得α1～α6的值,各晶体管的W/L即可确定。如此确立了基于开关电流积分器的双二次节,则开关电流滤波器可由这种双二次节的级联来实现。
图1为基于第2代开关电流积分器的双二次节电路实现。
1.2六阶切比雪夫低通滤波电路的设计
设计一个六阶切比雪夫低通滤波器,技术要求如下:3 dB截止频率f3dB=5 MHz,通带纹波≤0.5 dB,设等纹波区间的终止频率为fC,则f3dB /fC=1.041 092,采用fs=20 MHz的取样频率。运用双二次低通滤波器级联实现六阶切比雪夫低通滤波器的传递函数,各基本节的极点可以方便地进行单独调整,并且具有很好的稳定性。
将六阶切比雪夫低通滤波器的传递函数用因式分解形式可表示为:
undefined
对于每个双二次低通滤波器设计,采用双线性z变换,s域到z域变换必须注意连续域与离散域之间存在的由非线性关系引起的频率翘曲效应,设计时可采用下式对其特征频率进行预翘曲处理:
undefined
式中:ωp为z域的频率;ω为s域的频率;Ts为取样周期。
本设计中,ω=2πf3dB=10π×106 rad/s,Ts=1/fs=0.05×10-6s,因此,ωp=40×106 rad/s。
设开关电流滤波器翘曲原型的ω0/Q和ωundefined的定标系数分别为mp和np,且
undefined
各双二次节因子的系数则可由上述两式定标。表1是对各双二次节因子的系数进行定标和预翘曲处理的结果。
2电路实现与仿真
利用图1电路的级联可以确定整个开关电流滤波器。六阶切比雪夫低通滤波器的完整模型见图2。
图中:M1,M2,…,M24为NMOS(N沟道金属氧化物)管;α1～α6为对应的NMOS管的宽长比W/L;K1、K2为两相非重叠的时钟。利用式(4)～式(8)可计算出各双二次低通滤波器中各系数α1～α6,其结果见表2。
为了验证所提出的滤波器设计方法的的正确性,本文对图2所示电路进行了仿真,仿真时全部MOS(金属-氧化物-半导体)管采用2 μm CMOS(等平面金属氧化物半导体)工艺参数,根据表2确定各级电路NMOS管的宽长比W/L,即α1～α6。取样时钟频率取20 MHz。仿真结果如图3所示,所设计的六阶切比雪夫低通滤波器,其通带波动在0.5 dB范围内,3 dB截止频率为5 MHz,满足设计要求。
3结束语
本文提出了基于开关电流技术的六阶切比雪夫低通滤波电路的实现。并且运用双二次低通滤波器的级联来实现,各基本节的极点可以方便地进行单独调整,具有很好的灵活性和稳定性。仿真结果表明切比雪夫低通滤波器的陡峭衰减特性和理想幅频特性符合设计要求,从而证实了该方法的可行性和正确性。
摘要：提出了一种运用开关电流技术实现切比雪夫低通滤波电路的方法。将双二次滤波器的传递函数由s域进行双线性z变换,确立了基于开关电流积分器的双二次节电路,利用这种双二次节可以实现开关电流滤波器。文中采用双二次低通滤波器级联实现了六阶切比雪夫低通滤波器的设计与仿真,仿真结果表明切比雪夫低通滤波器的陡峭衰减特性和理想幅频特性符合设计要求,从而证实了该方法的可行性和正确性。
关键词：双二次滤波器,开关电流电路,切比雪夫滤波器,频率翘曲效应,仿真
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高电压大电流开关电源的制作 篇8
其中的一款LM2576芯片性能比较优良，能在很宽的电源范围下工作;普通型的上限达到40V，而LM2576HV能达到60V，输出电流均在3A左右(散热条件良好情况下)。而且，该芯片外围元件少，调试容易，所以为很多人所采用，特别是在DC-DC变换器上应用最广泛。
但是，由于DC-DC变换器输入电源多数为化学电源，即各类电池，而电池具有内阻，空载和满载端电压变化很大，所以制造大功率电池时，为减少电池极板面积，厂家的策略往往是增加串联个体数目，以致电池标称电压有逐渐增高趋向。以自行车用48V铅酸动力电池为例，空载时为58V，满载为48V。而48V燃料电池空载更达72V，满载达48V。
显而易见，48V铅酸电池空载电压已超过LM2576上限，已接近LM2576HV输入上限，而48V的燃料电池空载已超过LM2576HV上限。而且，很多应用要求DC-DC输出5-15A的电流，这就迫使LM2576输出扩流。然而这并非用大功率管组成射极跟随就可扩展为需要值。读者也不必去尝试，其结果为大功率管无法承受功耗发热严重而损坏!
欲使系统满足高电压输入、大电流输出要求，当然最简单是改换电路结构，采用高频变压器输出的开关电源。但是某些芯片转换效率欠佳，系统体积也无法和LM2576相比;而且由于制作方面复杂性，造价也倍于后者，所以很多输入、输出电源无需电气隔离的电源。设计者总不太喜欢采用，而希望保留简洁的LM2576平台，加以外围辅助电路，从而实现其性能提升，制作出具较高性价比的应用产品。
去年，笔者接受一个在48V燃料电池控制电源的任务：其参数为输入电压空载72V到过流时39V，输出为30V稳压、输出7A。而且有体积上的限制，不允许安装大的散热片。其中如此高的电源电压一项，就使很多元器件失去用户之地!为此，需要对输入电压、输出电流的扩展电路作一个全新的两全齐美的设计，才能脱出困境!
反复推敲得出具体设计方案：芯片电源用简易串稳电源24V供电，用VMOS管作为开关管替代芯片片内开关管;芯片仅作为VMOS管驱动器应用。实现此方案的关键问题，就是要求电路既要有效传送驱动信号，又要同时保证外接VMOS管与芯片输出端电位隔离良好，避免芯片与管子同归于尽的后果发生!
经过多次试验，简易电路具体结构介绍如图1所示。其中，R1、Q1、D1、Q2组成24V简易稳压电路。C3为滤波电容。该电源为LM2576提供稳定23V电源。当电源输入低于25V时不能稳压，但仍能在20V以上电压工作。如欲工作于低电源电压，可降低D1稳压值，实验可低到10V应用，而不影响电路工作，但R1须调整阻值，使稳压管正常工作。由于该电源仅提供小电流输出的LM2576芯片，所以Q2不需装散热片。
在电源上限不超过芯片输入电压上限值时(LM2576HV-60V, LM2576-40V)可省略稳压电路，电池直接LM2576电源端。
LM2576输出由R2、R3分压驱动Q7导通与截止。Q7导通时，电流从VCC流出经D3、D2、R4、Q7到地。D3产生15V电压供给Q3～Q5栅压，而Q6因D2导通而反偏充分截止。截止时的高阻不构成Q3～Q5栅压的旁路。从而使Q3～Q5充分导通，C2充电。Q7截止时，VCC→D3→D2→R4电流回路被切断，D3无压降使Q3～Q5栅压消失，而D2截止，不构成对Q6反偏箝位。Q6因R6供电导通，致使Q3～Q5栅极同源极短接，从而迫使Q3～Q5迅速关断，C2仍由D4产生下正上负的感生电压通过L1充电。此状态直至Q7重新导通结束。
Q7由LM2576输出端口经R2、R3分压驱动，高电平时导通，低电平截止。由于VMOS管驱动电流很小，因此5551驱动3～4个VMOS是没有问题的。必要时更换TIP41驱动能力更大，能驱动更多的VMOS管。
LM2576-ADJ (ADJ为输出电压可调型)的电压调整机理，由R7、R5阻值调整构成调节系统。其公式VOUT (V) =1.23* (R7/R5+1) ，附加的电子开关不影响其数值。电路中R7为42K, R5为1.8K;实测输出电为30.3V。同计算值非常接近。
电路调试结果：品质极其良好，基本上合乎设计要求;输出电压稳定，发热很小;在不加散热片情况下，3个IRF9540并联输出4A时工作3小时管子不烫手;而LM2576和20100肖特基二极管根本无温升。装上散热片后，可输出7.0A电流。转换效率同lm2576单独应用相仿。其性能竟满足了要求极其苛刻的军方要求：输入电压22～80V;输出电流1～7A;全天候工作温升<27℃总的来说，系统提升应用效果相当成功。
此外，本电路还可派生出很多应用电路，如可以用作有刷直流电机控制器;R7改成电位器可平稳的调节转速;R5并接适当阻值负温热敏电阻后，使成为一个DC无刷风机控制器;可根据器件温升自动调节风机转速…，作为一个高效、宽范围电源输入、大功率输出平台;肯定有很多等待读者开发用途!
注：LM2576---TO-220封装
IRF9540、TIP41、20100均为TO-220封装
D1、D2、D3均为贴片1005封装
Q1、Q6、Q7为贴片SOT-23封装
R1-R7为贴片0805封装
L1Φ12X16工字磁芯用1.35漆色铜线绕制，电感量47μH—100μH
C1、C3为RB.3/.6封装
C2为RB.2/.4封装
C5为贴片1005封装
图2:LM2567原资料中二种封装
开关电流电路 篇9
我们知道, 负荷开关—熔断器组合电器由一组三极负荷开关及三个带撞针的熔断器组成。当任何一个撞针动作时, 应使负荷开关三极全部自动分闸。在组合电器中这两种电器设备 (熔断器和负荷开关) 并不是简单地串联在一起, 而是用撞击脱扣装置将两者有效联系在一起, 使其各负其责, 优势互补。为确保熔断器与负荷开关与配合动作后不会出现断层, 因此需要分析负荷开关与熔断器的各项配合参数, 其中转移电流参数就显得相当重要了 (表1) 。
(1) 当I
(2) 当I=2In HH:此时电流为熔断器的最小动作电流, 即2倍的熔断器额定电流。在产生过电流的过程中, 熔件缓慢熔化, 促使撞针动作, 最终导致负荷开关脱扣并开断三相电流。
(3) 当I=3In HH=Imin:此时电流为熔断器的最小灭弧电流, 即3倍的熔断器额定电流。此时熔断器首先断开A相, 断开后其撞针使负荷开关开断B、C两项电流。
(4) 当I=ITC:此时电流为负荷开关—熔断器配合的额定转移电流。熔断器动作于A相后, B、C两相的电流由熔断器与负荷开关同时负责开断。
(5) 当I=I4:此时电流为负荷开关的最大开断电流, 即理论上A、B、C三相均不会由负荷开关开断, 而应由短熔器负责, 实际上, 由于配合计算存在误差, 当电流在ITC～I4范围内时, 负荷开关仍可能负责开断B、C两相电流, 因此在选择熔断器时应使ITC不超出I4, 否则负荷开关将失去保护。
(6) 当I>I4:此时由熔断器负责开断三相电流, 而负荷开关仅在撞针被触发之后脱扣, 并不负责开断电流。
1 主要参数
负荷开关—熔断器组合主要技术参数如表2所示。
2 转移电流的基本概念
由于熔丝—负荷开关式组合电器的三相熔断器熔化具有时间差, 三相熔断器中有一相首先断开后, 撞击器动作, 此时可能出现另两相熔断器尚未熄弧开断, 而撞击器出击形成由负荷开关切断故障电流的现象, 即原本由熔断器承担的开断任务转移给负荷开关承担。因此转移电流指的是熔断器与负荷开关转换职能时的三相对称电流。当低于该值时, 首相熔断器开断, 其他两相负荷开关开断, 大于该值时, 三相电流仅用熔断器开断。
在确定负荷开关-熔断器组合额定转移电流的大小时应注意以下参数: (1) 由熔断器厂提供的熔断器时间-电流特性; (2) 由负荷开关厂提供的负荷开关的固有分闸时间; (3) 由负荷开关厂提供的负荷开关最大开断电流特性。
同一规格的负荷开关可以配用多种不同规格的熔断器。若配用额定电流较小的熔断器时, 转移电流将远远小于负荷开关的最大开断电流, 很好地提高了其裕度和可靠性;若配用额定电流较大的熔断器时, 配合后的转移电流ITC接近I4, 这样就降低了它的裕度和可靠性。此时, 选用过大的熔断器, 就会使得ITC≥I4, 导致转移电流超过负荷开关最大开断电流。所以, 应当由负荷开关的最大转移电流ITC反推出一个该负荷开关能配用的熔断器的最大额定电流, 其余额定电流小的熔断器的配合就可以得到可靠的保证。
3 转移电流的计算
转移电流发生在首相熔断器起弧后, 负荷开关在该相熔断器撞针的触发下, 在第二相熔断之前或与之同时开断的时刻, 由于熔断器结构和工作原理上的原因, 高压限流熔断器的弧前时间—电流特性 (一般称为T—I特性) 为一带状 (图1) , 即处于最大T—I特性曲线和最小T—I特性曲线之间。
转移电流的确定取决于熔断器熔化时间差ΔT与撞针触发的负荷开关分闸时间的比较。在转移电流范围内, 从微分角度看dt时间内的熔断器最小和最大T-I特性曲线可以近似为2条直线线段 (图2) 。
最小T—I特性上的Tm1是在三相故障电流I1下首先动作的熔断器的熔化时间, Tm2是第二相动作的熔断器的熔化时间。由于第二相动作的熔断器已经受过三相故障电流I1历时Tm1的作用, 所以Tm2要略小于最大T—I特性上两相故障电流0.87I1作用下所对应的时间。假设图2中熔断器的T—I特性曲线斜率为α, 在纵
1—最小弧前时间-电流特性 (-6.5%) 2—最大弧前时间-电流特性 (+6.5%)
1—最小弧前时间-电流特性 (-6.5%) 2—最大弧前时间-电流特性 (+6.5%)
坐标上的截距为lg C, 则直线方程可用下式表示:
若式 (1) 为最小T-I特性曲线, 则最大T-I特性曲线方程式为:
式中, x为2条T-I特性曲线之间的电流公差。
把最小T-I特性和最大T-I特性上对应值分别代入式 (1) 和式 (2) 并联立, 则可得:
I1αTm1+ (0.87I1) α (Tm2-Tm1) =I1αTm1 (1+x) α
易得:
由于各个熔断器存在制造误差, 它们的动作电流是不尽相同的, 其允许相对误差为平均电流的±6.5%, 这样便得x=2×0.065=0.13。再根据熔断器触发负荷开关分闸时间在0.05～0.3 s之间, 实践中通常取α=4, 将它们代入式 (3) , 得:
当熔断器触发的负荷开关的分闸时间T0等于ΔT时, 所求得的Tm1即为转移电流所对应的时间, 得:
因此, 转移电流可以确定为熔断器最小T—I特性上熔化时间等于0.9T0时的电流值。
4 结语
综上所述, 我们可以知道带撞针的负荷开关—熔断器组合中负荷开关所需开断的最大电流即为转移电流, 其值等于在熔断器的最小T—I特性曲线上T=0.9T0时所对应的电流。转移电流开断实验对负荷开关是最苛刻的开断情况, 可以说转移电流的大小是衡量负荷开关—熔断器组合中负荷开关开断能力的关键指标。
根据IEC 420, 组合电器应能开断直到负荷开关额定电流的任何负荷电流及直到组合电器额定短路电流的任何故障电流, 为了达到这一目的, 对转移电流的配合应严格要求, 这样才能保证电网、线路运行的安全可靠。
这里还必须提醒注意的是, 转移电流的概念是针对撞针触发的组合电器来讲的, 对没有撞针的组合电器就不存在转移电流。这是因为若没有撞针, 当首相电流由熔断器开断后, 熔断器就不能通过撞击脱扣使三极负荷开关同时分闸, 三相电流将仅由熔断器开断, 就不存在熔断器与负荷开关转换开断职能的情况, 也就不会产生转移电流。
参考文献
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[2]李建基译.负荷开关与熔断器的配合, 1995
开关电流电路 篇10
开关磁阻电机(SRM)具有结构简单牢固、制作成本低廉、可控参数多、调速范围宽和系统效率高等优点。但是,电机本身固有的转矩脉动和非线性特性限制了其在工业领域的广泛应用。如何减小转矩脉动成了当前一个热门的课题。为减小SRM的转矩脉动, 各国学者做了大量研究工作, 提出很多方法, 主要可以分为两大类: 一是通过电机结构的优化设计来减小转矩脉动;二是通过控制算法来减小转矩脉动。文献[1]提出采用神经网络来优化开关磁阻电机的转矩。文献[2]提出给予RBF的神经网络对SRM的瞬时转矩进行控制。文献[3]采用迭代学习的方法减小SRM的转矩脉动。
然而由于开关磁阻电机按照“磁路最小”的工作原理设计,其电感是转子位置的非线性函数,开关磁阻电机两相励磁运行时,由于存在互感影响,其电感模型更加复杂。文献[4]中提到了采用磁网络模型对开关磁阻电机两相励磁运行时的磁场特性进行分析,为开关磁阻电机两相励磁运行时电流控制分析提供了很好的理论方法。
本文从电磁的角度对开关磁阻电机定子绕组电感进行分析,基于RBF神经网络建立了SRM的电感非线性模型,RBF网络为3-6-1结构(3个输入变量、6个隐层节点、1个输出量)。最后通过离线训练完成SRM在两相励磁时考虑互感的电感与转子位置的非线性建模,使该模型能有效映射电感与转子位置和定子电流之间的非线性关系。最后通过已建立的电感模型动态调节PWM的占空比,使实际电流很好地跟随给定电流,并经过实验验证该方法能获得满意的电流控制效果。
2 电机励磁电感分析
8/6结构的开关磁阻电机采用图1所示的电容分裂式功率拓扑结构,其各相绕组电流可独立控制,从而降低转矩脉动,提高开关磁阻电机的性能。但在实际控制中发现,相电流控制存在一定难度,开关磁阻电机是按照“磁路最小”的工作原理设计的,因此当给定子绕组通以电流时,产生的磁链不仅与电流有关,还与转子位置有关。在不同的转子位置,电感是不一样的,同样占空比的PWM作用下,电流的变化值是不一样的。
从电磁角度分析,开关磁阻电机各相绕组均绕在定子上,转子的位置决定磁场的分布。图2是8/6结构开关磁阻电机两相同时激励时(两相绕组都施加6 A电流)的磁场分布图。一相处于齿齿对齐位置,另一相处与齿齿相差15°位置,两
相定子绕组均施加6 A电流。
对于8/6结构开关磁阻电机,磁链和电感可以用下式表示:
λj=λj(θ,ia,ib,ic,id)⇒
ij=ij(θ,λa,λb,λc,λd) (2)
Lj=λj/ij (3)
式中:λj为j相绕组产生的磁链;uj为j相绕组两端的电压;Rph为绕组电阻;Lj为j相绕组电感。
当两相同时导通时,以A,B相导通为例,A相磁链可用2部分表示:
λa(θ,i)=λaa(ia,ib=0)+λba(ia,ib) (4)
SRM的电感包括自感和互感2部分,由式(3)可得
3 RBF神经网络
由上面分析可知,SRM电感是与转子位置相关的非线性函数,显然传统的性能分析方法不能解决这个问题。
人工神经网络具有很强的非线性映射功能,在控制中,应用较多的网络是BP网络,但BP网络采用的是一阶梯度下降法来学习的,故存在局部极小值,速度也比较慢(耗时太长)。RBF网络具有最佳逼近的特性,收敛速度快,在一定程度上克服了这些问题[5,6],近年来,RBF神经网络在非线性系统建模和控制等方面得到广泛的研究和应用。
图3给出的是一个多输入、多输出的RBF神经网络结构图。图3中,RBF网络有2层组成:输入层实现从x 到aj(x)的非线性映射;输出层实现从aj(x)到y的线性映射。常用的RBF基函数是高斯基函数。
本文采用RBF网络对SRM电感进行非线性建模。SRM的电感包括自感和互感2部分,而且与转子位置相关,因此以A相电感为例,将转子位置θ,自身电流ia及同时导通的另一相邻相电流ineighbor作为神经元的输入,即
X(k)=[ia(k),ineighbor(k),θ(k)]T (6)
对于隐层径向基函数采用高斯核函数
式中:αj为第j个隐层单元的输出;‖*‖为欧几里德范数;x为RBF网络的输入;cj为第j个隐层节点的中心;σj为第j个隐层节点的宽度。
电感作为RBF网络的输出
式中:wj为第j个隐层节点的连接权。
隐层节点数量的确定要考虑到系统的实时性要求。在既满足一定网络期望精度的要求又要满足控制实时性要求的情况下,隐层节点数确定为6个。即整体RBF网络为3-6-1结构。最后通过离线训练完成SRM在两相励磁时考虑互感的电感与转子位置的非线性建模。
为确定输出权值、隐层中心及基宽参数,定义二次性能指标函数为
式中:r(k)为系统参考输入;y(k)为系统输出。
则可由梯度下降法得到输出权值、隐层中心及基宽参数的更新算法如下:
式中:j=1,2,3,4,5,6;i=1,2,3;ηw,ησ,ηc分别为输出权值、基宽及隐层中心的学习速率;αw,ασ,αc分别为它们的动量因子。
4 实验结果
本文以TI公司的数字信号处理器TMS320LF2407为核心控制芯片,验证所提出的控制方法的性能。控制系统框图如图4所示,与传统PWM控制相比,系统增加了RBF网络,考虑到绕组电感对电流变化的影响。基于RBF网络的SRM电感模型建立起来以后,在转子的不同位置,根据RBF网络得到的电感值实时调节PWM的占空比。RBF网络通过离线训练得到,控制算法通过DSP由软件实现。
功率电路采用电容分裂式拓扑结构,主开关器件采用IGBT。实验选用1台8/6结构开关磁阻电机,额定功率0.75 kW,额定转速1 500r/min, Lmin=13 mH,Lmax=270 mH。
图5、图6均为给定电流为2 A,在不同电压等级下,传统电流PWM控制和采用RBF网络对电流PWM控制进行改进的对比电流波形。
图5为给定电流2 A,电压155 V时传统电流PWM控制和采用RBF网络对电流PWM控制进行改进的电流波形。如图5a所示,传统电流PWM控制下,在不同转子位置由于电流变化率不一致,导致电流波动很大,波动为±1 A。图5b为采用RBF网络对传统电流PWM控制进行改进的电流波形,波动为±0.4 A,通过这种办法使电流波动大大减小,提高电流控制精度。
图6为给定电流2 A,电压310 V时传统电流PWM控制和采用RBF网络对电流PWM控制进行改进的电流波形。如图6a所示,传统电流PWM控制下,波动为±2 A。图6b为采用RBF网络对传统电流PWM控制进行改进的电流波形,波动为±1.4 A。这是因为电源电压变大,导致在一个斩波周期中绕组电流变化相应变大。因而图6的电流波形波动比图5大。
图5、图6说明采用该方法在不同电压给定下都能在很大程度上平滑电流波形,获得满意的实际控制效果。
5 结论
开关磁阻电机的转矩与电流和电感直接相关,只有控制好电流,才能获得理想的转矩。SRM电感模型存在严重的非线性,难以精确建立。而RBF网络特别适合于非线性对象建模,同时具有最佳逼近及收敛速度快的特性,在满足控制要求的情况下,选择合适的隐层节点数目,能满足控制的实时性要求。本文依据RBF网络对SRM电感进行建模,根据不同转子位置的电感值动态调整PWM的占空比,改善了对电流的控制效果。
摘要：开关磁阻电机(SRM)具有结构简单、成本低、控制灵活等优点,尤其组成的调速系统具有交、直流调速系统所没有的优点。但由于电机本身的非线性电磁特性,导致了其转矩脉动比其他传动系统严重,因此如何控制好转矩成为关键,而转矩控制最终要通过控制电流来实现。对8/6结构SRM的绕组磁场特性及电感进行分析,构建了基于3层结构的径向基函数(RBF)神经网络的SRM电感模型,该模型算法简单并能较好地反映SRM电感非线性模型;依据该模型提出了一种自调节的电流控制方法,该方法通过已建立的SRM电感模型动态调节PWM的占空比,克服电感对电流的影响。实验结果证明,该方法使实际电流很好地跟随给定电流,有效减小了电流波动,取得了良好的电流控制效果。
关键词：开关磁阻电机,径向基函数,神经网络,两相励磁
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开关电流电路 篇11
NJM2367只需7个外接元件，散热板的安装也相当简单，外壳封装为塑料TO-220（5个引脚）型。它是新日本无线公司的新产品。附表为它的主要电气特性。图1所示为它的引脚排列，图2为输入12V、使用NJM2367实现输出5V/5A的DC-DC变换器电路，图3所示为在实验板上实测的NJM2367主要输出特性。
外围电路与印制版的设计
1.电感L1
图2中的L1是这样设定的，即在L1中流过的脉动电流峰值应小于最大电流的10%，也就是要小于0.5A。如果脉动电流超过上述值，则NJM2367内部的过电流保护电路动作，输出截止。电感的铁芯宜采用允许大电流工作的环形铁芯。
将NJM2367内部的功率晶体管饱和压降记作Vset[V]，接通时间记作ton[s]，在L1中流过的脉动电流记作ΔIL[A]，输入电压记作Vin[V]，输出电压记作Vout[V]，则L1[H]可由下式求得：
L1=(Vin-Vset-Vout)ton/△IL
图2中Vin=12V，Vset=1.8V，Vout=5V，ton=11.1μs，ΔIL≤0.5A，求得L1≈115μH，为留有余量，选定L1为180μH。
2.输出电容Cout
作为Cout电容，若选用等效串联电阻（ESR）低的器件，则可以有效地降低输出脉动噪声。通常，电容量越大，ESR也越大。因此比起使用单个大容量电容来说，还不如采用数个电容并联连接的结构形式更为有效。但由于在各电容中流过的脉动电流大小是不相等的，因此，如果使用不同特性的电容，则电流将集中于某个特定的电容中，从而有可能缩短该电容的使用寿命。
把脉动电压记作VRP-P，ESR与输出脉动电压的关系如下式所示：
ESR=VRP-P/△IL
实际上，在大多数情况下，根据留有余量的原则，设定ESR为不大于上式计算值的1/2。
3.印制版电路的布线
图2中用粗黑线画的部分为较大的开关电流流经的电路，所以在电路连接时必须采用粗而短的线路来降低电路的阻抗。如果用细的线路连接，电路将产生很大的发射噪声，或者有可能使电路不能稳定地工作。开关电流的流动路径如下：
开关接通时，输入电容→功率晶体管→电感→输出电容。
开关断开时，电感→输出电容→地→二极管→电感。
当随意地连接线路时，在输出端将会产生800mVp-p左右的尖峰脉冲噪声。因此采用单点接地的配线方法，使电路不形成公共阻抗，并使必要的线路尽可能地粗和短，这将使脉动电压得到明显的改善，达到小于100mVp-p的水平。
在图2电路中，当需要设定的输出电压高于5V时，可以追加虚线部分的电阻R1，并对R1进行调整。虚线电路中加接D1的作用，是当负载急剧变动时，为了防止IC遭到破坏而加入的保护性肖特基二极管。
内部电路工作状态
如图2所示，NJM2367内部含有基准电源、振荡电路、误差放大器、PWM电路和功率晶体管等，开关频率固定为72kHz。
为了使NJM2367在5个引脚、单片封装情况下输出5A的大电流，在IC电路中采取了下述措施：
1.低损耗和节省空间的过流保护电路
我们知道，对于使用电流取样电阻的过电流检出电路来说，由于在电阻上需要消耗一个恒定的较大的功率，因而它的电路效率很低。特别是在输出电流超过5A的DC-DC变换电路中，我们几乎无法忽视这种损耗。而在NJM2367中，采用将一个小功率晶体管同开关晶体管相并联连接的方法，通过检出该晶体管中流过的电流比值大小来使保护电路动作。
2.使一个引脚具有双重功能
电流模电路及其应用探究 篇12
电流模电路也叫做电流型电路, 它将电流当作主要参量来对模拟信号进行处理。从严格意义上来看, 输入信号与输出信号都属于电流。整个电路只含有晶体管结电压, 并没有别的电压参量, 所以它被称作电流模电路。电流模电路具有以下几种特点:频带比较宽, 速度比较快, 动态范围相对较大, 容易实现对电流的春出以及运输。利用这个方法对模拟信号进行处理, 或者进行集成电路的设计, 是近几年比较常见的方法。在进行高速宽带线性模拟集成电路以及非线性模拟集成电路的制作时, 其最重要的基础就是电流模方法以及相关原理。所以, 可以说电流模电路的广泛使用是一个重要的里程碑。
在传统的对模拟集成电路的探究中, 学界常常将电压当作输入参量以及输出参量, 因此在对模拟信号进行处理的时候, 常常将电流信号转化为电压信号。电路以及系统都是利用电压来进行标记的。
相较于电压模电路, 电流模处理电路的方法在阻抗方面存在着明显的不同。比如, 在现实应用中的各种类型的电路里, 内阻比较小的信号源通常会被当作电压源;内阻相对比较大的信号源常常被看作电流源。理想环境下, 电压放大电路应该有着趋向于无限大的输入抗阻, 而且它的输出抗阻应该是0;同样在理想环境下, 电流放大电路的输入抗阻应该是0, 而输出抗阻则趋向于无限大。在非常低的阻抗节点之上, 各个电量间的电流量存在相加减的关系。
事实上, 对于电流模电路, 人们还是比较熟悉的, 在实际应用中有非常多的电流模电路, 比如, 集成运放中进行分析的电流镜电路, 甲乙类输出电路等等。
2 电流模电路的特点
2.1 非线性失真小
电流模电路主要的传输对象为电流。通常情况下, 晶体管器件本身的指数伏安特性并不会对电流传输的线性度产生影响。因此, 相较于电压模电路, 电流模电路的非线性失真出现的概率要小很多, 它能够对模拟信号进行更为精细的处理。
2.2 方便电流的存储以及转移
动态电流模电路对电流的储存功能以及转移功能具有其他电路不具备的优势。需要强调的是, 电流模电路的这个特性并未在模拟集成电路以及相关应用中得到发挥。其限制性因素为支撑电路的不足。支撑电路影响了该系统的高速宽带, 限制了其精度。
3 电流模单元电路的应用
所有的模拟功能的线性电流模集成电路以及非线性电流模集成电路的基本组成都是电流模单元。其常见的应用情况如下。
3.1 跨导线性电路 (Trans Liner Circuits)
如图1所示, TL回路构成能够改变并增加电流放大单元电路。图1显示的T1与T4均为顺时针方向的发射结。而T2和T3则均为逆时针方向。所以, T1-T4的发射结共同后成了TL回路。其信号则由T3与T4的集电极以及基极进行输入, 通过放大之后再由T1和T2进行输出。
该图是由基本电流放大单元级联构成的电流放大电路, 它主要包括四级。其中第一级的T1, T2, T3, T4都是TL回路的主要组成部分, T3和T4是输入管, 他们的偏置电流是 (IO-IE) , T1和T2则是差动管, 它的偏执电流则是IE。所以这个单机电流的增益如下:
通常情况下, T1, T2, T3, T4的典型值是100, 各个组的增益取值应该为β/10、
这个电路具备以下特点:通过对电流源本身的偏压进行改变能够对静态电流产生影响。所以利用这个方法能够提高增益调节的方便性, 帮助增益控制提高自动化水平, 尽可能大的降低功耗。
3.2 电流镜 (Current Mirrors)
电流镜, 也常常被称作CM电路。这种电路既能被当作电路的直流偏置以及有源负载, 还能将电流量依据一定的比例进行传输。它在很多的电流模电路中都有比较广泛的运用。
常见的电流镜主要包括的结构有:基本镜像电流源, 精密镜像电流源, 高输出阻抗串接镜像电流源, 闭环负反馈镜像电流源 (威尔逊电流源) , 比例电流源, 微电流源以及跨导线性甲乙类电流放大单元等。
3.3 电流传输器 (Current Conveyors)
电流传输器也被叫做CC电路, 它是一种三端器件。其本身是一种常见的电流模电路, 组成部分为:电流镜和电流镜, 电流镜和TL回路或电流镜和运放。电流运输器是构建宽带, 运转速度高, 精度比较高的模拟功能电路的基本电路之一。喜爱你在常见的电流传输器主要包括第一代电流传输器以及第二代电流传输器。
3.4 开关电流电路 (Switched Current Circuits)
开关电流电路主要运用MOS器件栅极电容本身的存储能力来存储电流, 转移电流。电管电流电路的别名又叫做动态电流镜, 它主要被用于开关电流滤波器, 开关电流以及电流转换器等方面。
4 小结
电流模电路的应用最早开始于上世纪八十年代末, 近几年发展势头正旺, 已经变为一类重要的电路了。其应用形式正在逐渐丰富。而在学术界, 对电流模电路及其应用的研究正在变得越来越为人们所重视。本文对各种电流模电路和电流模电路的相关原理进行了分析, 阐述了新的电子电路分析方法。这个方法主要运用跨导线性电路, 电流镜, 电流传输器等等对常用的电子电路进行了分析。本文主要包括三大部分, 它们是:电流模技术的概念, 电流模电路的特点, 电流模单元电路的应用。其中电流模单元电路的应用主要包括以下几大部分:跨导线性电路;电流镜;电流传输器;开关电流电路等。目前国内对电流模电路的应用还存在着不充分的问题, 这需要学界对其相关领域不断深入研究, 提供良好的技术支撑。
参考文献
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