宽带雷达信号

宽带雷达信号（共7篇）

宽带雷达信号 篇1

基于宽带基础上的雷达信号处理是在航海需要上发展而来的，同时宽带雷达也用于航空环境中，对系统的抗震动与抗冲击性能都有较高的要求。传统的雷达信号的处理系统利用传统的总线技术不能满足其运行环境恶劣的条件，因此必须设计适应处理带宽更高且速度更快、环境更加恶劣的设备来满足需求，本文就针对此方面的应用进行研究与介绍。

一、高性能雷达信号处理系统

在设计中采用VPX的结构模式主要是考虑环境与散热的需要，其总线是VME技术的自然进化，采用高速串行总线替代了原有的总线模式，以此获得最佳的处理性能。与VITA组织结构以及其他总线模式相比，VPX的特征突出：从结构上看其密度高且灵活。VPX总线是按照IEEE1101的3U和6U标准来设计的，可以在兼容上做到最大范围的兼容，保证系统的相对稳定。其次，带宽被增强，使用高速串行的插件可以增加总线的宽带性能。同时系统与各种高速串行协议都可以进行兼容。第三，电源设计有所增强，VPX规范通过增加背板的电量供应，和更加完善的散热系统可以支持多种处理器的运行需求，保证了系统的功耗适应范围。第四，采用较为先进的硅晶片结构制成的高速差分连接器具有连接紧密，超如损耗小且误码率较低的特征，每个差分都对支持的宽带数据都可达到极限10G，且硅晶片设计带有ESD接地层和接触层，可以有效的防止意外放电的干扰。

二、工程应用

在VPX出现前，雷达系统面临2个最基本的性能方面的艰制为总线信号引脚可支持的最大数据带宽和每个板槽所提共的最大功率。VPX通过高速连接器和支持高级互联结构有效地解决了上述2个问题。

本文以VPX为总线主体结构，解决了以往的DBF处理系统不能适应高速连接的问题，该系统利用光纤以太网接入板，3块FFPGA处理板、1块MPC8641 D处理板、以及5插槽VPX背板构成了处理系统，系统中所有的插板都按照VPX的需要进行定制。该系统在实际应用中构建模式为：系统前端的由32条光纤构成传输线路，其中每个光纤都可携带8个阵元的采样数据，总计可以实现2G的传输效率。改DBF工程应用方案如下：光纤以太网接入板利用8个QSFP模块接收到32路光纤信号并进行转换成为32路64GBPS的电子信号。利用背板的电路传输给FPGA进行高速处理;每块FPGA处理器都分别接受16路32Gb/S信号进行调整，两块板之间实现数据交换;整形后的半波束形成结果并传输至相应的FPGA前置处理板，进行最终的计算;完成波束的权系数计算是利用芯片MPC8641 D完成，其中分别将其结果传递到FPGA上。

三、系统性能测试

完成设计后，利用模拟对其计算能力与通信能力进行了测试，一方面，计算能力是信号处理的关键性指标，系统性能测试必须要求计算性能过关。在测试中利用1024点精度浮点复数基2FFT算法，测试不同处理器的计算性能。完成测试后数据表明，选择的MPC8641D的计算能力为最强，高于DSP TS101计算能力的2.7倍;是DSP TS201计算能力的1.3倍。

通信能力的测定也是信号处理系统优劣的重要指标，其直接影响信号处理系统的基本性能。在本文的设计中，利用两个板内与板外的FPGA进行别的例化测试了协议的内核，在保障链路误码率达到标准的同时测试链路中所能够达到的最大速率，在测试中表明，不同的协议条件下，通信能力也有较大的差异，在与标准的SDP TS201的系统相比较，采用FPGA核心技术的系统可以提高传输速率4-8倍。

四、结语

综合上述的分析，本文所提出的高性能宽带相控阵雷达的信号处理系统，主要是利用VPX为核心技术，实现传输方式的改变，并利用FPGA和高性能CPU作为系统的处理单元，使其具有高速处理数据的性能，具有了宽带相控雷达所需要的处理能力。并且利用系统兼容性特征可以保证多种宽带条件下的顺利工作。测试结果表明，系统支持超大宽带与超大功率的运行工况，处理恶劣环境下的处理能力也维持在较高水平。

参考文献

[1]温丹昊, 马敏, 刘志高.相控阵雷达波束调度中的三维坐标转换方法.黑龙江科技信息.2012 (12)

[2]吴琼之, 阎敬业, 南方, 闫州杰.VHF有源相控阵雷达数字收发单元设计实现.遥感技术与应用.2012 (02)

[3]张月, 鲍庆龙, 杨剑, 陈曾平.宽带数字阵列雷达通道均衡方法的设计与实现.信号处理.2010 (03)

宽带雷达信号 篇2

在目前信号频率合成的各种类型中,直接数字频率合成以相位噪声好、捷变频、合成任意波形、频率分辨率高的特点得到了广泛的应用,但是因为DDS输出频谱杂散电平和谐波电平偏高,为了获得宽带高纯频谱雷达信号需采用DDS+倍频技术。对此,本文介绍了一种可行的宽带雷达信号产生设计方案。

1 信号产生系统组成及工作原理

宽带雷达信号产生系统主要由信号产生控制电路、2倍频器等组成。

系统组成框图如图1所示。

1.1 信号产生控制电路

信号产生控制电路的功能是本系统核心,其根据接收到控制面板或者遥控计算机送来的指令,配置DDS模块产生与之对应的雷达信号,并控制开关电路产生相应调制信号送出。

信号产生控制电路由DSP、FPGA、DDS模块、调制控制开关等组成,其原理如图2所示:

1.2 2倍频器

倍频器是完成输入信号频率倍增功能的模块,扩展DDS输出信号频段。以DDS产生的175MHz~325MHz信号为例,2倍频器的主要功能是把DDS送出的175MHz~325MHz信号倍频到350MHz~650MHz,然后经过单刀三掷开关进行选择输出。

考虑到实际滤波器的相对带宽及对高次谐波的抑制,特别是对三次谐波的抑制有很大的困难,如需要滤除175MHz三次谐波为525MHz,在需要获得的325MHz二次谐波625MHz带内,在实现过程中无法用滤波器进行滤除。解决方法是采用DDS产生一定带宽的信号,将该频带分成三段,由选择开关分配给三个不同的倍频和滤波链,每个倍频滤波链采用1级二倍频、滤波放大实现,通过倍频滤波链来产生所需的频综信号,最后用开关合成三路输出350MHz~650MHz信号。2倍频器组成框图如图3所示:

2 关键技术及解决措施

2.1 DDS输出信号杂散解决措施

DDS输出信号杂散大小是整个系统输出信号杂散大小的关键。首先,选择高稳定度、高相噪、低杂散的DDS频率参考源,避免外部器件原因影响DDS输出信号杂散,本系统中选取DDS频率参考源为1GHz,输出信号相噪优于-120d Bc/Hz@1k Hz,杂散抑制:≤-75d Bc;其次选择DDS合适的输出带宽,使DDS输出信号杂散相对最优化,本系统中选取的DDS输出信号带宽为175MHz~325MHz;同时对DDS输出信号加带通滤波器进行滤波处理,将带外杂波最大抑制,使进入到倍频组件的DDS信号杂散尽可能的小。

2.2 倍频组件输出信号杂散解决措施

倍频组件完成输入信号频率倍增功能的模块,扩展DDS输出信号频段。本系统中倍频组件采用分段1级2倍频集成电路模块级联,通过倍频、放大、滤波的方式实现倍频功能,首先对每一级倍频器的输出信号进行全面的滤波处理,更有利于杂波抑制;其次选择合适放大器使每一级倍频器放大都工作于线性范围,提高倍频输出主杂比;另外对输入信号进行分段处理,最大程度的减少DDS输入频率的3次谐波的影响。

3 结束语

本宽带雷达信号产生系统设计主要具有以下特点:

(1)利用DDS芯片的多种工作模式,可方便产生多种雷达信号,而且频率捷变速度快,捷变时相位连续,频率分辨率高达10-6Hz;

(2)通过DSP与FPGA同时控制DDS模块,可实时修改信号参数和加载新的程序及数据,读写速度快,保证了实时性和输出信号相位相参性;

(3)采用多路DDS芯片并行工作,并提供同步时钟输出,为适应不同体制雷达的要求提供了保证,更具通用性。

实验和应用结果表明,该系统能够模拟多种体制的雷达中频信号,而且不同信号间切换方便,使用灵活。在此基础上,通过丰富和完善软件数据库,可建成通用雷达中频信号模拟系统。

综上所述,DDS具有极高的频率分辨率、极短的频率转换时间、很宽的相对带宽和任意波形输出能力,以及可产生正交输出信号及数字调制功能等突出优点,采用DDS+倍频技术的宽带雷达信号产生具有极大的应用前景。

参考文献

[1]费元春,苏广川,米红,等.宽带雷达信号产生技术[M].北京:国防工业出版社,2002.

[2]常文革,祝明波,梁甸农.宽带线性调频信号产生技术研究[J].信号处理,2002,18(2):113-117.

[3]钱朝晖.采用DDS技术的高性能雷达信号源[J].现代雷达,2002,24(4):50-52,56.

[4]Analog Devices AD9910 datasheet,2007[EB/OL].http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD9910.pdf.

通信信号对雷达信号干扰的分析 篇3

1 通信信号概述

1.1 通信信号概念

通信信号指通信中传输的图像、语言、文字等信息的传递信号。现代通讯一般以正弦信号电磁波的方式进行, 都以电磁波的方式进行传递, 发射电磁波的设备携带着接收方所需要的信息, 有时候直接到达接收方, 有时候这要经过许多的中转才能到达接收方。其通信信号的传递是经过不同的通信基站和设备进行传输的, 会连续性的产生信号波[1]。

1.2 通信信号模型建立

目前, 通信多以数字化设备进行, 其数字通信信号包括调幅、调频、调相三种基本调制形式。幅度键控ASK是线性调制, 频率键控FSK及相位键控PSK是非线性调制。因为表征信息的频率与相位的调整变化只有有限的离散值。因而, 可以进行频率键控FSK和相位键控PSK的简化, 作为幅度键控ASK信号处理。

2 特征子空间投影分析法

2.1 特征子空间理论的概念

特征子空间的降维效果和稳健性的出来能力在波束形成、DOA估计、超分辨处理等方面得到了广泛的应用。在通信基站密集的区域, 雷达信号会受到很大的影响, 当在脉压雷达强干扰的接收环境下, 接收的矢量中包括雷达回波信号和通信干扰信号[2]。

2.2 特征值的个数选取

在实际操作中, 输入为带限干扰, 无法准确的掌握大特征值的个数, 因而, 合理的选择大特征值的个数是必须考虑的问题, 如果特征值个数选择不够, 则会对干扰抵消不彻底;而选择过多, 则会将必要的信号对消。实际操作中可选择相邻的特征值的变化进行个数的选择, 其需要满足公式:i/i+1>i+1/i+2其中i=1, 2, 3....;M-2。

对于信号功率, 输入干扰功率越大, 那么对应的特征值也越大, 前面的特征值与后面的特征值的差距增大, 则确定感染子空间的维度就更容易, 且抑制干扰效果会更佳。

2.3 仿真结果分析

如果LFM信号的中心频率为F0=0MHz, 带宽B=10MHz, 时宽为T=10us。噪声是高斯白噪声, 输入不同的干扰功率时, 特征子空间的投影方法干扰抑制效果存在不同[5]。协方差矩阵特征值进行分解后, 代表干扰的特征值和代表信号及噪声的特征值相差较大时, 可以很容易很精确的选择出前面r个大特征值, 相反, 则不容易区分出大特征值和小特征值, 如果受到通信信号的干扰功率越大, 该方法对消效果则更佳, 干扰功率小则抑制效果不理想。

3 最小二乘法分析法

3.1 最小二乘法的思想

根据频率检测仪提供的信号带宽内干扰的频率范围, 在满足频率采样定理的条件下, 均匀的选择不同的离散频点, 作为不同通信信号干扰估计的频率值, 每一个频率信号幅值用最小二乘法进行计算。假设干扰的频率范围是[fmin fmax], 那么每一个离散点的频率为:

fn=fmin+nF0, 其中F0是频率间隔, n=1, 2, 3...N

3.2 离散频点的选择

频率采样的间隔越小, 则N的值越大, 那么最终的数字精确度越高, 在实际中, 误差和频率的采样率有关, 离散点越多, 则误差越小。另外, 在同一频率的采样点数时, 如果输入的带限干扰的功率越大则抑制效果会不佳[3]。对于小功率的通信信号干扰, 此法有效。

3.3 仿真结果分析

如果雷达发射LFM连续波, 则信号的中心频率为F0=0MHz, 带宽B=12.5kHz, 时宽为T=10us。输入的干扰取值范围为0.8到0.9间的倍数信号带宽处的带限干扰, 雷达信号功率和通信信号在内噪声的干扰下, 影响较小[4]。

参考文献

[1]吴少鹏.雷达抗干扰效能评估理论体系研究[J].雷达与对抗, 2011, 23 (6) :10-11

[2]潘超.雷达抗感染效能评估准则与方法研究[D].成都电子科技大学, 2010

[3]杨丹丹.雷达干扰一体化设计的共享信号研究[J].江南大学, 2010 (25) :103

[4]李明.运动平台雷达信号相互干扰研究[J].现代雷达技术, 2011, 36 (6) :56-57

宽带雷达信号 篇4

1 系统主要指标及方案

1.1 系统的主要指标

输出频率范围:12.8～14.8 GHz;

步进频率:50 MHz;

相位噪声:≤-90 dBc/Hz@1 kHz;

输出杂散:≤-55 dBc;

谐波抑制:≥40 dBc;

输出功率:≥8 dB。

1.2 系统的方案设计

由以上指标看出,该系统的主要难度有2点:输出频率高且范围宽;相位噪声要求比较高,利用单个锁相环难以实现。

因此采用双锁相环加混频的方案,如图1所示。该方案选用100 MHz的低相噪恒温晶振作为2个环路的参考源,主环和辅环均选用Hittite公司的超低相噪模拟锁相环芯片HMC440,改善系统的相噪性能。辅环参考频率为100 MHz,输出6,6.5,7 GHz三个频点;主环参考频率为25 MHz,经100 MHz恒温晶振4分频得到,输出频率为12.8～14.8 GHz。经2分频后再与辅环输出的频点混频到50～525 MHz,返回到主环鉴相器与参考频率做比较。所有的控制都由单片机来完成,根据外部数据的输入(BCD码)进行相应的频率输出。

2 系统性能指标的分析和论证

2.1 系统相位噪声的估计

由锁相环线性相位模型(如图2所示),可得系统开环传递函数为:

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反馈回路为:

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闭环传递函数为:

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为了分析问题的方便,先对环路带宽ωc和相位裕量φ,定义如下:

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利用这个定义式可得:

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系统的相位噪声计算可看成是一个常量(相噪基底)与系统传递函数的乘积,即:

PhaseNoise=PhaseNoiseFloor+20log|CL(S)|

因此当ω<<ωc时,即带内相位噪声为:

PhaseNoise=PhaseNoiseFloor+20log N=PH1Hz+20log fref+20log N

PH1Hz: 1 Hz归一化相噪基底;fref:鉴相参考频率;

由于HMC440锁相环芯片PH1Hz=-233 dBc,由上面公式可推出:

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辅环相噪=-233+10log 10undefined+20log 14×5=-116 dBc

可见主环和辅环的输出频率信号的环内相位噪声均超过该频率源的设计指标。

2.2 系统杂散的估计

系统杂散主要来自于鉴相参考杂散和混频杂散。由于无论是主环鉴相参考频率25 MHz还是辅环鉴相参考频率为100 MHz都远大于环路滤波器的带宽,所以鉴相参考杂散能够被很好地抑制。混频杂散是由双环频率混频产生,通常要选用高隔离度的混频器。由于该方案选用内带2分频结构的VCO,使得主环输出信道与辅环完全隔离开。因此只要精心设计布板结构,防止两信道的空间耦合,即可使混频杂散达到指标要求。

3 环路滤波器的设计

因为环路选用的是模拟鉴相器HMC440,鉴相输出为差分电压输出,所以环路滤波器选差分有源二阶环路滤波结构如图3所示:

环路滤波器的传递函数Z(s)计算如下:

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根据理想运放的输入特性V+(s)=V-(s)可得:

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其中T2=R2C2,T1=R1C2。

由反馈环知识,模型的开环传输函数为:

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KΦ为鉴相器的鉴相灵敏度;KV为VCO压控灵敏度。

将式(2)代入式(1)可得:

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令s=j,可获得环路的开环频率特性函数:

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其相应的相频特性函数为:

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PLL的相位裕量为:

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由此可得:

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一般相位裕量φ取45～50°,环路带宽wc视实际情况而定。只要C2取定一个值,就可以同时确定R1和R2。电容C1的引入主要为滤去鉴相杂散,其引入的极点应远离主极点,即ωc=1/R1C1>10ωn,于是C1<1/10ωnR1,这样环路滤波器就完全确定。环路带宽一般取300～400 kHz左右为宜。元件的取值为:R1=110 Ω,C1=0.056 μF,R2=48 Ω,C2=200 pF,可进行适当调整。

4 硬件的实现及实测数据

为了提高隔离度,模拟电路与数字电路分离,中间加入金属隔板,两个板需要连接的信号,通过上下穿孔的方式连接。模拟电路板上主环部分、辅环及输出放大模块之间分别加入金属。主环的模拟射频板如图4所示。

在高频电路的设计中,应该采用多点接地的方法。这样使得接地线上可能出现的高频驻波现象显著减少。一般认为,所需最长的连接线长L>λ/20时,则属于高频,采用多点接地。

另外,要注意对各个器件进行电源滤波,防止各模块之间的相互串扰。通常在电源引脚输入端并上1 μF和100 pF的电容。

相位噪声,杂散抑制,谐波抑制和输出功率均采用惠普公司的频谱分析仪HP8564E测量,在系统输出最高频点14.8 GHz处相位噪声可以达到-90 dBc/Hz@1 kHz,杂散优于-55 dBc,如图5所示。

5 结 语

本文针对课题频率高、带宽宽及相噪低的频率合成器提出双环下混频设计方案,对方案可行性进行论证,设计并最终实现,达到预先提出的指标。是对高稳定度微波频率合成器研制的有益探索,为以后的设计具有一定的参考价值。

参考文献

[1] Bean Banerjee.PLL Performance,Simulation,and Design[M].Third Edition.Dean Banerjec Pubns,2003.

[2] 刘光祜.锁相跳频源的极值相位裕量设计法[J].电子科技大学学报,2001(12):551-554.

宽带雷达信号 篇5

本文采用由AD公司生产的新型ADC器件AD9680, 该芯片具有两个数据输入通道,量化位数14 bit,采样率1 GSample·s- 1,支持高达2 GSample·s- 1的射频信号直接采样,且内部集成4个宽带抽取滤波器和12位数控振荡器( Numerically Controlled Oscillator,NCO) 、 采用JESD204B高速串行输出接口协议。不仅能满足某射频雷达对上述指标的需求,且还具有多频段接收、 小型化、低功耗的特点。

1系统简介

为满足某宽带射频雷达的需求,设计了一款基于AD9680的仿真和验证平台,该平台由型号为AD9680 1000EBZ的AD9680采集板和 型号为ADS7 - V1EBZ的FPGA ( Field Programmable Gate Array) 载板组成。 系统框图及硬件验证平台如图1和图2所示。

2性能验证、分析与改善

首先是程序的 编写,AD9680的高速串 行协议JESD204B通过代码组同步、SYNCINB ± 、ILAS、用户数据和错误校正建立链路同步,输出串行线速率为每通道10 Gbit·s- 1或5 Gbit·s- 1。JESD204B链路建立的关键参数有: 转换器数M、物理通道数L、每帧的8为字数F、每个多帧的帧数K以及转换器分辨率N和每个样本使用的位数N',本系统依据以上参数进行串行线速率及FPGA GTX( Gigabit Transceiver X) 参考时钟配置。

2.1全带宽模式

某雷达工作频段存在较强的干扰,对ADC的瞬时动态要求较高,因此对ADC采样率和分辨率的要求也较高。所以本文在配置满量程信号输入、采样点数、 SPI软复位、JESD204B关键参数值等后得到全带宽模式下的FPGA数字信号输出并对其进行ADC性能计算[6],结果如图3和图4所示。

图4中采样信号的频率范围由系统的3个带通滤波器决定,分别为260 ~ 460 MHz,1 170 ~ 1 290 MHz, 1 570 ~ 1 610 MHz。射频数字化接收机动态设计时要求接收机模拟射频通道动态与接收机输入信号及ADC的动态相匹配。这就要求接收机增益设计时最大输入信号不致ADC饱和,同时最小信号输入并经过射频前端增益放大后能被ADC充分量化。故本文在接收机大线性动态范围设计时主要考虑合理分配接收机各级增益和选择动态范围大的器件。另通过分析知调节电路输入端端接阻抗、模拟差分输入电压、输入缓冲电流可改善输出数据的动态性能。首先,合理的输入阻抗可满足驱动器、放大器的端接需求,阻抗小的情况下模拟信号输入幅度减小,ADC性能变差,虽然谐波分量同时可能得到改善。其次,随着信号频率的增加,适当地减小模拟差分输入电压,增加输入缓冲电流,可达到抑制噪声分量,保护差分信号的线性,改善ADC动态性能的效果。实测过程中发现在某射频雷达所需的带宽1 200 ~ 1 400 MHz范围内,固定输入端接阻抗为400 Ω,模拟差分电压为1. 46 Vp - p,并适当调节缓冲电流可得到最优的ADC性能。优化后的结果如图4所示,系统有效 位数 > 8. 4位,SFDR值 > 64. 5 d B,可满足实际项目中ADC器件选型一方面要达到特定指标需求,另一方面要具备较好的动态性能的要求。

2.2下变频模式

射频数字化接收机的变频和滤波等都在数字域实现,为了适应不同频段信号接收和信道化通道数的要求,本系统采用内置4个数字下变频器DDC0 - DDC3的AD9680对回波进行采集和处理。本文对AD9680在DDC模式下的性能进行验证、分析和改善,具体过程如下: 外部时钟输入后,通过设置DDC抽取倍数、 NCO相位值、JESD204B关键性能参数等得到输入信号的FPGA数据输出,计算输出数据的ADC性能值并对其进行分析和改善。部分频点抽取后频谱及性能如图5和图6所示。

随着抽取倍数的提高,系统的重构速度变快。在经过AD9680内置的DDC模块后,频段为1. 2 ~ 1. 4 GHz的信号其满量程FPGA数据输出SNR ( Signal Noise Ratio) 值可达63 d BFs,ENOB可达10位,可保证前端输入噪声加信号能够被ADC充分量化。验证过程发现系统存在以下两个问题: 在过采样和滤波条件下, DDC理想SNR改善为10log (ffs带/宽2),即2倍抽取时理想SNR和全带宽模式相近,在2倍抽取的基础上抽取倍数每提高一倍,相应复数输出数据或上变频后实数输出数据的理想SNR性能值提高3 d B,而图6中SNR性能值实际只提高了约2. 5 d B; 部分频点2倍抽取时性能明显偏低,如图6中的1 601 MHz输入信号。分析可知,影响问题1的主要因素是滤波器的性能,影响问题2的主要因素是在2倍抽取的有效带宽范围内混入

了杂波[7]。

( 1) 系统在进行2n倍抽取时信号先后经过滤波器HB( n) ,HB( n - 1) …HB1,n = 4,3,2,1,由此,HB1是滤波器的最后一级。本文以HB1滤波器为例,分析随着抽取倍数的变大,实际SNR性能值应提高的幅度。 系统采用的HB1滤波器有55个抽头系数,其滤波器响应如图7所示。

2n倍抽取后信号带宽为fs/2n,图中滤波器在抗混叠抑制要求 > 85 d B时,保护带宽为fs/2n× 38. 9% ,即 ( fs/2n× 50% ,fs/2n× 61. 1% ) 的噪声分量在一定程度上会混入( fs/2n× 38. 9% ,fs/2n× 50% ) 。由图7可看出, 滤波器在( fs/2n× 50% ,fs/2n× 61. 1% ) 这段频率范围的响应近似为一条斜线,即近似滤除该频段一半的噪声分量。故2n倍抽取时HB1滤波器在前一级滤波器的基础上对性噪比的实际改善为2. 55 d B。实际中噪声分量不是绝对均匀的,某些点频信号的噪声分量可能存在偏大或偏小的情况,但实测结果与本文计算的实际SNR性能改善值差别较小。

( 2) 由前面的分析知DDC 2倍抽取的SNR性能值应稍大于全带宽模式,而图6中当输入信号为1 601 MHz时, 2倍抽取的ADC性能值明显偏低。为此,对系统输入信号的DDC 2倍抽取进行Matlab仿真,发现2倍抽取性能变差的主要原因是镜像分量的混入: 采集信号先后经过频率为fNCO的数控振荡器和半带抽取滤波器做数据输出。当信号与其的镜像分量与NCO进行运算后同时出现在滤波器HB1的通带内或镜像分量在HB1的过度带内时,滤波器无 法将其滤 除干净,镜像分量混入2倍抽取后信号的有效带宽内,导致输出数据的ADC性能变差。为了实现某雷达频段的射频信号直接采样,必须采用带通采样或欠采样,因此需采用模拟抗混叠滤波器来抑制其他奈奎斯特频带的干扰或噪声,防止干扰混叠或噪声折叠对输出信噪比的影响。

2.3系统同步性验证

宽带雷达数字接收机多个通道之间的相位差大小决定后期成像质量的优劣。本系统用功分器将信号源输入在2 GHz以下的信号分成两路输送给ADS7 V1EBZ的通道A和通道B,对输入信号进行全带宽和数字下变频模式数据采集,采用正弦信号在时域上的自相关和互相关计算两个通道输出数据间的增益误差和时间偏差[8]。分析知延时误差由以下几个因素导致: ( 1) 两个输入信号在电路板上的布线差异。( 2) AD9680芯片内部两个通道间的差异。( 3) 信号经过功分器和接线后产生时间误差。以上使两个通道输出数据相位和频率不完全同步的因素可通过下列方法进行改善: 1) 优化电路设计。2) 调节NCO相位值。3) 算出功分器和接线的延迟误差并将其去除。本文去除了由功分器和接线造成的延迟误差并对系统下变频的NCO相位值进行了调整,优化后的双通道延迟误差如表1所示。

其中,f0为输入信号频率; ΔtAB和GA / B分别为两个通道之间的时间偏差和增益误差。为减小对后期成像的影响,需消除雷达系统的通道相位失真,即在实现双通道回波的高速采集和处理的同时需要达到一定的相位一致条件。本设计的通道A和B分别对应某雷达的水平和垂直两个极化通道,改善后的双通道延时误差在45 ps以下,满足接收机的应用需求。

3结束语

宽带电力载波信号性能浅析 篇6

随着智能电网在配用电环节的建设与推进,智能用电信息采集系统成为实现智能电网“信息化、自动化、互动化”的重要技术支撑和关键载体。为真正实现电力能源供应者与电力能源使用者的互动交流,需要构建高速、实时的通信网络。此外,在配电网终端,越来越多的电力用户开始接受并使用以智能交互终端和智能家用插座为核心构建的智能家居网络,通过该网络,可以轻松实现家电控制、高清音视频服务、能耗监测管理等功能。这一切,都需要有高速、灵活的通信技术作为支撑。

为了实现高速通信,正交频分复用调制技术(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)被广泛用于高速电力载波技术规范中,如:Maxim Integrated Products (美信公司)发布的G3-PLC协议、家庭插电联盟(HomePlug Powerline Alliance)提出的HomePlug1.0和HomePlug AV以及电力线智能电表进化联盟(PRIME ALLIANCE-PoweRline Intelligent Metering Evolution)提出的PRIME协议。

本文首先对OFDM技术进行简略介绍,然后针对基于OFDM技术的宽带协议进行对比分析,最后通过仿真实验验证不同协议的优缺点。

OFDM技术

正交频分复用技术在20世纪60年代就已经提出,但是由于受到模拟滤波器技术的限制,该技术一直难以实现,直到20世纪70年代,离散快速傅里叶变换的实现才为OFDM的实用化奠定了基础。OFDM目前己经广泛应用于无线通信领域,包括日常生活中的无线局域网、数字广播电视和3G移动通信。由于OFDM技术有诸多优势,所以人们已经将OFDM的这些优点与各自的研究领域结合了起来,其中也包括了我们关心的电力线通信领域。

OFDM的主要思想是将传输信道(电力信道)的可用频段范围分成若干正交子信道,然后将需要传输的高速数据信号转换成并行的低速子数据流信号,调制到在每个子信道上进行传输。在实际使用中,可以通过在接收端利用相关技术对接收的信号进行分离,这样可以有效减少子信道之间的相互干扰。

OFDM是一种多载波传输技术,一个OFDM符号内包含多个经过调制的子载波。假设N表示子信道的个数,T表示OFDM符号的持续时间,即符号周期,di(i=0,1,…,N-1)为分配给每个子信道的数据符号,fc为第0个子载波的载波频率,fi为第i个子载波的载波频率,有fi=fc+i/T,rect(t)=1,,则从t=ts开始的OFDM符号可以表示为:

由图1可知,传输时,将需要传输的信息比特独立分配到各个子载波上,各子载波的幅度和相位由调制模式(如BPSK、16QAM、64QAM等)决定,调制后的等效OFDM的输出信号如公式2所示:

其中(t)的实部和虚部分别对应于OFDM符号的同相(In-phase)和正交(Quadrature-phase)分量,在实际系统中可以分别与相应子载波的cos分量和sin分量相乘,构成最终的子信道信号和合成的OFDM符号。

PHY层对比分析

Homeplug AV标准和Homeplug GP标准的PHY层的最大区别就是数据传输速率。在PHY层,Homeplug AV标准可实现数据传输速率达到200Mbps,而Homeplug GP标准仅可实现10Mbps,速率差值巨大主要是因为:

1) Homeplug GP标准限制了OFDM子载波调制方式,只采用QPSK作为载波比特的调制方式,由此导致单位码元周期内传输的数据量有限,而Homeplug AV标准具有BPSK、QPSK、64QAM和256QAM等多种调制方式,可针对低压电力线时变的信道特性选择不同的比特调制方法,结合信道容量最大化算法使得载波信号速率达到最大。

2) Homeplug GP标准限制了数据速率的鲁棒模式,从而消除了自适应比特加载的管控基调,而Homeplug AV标准具有20～200 Mbps的自适应比特加载控制机制,使得子载波能够自动侦听信道增益,根据信道特性的优劣程度自适应选择子载波比特的加载模式。

MAC层对比分析

Homeplug AV标准和Homeplug GP标准的MAC层均具有集中性,但就信道访问方式而言,Homeplug AV标准的MAC层更具灵活性,它的1155个子载波可通过系统预设的信道估计模型来反馈信道的实时状态,从而制定信号调制解调、编码解码和前向纠错等方式,而在Homeplug GP标准的MAC层,为了节省子载波对信道侦听的比特开销,降低子载波比特加载的发射功率和硬件资源开销,省略了系统预设的信道估计反馈映射功能。

从PHY层和MAC层的性能对比分析可以看出,Homeplug AV标准和Homeplug GP标准各有优劣。总的来说,Homeplug AV标准可实现的数据速率较高,但应用在电力线通信设备中时,会导致设备能耗较大、工作温升较高;Homeplug GP标准虽然可实现的数据速率较慢,但能耗低、工作状态稳定,且它采用鲁棒模式传输数据,能够进一步加强家庭局域网内的网络覆盖力。在超高速(例如家庭影院在线观看、高清电视等领域)应用场景下,可以选择Homeplug AV标准作为电力线通信设备的技术规范。而对于某些对QoS等级要求略低、限定功率消耗门阀的电力线通信终端,可以采用Homeplug GP标准(如智能家居生活系统、智能用电信息采集系统、充电桩计量等领域)。

宽带通信协议

基于OFDM技术,家庭插电联盟(Homeplug powerline Alliance)提出了以Homeplug GP (HomePlug Green PHY)和Homeplug AV (Homeplug Audio and Video)为代表的高速电力载波传输方案[6-7]。该方案以电力线信道为信号传输通道,使用能够抵抗电网噪声和多径衰落的正交频分复用技术(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)做为信号调制、解调方式,并辅以功率、比特的自适应分配算法,实现了信号的高速、稳定传输。

Homeplug GP标准和Homeplug AV标准均适用于以频段2～30MHz为信号载频的宽带电力线载波通信系统。Homeplug AV标准是IEEE 1901电力标准的基本技术,其信号子载波采用自适应调制方式,信号最大速率可达200Mbps,而Homeplug GP标准是一种小成本、低功耗的通信规约,信号最大速率为10Mbps。Homeplug GP标准和Homeplug AV标准在电力线网络协议方面具备互相操作的能力,即Homeplug GP标准向上兼容Homeplug AV标准,而Homeplug AV标准则向下支持Homeplug GP标准。二者都具备物理层(PHY层)和控制层(MAC层),区别主要体现在通信链路层,其对比分析如下。

通信调制方式性能对比分析

由表1可知,Homeplug AV标准使用的信号调制方式较多,而Homeplug GP标准仅使用QPSK一种调制方式,下面就BPSK、QPSK、M-QAM (M取16为例)的性能、误码率及能量利用率展开对比分析。

QPSK与BPSK、16QAM的性能对比

BPSK调制方式具有设备简单、抗干扰能力强以及对衰落信道和非线性信道适应力好等优点,但是频谱利用率很低。QPSK调制方式的抗干扰能力、信道适应性与BPSK相近,而频谱利用率是BPSK的两倍,仅稍微增加了设备运算复杂度。16QAM调制方式的频谱利用率较高,设备相对简单,但是该方式对于信道的线性、幅相畸变和频率选择性衰落非常敏感,必须在采用信道均衡和线性优化措施的情况下使用。

QPSK与BPSK、16QAM的误码率对比

由文献可知,BPSK信号误码率是:

QPSK信号解调误码率是:

16QAM信号的误码率是:

其中,r为输入信号的信噪比。

在Matlab上分别对BPSK、QPSK和16QAM的误码率性能进行仿真调试,得到的结果分别如图2,3,4所示。

由图4可以看出,QPSK信号和16QAM信号的误码率仿真结果与其各自的理论曲线基本保持一致,但是BPSK信号的误码率仿真结果却与理论曲线差距较大。从频带的利用率来看,在相同的数据传输速率下,QPSK信号的码长是BPSK信号码长的两倍,因此QPSK信号的频带是BPSK信号频带的二分之一。同样的,根据b=log2M可知,16QAM信号在单位符号周期内传输的比特数是QPSK信号的4倍,那么16QAM信号的频带仅为QPSK信号频带的四分之一。

将BPSK、QPSK和16QAM等信号调制方式应用到通信系统中时,应综合考虑系统可承载的信道容量、时变的信道增益和噪声干扰等级。为了提高系统运作性能,建立高速、实时、可靠的通信链路,需要适当地引入自适应功率比特分配算法、信号功率裕量最大化算法等资源优化策略,以期取得满意的运行效果。

综合分析以上几点内容,联系Homeplug AV标准的技术内容展现,可知该技术能够取得较高的系统容量,在汇聚信息流和充当局域网络网关的作用上可以崭露头角,但是该技术由于使用多种调制方式,在面对恶劣的通信信道特性时,其抗环境衰减能力欠佳,不适合远距离通信,可以应用于住宅内部,如电力猫产品。而对于Homeplug GP标准,它约束了单位载波信号所承载的数据比特,降低了硬件开销和设备功耗,在不失高速性能的前提下,可以优质、高效地完成小容量数据流的传输,比如智能家居生活系统内部的设备状态信息、上位机控制命令,智能用电信息采集系统内智能电表的当前正向有功电能数据等。若将Homeplug AV标准与Homeplug GP标准进行有机结合,分别应用在智能信息路由网关和智能信息采集节点上,可有力助推智能家居产业、低压电力集抄系统的迅猛发展。

小结

短波LFM信号宽带识别算法 篇7

短波通信具有顽存性、灵活性、机动性和抗毁性等优点,同时兼具设备简单、成本低廉、发射功率小,使用简便、通信方式灵活等固有特点,因而成为军事通信中主要的通信手段之一。LFM信号在雷达、通信等众多领域有着广泛的应用。有效地对其实现检测并估计参数信息是获取目标信息的主要依据。传统的LFM信号检测算法大多是针对窄带接收机的,针对宽带接收机的信号侦察识别算法报道甚少。而宽带接收机具有搜索速度快、设备量小等优点,尤其在军事情报侦察和电子对抗方面应用越来越广泛,因此,研究宽带信号的自动侦察算法是电子对抗的一个重要课题。在深入分析LFM信号特征和短波宽带信道特征基础上,提出了一种LFM信号宽带自动侦察和参数估计算法

1 LFM信号特征

1.1 理想LFM信号特征

线性调频信号的数学模型[1]是:

式中,A为信号辐度;f0为初始频率;fm为线性调频率,又称调频斜率;φ为初相;

LFM信号的时域波形、频谱图和时频分布图分别如图1(a)、图1(b)和图1(c)所示。

由图图和图可以看出理想的LFM信号具有以下特征:

(1)包络为矩形脉冲,其时宽为:T=τ;

(2)具有近似矩形的幅频特性;

(3)信号的瞬时载频是随时间变化的,其瞬时频率为:ft=f0+fmt,在脉冲宽度内,信号频率由f0变化到f0+fmτ;

(4)带宽为:B=fmT,调频斜率即由时宽与带宽得出:fm=B/T。

1.2 短波宽带信道环境下LFM信号特征

短波信道环境极其复杂,多径传播、衰落和多普勒频移等因素的影响造成接收到的信号出现幅度畸变和相位畸变,从而使截获的短波信号存在很大的随机性和不稳定性,信号时强时弱,背景噪声较大,信噪比低,并且,短波信道信号拥挤,带宽大小不一,信道间隔参差不齐,这就给宽带情况下的信号分离和识别带来了极大的困难。

宽带接收机从短波信道接收的信号模型可描述如下:

式中,xi(t)为发射波形;Vi(t)为经信道传输引起的幅度畸变函数;φi(t)为经信道传输引起的相位畸变函数。

通过对实际短波环境接收的大量信号数据分析得出LFM信号具备以下3个特征:

(1)最大保持谱具有近似矩形的幅频特性;

(2)累积谱上信号基本被平滑掉,淹没在噪底中;(3)瞬时谱在其工作带宽内存在一单峰,且随时间在其工作带宽内周期性的呈线性增长趋势。

而其他大部分信号不能同时具备上述特征,这就为LFM信号的宽带自动侦察提供了理论前提。

2 算法分析

基于LFM信号的上述性质,得到如图2所示短波LFM信号的宽带自动侦察和参数估计算法处理流程。

上述算法处理流程主要包括3个步骤。

2.1 快速筛选

快速筛选主要依据LFM信号的以下特性:最大保持谱具有近似矩形结构而累积谱上信号被平滑掉,二者作差必然仍存在一近似矩形结构。输入的数据为具有一定时长(应至少包含一个完整的扫频周期)的连续宽带频谱数据,考虑到短波信道内LFM信号常用的工作带宽和搜索速度,宽带频谱的谱线分辨率取800 Hz左右。

对宽带频谱数据进行频谱分析,检测最大保持谱与累积谱的差序列上存在近似一矩形结构的频率位置,形成频率集Υ1和Υ2分别对应该矩形结构的起始和结束位置。

2.2 精确识别

精确识别主要依据图1(c)所示的时频特征,由图1可看出,对瞬时频率微分再对工作带宽取模值应为一常数。

根据每段瞬时谱上起始频率Υ1和结束频率Υ2对应范围内频谱幅度最大值位置得到疑似LFM信号的瞬时频率;微分再对相应每段的带宽求模;然后,检测是否近似为一常数来判定是否LFM信号。

2.3 测量参数

频率集Υ1和Υ2中判为LFM信号的位置之差即为带宽;瞬时频率微分后的向量每个峰值点的最小间隔再除以频率分辨率即为扫频周期;根据扫频斜率=扫频带宽/扫频周期,得到LFM信号的扫频斜率。

3 性能分析

图3(a)、图3(b)和图3(c)分别给出了信噪比为6 dB、频率分辨率为800 Hz时的宽带信号最大保持谱、累积谱、最大保持谱与累积谱的差图。

由图3(a)、(b)、(c)可以看出,对于LFM信号附近存在CW、ASK和BPSK强干扰信号的情况,虽然累积谱和最大保持谱上干扰信号幅度远远高于LFM信号,但是,计算最大保持谱与累积谱的差后,仅有LFM信号出现一近似矩形结构,据此,即可初步识别出LFM信号。

取采样率204.8 kHz,LFM信号的起始频率50 kHz,带宽30 kHz,扫频周期30 ms;并加入CW、BPSK、ASK三个干扰信号仿真宽带多信号情况,参数设置分别为:ASK信号中心频率为42 kHz,码速率为800 Bd;BPSK信号中心频率为30 kHz,码速率为1 600 Bd;CW信号中心频率为85 kHz,不同信噪比下仿真试验结果表明,在2FSK信号有效带宽内的信噪比>6 dB时,自动侦察正确率达95%以上,虚警率0,漏警率<5%。

信噪比为6 dB、频率分辨率为800 Hz时检测到的LFM信号瞬时频率图如图4所示。

由图4可以看出,只有LFM信号的瞬时频率随时间变化呈周期性的线性增长,因此,可提取出每段疑似LFM信号范围内的瞬时频率,并检测是否满足随时间变化呈周期性的线性增长的特性,以进一步确认是否LFM信号,从而验证了算法的可行性。

另外,信噪比为6 dB时LFM信号参数估计结果如表1所示。

由表1可以看出,起始频率、结束频率、带宽的估计误差小于频率分辨率;扫频周期的估计误差小于时间分辨率;而斜率的估计精度取决于带宽和扫频周期的估计精度。

4 结束语

上述首次基于宽带频谱数据完成了短波信道LFM信号的自动侦察仿真表明在低信噪比下仍可实现很高的识别概率,为进一步解调以及实施干扰提供了前提。该算法运算复杂度低、运算速度快、工程易于实现具有很高的工程应用价值

参考文献

[1]叶俊龙.短波高速跳频系统下的信道估计与LFM干扰检测[D].成都:电子科技大学,2009.