宽带信号处理论文（精选10篇）
宽带信号处理论文 篇1
0 引言
自适应滤波算法广泛应用于系统辨识、回波消除、自适应谱线增强、自适应信道均衡、语音线性预测、自适应天线阵等诸多领域中。寻求收敛速度快, 计算复杂性低, 数值稳定性好的自适应滤波算法是研究人员不断努力追求的目标, 其中较典型的几种算法包括:LMS自适应滤波算法、RLS自适应滤波算法、变换域自适应滤波算法、仿射投影算法、共扼梯度算法、基于子带分解的自适应滤波算法、基于QR分解的自适应滤波算法等。
这里将自适应滤波技术应用于电子对抗领域, 解决了电子战多通道宽带接收机之间的幅度、相位不一致性问题, 并实现了基于自适应滤波的宽带波束形成方法。
1 基于自适应滤波的宽带波束形成
波束形成是指在特定的方向上形成主波束用来接收有用的期望信号, 同时形成超低旁瓣对干扰信号进行抑制, 因此非常适应于电子侦察发展的需要。当前, 对于窄带波束形成器的设计, 已有很多较为成熟的方法。然而在很多情况下, 要求基阵能够不失真地接收宽带信号, 如雷达电子战系统就属于宽带系统, 因此要求波束形成器的波束图具有与频率无关的特性。然而窄带波束形成只使用一组固定的权系数, 这使得不同频率下的基阵波束图不同, 若宽带信号位于波束主极大方向以外, 则宽带信号的不同频率成分获得的增益将不同, 这将造成信号波形的畸变, 且信号的带宽越大, 畸变越严重, 所以必须研究宽带波束形成技术, 使基阵可以在很宽的频率范围内保持基本一致的波束图。
基于自适应FIR滤波器的时域宽带波束形成主要是利用FIR滤波器实现各阵元的加权。其中FIR滤波器可以采用模型参考自适应方法进行设计, 如图1所示。图中信号源由M个具有不同频率的正弦信号组成, 它既是自适应FIR滤波器的输入, 也是伪滤波器的输入, 其频率是形成波束的各频点频率。伪滤波器描述了满足束宽要求的设计指标, 即是由波束形成得到的M个频点的幅度权和相位权得到的滤波器频率响应指标。
信号源的组成由下式表示:
伪滤波器的输出, 也就是期望的自适应FIR滤波器的输出为:
这里ai为在频率fi处的幅度响应, θi为相位响应。ci为在频率fi处的正的代价因子 (0<ci≤1) 。ci越大, 在频率fi处就越接近于满足要求。自适应FIR滤波器采用LMS算法。当其收敛后, 就得到一组稳定的加权系数W, 则上图中的Y=XTW, 这里X=[X (n) , X (n-1) , …, X (n-L) ]T, L为滤波器的阶数。
首先确定自适应滤波器的阶数L, 该自适应滤波器具有L个自由度, 而要在M个频率上满足设计指标, 在每个频率上需要2个自由度 (幅度响应和相位响应) 来满足它。因此, 当L≥2M时可以使设计的滤波器在M个频率上满足设计指标, 而在多数情况下, 各频率的设计指标不可能全面完善地满足, 只能得到近似满足各频率指标的最小均方解。
当自适应滤波器收敛于最小均方解时, 也就得到了对设计指标的最小均方拟合, 该滤波器的解是:
在信号通过以这些系数为其冲击响应的N个FIR滤波器后, 在要求的频带范围内即可满足超增益处理的要求。
最后给出特定频率响应FIR滤波器的设计步骤:
步骤1:在所要设计的滤波器的频段内抽取多个频率, 最好使各频率均匀相同。根据这些频率上的设计指标按式 (4) 得出伪滤波器的输出。给出自适应滤波器的阶数及代价函数的初值。
步骤2:由W=R-1P式得出自适应滤波器的解。
步骤3:将设计出的滤波器的频率响应 (包括幅频响应和相频响应) 与设计指标相比较, 如果设计的滤波器的频率特性与设计指标相差较远, 则需要增加滤波器的阶数;如果滤波器频率响应虽然在给定的离散频率上满足设计指标, 但在离散点之间振荡得厉害, 则应减少滤波器的阶数, 然后重复步骤2。
步骤4:如果需要在某些频率上设计出的滤波器响应与设计指标满足得更加严格些, 则增加该频率的代价函数, 重复步骤2。
2基于自适应滤波的宽带多信道校准
随着阵列信号处理技术的发展, 多通道接收机被广泛应用。然而由于元器件离散性和非线性等原因, 多通道接收机总存在一定的幅度相位误差, 严重地影响着信号处理 (如波束形成的性能) 的效果。传统的单频信号校准算法只能在通道的某一频率点上进行补偿, 而不能在通道的整个频带内进行补偿, 因此不适用于宽带信道的校准。这里通过校正信号测量出各接收机信道的传递函数, 利用自适应滤波原理综合出一个数字滤波器, 均衡补偿各信道的误差, 从而达到全通带校正的目的, 得到幅相一致的多信道接收机。
假设有N个通道, 从中任意选择一个通道作为参考通道, 设参考通道的频率响应为Href (jw) , 其余各通道的频率响应为Hi (jw) , i=1, 2, …, N-1, 插入各通道之后的均衡器的频率响应为Ti (jw) , i=1, 2, …, N-1, 均衡器为n阶FIR滤波器, 则均衡器的频率响应为:
下面以二通道情况为例进行分析。用自适应数字滤波方法对通道不平衡进行自校正的原理如图2所示, 在接收机通道2前端加一开关C, 该开关可以在天线A、B之间快速切换。自校信号通过公分器注入2通道, 用通道1的信号作为期望信号, 使滤波器对通道2进行自校正。当自适应滤波器完成学习过程达到稳定状态时, 自适应滤波器的抽头权系数已经确定, 两通道的幅度相位特性已校为一致。然后通道1、通道2分别与天线A、天线B相连接, 当接收空间信号时, 就可以得到无失衡的信号, 可以用于后续的测向、波束形成等信号处理。
3仿真
仿真1:仿真中阵列为1行×72列均匀线阵, 相邻阵元水平方向间距为0.5 m, 工作频率范围225～400 MHz。在10°上形成宽带接收波束, 频率范围240～260 MHz, 下面是利用宽带波束形成算法得到的仿真结果, 可以看出在20 MHz带宽内不同频率分量的波束图基本保持一致, 验证了宽带波束形成算法的波束图具有与频率无关的特性。
图3是宽带波束形成在20 MHz带宽内形成的波束图, 图中将不同频率分量的波束图叠加在了一起, 从该仿真结果看出, 利用宽带波束形成技术, 可以实现各频率分量的波束图基本一致, 可以实现对特定方向的宽带侦收和干扰。
仿真2:仿真在中频进行, 假设接收机中频输出是160 MHz, A/D采样率是132 MHz, 在中频28 MHz, 带宽20 MHz (18 MHz～38 MHz) 范围内进行宽带幅相校准。校准信号由频率为18 MHz、20 MHz、22 MHz、…、38 MHz的正弦波信号的和信号组成, 表1、表2为信噪比5 dB和信噪比15 dB时的校准结果。
从上述仿真结果可以看出, 利用基于自适应滤波的宽带多信道校准方法可以有效解决多通道宽带接收机之间的幅度、相位不一致性问题, 并且通过提高校准信号的信噪比, 可以进一步改善校准效果, 即可以进一步缩小多信道之间的幅度不一致性和相位不一致性。
4 结束语
这里利用自适应滤波的方法设计具有特定群时延τ的FIR滤波器来实现宽带信号的波束形成, 滤波器系数通过软件获得, 滤波器采用FPGA或DSP实现, FPGA或DSP实现带通滤波器是一项成熟的技术, 所以通过自适应滤波的方法设计具有特定群时延τ的FIR滤波器来实现宽带波束形成在工程上是可实现的。此外, 针对传统的单频信号校准算法的不足, 研究了一种基于自适应滤波的宽带多信道校准方法。该方法在N个失衡信道中任意选择一个信道作为期望信道, 在剩下的N-1个信道中插入自适应滤波器, 将这N-1个信道的幅频响应校正为与期望信道的幅频响应相一致, 从而达到对宽带多信道校准的目的。
参考文献
[1]张贤达, 保铮.通信信号处理[M].北京:国防工业出版社, 2000.
[2]冯文江, 杨士中.复杂干扰环境下自适应波束形成技术[J].无线电工程, 2001 (1) :81-84.
宽带信号处理论文 篇2
宽带提示错误代码“691”，可以按以下步骤进行处理：步骤一：上网用户名与密码填写错误导致。首先检查自己的用户名中的字母是否是小写，再确定密码没有填错或被家庭其他成员修改，密码是区分大小写的，这一点尤其应注意。如果密码遗忘可携带电话户主身份证到电信营业厅进行密码重置，或直接拨打中国电信客服热线10000通过身份验证后进行重置。步骤二：若上网用户名与密码填写无误，则建议重建拨号软件。步骤三：若重装拨号软件后故障依旧，有可能是上网帐号欠费或账号挂死所导致，或者是账号绑定错误，您可以致电中国电信客户服务热线10000号查询或者申告障碍，还可以拨打您所在片区的维护经理的电话 错误代码678的提示是什么意思
宽带错误代码“678”提示为远程计算机没响应。
宽带提示错误代码678如何处理
宽带提示错误代码“678”时，可以按以下步骤依次排除故障：步骤一：查看ADSL MODEM指示灯是否正常。如不正常，请把Modem断电5分钟后重启电脑，同时检查Modem到网卡和Modem到分离器之间的网线是否接好。有条件还可以更换MODEM进行测试。步骤二：建议防火墙或3721上网助手等软件，重新安装网卡驱动程序和拨号软件。步骤三：请拿电话试一试电话线路是不是正常，分离器是不是安装错误。LAN不亮说明MODEM到电脑不通或者是网卡禁用，或者是网卡坏，如果是集成的网卡系统坏的可能比较大。步骤四：若上述步骤仍未解决，请您直接拨打10000号进行反映。
宽带错误代码623如何处理
宽带错误代码623，可以按以下步骤依次排除故障：步骤一：建议关闭防火墙或3721上网助手等软件。步骤二：建议检查网卡状态，拨插网线、重新网卡驱动后重新安装拨号软件。步骤三：建议您重装系统若上述步骤仍无法解决，建议您直接拨打10000号进行故障申告。
出现宽带错误代码623的原因
出现623错误代码一般是由于网卡及拨号软件、拨号连接出错导致。
提示错误代码720的原因
错误代码720是WINDOWS系统的自动更新功能在开启状态下，自动更新后，出现的系统问题。宽带提示错误代码720如何处理
宽带提示错误代码720时，可以按以下步骤依次排除故障：步骤一：建议用户将电脑重新启动后再重新进行拨号连接（若一次不成功可多拨几次）。若仍未解决，建议用户还原系统或找电脑公司将系统格式化重装，重装后及时关闭系统自己更新功能。步骤二：若以上步骤无法解决，请直接拨打10000号进行故障申告。
宽带提示错误代码769时如何处理
宽带提示错误代码“769”时，可以按以下方法进行处理：步骤一：一般只需要重新启动本地连接则可恢复正常。首先请在电脑的桌面上找到一个“网上邻居”图标。接下来直接用鼠标的右键单击网上邻居，再用鼠标左键单击属性然后双击本地连接，系统就会自动启用本地连接。当本地连接启动好后，重新拨号就能上网。步骤二：重启后若未解决，在网上邻居的属性里无法找到本地连接可能是电脑的网卡出现故障。USB MODEM建议重新驱动程序；网卡MODEM建议检查网卡状态，网卡状态正常建议重新安装网卡驱动以及拨号软件，网卡状态不正常可以打开电脑机箱把网卡拨出重新换一个插槽试试，如果是品牌机建议联系提供商处理
宽带提示错误代码720如何处理
宽带提示错误代码720时，可以按以下步骤依次排除故障：步骤一：建议用户将电脑重新启动后再重新进行拨号连接（若一次不成功可多拨几次）。若仍未解决，建议用户还原系统或找电脑公司将系统格式化重装，重装后及时关闭系统自己更新功能。步骤二：若以上步骤无法解决，请直接拨打10000号进行故障申告。
宽带提示错误代码734或735时如何处理
宽带提示错误代码“734”或“735”时，建议将原有的拨号软件卸载并重新安装拨号软件后重启电脑再试。
出现错误代码734或735的原因
错误代码734提示为PPP链接控制协议被终止；错误代码735提示为请求的地址被服务器拒绝。此故障现象常见
宽带提示错误代码645如何处理
宽带提示错误代码“645”时，可以按以下步骤处理：步骤一：建议重新装拨号软件，如重装拨号软件后故障依旧，则建议找电脑公司维修电脑系统。步骤二：若以上步骤无法解决故障，请直接拨打10000进行障碍申告。
出现错误代码645的原因
宽带连接错误645产生原因为拨号软件文件受损造成（常见于ＸＰ系统）。
宽带提示错误代码721如何处理
宽带提示错误代码“721”时，可以按以下步骤依次排除故障：步骤一：检查ADSL MODEM指示灯是否正常。若指示灯同步，可能是用户协议选错（OA或OE）；若信号灯不同步，请检查MODEM后面电话线是否可用，分离器是否接反。步骤二：若以上步骤未解决，请直接拨打10000号进行故障申告。
出现错误代码718的原因
宽带提示错误代码“718”一般出现在服务器故障的时候，表示已经成功发送验证信息，但是无法接收到服务器返回的响应信息
宽带提示错误代码718如何处理
宽带提示错误代码“718”时，应该只是服务器比较繁忙导致，建议首先重启电脑即可，线路连接正常
如何在WIN2003和XP系统上建立拨号连接
可以按以下操作步骤在WINDOWS 2003和XP系统上建立新的拨号连接：
1、选择【开始】→【程序】→
【附件】→【通讯】→【新建连接向导】，点击“新建连接向导”
2、出现“欢迎使用新建连接向导”画面→单击“下一步”→默认选择“连接到Internet（C）”→单击“下一步”
3、在这里选择“手动设置我的连接”→单击“下一步”→选择“用要求用户名和密码的宽带连接来连接”→单击“下一步”
4、出现提示请您输入“ISP名称”（这里只是一个连接的名称，可以随便输入，例如：“ADSL”）→单击“下一步”
5、输入自己的ADSL账号（即用户名）和密码（一定要注意用户名中的字母必须使用小写模式输入）→确认密码→单击“下一步”
6、请注意在勾选“在我的桌面上添加一个到此连接的快捷方式”后→点击“完成”
7、单击“完成”后，你会看到桌面上多了个名为“ADSL”的连接图标。使用时，只需双击此连接图标后，点击“连接”即可
如何在Windows Vista操作系统中创建拨号连接
可以通过以下操作步骤在Windows Vista操作系统中创建拨号连接：
1、控制面板打开“网络和共享中心”→点击左边的“设置连接或网络”→选择“连接到internet”→选择“否，创建新连接”后点击下一步；
2、点击宽带（PPPOE）（R），如需建立窄带拨号则需在“显示此计算机未设置使用的连接选项”前打勾，方能出现拨号连接设置；
3、在对话框中输入上网的帐号密码记拨号名称点击连接上网，建立之后可按“开始→连接到→宽带连接”进行上网。
如何检查电脑网卡的状态
可以按以下步骤检查网卡的状态：
1、在开始菜单里或者桌面上看到“我的电脑”这个图标，单击右键，选择弹出菜单中的„属性‟。
2、在„属性‟中可以看到系统属性窗口界面，点击„硬件标签‟后，可看到„设备管理器‟选项，单击左键，即可打开设备管理器界面，即可查询网卡状态（如果网络适配器下的设备打红叉或黄色叹号，即网卡不正常，需要检查网卡）。
MODEM上的线路灯不亮或闪烁可能是哪些原因引起的发现ADSL MODEM面板上“线路”指示灯不亮或闪烁可能存在以下几种情况：(1)电话线路上有强干扰；(2)电话线路上某个接头没接好，有松动现象；(3)线路故障。
MODEM上的线路灯不亮或闪烁如何处理
1、请重启电脑和ADSL MODEM，并检查ADSL MODEM上接的电话水晶头是否松脱。
2、ADSL线路上不能并分机，电话只能从分离器PHONE端口引出，否则会引起ADSL不同步。如果经过上述处理后，线路灯仍不亮或闪烁，请您在线向中国电信QQ客服（QQ号800010000）或直接拨打10000号反映。宽带测速正常速率是多少
1M---测速为65KB以上、2M---测速为135KB以上、4M---测速为270KB以上、10M---测速为500KB以上均为正常值。
为什么我是1M的宽带，测试只有65KB说是正常值
中国电信承诺速率为通道速率，由于网络传输及应用封装开销，实际测速结果往往低于通道速率 网速慢的原因有哪些
网速慢可能由以下原因造成:
1、组建了局域网，由于多台电脑同时上网造成。建议将单台电脑接上终端（不接路由器），测试一下是否有所改善，若有改善则说明网速慢的原因可能是内部网络的问题，需咨询当时协助组建局域网的工程师。
2、可能是个别WEB服务器繁忙，如果打开其他的网页不慢的话，则网络应该没有问题，是由于个别WEB服务器比较忙而导致的网速很慢。
3、电脑病毒造成。
为什么韩国宽带比中国宽带速度快 篇3
项立刚xiangligang@gmail.com
最近带宽的问题又被反复提及，关注的焦点是中国的宽带较韩国等国家速度慢，价格也不便宜。这一情况自然成为中国缺少竞争的论据。
然而 ,我认为对待任何一件事情,不能只看表面,应该透过现象看到本质。
1．宽带发展作为国家战略促进了日、韩宽带的发展。上世纪90年代，韩国就有了要发展信息文明社会的计划。从1999年开始，韩国每年都会提出发展宽带的政策，力促信息通信产业发展；2003年，韩国制定了详尽的《IT839战略规划》，重点支持国家信息化战略U-Korea目标；2004年，韩国提出了为期6年的宽带综合网络计划；到2009年韩国又提出"绿色IT国家战略"计划。在政策和技术上，韩国的确走在了世界的前列，其宽带速度已领先美国15年。不仅如此，韩国宽带速度飞速发展还得益于政府资金的大量投入。
新加坡政府也于上世纪90年代提出了 《IT2000计划》,要将新加坡建成公民可以在任何时候、任何地点获得IT服务的“智慧岛”,1998年全面运行覆盖全国的高速宽带多媒体网络(Singapore ONE),对企业和社会公众提供7×24小时全天候不间断的网络接入服务；2000年后新加坡又提出《Infocomm21计划》(21世纪信息通信技术计划),内容有促进电信市场自由化、构建宽带和无线通信基础设施、创建值得信赖的电子商务中心等;2003年又提出 《互联新加坡计划》,通过资讯通信技术使公民个人、组织和企业变得更富效率和更具效能，以及通过将计算机的运算能力与通信和内容进行有机融合，来创造和实现新的可能性。这些计划不仅是政府提出，在实施过程中，也得到了大量的政府资金支持。
反观我国，一直没有一个明确的宽带国家战略，对于发展宽带战略的资金支持也是捉襟见肘。
2．日本、韩国、新加坡都是国地面积相对较小，人口非常集中，尤其是集中于城市，建设成本相对较低，宽带建设相对比较容易。反观世界疆域广泛的国家，都无法全面实现宽带建设，即使大城市中网速较高，一旦平均计算，网速就不算高水平。
3．少量对手的竞争会更残酷。我们的市场是有竞争的，中国电信、中国联通、中国铁通、歌华、方正等众多提供商都在参与竞争，而由于主导运营商数量少其实竞争更残酷。如果有非常多的运营商，大家都占据不太大的市场份额，竞争的压力会小一些。主导运营商只有两家，又占据较大的市场份额，这两家运营商很容易互相把对方作为目标，一定要达到相同的市场份额，这种情况下，竞争就会压力更大，一些地方竞争已经到了恶性的程度。
宽带电力载波信号性能浅析 篇4
随着智能电网在配用电环节的建设与推进,智能用电信息采集系统成为实现智能电网“信息化、自动化、互动化”的重要技术支撑和关键载体。为真正实现电力能源供应者与电力能源使用者的互动交流,需要构建高速、实时的通信网络。此外,在配电网终端,越来越多的电力用户开始接受并使用以智能交互终端和智能家用插座为核心构建的智能家居网络,通过该网络,可以轻松实现家电控制、高清音视频服务、能耗监测管理等功能。这一切,都需要有高速、灵活的通信技术作为支撑。
为了实现高速通信,正交频分复用调制技术(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)被广泛用于高速电力载波技术规范中,如:Maxim Integrated Products (美信公司)发布的G3-PLC协议、家庭插电联盟(HomePlug Powerline Alliance)提出的HomePlug1.0和HomePlug AV以及电力线智能电表进化联盟(PRIME ALLIANCE-PoweRline Intelligent Metering Evolution)提出的PRIME协议。
本文首先对OFDM技术进行简略介绍,然后针对基于OFDM技术的宽带协议进行对比分析,最后通过仿真实验验证不同协议的优缺点。
OFDM技术
正交频分复用技术在20世纪60年代就已经提出,但是由于受到模拟滤波器技术的限制,该技术一直难以实现,直到20世纪70年代,离散快速傅里叶变换的实现才为OFDM的实用化奠定了基础。OFDM目前己经广泛应用于无线通信领域,包括日常生活中的无线局域网、数字广播电视和3G移动通信。由于OFDM技术有诸多优势,所以人们已经将OFDM的这些优点与各自的研究领域结合了起来,其中也包括了我们关心的电力线通信领域。
OFDM的主要思想是将传输信道(电力信道)的可用频段范围分成若干正交子信道,然后将需要传输的高速数据信号转换成并行的低速子数据流信号,调制到在每个子信道上进行传输。在实际使用中,可以通过在接收端利用相关技术对接收的信号进行分离,这样可以有效减少子信道之间的相互干扰。
OFDM是一种多载波传输技术,一个OFDM符号内包含多个经过调制的子载波。假设N表示子信道的个数,T表示OFDM符号的持续时间,即符号周期,di(i=0,1,…,N-1)为分配给每个子信道的数据符号,fc为第0个子载波的载波频率,fi为第i个子载波的载波频率,有fi=fc+i/T,rect(t)=1,,则从t=ts开始的OFDM符号可以表示为:
由图1可知,传输时,将需要传输的信息比特独立分配到各个子载波上,各子载波的幅度和相位由调制模式(如BPSK、16QAM、64QAM等)决定,调制后的等效OFDM的输出信号如公式2所示:
其中(t)的实部和虚部分别对应于OFDM符号的同相(In-phase)和正交(Quadrature-phase)分量,在实际系统中可以分别与相应子载波的cos分量和sin分量相乘,构成最终的子信道信号和合成的OFDM符号。
PHY层对比分析
Homeplug AV标准和Homeplug GP标准的PHY层的最大区别就是数据传输速率。在PHY层,Homeplug AV标准可实现数据传输速率达到200Mbps,而Homeplug GP标准仅可实现10Mbps,速率差值巨大主要是因为:
1) Homeplug GP标准限制了OFDM子载波调制方式,只采用QPSK作为载波比特的调制方式,由此导致单位码元周期内传输的数据量有限,而Homeplug AV标准具有BPSK、QPSK、64QAM和256QAM等多种调制方式,可针对低压电力线时变的信道特性选择不同的比特调制方法,结合信道容量最大化算法使得载波信号速率达到最大。
2) Homeplug GP标准限制了数据速率的鲁棒模式,从而消除了自适应比特加载的管控基调,而Homeplug AV标准具有20～200 Mbps的自适应比特加载控制机制,使得子载波能够自动侦听信道增益,根据信道特性的优劣程度自适应选择子载波比特的加载模式。
MAC层对比分析
Homeplug AV标准和Homeplug GP标准的MAC层均具有集中性,但就信道访问方式而言,Homeplug AV标准的MAC层更具灵活性,它的1155个子载波可通过系统预设的信道估计模型来反馈信道的实时状态,从而制定信号调制解调、编码解码和前向纠错等方式,而在Homeplug GP标准的MAC层,为了节省子载波对信道侦听的比特开销,降低子载波比特加载的发射功率和硬件资源开销,省略了系统预设的信道估计反馈映射功能。
从PHY层和MAC层的性能对比分析可以看出,Homeplug AV标准和Homeplug GP标准各有优劣。总的来说,Homeplug AV标准可实现的数据速率较高,但应用在电力线通信设备中时,会导致设备能耗较大、工作温升较高;Homeplug GP标准虽然可实现的数据速率较慢,但能耗低、工作状态稳定,且它采用鲁棒模式传输数据,能够进一步加强家庭局域网内的网络覆盖力。在超高速(例如家庭影院在线观看、高清电视等领域)应用场景下,可以选择Homeplug AV标准作为电力线通信设备的技术规范。而对于某些对QoS等级要求略低、限定功率消耗门阀的电力线通信终端,可以采用Homeplug GP标准(如智能家居生活系统、智能用电信息采集系统、充电桩计量等领域)。
宽带通信协议
基于OFDM技术,家庭插电联盟(Homeplug powerline Alliance)提出了以Homeplug GP (HomePlug Green PHY)和Homeplug AV (Homeplug Audio and Video)为代表的高速电力载波传输方案[6-7]。该方案以电力线信道为信号传输通道,使用能够抵抗电网噪声和多径衰落的正交频分复用技术(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)做为信号调制、解调方式,并辅以功率、比特的自适应分配算法,实现了信号的高速、稳定传输。
Homeplug GP标准和Homeplug AV标准均适用于以频段2～30MHz为信号载频的宽带电力线载波通信系统。Homeplug AV标准是IEEE 1901电力标准的基本技术,其信号子载波采用自适应调制方式,信号最大速率可达200Mbps,而Homeplug GP标准是一种小成本、低功耗的通信规约,信号最大速率为10Mbps。Homeplug GP标准和Homeplug AV标准在电力线网络协议方面具备互相操作的能力,即Homeplug GP标准向上兼容Homeplug AV标准,而Homeplug AV标准则向下支持Homeplug GP标准。二者都具备物理层(PHY层)和控制层(MAC层),区别主要体现在通信链路层,其对比分析如下。
通信调制方式性能对比分析
由表1可知,Homeplug AV标准使用的信号调制方式较多,而Homeplug GP标准仅使用QPSK一种调制方式,下面就BPSK、QPSK、M-QAM (M取16为例)的性能、误码率及能量利用率展开对比分析。
QPSK与BPSK、16QAM的性能对比
BPSK调制方式具有设备简单、抗干扰能力强以及对衰落信道和非线性信道适应力好等优点,但是频谱利用率很低。QPSK调制方式的抗干扰能力、信道适应性与BPSK相近,而频谱利用率是BPSK的两倍,仅稍微增加了设备运算复杂度。16QAM调制方式的频谱利用率较高,设备相对简单,但是该方式对于信道的线性、幅相畸变和频率选择性衰落非常敏感,必须在采用信道均衡和线性优化措施的情况下使用。
QPSK与BPSK、16QAM的误码率对比
由文献可知,BPSK信号误码率是:
QPSK信号解调误码率是:
16QAM信号的误码率是:
其中,r为输入信号的信噪比。
在Matlab上分别对BPSK、QPSK和16QAM的误码率性能进行仿真调试,得到的结果分别如图2,3,4所示。
由图4可以看出,QPSK信号和16QAM信号的误码率仿真结果与其各自的理论曲线基本保持一致,但是BPSK信号的误码率仿真结果却与理论曲线差距较大。从频带的利用率来看,在相同的数据传输速率下,QPSK信号的码长是BPSK信号码长的两倍,因此QPSK信号的频带是BPSK信号频带的二分之一。同样的,根据b=log2M可知,16QAM信号在单位符号周期内传输的比特数是QPSK信号的4倍,那么16QAM信号的频带仅为QPSK信号频带的四分之一。
将BPSK、QPSK和16QAM等信号调制方式应用到通信系统中时,应综合考虑系统可承载的信道容量、时变的信道增益和噪声干扰等级。为了提高系统运作性能,建立高速、实时、可靠的通信链路,需要适当地引入自适应功率比特分配算法、信号功率裕量最大化算法等资源优化策略,以期取得满意的运行效果。
综合分析以上几点内容,联系Homeplug AV标准的技术内容展现,可知该技术能够取得较高的系统容量,在汇聚信息流和充当局域网络网关的作用上可以崭露头角,但是该技术由于使用多种调制方式,在面对恶劣的通信信道特性时,其抗环境衰减能力欠佳,不适合远距离通信,可以应用于住宅内部,如电力猫产品。而对于Homeplug GP标准,它约束了单位载波信号所承载的数据比特,降低了硬件开销和设备功耗,在不失高速性能的前提下,可以优质、高效地完成小容量数据流的传输,比如智能家居生活系统内部的设备状态信息、上位机控制命令,智能用电信息采集系统内智能电表的当前正向有功电能数据等。若将Homeplug AV标准与Homeplug GP标准进行有机结合,分别应用在智能信息路由网关和智能信息采集节点上,可有力助推智能家居产业、低压电力集抄系统的迅猛发展。
小结
宽带信号处理论文 篇5
专业培养目标：本专业培养具有移动通信网络工程技术及维护管理等方面的理论基础和实际操作技能，具有较强的实践能力，能够分析和解决移动通信领域的实际问题，并能够进行终端设备的维护与维修，能在通信领域中从事移动通信网络的研究设计、管理维护、以及网络优化等工作的高级应用型、技能型人才。毕业生能获得以下几方面的知识和能力： 掌握和通信工程有关的电子电路技术，具备一定的计算机软件和硬件知识； 系统掌握移动通信网络方面的基础理论、组成原理和设计方法； 熟悉移动通信网络工程的规划设计、工程预算、网络优化； 熟悉现代移动通信设备结构，掌握相关通信设备的操作与维护，具备移动通信设备的生产及营销等方面的基本能力。
主干学科：电磁学、计算机科学与技术、现代通信技术、移动通信网络与系统。主要课程：电路分析基础、电子电路技术、计算机应用（含数据库）、C语言程序设计、微机原理与应用、电磁波与传输理论、电磁学、现代通信原理、移动通信系统、3G移动通信技术、移动通信网络设备、网络优化及维护、营销学等。主要实践环节：计算机应用及上机操作、电子电路的实验和课程设计、高级语言程序设计、社会调查、生产实习、毕业设计（论文）。本专业毕业生有着广泛的就业面，适合在移动、网通等通信部门及科研单位，从事移动通信网络及设备的、移动网络规划、工程预算、网络优化等工作；在电信、广播电视系统从事工程安装、维护、技术服务、市场营销等工作； 在通信设备制造企业从事生产、测试、维护、销售和技术支持等工作在通信应用部门（如铁路、银行、证券公司、大型企事业单位等）从事通信网络维护工作。
互联网信息处理方向： 当前信息代表了速度，速度反映着利润，而这些必须在互联网络的环境下才能实现，各个企事业单位及政府机关，积极加强网络基础硬件投入的同时越来越多的企业建立了企业内部信息网络，大量的重要信息需要在网上流通，这也迫使社会对互联网信息人才的需求不会降温，而是持续升温。本专业顺应社会的发展需要，培养具有扎实计算机网络基础，掌握先进的网络管理和网络信息处理技术，能够从事网络管理、网站建设、网页制作、网络信息系统开发等工作的应用型专门人才。
宽带信号处理论文 篇6
一、高性能雷达信号处理系统
在设计中采用VPX的结构模式主要是考虑环境与散热的需要，其总线是VME技术的自然进化，采用高速串行总线替代了原有的总线模式，以此获得最佳的处理性能。与VITA组织结构以及其他总线模式相比，VPX的特征突出：从结构上看其密度高且灵活。VPX总线是按照IEEE1101的3U和6U标准来设计的，可以在兼容上做到最大范围的兼容，保证系统的相对稳定。其次，带宽被增强，使用高速串行的插件可以增加总线的宽带性能。同时系统与各种高速串行协议都可以进行兼容。第三，电源设计有所增强，VPX规范通过增加背板的电量供应，和更加完善的散热系统可以支持多种处理器的运行需求，保证了系统的功耗适应范围。第四，采用较为先进的硅晶片结构制成的高速差分连接器具有连接紧密，超如损耗小且误码率较低的特征，每个差分都对支持的宽带数据都可达到极限10G，且硅晶片设计带有ESD接地层和接触层，可以有效的防止意外放电的干扰。
二、工程应用
在VPX出现前，雷达系统面临2个最基本的性能方面的艰制为总线信号引脚可支持的最大数据带宽和每个板槽所提共的最大功率。VPX通过高速连接器和支持高级互联结构有效地解决了上述2个问题。
本文以VPX为总线主体结构，解决了以往的DBF处理系统不能适应高速连接的问题，该系统利用光纤以太网接入板，3块FFPGA处理板、1块MPC8641 D处理板、以及5插槽VPX背板构成了处理系统，系统中所有的插板都按照VPX的需要进行定制。该系统在实际应用中构建模式为：系统前端的由32条光纤构成传输线路，其中每个光纤都可携带8个阵元的采样数据，总计可以实现2G的传输效率。改DBF工程应用方案如下：光纤以太网接入板利用8个QSFP模块接收到32路光纤信号并进行转换成为32路64GBPS的电子信号。利用背板的电路传输给FPGA进行高速处理;每块FPGA处理器都分别接受16路32Gb/S信号进行调整，两块板之间实现数据交换;整形后的半波束形成结果并传输至相应的FPGA前置处理板，进行最终的计算;完成波束的权系数计算是利用芯片MPC8641 D完成，其中分别将其结果传递到FPGA上。
三、系统性能测试
完成设计后，利用模拟对其计算能力与通信能力进行了测试，一方面，计算能力是信号处理的关键性指标，系统性能测试必须要求计算性能过关。在测试中利用1024点精度浮点复数基2FFT算法，测试不同处理器的计算性能。完成测试后数据表明，选择的MPC8641D的计算能力为最强，高于DSP TS101计算能力的2.7倍;是DSP TS201计算能力的1.3倍。
通信能力的测定也是信号处理系统优劣的重要指标，其直接影响信号处理系统的基本性能。在本文的设计中，利用两个板内与板外的FPGA进行别的例化测试了协议的内核，在保障链路误码率达到标准的同时测试链路中所能够达到的最大速率，在测试中表明，不同的协议条件下，通信能力也有较大的差异，在与标准的SDP TS201的系统相比较，采用FPGA核心技术的系统可以提高传输速率4-8倍。
四、结语
综合上述的分析，本文所提出的高性能宽带相控阵雷达的信号处理系统，主要是利用VPX为核心技术，实现传输方式的改变，并利用FPGA和高性能CPU作为系统的处理单元，使其具有高速处理数据的性能，具有了宽带相控雷达所需要的处理能力。并且利用系统兼容性特征可以保证多种宽带条件下的顺利工作。测试结果表明，系统支持超大宽带与超大功率的运行工况，处理恶劣环境下的处理能力也维持在较高水平。
参考文献
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短波LFM信号宽带识别算法 篇7
短波通信具有顽存性、灵活性、机动性和抗毁性等优点,同时兼具设备简单、成本低廉、发射功率小,使用简便、通信方式灵活等固有特点,因而成为军事通信中主要的通信手段之一。LFM信号在雷达、通信等众多领域有着广泛的应用。有效地对其实现检测并估计参数信息是获取目标信息的主要依据。传统的LFM信号检测算法大多是针对窄带接收机的,针对宽带接收机的信号侦察识别算法报道甚少。而宽带接收机具有搜索速度快、设备量小等优点,尤其在军事情报侦察和电子对抗方面应用越来越广泛,因此,研究宽带信号的自动侦察算法是电子对抗的一个重要课题。在深入分析LFM信号特征和短波宽带信道特征基础上,提出了一种LFM信号宽带自动侦察和参数估计算法
1 LFM信号特征
1.1 理想LFM信号特征
线性调频信号的数学模型[1]是:
式中,A为信号辐度;f0为初始频率;fm为线性调频率,又称调频斜率;φ为初相;
LFM信号的时域波形、频谱图和时频分布图分别如图1(a)、图1(b)和图1(c)所示。
由图图和图可以看出理想的LFM信号具有以下特征:
(1)包络为矩形脉冲,其时宽为:T=τ;
(2)具有近似矩形的幅频特性;
(3)信号的瞬时载频是随时间变化的,其瞬时频率为:ft=f0+fmt,在脉冲宽度内,信号频率由f0变化到f0+fmτ;
(4)带宽为:B=fmT,调频斜率即由时宽与带宽得出:fm=B/T。
1.2 短波宽带信道环境下LFM信号特征
短波信道环境极其复杂,多径传播、衰落和多普勒频移等因素的影响造成接收到的信号出现幅度畸变和相位畸变,从而使截获的短波信号存在很大的随机性和不稳定性,信号时强时弱,背景噪声较大,信噪比低,并且,短波信道信号拥挤,带宽大小不一,信道间隔参差不齐,这就给宽带情况下的信号分离和识别带来了极大的困难。
宽带接收机从短波信道接收的信号模型可描述如下:
式中,xi(t)为发射波形;Vi(t)为经信道传输引起的幅度畸变函数;φi(t)为经信道传输引起的相位畸变函数。
通过对实际短波环境接收的大量信号数据分析得出LFM信号具备以下3个特征:
(1)最大保持谱具有近似矩形的幅频特性;
(2)累积谱上信号基本被平滑掉,淹没在噪底中;(3)瞬时谱在其工作带宽内存在一单峰,且随时间在其工作带宽内周期性的呈线性增长趋势。
而其他大部分信号不能同时具备上述特征,这就为LFM信号的宽带自动侦察提供了理论前提。
2 算法分析
基于LFM信号的上述性质,得到如图2所示短波LFM信号的宽带自动侦察和参数估计算法处理流程。
上述算法处理流程主要包括3个步骤。
2.1 快速筛选
快速筛选主要依据LFM信号的以下特性:最大保持谱具有近似矩形结构而累积谱上信号被平滑掉,二者作差必然仍存在一近似矩形结构。输入的数据为具有一定时长(应至少包含一个完整的扫频周期)的连续宽带频谱数据,考虑到短波信道内LFM信号常用的工作带宽和搜索速度,宽带频谱的谱线分辨率取800 Hz左右。
对宽带频谱数据进行频谱分析,检测最大保持谱与累积谱的差序列上存在近似一矩形结构的频率位置,形成频率集Υ1和Υ2分别对应该矩形结构的起始和结束位置。
2.2 精确识别
精确识别主要依据图1(c)所示的时频特征,由图1可看出,对瞬时频率微分再对工作带宽取模值应为一常数。
根据每段瞬时谱上起始频率Υ1和结束频率Υ2对应范围内频谱幅度最大值位置得到疑似LFM信号的瞬时频率;微分再对相应每段的带宽求模;然后,检测是否近似为一常数来判定是否LFM信号。
2.3 测量参数
频率集Υ1和Υ2中判为LFM信号的位置之差即为带宽;瞬时频率微分后的向量每个峰值点的最小间隔再除以频率分辨率即为扫频周期;根据扫频斜率=扫频带宽/扫频周期,得到LFM信号的扫频斜率。
3 性能分析
图3(a)、图3(b)和图3(c)分别给出了信噪比为6 dB、频率分辨率为800 Hz时的宽带信号最大保持谱、累积谱、最大保持谱与累积谱的差图。
由图3(a)、(b)、(c)可以看出,对于LFM信号附近存在CW、ASK和BPSK强干扰信号的情况,虽然累积谱和最大保持谱上干扰信号幅度远远高于LFM信号,但是,计算最大保持谱与累积谱的差后,仅有LFM信号出现一近似矩形结构,据此,即可初步识别出LFM信号。
取采样率204.8 kHz,LFM信号的起始频率50 kHz,带宽30 kHz,扫频周期30 ms;并加入CW、BPSK、ASK三个干扰信号仿真宽带多信号情况,参数设置分别为:ASK信号中心频率为42 kHz,码速率为800 Bd;BPSK信号中心频率为30 kHz,码速率为1 600 Bd;CW信号中心频率为85 kHz,不同信噪比下仿真试验结果表明,在2FSK信号有效带宽内的信噪比>6 dB时,自动侦察正确率达95%以上,虚警率0,漏警率<5%。
信噪比为6 dB、频率分辨率为800 Hz时检测到的LFM信号瞬时频率图如图4所示。
由图4可以看出,只有LFM信号的瞬时频率随时间变化呈周期性的线性增长,因此,可提取出每段疑似LFM信号范围内的瞬时频率,并检测是否满足随时间变化呈周期性的线性增长的特性,以进一步确认是否LFM信号,从而验证了算法的可行性。
另外,信噪比为6 dB时LFM信号参数估计结果如表1所示。
由表1可以看出,起始频率、结束频率、带宽的估计误差小于频率分辨率;扫频周期的估计误差小于时间分辨率;而斜率的估计精度取决于带宽和扫频周期的估计精度。
4 结束语
上述首次基于宽带频谱数据完成了短波信道LFM信号的自动侦察仿真表明在低信噪比下仍可实现很高的识别概率,为进一步解调以及实施干扰提供了前提。该算法运算复杂度低、运算速度快、工程易于实现具有很高的工程应用价值
参考文献
[1]叶俊龙.短波高速跳频系统下的信道估计与LFM干扰检测[D].成都:电子科技大学,2009.
宽带信号处理论文 篇8
扩频信号以其隐蔽性好、抗干扰性强的特点,在各类通信、导航、数据链传输体制中得到广泛应用[1]。常用扩频信号(如GPS)伪码速率不超过10.23 Mcps,伪码长度不超过1 023,扩频增益较低、信号带宽较窄,抗干扰和保密能力有限。随着飞行器通信频段由传统的L、S频段向更高的Ku、Ka频段迈进,用户信道资源日趋丰富,带宽达数百兆赫兹的宽带扩频体制逐步得到应用,宽带扩频信号频谱更隐蔽保密性更高,抗干扰能力更强,具有良好的应用前景。
同窄带扩频信号相比,宽带扩频信号带宽更宽,AD采样速率要求高达数百兆赫兹,超出大多数后端器件直接处理能力[2]。目前主流的扩频快捕算法均针对10 Mbps以下的窄带扩频信号,而对于宽带扩频信号尚未发现有效的捕获方法。为解决此问题,本文设计一种基于并行信号处理技术的快捕算法,在不降低前端采样率的情况下,使得后端处理器件在可承受的时钟频率下实现宽带扩频信号的快速捕获。
1 捕获算法顶层设计
1.1 指标需求
某项目宽带扩频信号为零中频形式,速率为153.45 Mcps,信息速率10 kbps,伪码周期15 345(内外码相乘的复合码形式,内码长15,码率153.45 M,外码长1 023码率10.23 M,相位相干对齐),信号体制为PCM-DS(直接序列扩频)-BPSK(载波相位调制),多普勒动态范围±90 k Hz,最大变化率±2.4 k Hz/s,载频为S频段。
1.2 硬件架构设计
考虑射频滤波器矩形系数,信号采样率至少应大于1.2 GHz,为降低对AD器件及后端处理器件压力,应选用正交采样形式,这样双通道AD采样速率600 MHz即可满足低通采样要求。后端信号处理FPGA(现场可编程逻辑门阵列)采用XC5VFX100T,根据器件特性无法直接工作于600 MHz处理采样数据,因此需采用并行信号处理技术,实现以面积换速度。
1.3 软件功能设计
解调算法整体结构如图1所示,功能上可划分为串并转换、并行下变频、并行伪码NCO、并行载波NCO、并行伪码生成器、捕获处理模块、跟踪处理模块等。
串并转换模块将AD输入的高速串行数据拼接、转换成8路并行的I、Q数据,供后续并行处理。AD器件自带1分2 DEMUX,将I、Q通道的数据速率降低至300 MHz(如图1所示,I0、I1、Q0、Q1速率为300 MHz),这样后端FPGA串并转换处理时钟仅需300 MHz。对I0、I1(同理Q0、Q1)分别再进行1分4的串并转换,并按照采样时间的先后顺序重新排列拼接,最终将600 MHz的10 bit采样数据,1分8串并转换成80 bit的拼接数据。这样后续信号处理工作时钟降为75 MHz,易于FPGA实现。
输入信号含有载波多普勒,I、Q数据经串并转换模块后变成8路并行数据,需要经并行下变频模块进行去多普勒处理。并行下变频模块由并行载波NCO驱动,中心频率受捕获模块和跟踪模块控制字控制。
针对并行处理后的I、Q数据,本地伪码生成器同样采用并行模式,由并行码NCO驱动。NCO的频率控制字由捕获模块和跟踪模块控制,实现本地伪码滑动。输入数据和本地伪码解扩后进捕获模块,完成载波和伪码捕获,调整伪码和载波NCO到近似对齐的相位和频率上。捕获完成后转入跟踪环节。
1.4 捕获参数设计
速率为153.45 Mcps,信息速率10 kbps,伪码周期15 345,因此积分清零时间选定为0.1 ms。根据码多普勒和载波多普勒比例关系,fdchip为伪码多普勒,Rc为伪码速率,fc为载波频率,fdop为载波多普勒。
当载波多普勒达到±90 k Hz时,伪码多普勒可达fdchip=6.818 k Hz,积分清零时间为0.1 ms,则积分清零周期内伪码会漂移0.68个码片,因此一次滑动半个码片是不可行的,需要在频域上分段搜索以降低码多普勒影响。
因此本设计采用频率分段+内码滑动相关+外码匹配滤波的捕获方式,滑动相关找到内码相位,对内码进行积分累加后,再对外码进行匹配滤波,滤波器长度只需要1 023,资源占用较少。
2 核心模块设计
2.1 正交下变频设计
本方案中AD采样信号是下变频后的零中频基带信号,AD输入含有I、Q两个支路,因此本地产生的数字下变频需要采取特殊设计。将输入I、Q信号定义如下:
用复信号表示为:
若想下变频输出去掉残留多普勒,则下变频应具备形式,这样相乘后的输出信号为:
从而实现了下变频功能[3],将上式展开:
由此可得正交下变频器的结构如图2所示。
2.2 基于并行载波NCO的下变频实现
本地NCO的采样率应与输入信号采样率一致为600 MHz,如此高采样速率的NCO无法直接在器件中实现,需要采样并行设计。根据DDS原理,本地载波信号频率可表示为式(9),fs为信号采样率,这里为600 MHz,fc为希望得到的频率,N为量化位数,K为频率控制字,可根据fs、fc、N求出。
如果系统时钟为600 MHz,则1个NCO可在8个时钟周期内得到8个载波相位,记为Ph1,…,Ph8,通过查表可得到相应载波幅度值,这样在1/75 MHz(8个600 MHz时钟周期)时间内得到8个连续的载波采样点。
当系统时钟为75 MHz时,若采用8个载波NCO同时工作,则在1/75 MHz时间内同样可得到8个相位值P1,…,P8,分别查表得到8个载波幅值,这样在1/75 MHz时间内同样得到8个载波采样点。通过调整各NCO的步进值,可使得P1,…,P8与Ph1,…,Ph8等效,从而实现与600 MHz的载波NCO等效。
NCO具体设计方式如下,设任一时刻8个NCO的相位累加器值为Pi,i=1,…,8,则Pi表达式如式(10)所示,其中P0为上一个时钟周期第8个累加器的相位值,K与式(9)一致,这样P1,…,P8与Ph1,…,Ph8等效。
在一个时钟周期内8个累加器可以得到P1,…,P8共8个相位值,通过查找8块同样的查找表,可以得到等效在600 MHz采样率下连续的8个载波值cos(n+1),…,cos(n+8),sin(n+1),…,sin(n+8)。
这样数字化后的并行下变频的结果I3(n+k)、Q3(n+k),k=1,…,8表达式如式(11)、式(12)所示:
其中I2(n+k)=Q2(n+k)为串并转换后的采样数据,为降低后续处理资源消耗,将下变频后的输出截位至12 bit,则8路并行后的输出为96 bit。
2.3 并行本地伪码产生
扩频信号的捕获需要本地产生与发端一致的伪码序列,由本地码NCO推动码生成器产生,对于本设计伪码速率高达153.45 Mcps,采样率为600 MHz,同样只能采用并行的伪码生成方式。根据式(9),fs为信号采样率,这里为600 MHz,fc为码率153.45 Mcps,N为量化位数取N=36,则可求出频率控制字K。
与2.2节类似,伪码时钟由8个独立的码NCO模块产生。定义75 MHz主时钟下的并行码钟为pn_clk[clk1,clk2,…,clk8],clki,i=1,...,8代表在600 MHz采样频率下的连续8个伪码时钟,1个主时钟内共有8个采样点。clki可由式(13)得出,Pc0为上一个时钟周期第8个相位累加器的相位值,Pci(i=1,...,8)为8路码NCO模块的36位累加器相位值。
本设并行计伪码的产生由ROM查表实现,将复合码的内码、外码的一个周期序列存储到ROM中,通过不同的查找地址得出相应伪码。由于伪码速率和主时钟非整数倍关系(2.046),可知在1个75 MHz时钟周期内(等效8个600 MHz时钟)最多同时存在3个内码码片(2个完整码片,1个不完整码片)。因此选用了3个深度为15,宽度为1 bit的ROM用于存储内码,ROM_B中的内码相位比ROM_A滞后1个码片,ROM_C中的内码相位比ROM_B滞后1个码片。
外码的产生于内码类似,在1个75 MHz主时钟内最多存在2个内码,因此需要两个深度为1 023宽度为1 bit的ROM用于存储外码。
并行伪码产生的仿真结果如图3所示,clk为75 MHz主时钟,pn_clk为8路并行码时钟,0、1交替的位置表示一个码片的起止位置。以pn_clk=[01111000]为例,在此主时钟周期内存在8个600 MHz时钟采样点,前一码片的最后一个采样点在bit7结束,bit6-bit3为当前码片的起止位置,bit2-bit0为下一个码片的前3个采样点位置。伪码输出记为pn_out[pn1,pn2,,...pn8],其中pni,i=1...8代表在该75 MHz时钟内,由600 MHz时钟对伪码进行采样,得到的8个采样数据。
2.4 捕获方案设计
根据前述分析,本方案采用频率分段+匹配滤波器的捕获方式,该方式操作简单,具有最快的捕获速度,但资源消耗较大,但对于XC5VFX100T系列平台影响较小。
扩频信号的快捕包括载波和伪码两个层面,载波捕获采用分段搜索的策略,在每个频段内搜索伪码相位,并对伪码进行辅助,降低载波多普勒的影响。考虑到跟踪模块锁频环的有效牵引范围为±1/4T,T为积分清零时间0.1 ms,因此对于本设计多普勒分段间隔不应超过5 k Hz。本设计多普勒搜索范围要求±90 k Hz,变化率2.4 k Hz/s,分段间隔过窄会导致捕获时间变长,综合考虑后这里取分段间隔为2.4 k Hz,共划分为81个分段,多普勒搜索范围可达±96 k Hz,捕获完成后多普勒补偿精度可达±1.2 k Hz。
由于输入伪码的复合码特性,可以将伪码捕获分为外码捕获、内码捕获两个过程,内码周期很短只有15,故可以采用滑动相关的方式,一次步进半个码片,滑动一个完整内码周期后进行积分清0,积分周期为一个外码码片的周期即0.1/1 023 ms。
这样积分清0后的伪码速率从153.45 Mcps降到10.23 Mcps,再进入1 023长的匹配滤波器,连续1 023个积分值进入后(即一个完整外码周期)可得到相关峰值。当内码滑动到对齐位置时,外码匹配滤波器的输出一定会出现最大相关峰。采用这种方式只需要设计1 023长的匹配滤波器,可以节省设计资源。为了提高捕获灵敏度,可以对匹配滤波结果作非相干累加,非相干累加10次后,信噪比可提高约7 d B。匹配滤波器的工作频率只需10.23 MHz,不再需要并行信号处理[4]。
由于码多普勒存在,当分段间隔为2.4 k Hz时,经载波辅助后,当前频带内的最大码多普勒为:
复合码周期为0.1 ms,累加10次后用时1 ms,在此期间内码片偏移0.079 2个码片,若内码按照1/2码片滑动,则滑动一次后实际变化0.5-0.079 8=0.42个码片,则为了保证能遍历所有内码相位,内码滑动次数应至少为15/0.42=36次。
捕获流程为:捕获环节开始后,首先从多普勒分段1开始滑动内码相位,外码同时作匹配滤波,内码遍历结束后可得到36个相关峰值;多普勒分段切换至分段2,重复上述过程,当所有81频率分段均遍历完成后,可得2 916个相关峰,记最大相关峰为peak1,记录对应的外码序号和内码序号;由于遍历过程用时较长,在此期间多普勒会发生动态变化,因此还需在peak1所在频率分段的相邻3个段内重新搜索码相位,此过程的最大相关峰为peak2,当相关峰peak2与peak1可比拟,且对应外码、内码序号与peak1位置接近时,认为捕获完成。将peak2所在多普勒分段信息补偿载波NCO,实现频率捕获,根据内码和外码序号置伪码生成器,实现伪码粗对准,随后转入跟踪环节。
3 仿真结果及性能分析
3.1 仿真结果
由Simulink产生采样率为600 MHz,C/No=90 d B/Hz(等效信号电平-80 d Bm),多普勒为50 k Hz的复合码扩频信号作为仿真输入。当搜索到正确频道时内码滑动过程对应的外码匹配滤波仿真结果如图4所示。rms_out为外码匹配滤波结果,此时有非常明显的相关峰出现。当内码滑动相差超过一个码片时,外码匹配滤波的相关峰急剧降低,仿真结果如图5所示。
3.2 捕获时间计算
根据前述分析,遍历一个频率分段需要滑动36次,内码滑动期间外码非相干累加10次,所需时间为36×10×0.1=36 ms。第一次遍历搜索81个分段,用时81×36 ms=2.916 s,此期间最大多普勒变化达2.916 s*2.4 k Hz/s=7.2 k Hz跨越三个频率分段,需要对当前分段和前后相邻各3个分段进行再次搜索。
第二次遍历搜索7个频道,用时7×36 ms=0.252 s。
总捕获时间为2.916+0.252=3.168 s。
3.3 资源占用分析
本算法串并转换模块、下变频模块、伪码NCO模块、伪码产生模块、捕获模块的内码滑动、积分累加为并行处理环节,占用资源较多;捕获模块外码匹配滤波、捕获策略设计、跟踪环节是非并行设计模块。占用资源较少。经ISE综合,共占用FPGA片内63%的Slice资源、46%的块RAM资源、52%的乘法器资源。
4 结论
经过分析计算可知,本文提出的宽带扩频信号捕获算法,通过“以面积换速度”的形式,利用并行信号处理技术,有效降低了系统处理时钟要求,算法技术可行实现简单,共占用FPGA片内63%的Slice资源、46%的块RAM资源、52%的乘法器资源,资源占用率较低,利于工程实现。
摘要：针对宽带扩频信号码片码率高达150 Mcps以上,传统扩频快捕处理算法无法适应的技术难题,提出了一种基于信号并行处理技术的快捕算法。算法通过并行NCO(数控振荡器)生成本地伪码、载波,实现600 MHz的等效采样匹配,捕获过程通过内码滑动相关实现内码相位对齐、外码匹配滤波找到外码对齐位置。通过计算、仿真分析表明,本算法资源占用率低、捕获速度快,可实现宽带扩频信号快速捕获。
关键词：并行处理,宽带扩频,快速捕获
参考文献
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基于DDS的宽带信号发生器 篇9
DDS的主要原理是在参考频率的控制下，通过相位累加器对频率控制字进行线性累加，得到的相位码对波形存储器进行寻址，输出的幅度码经过数模转换得到相应的阶梯波，最后通过低通滤波器得到较为光滑的一定频率的波形。
相位累加器是DDS构建体系中的一个重要部分，若考察一个带有32位相位累加器的DDS,如ADI公司的AD9858。但是在实际中，如果直接将32位的取样相位信息在正弦查表ROM内转换成为对应的幅度信息，就需要查表ROM内包含着232个存储单元(232*8bit)。从芯片设计角度，要完成这么庞大的ROM是不切实际的，而且随着角度-幅度转换器容量的增大，需要的管芯面积也会响应的迅速增加，同时还会导致功耗的增大，即使这无关紧要，那么目前也很难找到32位的高速DAC。所以，只能有选择地取样相位字中的一部分送往正弦查表ROM。对于AD9858只能最多有15位送至相位幅度转换器，而其余的低17位将被忽略掉，这样就产生了相位截断误差，表现在输出频谱上就是杂散分量，杂散是DDS谱质研究的重要内容。
2. 相位截断杂散的分析
DDS输出频率f0=Kfc/2N，其中，K为频率控制字，fc为参考频率，N为相位累加器的位数。通过计算可以得到由于相位截断引起的相位误差序列εp(n)为
其中B为截断的位数。同时εp(n)的周期为μ'=，b=Kmod2B。
由上式可知，当K=m2B时(m为正整数)，εp(n)=0，此时输出频率f0为
A为相位累加器输出的位数。因此，当输出频率为fc/2A的整数倍时，相位截断并不引入误差。
由图1可知，K=235(奇数)，主频为f0=235fc/1024=0.229fc，由相位截断引起的杂散谱线“成对”出现，“成对”谱线之间的频率间隔为fc/2B=fc/64。由图2可知,K与2B有公约数且K为2B的整数倍，因此没有相位截断误差。
3. 整体设计及测试
采用FPGA控制AD9858产生不同频率的波形。频率控制字决定着输出频率的大小。利用LabWindows/CVI获取AD9858中寄存器所需的数据。LabWindows/CVI获取数据的方法是通过对I/O借口设备的驱动来完成的。通过数据采集卡获取数据是虚拟仪器获取数据的渠道之一，也是构成虚拟仪器的最基本方式。
工作频率为1GHz，频率控制字K为4000 0000H，理论上输出频率应为250MHz。恰好是之前分析的情况，K为2B(B=17)的整数倍，此时无相位截断误差。从测试结果来看，此时的杂散也优于-60dBc，如图3所示。
当然K不可能只是2B的整数倍，而得到如图2中那么纯净的频谱。在实际应用中，K可以根据需求取不同的值。因此设法使GCD(K,2B)=1，即两个数互质，则可使杂散得到4dB的改善[3]。在N=10,B=6的条件下，图4的频率控制字为K=333，图3-13(2)的频率控制字为K=336。从仿真效果来看，图4比图5略有改善，但不到4dB，这是因为相位截断时的输出频谱公式是近似的，并非完全的理想公式，但改善还是存在的。
由Nyquist定理，DDS最大输出频率为参考频率的40%，即频率输出范围为<=400MHz。AD9858参考频率为1GHz，最大输出频率为400MHz。测试结果如图6所示。理论上输入的K=66666666H，在实际输入时，可以进行调整，输入与其接近的奇数，基本不会影响其输出结果，又可以适当抑制杂散。该频点的窄带表现可以看出测试结果符合预期要求，即使在整个频谱图上可以找到在126MHz处有一处明显的杂散(约为-45dBc)，它对400MHz的影响是极小的。
4. 结束语
综上所述，DDS技术虽然有相位截断的缺点，但是将其运用于宽带雷达信号的产生无疑是最好的方法，即使在较高的频率也能控制杂散对主频的影响。若将硬件设计中的LPF换为BPF(带通滤波器)，并修改LabWindows/CVI中写入的数据，则可产生线性调频信号，这也是DDS技术可以产生多种波形信号的优点。
参考文献
[1]费元春,苏广川,米红.宽带雷达信号产生技术[M].北京:国防工业出版社,2002.
[2]王建明.基于DDS技术的多波形信号源设计[D].南京:南京理工大学,2005.
[3]郭立浩.基于FPGA的直接数字频率合成器的研究与应用[D].西安:西北工业大学,2006.
宽带信号处理论文 篇10
随着测控技术的发展, 要求地面测控设备能够直接对宽带下行遥测信号 (例如调制方式为FSK、BPSK或QPSK, 信号带宽高达400 MHz以上) 进行非相干角误差解调, 国内以往的类似方案在信噪比S/N<0 dB时跟踪方差较大, 不能满足系统跟踪灵敏度要求。据此设计了一种双通道非相干角误差解调方案, 本方案的特点是利用小部分带宽内信号提取角误差电压, 同时能够很方便地调整相位和时延, 具有很高的跟踪灵敏度, 而且应用范围广泛。
1角误差解调方案
天线下来2路信号:和路信号与差路信号, 其中差路信号包含方位差信号和俯仰差信号。2路信号分别经过场放、下变频、中放后, 经窄带滤波器截取部分带宽内信号, 经AD采样后在FPGA上进行数字化处理。双通道非相干角误差解调方案框图如图1所示。
首先, 利用NCO对和路信号进行同相下变频, 对差路信号进行同相、正交2路下变频, 做下变频处理时并没有把信号变为零中频, 而是变到一个较低的频率, 主要目的是为了利用本地NCO调整和、差通道之间的相位差, 然后利用FPGA内的D触发器做延迟电路对信号时延进行调整, 最后利用和路信号分别与2路正交的差路信号进行相关处理, 得到方位电压和俯仰电压。
2系统校正及中频带宽选择
2.1和差支路相位校正
和、差支路相位校正过程与其他常规双通道校相过程一致, 首先使天线对准塔上信标机或应答机, 使天线俯仰角从初始零点偏离一个角度, 同时方位角对准零点, 采集差通道的正交两支路数据x (k) 、y (k) , 做数学运算
系统进行相位校正主要是通过调整NCO相位实现, 下面对NCO误差进行分析。NCO主要由频率控制字, 相位累加器, 正、余弦表组成。频率控制字FKW输入到一个32位的累加器, 累加器输出高10位数据作为ROM表的地址, 查表输出正、余弦2路信号, NCO的原理框图如图2所示。
NCO相位累加值是32位的, 采样频率fs=56 MHz, 频率输出表达式为:
由上式可以得到最小频率步进量为:
NCO输出信号的步进量只有0.013 Hz, 这在传统的频率合成技术中是很难做到的。NCO相位累加截断会导致输出信号的相位抖动, 相位字长度N=32 bit, 截断位长为B=32-10=22 bit, 则有:存在相位截断的NCO输出信噪比优于6.02× (N-B) =6.02× (32-22) =60.2 dB, 并且杂散信号分散到较多的频率上, 因此NCO输出的频谱纯度满足一般系统要求。
2.2和、差通道时延校正
和支路插入M组串联D触发器, 差支路插入N组串联D触发器, D触发器时钟为fd, 则经过一级D触发器所产生的时延为ΔT=1/fd。
时延调整流程为:首先, 和支路设置固定延时ΔT, 依次调整差支路1～N个时延, 得到N个角误差积分值的绝对值VN, 记录最大值Vmax1以及所对应的时延Nmax;其次, 差支路设置固定延时ΔT, 依次调整和支路1～M个时延, 得到M个角误差积分值的绝对值VM, 记录最大积分值Vmax2以及所对应的时延Mmax;最后, 比较Vmax1和Vmax2的值, 取二者中的大者, 以及所对应的时延量, 设置相应支路的D触发器插入个数, 完成时延校正。
2.3中频窄带滤波器带宽选择
下行遥测信号的频带很宽, 可以达到400 MHz以上, 取其部分带宽即可完成角误差提取, 中频窄带滤波器带宽的选择应考虑以下因素:
① 中频带宽内的载波谱线根数不能太少。少于2根就提取不出角误差信号, 载波根数太少, 等效接收信号电平低, 为了保证振幅检波电平, 接收机增益要提高;
② 载波谱线间距为Δf=1/ (Δ×P) , Δ为PN码元宽度, P为码长。例如P=1 024位, 对于数据速率400 Mbps的下行信号, Δf=1/ (Δ×P) ≈390 kHz。信号频谱带宽为400 MHz, 主瓣内有P根 (1 024) 根谱线, 若中频带宽取1 MHz, 那么带内只有两根谱线。若取40 MHz带宽, 带内有102根谱线, 截取带宽约为信号带宽的1/10;
③ 如果系统的码速率变化太大, 例如从几百kHz到几百MHz变化, 则可以考虑利用滤波器组分档实现。
3实验验证
本方案在基于CPCI工控机的硬件平台进行了验证, 实验框图如图3所示。输入的中频信号为200 Mbps扩频m序列, 中频滤波器带宽取20 MHz, 采样钟为56 MHz, 信号多普勒频率范围±150 kHz, 多普勒频率变化率±30 kHz/s。实验框图如图3所示。
实验步骤为:首先, 在高信噪比、静态条件下调整差通道NCO的相位, 消除和、差通道之间的相位差;其次, 同样在高信噪比、静态条件下调整和、差通道时延;实验过程中通过调整输入信号幅度和噪声源功率, 调整信号的信噪比;最后, 利用示波器观察角误差电压输出。
经测试得知, 该方案跟踪灵敏度可以达到S/N=-7 dB, 远优于以往方案信噪比S/N≥0 dB的技术指标, 该方案利用某型号设备进行了系统级验证, 跟踪灵敏度指标与上述结果一致。
4结束语
本设计利用双通道非相干角误差解调方案实现了对宽带下行遥测信号的角跟踪, 解决了对带宽遥测信号进行非相干角误差解调时信号带宽过宽的问题;本方案对单载波信号、FSK遥测信号、BPSK遥测信号、QPSK遥测信号以及扩频信号等均可以实现角跟踪, 系统所能达到的跟踪灵敏度满足工程技术要求, 可以进行广泛应用。
参考文献
[1]董长虹.Matlab信号处理与应用[M].北京:电子工业出版社, 2005.
[2]李瑞榜.地空高速数据链跟踪测角技术研究[J].无线电工程, 2005, 35 (2) :235-25.