宽带微波信号（共4篇）
宽带微波信号 篇1
0引言
随着信息时代的到来,人们对信息传送的媒质也提出了更高的要求。目前,在微波信号的传送中,基本上都是以电缆传送为主,但是电缆传送存在一些问题,
比如传送距离相对较近,外界信号容易干扰传输信息等。为了解决这些问题, 人们开始利用光缆进行信号传送。光缆的传送距离非常远,可以达到一百多千米, 在传送的过程中,信号的衰减系数非常小,能够保证信号的高质量传送。光缆传送的稳定性好,不容易受到外界环境的干扰,而且具有相关设备质量小以及应用成本低等特点。所以,光纤传输在各个领域都得到了越来越广泛的应用。本文先介绍宽带微波信号光纤传输链路的主要组成部分,然后探讨相关的重要参数。
1宽带微波信号光纤传输链路的组成
光纤传输链路主要可以分为三个部分:发射装置、接收装置和光纤。光发射装置的主要功能是将输入的电信号进行调制,将其转化成为光信号,光源的调制方式可以分为直接调制和外调制两种,直接调制所能达到的带宽是26.5GHz,要想增加带宽,可以利用外调制,最大可以达到70GHz。光纤在快带微波通信中的主要作用是运输作用,处于信号发射装置到终端接受装置之间。,这也是光纤输送优于电缆输送的关键所在。光接收装置的功能和光发射机的相反,它是将光纤传送过光信号恢复为最初的电信号,从而实现信号的重新读取。
根据电信号形式的不同,光纤传送可以分为两类:模拟传输和数字传输。模拟光纤传输的传送距离相对较短,应用成本低,容易受到宽带的限制,但是其损耗比较低,常用的场合有雷达信号处理、天线遥测等。数字光纤传输的传送距离比较长,应用的成本也比较高,但是不受到宽带的限制,能够对大容量的信息进行传送,所以一些超级望远镜的宽带微波信号的传输就可以选用数字光纤传输。
2宽带微波信号光纤传输链路的重要参数
借助一些重要的参数,我们可以检验宽带微波信号光纤传输链路性能优劣,下面将对光纤传输链路的性能参数和传输参数进行探讨。
2.1宽带微波信号光纤传输链路的性能参数
宽带微波信号光纤传输链路的性能参数主要有四个,包括增益、带宽、噪声系数以及动态范围等。
增益是指信号功率在输出端与输入端的比值,它跟整个系统的一些设备性能相关联,包括光纤的衰减特性以及光发射机、光接收机的增益Glink等。Glink=G-A增益可表示为:
式中G表示光反射机、光接收机的增益,A为光纤内的信号损耗。光纤内的信号损耗A越小,或者光反射机、光接收机的增益G越大,则整个光纤传输的增益就越大。
带宽主要是衡量信号失真传输的可用带宽范围,它是增益下降3dB所对应的频带宽度。在该带宽内,信号的抗干扰能力极强,信号不容易失真。光纤的带宽大小主要跟色散效应相关,而在单模光纤中是不存在模间色散的,所以单模光纤的带宽非常大。所以整个光纤传输链路的带宽主要受限制于光反射机、光接收机的频率响应。
噪声系数是指系统输入端信噪比与输出端信噪比的比值。系统的信噪比可以定义为接受信号功率S与噪声功率Np的比值 :
式中,RL为光检测器负载电阻, i2S表示均方信号电流, i2N表示均方噪声电流。暗电流、前置放大器以及负载电阻等都会产生噪声,这些噪声对信号的传输会产生干扰的作用,所以需要严格的控制噪声。
在光纤传输系统中,信号在一定范围发生变化时,信号的能否进行有效传输是一个重要的研究点。动态范围就是用来衡量信号能够进行变化的有限范围。在动态范围中,最小的信号值叫做灵敏度,它跟整个系统的背景噪声有关。当信号值不断的增大时,系统会因为非线性而发生信号失真。动态范围给了人们一个信号高质、高效传输的标准,从而可以避免信号受到干扰以及失真现象发生。
2.2光纤的传输参数
在光纤的传输中,光纤的相关参数主要有衰减和色散两个。
光纤的衰减是光纤的一个重要参数, 它是指在光纤传输过程中信号会产生一定的损失。在一般情况下,光纤的衰减特性在决定了整个光纤传输链路的最大距离。宽带微波在光纤中传输时,随着距离z的增加,光功率P存在以下关系式:
式中, p(0)为起始处的光信号功率,αp为损耗常数。光纤的衰减特性可以用衰减系数α表示,它可以用单位长度的分贝数来表示,定义如下 :
光纤衰减产生的原因有很多,主要是光纤材料质量以及设计问题,光纤发生一定的弯曲时,会产生信号损失,所以要避免光纤的弯曲。散射损耗则是光的散射效应造成的,它主要跟光纤的结构缺陷有关。有的光纤自身还能对一定量的信号进行吸收,造成信号的衰减。
色散是光纤的另一个重要参数,因为光纤传输中的信号会具有不同的类型,它们的传送速度会存在一定的差别。这就导致了整个信号不同部分不能够在同一时间到达光纤终端,最终会导致输出信号出现失真现象,不能够顺利读取信号。可以用时延差来衡量色散的严重程度,时延差越大,则色散程度越严重。信号的时延差与光源的相对带宽、温度有关。
综上所述,在整个光纤传输链路设计过程中,需要考虑传输的实际情况,根据不同参数对整个系统的影响,选择最佳的参数值,从而实现宽带微波信号光纤传输链路的最佳设计。
3结语
本文对光纤传输系统的主要组成部分进行了介绍,然后探讨了光纤传输系统设计过程中需要考虑的重要参数。在进行整个系统设计时,可以根据参数的最佳选择来保证整个系统的最佳性。
宽带微波信号 篇2
微波射频电子学、光纤通信和超快光学等学科的快速发展催生了一个新的融合交叉研究领域———微波光子学[1] (Microwave Photonics) 。微波光子学主要研究微波和光波的相互作用, 其应用领域有宽带无线接入网、传感网络、雷达、卫星通信、仪器仪表和现代电子战等[2]。微波光子学是伴随着光纤通信器件及系统的发展而逐步得以发展的, 光通信相比微波通信的优势在微波光子学中均有体现:载波所具有的巨大带宽优势 (例如在光纤通信常用的1 550 nm波段, 对应的光频率约为193 THz, 即使是1%的载波频率调制范围所能达到的带宽也远远超过微波通信带宽) 、传输介质所具有的重量轻、低损耗 (例如石英光纤在1 550 nm波段的损耗仅为0.2 d B/km, 远小于电缆损耗) 、光载波能够抵抗空间存在的各种电磁干扰等, 而这也正是目前电子技术面临的困境[3]。因此, 探索用光子学技术和方法来进行微波信号的产生、传输和处理等就成为了微波光子学的热门研究方向。
在过去的几十年间, 硅基CMOS技术的发展极大地促进了电子电路技术的进步。随着信息技术日益增长的需求, 受传统电子电路的带宽、功耗和信息处理速度等限制, 电子技术在处理更高速的信号方面举步维艰。而近十多年发展起来的光子集成电路因具有大带宽、低功耗和高处理速度等优势而成为电子电路的理想继任者。把光子集成电路应用在计算、信号处理和网络互联等方面, 能够全面克服基于电子电路系统导致的信号处理速度和带宽等的限制。尤其是在信号处理领域, 传统的电子电路信号处理器由于其内在的瓶颈限制, 有限的采样速度无法满足日益增长的高速信号处理需求[4]。利用光子学方法能够对更高带宽的微波信号进行处理, 且相比于同类电子器件, 它们展现出一些更独特的优势, 如高频信号处理能力、较大的频率调谐能力[5], 这使得微波光子信号处理技术尤其适用于现代雷达和电子战系统。在微波光子信号处理系统中, 微波光子滤波器 (Microwave Photonic Filters, MPF) 和微波光子微积分器 (Photonic Differentiators/Integrators) 、微波光子傅里叶变换与逆变换器 (Fourier Transformer) 等即是这样一类器件, 能够用光子学的方法实现微波信号的滤波、微分和积分、变换等处理过程。文献[6-10]论述了微波光子滤波器的原理及在通信和雷达信号处理中的应用, 并给出了不同的滤波器结构实现方案;文献[11-21]介绍了近年来基于不同器件构建的微波光子微积分器的功能架构图, 并给出了理论和实验测试结果, 为其在宽带信号处理方面的应用奠定了研究基础;文献[22-24]论述了微波光子傅里叶变换与逆变换器, 主要介绍了其在大容量光正交频分复用 (OOFDM) 传输系统中的应用及实现方案。本文以微波光子积分器为例, 结合本实验室的研究基础和实验条件, 介绍它在宽带信号处理方面的理论及应用。
1 微波光子积分器原理
N阶微波光子时域积分器是一个能够对任意输入波形的复包络进行N次时域积分并输出其积分后波形的器件, 它与电子电路中的“电容器”功能类似, 将输入到其中的光子能量累加并输出。目前已经有基于光纤布拉格光栅、硅基微环、半导体光放大器和光子晶体等器件结构的光子时间积分器被设计提出并在实验中得到了验证。
纯粹从数学上来讲, 积分就是求一个导函数的原函数的过程。对于较简单的初等函数, 可以直接写出或推导出其原函数, 但对于较复杂的函数如超越函数, 它们的原函数在求解时异常繁琐, 且通常无法得到解析解。在实际应用时, 大多数情况下需要求解的常常是变化规律无法用解析式表达的信号, 它们通常是初等函数和各种超越函数的组合, 对这类函数常常需要求解从开始时刻到某一特定时刻的累积效果, 如流量随时间变化的水流在一段时间内所流过的总水量, 一个电容器在一定充电时间内所积累的总电量等等;抛开信号函数所表征的具体物理意义, 抽出其模型, 从数学上分析, 这其实就是求该信号函数在这段时间内的积分。当输入信号函数是一个高斯脉冲时, 积分后输出一个类似阶跃函数的信号;当输入是2个同相高斯脉冲, 积分输出后则是一个类似梯状台阶信号;当输入是2个反相高斯脉冲信号, 输出一个类似于矩形的信号。
又如对于传感器采集到的随时间变化的电信号, 要求其从开始到某一时刻的累积结果值, 以电子电路中的积分器为例, 先直观地理解积分器的积分功能。由集成运放和电阻、电容等器件构成的一个简单负反馈积分运算电路如图1所示。
根据集成运放同相输入端与反相输入端的特点, 可以得到输出端的电压信号表达式为:
输出端电压与电容C上的电压反相, 由于电容的端电压是流过其上电流的积分, 加上集成运放输入端虚短虚断的特点, 因此输出端电压信号也正是输入端电压信号的积分。若输入信号是一个随时间变化的信号, 则主要关心的是这个函数在特定时间变化范围内时的定积分值的变化情况。
从时域上理解积分器的积分功能较为直观, 但对积分器件的选取和制作却无多少指导作用;而从频域来理解积分器则更有助于判断选择什么样的器件适合作为积分器使用。在信号与系统理论中[25], 根据卷积和单位阶跃函数的定义, 一个函数f (t) 与单位阶跃函数u (t) 的卷积表达式为:
若函数f (t) 的傅里叶变换为F (ω) , 单位阶跃函数的傅里叶变换为U (ω) , 则该卷积式的傅里叶变换为:
式中, F表示傅里叶变换。根据傅里叶变换的性质, 从时域与频域的对应关系来考虑, 时域上2个函数的卷积的傅里叶变换即为频域上2个函数的傅里叶变换的乘积, 即
从上面这2个时域和频域表达式可以看出, 一个函数与单位阶跃函数作用后便可得到该函数的积分。阶跃函数的傅里叶变换式为:
以单位阶跃函数为例, 如果把U (ω) 看作是一个器件的传输响应, 则任意输入信号通过该器件后, 器件的输出即为输入信号的积分结果;换言之, 这种器件可作为积分器使用。然而在实际应用中, 频率响应如阶跃函数这般在中心频率处达到无穷大的器件是不存在的, 在选取实际可用的器件时只能尽量去靠近这一频率响应, 即选取频率响应H (ω) 与U (ω) 成比例的器件:
例如在上面的由集成运放和电阻、电容构成的积分器中, 电容器C的输出电压与输入电流的比值即阻抗XC=1/ (jωC) , 满足XC∝ (1/ (jω) ) , 故该器件和集成运放的组合能够实现对输入电压信号的积分功能也就在理论预期中。
从上面的推导可以看出, 欲使得一个器件具有积分功能, 其传输响应应当具有式 (6) 所表示的传输特性, 其输出即能实现对输入信号的积分, 积分器功能框图可参阅文献[16]所示。对于微波光子时间积分器, 所要实现的功能是类似的, 即要实现对任意输入光信号的积分功能。要实现这类光子时间积分器, 就需要寻求具有上面公式所描述的频率响应的光电子器件。评价光学时间积分器的主要参数有积分时间窗口、积分带宽等。
2 微波光子积分器的实现方案
在已经有文献报导的实验方案中, 研究人员采用了不同的器件作为光学积分器, 如无源的光纤布拉格光栅、硅基微环以及有源的F-P型半导体光放大器、有源掺杂光纤光栅等。
2.1 无源微波光子积分器
无源微波光子时间积分器最初由N.Q.Ngo提出, 用以进行光暗孤子检测及光脉冲整形。随后他又提出利用相移光纤布拉格光栅的传输谱进行光子积分器的设计, 并仿真得到了不同透射率下的积分效果。M.Ferrera等人在硅基上制作了一个单片集成微环结构用作光学时间积分器, 并在实验上证明了该硅基微环积分器的积分时间窗口达到800 ps, 工作带宽可达200 GHz, 且所用制作工艺与传统CMOS工艺兼容, 这就为将来光电混合集成电路奠定了工艺平台基础。这一结果远超过以往任何电子器件的带宽和工作速度, 也显示了微波光子积分器在信号处理领域的极大应用潜力。利用这个硅基芯片, 又进行了一阶和二阶的光子积分器实验。
2.2 有源微波光子积分器
由于微波光子积分器的功效类似于一个滤波器, 因此积分器输出信号是较弱的;尤其是对于无源器件的微波光子积分器, 微波光子积分器的积分时间窗口因谐振腔的较大损耗而不可避免地降低, 无法满足很多实际应用的需求。为了提高积分时间, 不少研究人员提出采用有源增益介质腔作为积分器, 以期利用增益介质的增益作用补偿谐振腔的损耗, 提高微波光子积分器的积分时间。设计了基于F-P型半导体光放大器 (SOA) 的微波光子积分器, 其功能模型如图2所示[26]。对于无源F-P腔滤波器而言, 输入光在腔内往返运动并在右端面输出, 会经受较大的损耗, 导致该F-P腔的品质因子Q值较低, 对应于上面传输响应表达式中无增益项。当利用此无源F-P腔作全光积分器时, 输出后的积分波形会经历较快地衰减, 对应于一个非常短的积分时间。而对于本模型所提出的有源F-P腔而言, F-P腔内损耗以及端面透射损耗均可由腔内的材料增益予以补偿, 从而使得内部能储存更多的光能量;当适当提高SOA的泵浦增益电流时, 材料所提供的增益基本上能恰好补偿输入光信号在F-P腔内往返运动时的各种损耗, 从而能够极大地提高其积分时间窗口;且通过调谐SOA的注入电流, 还可实现其腔内增益的调谐, 进而实现F-P腔的Q值的调谐。对该模型所示的积分器进行仿真, 当积分器谐振腔的Q值达到1×109时, 积分器积分时间为68 ns, 积分带宽达到66.5 GHz。积分器积分效果如图2所示。
除了使用F-P型有源滤波器作为有源微波光子积分器件外, 也有采用集成工艺将2个SOA环集成在一个芯片上用作积分器模块。实验上也已经验证, 这种基于集成SOA环的全光积分器的积分时间窗口达到了创纪录的6 331 ps, 比硅基无源CMOS工艺的积分器的积分时间提高了一个数量级。
3 微波光子积分器的应用
微波光子积分器的应用首先体现在宽带信号处理方面, 如图3所示, 将任意波形发生器 (AWG) 或可编程脉冲产生器 (PPG) 产生的高速信号通过宽带电光调制器 (商用调制器工作带宽已经达到40 GHz) 加载到光载波上, 光载宽带信号通过微波光子积分器进行积分处理, 最后在光电探测器 (成熟商用探测器带宽已达到70 GHz) 中将积分后的高速宽带电信号恢复出来, 并可以通过示波器或直接加载到应用系统中。如果不借助于微波光子积分器, 对高速宽带信号 (如Ka波段信号) 的积分, 仅仅利用电子电路处理是无法实现的。
微波光子积分器的另一个应用场合是解微分方程。在很多工程应用中, 如天气预报、应用物理、生化等领域常常需要解大量的低阶高阶微分方程。以天气预报为例, 由于大气的运动遵循一些已知的物理定律, 根据这些定律, 可以将大气运动状态写成一组偏微分方程, 只要给出初值 (大气的当前状况) , 就可以求解出方程组随时间变化的变量值, 据此得到大气的未来状况。然而求解大量的偏微分方程的过程是极其复杂的, 还要求在规定的时间里处理大量的气象数据以尽快获取未来短时间或长时间的天气状况信息, 即使采用最简化的大气方程也必须在高速计算机上进行运算。目前这些计算机的运算速度都受限于电子器件的性能, 而如若采用全光积分器来解这些偏微分方程, 由于光信号处理速度相比于电信号处理速度的优越性, 它在解微分方程方面的性能将能极大提高目前天气预报的速度和精度。
在输入2个反相高斯脉冲光情况下:一方面可用于矩形光脉冲信号产生;另一方面还可用于全光逻辑单元或者全光存储单元, 输入的第一个脉冲光信号相当于一个使能指令, 由于被积分到逻辑电平“1”, 在这样一个“高电平”作用下, 系统就可以开始进行存储数据;持续一段时间后 (2个光脉冲的时间间隔) , 如果再输入一个与第一个脉冲有π相位差的高斯脉冲, 积分值变为零, 相当于逻辑低电平“0”, 系统识别到低电平后就停止进行数据存储, 并等待下一个逻辑高电平的到来。事实上, 基于光纤布拉格光栅的积分器用来作为全光存储介质的实验研究也已经有文献进行了报导[27], 这篇文章里面作者采用基于FBG的光子时间积分器用作光存储单元介质, 该积分器的积分时间达到800 ps, 时间-带宽积能达到550, 此时进行1 bit光存储的开关转换时间可低至1.4 ps。
4 结束语
宽带微波信号 篇3
无线通信系统的性能主要受到无线信道特性的制约。发射机与接收机之间的传播路径非常复杂,从简单的视距传播,到遭遇各种复杂的地物,如建筑物、山脉和树叶等对电波的影响。无线信道不像有线信道那样固定并可预见,而是具有极度的随机性,特别难以分析。
大容量微波通信所占用的频带较宽,经过多径信道传输后,各频率分量在空间的衰减程度上有很大差异,易造成合成信号幅度和相位的大幅度失真,从而产生频率选择性衰落,造成严重的符号间干扰,导致误码性能急剧变坏,给通信系统的性能造成了严重的恶化,可能导致传播瞬时中断。为了对抗频率选择性衰落,需要有一整套抗衰落技术,主要包括分集接收、自适应均衡器、信道交织和纠错编码。在微波通信中,不能仅仅使用一种抗衰落措施,而应同时结合使用多种抗衰落措施。对调制解调器而言,能够采取的抗衰落措施主要是自适应均衡器。
1 二径模型简述
在微波通信系统中,信号的传输主要是利用微波的视距传输。和短波通信、对流层散射通信相比,视距微波通信具有传播稳定、外界干扰较小等优点,但是,它也会受到大气及地面的影响,产生衰落与传播失真。一般用于描述视距传播中的多径衰落现象的是Rummler提出的二径模型,多径衰落的归一化信道传输函数可以写成
H(ω)=A(1-ρe-jωτ), (1)
式中,A为传输损耗,为反射波与直射波的振幅比,τ为反射波和直射波的传播时延差。若用A(ω)表示信道的频率响应可以得到下式:
由信道的频率响应可知,当cos(ωΤ)=-1时,A(ω)取最大值,称为上衰落点。当cos(ωΤ)=1时,A(ω)取最小值。
对于二径模型而言,假定发射端天线高度为ht,接收端天线高度为hr,收发两端距离为d,并且假定d远远大于ht+hr,通过几何学知识和泰勒级数可以得到反射波和直射波的路径差为:
一旦知道了路径差就可得到传播时延差为:
通过上式可以根据收发两端的距离和天线的高度预测出传播时延差,从而为均衡器的设计提供工程依据。
在微波通信链路中,发射机和接收机之间的传播路径比较复杂。发送信号一般可以通过多条路径到达接收机,这主要是存在地面反射和大气散射。地面反射会引起接收信号的衰减、相移以及时延;大气散射是由大气折射率的变化引起的,它与湿度、温度和气压等天气条件密切相关,因而是(慢)时变的。另外,还有其他一些障碍物也会引起反射,例如市区的大楼、汽车等。所有这些因素使得信号到达接收机时,具有不同的衰减、相移和时延,从而产生了频率选择性衰落信道。由于信道是时变的,所以补偿措施应该能是自适应的跟踪并补偿信道失真。
2 自适应均衡器的原理与设计
自适应均衡器主要分为时域均衡和频域均衡2类。时域自适应均衡器其结构多采用判决反馈均衡器(DFE)。DFE包括2部分:前向均衡器采用其加权系数自适应于信道状态的抽头延迟线滤波器实现,使多径时延展宽的宽度减小,从而消除码间干扰对检测的影响;反向均衡器用另一个自适应抽头延迟线滤波器实现,利用相加器输出的取样值,反馈回来消除过去判决的码间干扰。除了克服多径引起的码间干扰外,自适应均衡器将每一多径分量中所需要的信号能量进行相位校正和合并,使信噪比得到改善。频域均衡充分结合了基于FFT的频域均衡技术与基于最小均方误差准则(MMSE)的时域均衡技术的特点,首先采用FFT运算将接收信号变换到频域,然后再采用传统RLS(递归最小二乘)或LMS(最小均方)算法进行均衡,最后再变换到时域,从而使其运算复杂度与时域均衡技术相比有了较大的降低。时域自适应均衡的处理方式多用于小多径时延(2σ/T<3)带来的码间干扰,频域均衡适用于多径时延较大的场合。
时域自适应均衡器的设计主要包括2部分:一部分是均衡器的结构,另一部分是自适应算法。如上所述,比较常用的3种结构为线性均衡器、判决反馈均衡器和最大似然序列估计接收机。最大似然序列估计接收机虽然抗干扰性能好,但由于其结构较为复杂,因此并不适用。线性均衡器只是利用横向滤波器来减轻所有的符号间干扰,而判决反馈均衡器不但利用前馈滤波器来减轻将来的数据序列所造成的干扰,而且利用反馈滤波器来消除过去数据的符号间干扰。判决反馈均衡器结构对于信道存在深度频谱衰落的情况具有较好的均衡效果,而其性能优于线性均衡器接近于性能最优复杂度相当高的MLSE接收机。因此,综上所述,本自适应均衡器采用了判决反馈均衡器结构。
目前主要的自适应算法主要有最小均方误差算法(LMS)、卡尔曼算法、快速卡尔曼算法以及平方根卡尔曼算法等。评价自适应均衡算法的优劣,有3方面:① 起始收敛速度;② 跟踪时变信道的能力;③ 运算的复杂度。由于微波信道的时变速率比信息传输速率要慢得多,采用各种自适应算法的自适应均衡器都能够及时收敛并跟踪信道的响应,因此,本自适应均衡器所采用的算法主要考虑的是该算法运算量的大小。LMS算法的运算量要远小于其他自适应算法,而且基本上不需要有关统计特性的先验知识,经过一段时间就能够达到实际应用情况下的最小均方误差解,进而能连续不断地调节,保持系统的最佳性能。LMS算法的优势在于它的简易性和有效性,实际实现LMS算法时不需要求平方、平均或者微分计算,其每次权矢量更新需要2N(N为均衡器抽头数目)次乘法。综上所述,本自适应均衡器选用LMS算法作为自适应准则。
由于系统采用QPSK调制方式,信道衰落将不仅引起同路间的码间串扰,还会引起异路间的正交串扰,因此均衡器也必须采用二维的正交结构。由于结构对称的均衡器各系数间有相关性,只有二维自由度,所以对称结构的均衡器不能消除基带上的非对称失真,有较大局限性。在实际应用中总是将4个均衡器设计成独立的,这种非对称结构的均衡器能有效地抵消基带上的非对称失真。图1为非对称结构的判决反馈均衡器的示意图,各个系数的自适应更新算法见式(4)。
C
式中,α为步进因子,e为判决误差。
3性能测试
调制解调器主要参数:
① 调制方式 QPSK;
② 信息速率 40 Mbps;
③ 滚降因子 0.5;
④ 解调方式 相干解调;
⑤ 中心频率 140 MHz;
⑥ 信道模拟参数 两径模型加高斯白噪声。
图2为自适应均衡器抗多径测试框图。误码仪将码字和时钟送给调制器,在调制器中经过成形、放大以及混频等处理后输出中频调制信号,经过噪声源和高斯白噪声相加,由于噪声源为宽带信号,所以将混合后的中频信号经过带通滤波器将高斯白噪声限定在一定的带宽内。通过分路器后滤波后的中频信号被分为2路,一路信号直接通过中频线缆2送给合路器,另外一路信号通过可变衰减器和中频线缆1后送给合路器。合路器将分路器送来的2路中频信号合而为一后送给解调器进行解调,解调的码字以及时钟送给误码仪进行误码统计,同时在解调器的输入端接上频谱仪等仪器观测整个信道的频率响应以及估计信噪比。
通过改变可变衰减器的衰减值和中频线缆1、2的长度可以得到图3所示的4种信道。表1给出了4种二径信道的特性,其差别是2根径能量的比以及相对的时延差,图3给出了4种信道的频率响应。从表1和图3中可以看到,由于多径造成的凹坑位于信号带宽内的不同位置并且凹坑的深度也各不相同,所以可以用这4种信道来代表真正的微波信道,用以检验自适应均衡器性能。
均衡前后的误码性能如图4所示,在信道A中没有采用均衡器时,系统的误码率为3×10-1并且与输入的信噪比无关,采用了自适应均衡后系统的误码性能得到了显著的改善,在误码率为1×10-6时的性能比无失真信道下的性能损失了5.1 dB;在信道B中没有采用均衡器时的误码率一直为3×10-2,采用了自适应均衡器后的误码性能有了明显的改善,在误码率为1×10-6时系统的性能比无失真信道下的性能损失了4.5 dB;在信道C中,没有采用自适应均衡时误码率一直为1×10-1,均衡后在误码率为1×10-6时系统的性能比无失真信道下的性能损失了1.3 dB;在信道D中,均衡前误码率一直为4×10-2,均衡后在误码率为1×10-6时系统的性能比无失真信道下的性能损失了0.5 dB。
通过图4所示的均衡前后系统误码性能可以得到以下2点结论:第一,没有采用自适应均衡器时系统存在不可减误码,均衡后消除了不可减误码。经过多径信道传输后造成了严重的符号间干扰,导致误码性能急剧变坏,误码率一直为10-1、10-2量级,在这种情况下采用纠错编码也无法达到可使用的程度,采用自适应均衡后补偿了由于多径造成的频率失真,消除了不可减误码,误码率随着输入信噪比的增高而降低;第二,均衡器没有达到理想值造成了系统性能损失,但在微波通信中能够容忍这些性能损失。采用判决反馈均衡器及相应算法,算法比较简单易实现,但均衡后的误差与信道失真状态有一定关系,最多的性能损失为5.1 dB,最少的性能损失为0.5 dB。
4结束语
本文主要研究了自适应均衡技术抗频率选择性衰落的性能,同时也给出了自适应均衡器设计中需要注意的地方。对于大容量微波通信系统来讲,信道已不单单是高斯白噪声信道,必须考虑到由于多径造成的频率选择性衰落,这就需要采取一系列的措施来抗多径造成的频率选择性衰落,自适应均衡器就是得到广泛应用的一种抗多径手段。综合考虑线性均衡器和判决反馈均衡器的优缺点,采用了判决反馈均衡器。在4种频率选择性信道下对判决反馈均衡器的抗多径性能进行了详细的测试,通过测试结果可以看到:采用判决反馈结构、最小均方误差算法的全数字时域自适应均衡技术的调制解调器,具有抑制深衰落、消除符号间干扰、提高误码性能等优点。目前,该自适应均衡器已成功用于工程中,且工作稳定、性能优良。
参考文献
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宽带电力载波信号性能浅析 篇4
随着智能电网在配用电环节的建设与推进,智能用电信息采集系统成为实现智能电网“信息化、自动化、互动化”的重要技术支撑和关键载体。为真正实现电力能源供应者与电力能源使用者的互动交流,需要构建高速、实时的通信网络。此外,在配电网终端,越来越多的电力用户开始接受并使用以智能交互终端和智能家用插座为核心构建的智能家居网络,通过该网络,可以轻松实现家电控制、高清音视频服务、能耗监测管理等功能。这一切,都需要有高速、灵活的通信技术作为支撑。
为了实现高速通信,正交频分复用调制技术(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)被广泛用于高速电力载波技术规范中,如:Maxim Integrated Products (美信公司)发布的G3-PLC协议、家庭插电联盟(HomePlug Powerline Alliance)提出的HomePlug1.0和HomePlug AV以及电力线智能电表进化联盟(PRIME ALLIANCE-PoweRline Intelligent Metering Evolution)提出的PRIME协议。
本文首先对OFDM技术进行简略介绍,然后针对基于OFDM技术的宽带协议进行对比分析,最后通过仿真实验验证不同协议的优缺点。
OFDM技术
正交频分复用技术在20世纪60年代就已经提出,但是由于受到模拟滤波器技术的限制,该技术一直难以实现,直到20世纪70年代,离散快速傅里叶变换的实现才为OFDM的实用化奠定了基础。OFDM目前己经广泛应用于无线通信领域,包括日常生活中的无线局域网、数字广播电视和3G移动通信。由于OFDM技术有诸多优势,所以人们已经将OFDM的这些优点与各自的研究领域结合了起来,其中也包括了我们关心的电力线通信领域。
OFDM的主要思想是将传输信道(电力信道)的可用频段范围分成若干正交子信道,然后将需要传输的高速数据信号转换成并行的低速子数据流信号,调制到在每个子信道上进行传输。在实际使用中,可以通过在接收端利用相关技术对接收的信号进行分离,这样可以有效减少子信道之间的相互干扰。
OFDM是一种多载波传输技术,一个OFDM符号内包含多个经过调制的子载波。假设N表示子信道的个数,T表示OFDM符号的持续时间,即符号周期,di(i=0,1,…,N-1)为分配给每个子信道的数据符号,fc为第0个子载波的载波频率,fi为第i个子载波的载波频率,有fi=fc+i/T,rect(t)=1,,则从t=ts开始的OFDM符号可以表示为:
由图1可知,传输时,将需要传输的信息比特独立分配到各个子载波上,各子载波的幅度和相位由调制模式(如BPSK、16QAM、64QAM等)决定,调制后的等效OFDM的输出信号如公式2所示:
其中(t)的实部和虚部分别对应于OFDM符号的同相(In-phase)和正交(Quadrature-phase)分量,在实际系统中可以分别与相应子载波的cos分量和sin分量相乘,构成最终的子信道信号和合成的OFDM符号。
PHY层对比分析
Homeplug AV标准和Homeplug GP标准的PHY层的最大区别就是数据传输速率。在PHY层,Homeplug AV标准可实现数据传输速率达到200Mbps,而Homeplug GP标准仅可实现10Mbps,速率差值巨大主要是因为:
1) Homeplug GP标准限制了OFDM子载波调制方式,只采用QPSK作为载波比特的调制方式,由此导致单位码元周期内传输的数据量有限,而Homeplug AV标准具有BPSK、QPSK、64QAM和256QAM等多种调制方式,可针对低压电力线时变的信道特性选择不同的比特调制方法,结合信道容量最大化算法使得载波信号速率达到最大。
2) Homeplug GP标准限制了数据速率的鲁棒模式,从而消除了自适应比特加载的管控基调,而Homeplug AV标准具有20～200 Mbps的自适应比特加载控制机制,使得子载波能够自动侦听信道增益,根据信道特性的优劣程度自适应选择子载波比特的加载模式。
MAC层对比分析
Homeplug AV标准和Homeplug GP标准的MAC层均具有集中性,但就信道访问方式而言,Homeplug AV标准的MAC层更具灵活性,它的1155个子载波可通过系统预设的信道估计模型来反馈信道的实时状态,从而制定信号调制解调、编码解码和前向纠错等方式,而在Homeplug GP标准的MAC层,为了节省子载波对信道侦听的比特开销,降低子载波比特加载的发射功率和硬件资源开销,省略了系统预设的信道估计反馈映射功能。
从PHY层和MAC层的性能对比分析可以看出,Homeplug AV标准和Homeplug GP标准各有优劣。总的来说,Homeplug AV标准可实现的数据速率较高,但应用在电力线通信设备中时,会导致设备能耗较大、工作温升较高;Homeplug GP标准虽然可实现的数据速率较慢,但能耗低、工作状态稳定,且它采用鲁棒模式传输数据,能够进一步加强家庭局域网内的网络覆盖力。在超高速(例如家庭影院在线观看、高清电视等领域)应用场景下,可以选择Homeplug AV标准作为电力线通信设备的技术规范。而对于某些对QoS等级要求略低、限定功率消耗门阀的电力线通信终端,可以采用Homeplug GP标准(如智能家居生活系统、智能用电信息采集系统、充电桩计量等领域)。
宽带通信协议
基于OFDM技术,家庭插电联盟(Homeplug powerline Alliance)提出了以Homeplug GP (HomePlug Green PHY)和Homeplug AV (Homeplug Audio and Video)为代表的高速电力载波传输方案[6-7]。该方案以电力线信道为信号传输通道,使用能够抵抗电网噪声和多径衰落的正交频分复用技术(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)做为信号调制、解调方式,并辅以功率、比特的自适应分配算法,实现了信号的高速、稳定传输。
Homeplug GP标准和Homeplug AV标准均适用于以频段2～30MHz为信号载频的宽带电力线载波通信系统。Homeplug AV标准是IEEE 1901电力标准的基本技术,其信号子载波采用自适应调制方式,信号最大速率可达200Mbps,而Homeplug GP标准是一种小成本、低功耗的通信规约,信号最大速率为10Mbps。Homeplug GP标准和Homeplug AV标准在电力线网络协议方面具备互相操作的能力,即Homeplug GP标准向上兼容Homeplug AV标准,而Homeplug AV标准则向下支持Homeplug GP标准。二者都具备物理层(PHY层)和控制层(MAC层),区别主要体现在通信链路层,其对比分析如下。
通信调制方式性能对比分析
由表1可知,Homeplug AV标准使用的信号调制方式较多,而Homeplug GP标准仅使用QPSK一种调制方式,下面就BPSK、QPSK、M-QAM (M取16为例)的性能、误码率及能量利用率展开对比分析。
QPSK与BPSK、16QAM的性能对比
BPSK调制方式具有设备简单、抗干扰能力强以及对衰落信道和非线性信道适应力好等优点,但是频谱利用率很低。QPSK调制方式的抗干扰能力、信道适应性与BPSK相近,而频谱利用率是BPSK的两倍,仅稍微增加了设备运算复杂度。16QAM调制方式的频谱利用率较高,设备相对简单,但是该方式对于信道的线性、幅相畸变和频率选择性衰落非常敏感,必须在采用信道均衡和线性优化措施的情况下使用。
QPSK与BPSK、16QAM的误码率对比
由文献可知,BPSK信号误码率是:
QPSK信号解调误码率是:
16QAM信号的误码率是:
其中,r为输入信号的信噪比。
在Matlab上分别对BPSK、QPSK和16QAM的误码率性能进行仿真调试,得到的结果分别如图2,3,4所示。
由图4可以看出,QPSK信号和16QAM信号的误码率仿真结果与其各自的理论曲线基本保持一致,但是BPSK信号的误码率仿真结果却与理论曲线差距较大。从频带的利用率来看,在相同的数据传输速率下,QPSK信号的码长是BPSK信号码长的两倍,因此QPSK信号的频带是BPSK信号频带的二分之一。同样的,根据b=log2M可知,16QAM信号在单位符号周期内传输的比特数是QPSK信号的4倍,那么16QAM信号的频带仅为QPSK信号频带的四分之一。
将BPSK、QPSK和16QAM等信号调制方式应用到通信系统中时,应综合考虑系统可承载的信道容量、时变的信道增益和噪声干扰等级。为了提高系统运作性能,建立高速、实时、可靠的通信链路,需要适当地引入自适应功率比特分配算法、信号功率裕量最大化算法等资源优化策略,以期取得满意的运行效果。
综合分析以上几点内容,联系Homeplug AV标准的技术内容展现,可知该技术能够取得较高的系统容量,在汇聚信息流和充当局域网络网关的作用上可以崭露头角,但是该技术由于使用多种调制方式,在面对恶劣的通信信道特性时,其抗环境衰减能力欠佳,不适合远距离通信,可以应用于住宅内部,如电力猫产品。而对于Homeplug GP标准,它约束了单位载波信号所承载的数据比特,降低了硬件开销和设备功耗,在不失高速性能的前提下,可以优质、高效地完成小容量数据流的传输,比如智能家居生活系统内部的设备状态信息、上位机控制命令,智能用电信息采集系统内智能电表的当前正向有功电能数据等。若将Homeplug AV标准与Homeplug GP标准进行有机结合,分别应用在智能信息路由网关和智能信息采集节点上,可有力助推智能家居产业、低压电力集抄系统的迅猛发展。
小结