动态宽带论文（精选3篇）
动态宽带论文 篇1
随着雷达和电子对抗技术的不断发展,侦察设备所面临的电磁环境越来越复杂,对接收机的线性度、动态范围、灵敏度、抗干扰能力、适应性等方面提出了越来越苛刻的要求。射频前端是接收机的关键部件,它的设计往往对整个系统的的非线性指标、灵敏度、噪声系数、增益等特征起着决定性的作用。因此为了获得最好的接收性能,应该对射频前端进行精心设计。
1 宽带大动态射频前端的性能指标
宽带大动态射频前端主要技术指标为:输入频率:1 GH z~2GH z,输出频率:7 50MHz/200 MHz,噪声系数:≤10 dB,增益:≥45dB,动态范围:≥50dB,中频抑制:≥70dBc,镜频抑制:≥70dBc。
2 变频方案设计
宽带大动态射频前端采用超外差体制,变频是超外差体制的核心,其过程如以下公式所示。
式中,fR为接收信号的频率,fL为本振频率,fI为输出的中频频率。宽带大动态射频前端若采用一次变频方案,则本振信号将不可避免的落入中频带宽或射频带宽内无法滤除。因此采用二次变频方案,设计射频前端一本振频率为6.4GHz,二本振频率为4.15GHz/800MHz。
3 本振源的设计
3.1 一本振的设计
一本振输出单点6.4GHz,采用锁相单环实现。其框图如图1所示。
图中,PD为鉴相器,LPF为低通滤波器,VCO为压控振荡器,÷16为集成在鉴相器中的分频器。100MHz晶振相噪可达到-150dBc/H z@10 kH z,V CO频率范围为6.1 GHz~6.7 2GHz。鉴相频率为100MHz,此时鉴相器的本底相噪指标为-147dBc/Hz@10kHz,输出频率的倍频次数为6400÷100=64,因晶振与鉴相器的相噪指标接近,故输出相噪指标为-147+20lg64≈-110dBc/Hz,由于环路及部件引入的噪声一般会影响最终相噪3dB左右,因此最后的相噪指标可以达到-107dBc/Hz@10kHz。
3.2 二本振的设计
为了能够使二本振得到更好的相噪指标,二本振采用混频方案,包括大步进环和混频环。其框图如图2所示。
大步进环鉴相频率为25MHz,此时鉴相器的本底相噪指标为-145dBc/Hz@10kHz,最高输出频率的倍频次数为4450÷25=178则输出相噪指标为-145+20lg178≈-100dBc/Hz@10kHz。
混频环中鉴相频率1 MH z,此时鉴相器的本底相噪指标为-153dBc/Hz@10kHz,混频后信号最高频率为100MHz,分频比为100÷1=100,相噪指标为-153+20lg100=-113dBc/Hz@10kHz此指标远小于大步进环信号相噪指标,所以对最终输出信号的相噪影响可忽略。由环路及其部件(主要是加法器)引入的噪声影响一般变差5dB,最终输出相噪指标可达到-95dBc/Hz@10kHz。
4 主要技术指标分析
4.1 杂散抑制
宽带大动态射频前端采用上述变频方案,产生的带内杂散信号主要有三种:1、信号的多次谐波2、信号多次谐波和本振多次谐波的组合产物3、两次本振的组合产物。
信号的多次谐波,及其和本振多次谐波的组合产物电平的大小与混频器的非线性度及输入信号的电平大小有关,在设计时,要尽量选取线性度高、动态范围大的混频器,此外还要合理分配通路的增益,使信号在输入混频器前的幅度不能过高。宽带大动态射频前端最大输入信号电平为-40dBm,第一、第二混频器采用高本振电平的混频器,在进行增益分配时,信号输入混频器的电平约为-75dBm,产生的带内干扰信号电平可低于灵敏度。
抑制本振间的组合干扰,采取的主要措施是在一混后利用一中滤波器对一本振及其多次谐波进行抑制。在宽带大动态射频前端的一中放大器后设计一级腔体带通滤波器和两极微带低通滤波器对一本振的多次谐波进行抑制。
除了采取以上措施抑制带内杂散信号外,射频前端入口还设计了预选滤波器对带外无用信号进行抑制,防止其进入射频前端和本振混频产生干扰信号,同时可以防止过多的信号进入射频前端内,造成射频前端的饱和。
4.2 噪声系数
多级级联的二端口网络的噪声系数如下:
式中,Fi表示第i级的噪声系数,Gr表示第r级的增益,F表示级联后的总噪声系数。由公式可以看出,第一级的噪声系数和增益对系统噪声系数影响最大,因此需要在系统最前端设计低噪声放大器。此外由于无源网络噪声系数在数值上等于它的插入损耗,所以在设计射频前端的预选滤波器时要尽量减小其插入损耗。
4.3 动态范围
这里所指的动态范围为无虚假响应动态范围,是反映多信号输入时,由于接收系统的非线性产生的互调量电平低于某一要求的动态范围。通常用三阶截点值(IP3)表示。无虚假响应动态范围和输入三阶截点值的关系为IP3in=D/2+Pin,min,其中D表示无虚假相应动态范围,Pin,min表示输入灵敏度。
当两个信号同时落入射频前端带内时,其互调产物可发生在射频前端的每一级,输入信号每经过一级有增益的电路,信号电平都会增高,互调产物也会提高。因此越是靠后的电路应当线性度越好,动态越高。当两个信号或其中一个信号落入带外时,互调产物主要产生在射频前端宽带的各级,这时输入的大信号还未受到抑制,到了窄带各级,输入的大信号受到抑制,产生的互调产物电平很低,不会造成虚假相应。因而要求前端的各级电路动态范围大或尽量提高接收系统,特别是其第一级的选择性。
4.4 中、镜频抑制
抑制镜频信号主要依靠混频前的滤波器,抑制中频信号除了依靠滤波器外还可利用混频器的射频-中频隔离度。在宽带大动态射频前端设计中,由于进行了两次变频,因此其镜频信号有一、二镜频两种。二镜频折算到二混前的频率范围为3.1GHz~3.7GHz,一中滤波器选用5节~7节腔体滤波器对其进行抑制。
5 射频前端设计框图
经过以上指标分析后,设计宽带大动态射频前端框图如图3所示。
图中,LNA表示低噪声放大器,BPF表示带通滤波器,LPF表示低通滤波器,AMP表示放大器,MIX ER表示混频器,DIGITAL ATTEN表示数控衰减器。
6 测试结果
设计、调试完成后指标测试结果:增益≥47dB,噪声系数≤9.2dB动态范围≥52dB,矩形系数K≤1.75,本振反向辐射≤-80dBm,中频抑制≥85dBc,镜像抑制:≥84dBc,频率步进1MHz。满足各指标要求。
7 结语
本文通过实例介绍了射频前端变频方案的设计原则,对射频前端的关键指标进行了详细的介绍和分析。实测结果表明宽带大动态射频前端的性能良好,达到了系统设计要求,实现了其低噪声、大动态输出。
摘要：介绍了1GHz2GHz宽带大动态射频前端的设计和实现。大动态射频前端采用二次变频方案,实现了低噪声、大动态输出。通过合理的频率和电平配置,减小了混频非线性导致的组合干扰,降低了输出杂散、本振反向辐射。对中镜频信号有良好的抑制。可广泛的应用于侦察接收机和测向接收机。
关键词：噪声系数,三阶交调,本振抑制,中镜频抑制,组合干扰
参考文献
[1]贾士旺.EHF频段上变频器设计及实现[J].无线电通信技术,2010(3):37-38.
[2]林肖辉.提高接收机无虚假响应动态范围的研究[J].无线电通信技术,2009(3):49-51.
[3]朱庆厚.无线电侦测与通信侦察[M].北京:人民邮电出版社,2005.
动态宽带论文 篇2
系统发射功率由于受制于无线电法规的约束,超宽带发射功率在频段内宽带信号EIRP功率≤-41.25d Bm/MHz,积分输出功率约为-9.3-10.0d Bm。在处理宽带信号过程,数据率与数字基带所要求的最小单位比特信噪比(Eb/No)成正比,为避免通信质量降低,需要保证一定的解调信号的比特误码率(BER)和误包率(PER)。系统仿真过程,满足各个速率下系统所需的最小单位信号比特信噪比在相同的BER/PER状态下实现,同时采用自由空间模型简化分析信号传播的信道衰减。
1.1 灵敏度与链路裕度
接收机灵敏度是表示在一定BER内能够成功解调的最小输入信号,即可用最低信号功率,通常用链路裕度描述灵敏度和可能接收到的最小信号功率误差,从而表征接收机的鲁棒特性。灵敏度计算公式一般为:
上式中,DR表示前段系统数据传输率;NF表示系统损耗,主要包括受工艺、硬件电路功耗等因素影响且包含T/RSWITCH损耗和信道选择开关损耗;IL表示模数/数模转换器(ADC/DAC)非线性损耗,时钟适配、信道估计、载波电路温度漂移、频率漂移等电路损耗[2];发射机平均发射的信号功率按照如下公式计算:
信号接收端总衰减为:
上式中,d表示传输距离,表示信号波长,信号频率为系统几何中心频率。
根据以上计算,得到接收前段最小平均功率为:
上式中Gt表示发射天线增益,Gr接收天线增益。因此,链路裕度M可表示为:
式(5)中,S表示接收机灵敏度。
1.2 交调点
线性度是反映接收机/发射机抗干扰能力的重要指标,其有二阶交调点和三阶交调点来衡量。二阶交调点IIP2在2-Tone测试中,表示二阶交调分量随侵入干扰信号(Pint)功率增强而增长的变化状态,为保证输出信号二阶失真度最低,且控制在系统白噪声噪底(F)一下,二阶交调点IIP2满足方程:
同理,三阶交调点IIP3应满足公式如下:
1.3 动态范围与可变增益范围
系统线性度另外重要指标有动态范围(Dynamic Range,DR)、可变增益范围(Automatic Gain Control,AGC)。这两个指标是反映接收机在复杂电磁环境下满足高强度信号剧烈变化的适应性,避免信号发生饱和失真及增益压缩现象的发生。动态范围上限由接收机增益压缩点(1d B-CP)确定,下限由系统灵敏度确定。其满足公式为:
1.4 噪声系数
在实际应用过程,为了降低系统噪声系数,需要最大限度降低接收/发送通道中的前端电路损耗,从而获得较大的增益[3]。
2 系统功放模块设计
根据以上分析,本文设计了5W功放模块。该功放模块主要由功率放大器、收发开关、信号检测保护、温度检测和谐波滤波器等电路组成。
由于VHF、UHF频段采用新型高谱效数字调制技术,具有宽带信号谱有较大动态范围的特点,因此,对发射信息的线性度提出了很高要求;同时功放的线性度对系统的BER、带外干扰指标和组网应用有着重要影响,因此功率放大器应工作于线性状态。
2.1 放大电路设计
发激励信号幅度为12d Bm,设计要求输出的功率为5W(37d Bm),因此,包括收/发电子开关、定向耦合器、谐波滤波器等损耗,通路总增益应不小于25d B。为保证稳定工作,采用两级功放级联方式。
系统设计过程,应尽量抑制系统的干扰噪声,需要对放大器进行线性化处理。通过前馈、笛卡儿反馈回路等对电路进行线性补偿,满足信号对带宽和噪声指数要求。设计基本原理为:在放大器畸形失真中捕获一个偏差信号,在放大器的输出中减去这一偏差信号,从而满足发射信息的线性度要求。对于前馈补偿组网应用过程,是把输入信号分配到相同的两个信道上,信道延迟相同,信道传输信号传输率不同。主信道上传输的信号由主放大器放大以后,经耦合线圈从主放大器输出信号中耦合获得一部分信号,在传送到减法器,在减法器中耦合信号与次信道传输信号进行同相相减,得到一个偏差信号,偏差信号涵盖了放大器的失真信息,偏差信号经放大器放大,送入输出耦合器。在输出耦合器中,来自主信道的信号反相馈入,消除信号的失真部分,从而获得线性度较好的放大信号[4]。
前馈补偿网络组网应用技术工作在较宽的带宽上,而放大器的噪声指数受制于硬件电路元器件性能作用,噪声与失真信号经过同样的处理,噪声在网络中有效的得到抑制,最大限度的降低了噪声指数。在设计过程,还需尽量减少次信道中的损耗。
2.2 谐波滤波器设计
为了满足发射机对谐波及杂波拟制的要求,采用九阶椭圆函数低通滤波器作为谐波滤波器,将30~512MHz的工作频段分为30~49.5MHz、49.5~81.5MHz、81.5~136MHz、136~225MHz、225~340MHz和340~512MHz六部分。
由于不同频率的增益不尽相同,为了补偿功率误差,保证功率平坦度,在发射通路中设置ALC功率控制。背负台小功率模式时后级功放管不工作,有效降低整机的功耗。
3 滤波器仿真
滤波器多为LC构造搭建,普通在工作频率较低时,构成的滤波器电感和电容数值较大,增加了滤波器的体积及质量;而在工作频率较高时,LC滤波器容易产生寄生效应,从而严重影响了滤波器的性能。本方案采用九阶椭圆函数低通滤波器具备体积小、质量轻无寄生效应等特点。谐波滤波器的仿真结果如图2所示。
4 结语
通过对带宽大动态射频前端技术指标分析及段主要功能模块的设计,并通过滤波器的设计和仿真测试分析,得出系统线性输出功率接收机收转发建立时间,发射机发转发消隐时间,二次谐波抑制大于60d B,三次以上谐波抑制噪声大于80d B,互调抑制噪声大于28d Bc。经过分析,系统设计符合要求。
摘要：对宽带大动态射频前段电路灵敏度、链路裕度、线性度、交调点、动态范围、增益特性、噪声系数等主要性能参数指标进行了详细的分析,设计了系统功放模块,为了满足发射机对谐波及杂波拟制的要求,采用九阶椭圆函数低通滤波器作为谐波滤波器并对滤波器进行了仿真分析。
关键词：无线通信,宽带射频前端,模块设计,仿真分析
参考文献
[1]邹涌泉.一种软件无线电宽带射频前端的设计[J].电讯技术,2007,47(1):68-70.
动态宽带论文 篇3
太赫兹波段位于微波与红外波段之间,因其在通信、生物医药以及安保等方面的巨大应用潜力,正获得越来越多的关注[1,2,3]。近年来,大量研究表明超材料可以用于有效的太赫兹电磁波吸收[4,5,6,7,8,9,10],然而早期的超材料吸收器由于其共振结构具有强烈的色散,仅能够实现很窄的吸收带宽。为了解决这一问题,研究者们提出了例如多共振器级联以及色散控制等多种方法去扩展超材料吸收器的带宽[10,11,12]。不过,基于传统超材料的电磁波吸收器仍然存在着吸收光谱不可调节的局限性。近十年来,研究者们相继提出了利用微机电系统[13]和肖特基二极管结构[14]等方法实现动态可调电磁吸收,但是这些结构复杂的吸收器具有较大的加工难度。
自从A. K. Geim等人证明石墨烯可以在自然界中稳定存在以来[15],石墨烯因其独特的结构与性质吸引了研究者们的大量关注。在石墨烯的众多特性中,其可通过电掺杂改变光学特性最为引人注目:石墨烯的等离子体频率可以通过改变石墨烯的化学势而改变[16,17,18,19,20],在动态吸收等方面具有独特的优势。近年来,有许多基于石墨烯的动态可调吸收器相继被报道,例如2013 年,A. Andryieuski等人利用均匀单层石墨烯结合亚波长金属结构在太赫兹波段实现了窄带和宽带动态可调吸收[26],但是,该吸收器的调节形式仅局限于吸收率的调整。2014 年,Yin Zhang等人将双层石墨烯网格与十字金属亚波长结构相结合,在太赫兹波段实现了极化无关的窄带吸收频率动态可调吸收[27],可惜的是该吸收器的频率相对调节范围仅有15%,并且未能实现吸收带宽的扩展。纵观近五年来国内外对基于石墨烯的太赫兹动态吸收研究,实现带宽的扩展和在保证吸收率的前提下实现吸收频率的调节仍然是主要研究目标。
本文中,我们利用单层均匀石墨烯与金属亚波长结构相结合,设计了一种具有吸收频率动态可调特性的太赫兹宽带吸收器。吸收器的吸收频率通过控制加载在石墨烯上的偏置电压在一定范围内实现连续动态可调,调节范围内吸收率始终保持在90%以上。我们利用全波电磁仿真计算得出吸收器的吸收特性,并利用等效介质理论分析解释了动态可调吸收的机理。
1 仿真设计
石墨烯(Graphene)是一种由碳原子组成六角型呈蜂巢晶格的平面薄膜,是厚度只有一个碳原子的二维材料。石墨烯的电导率可以用由Kubo方程推导出的表面电导率描述。在没有外界磁场下,石墨烯中不存在霍尔电导率,因而表现出各向同性的性质。在kBT<<µc,ħω 的条件下,石墨烯的表面电导率可以写成[28,29,30,31]:
其中:kBT表示热能,µc表示石墨烯的化学势,Γ 是带电粒子散射率,被设为0.43 e V[19]。ħ、kB以及e分别表示普朗克常量,波兹曼常量以及电子电荷。石墨烯的化学势 µc由载流子密度决定[28]:
其中 ν=1.0×106m/s是费米速度,是费米—狄拉克分布。载流子密度可以通过加载在石墨烯的上偏置电压控制[22]:
其中:εdielectric是介质材料的介电常数,t是电介质层的厚度。
为了完成三维仿真参数的设定, 我们利用式σ3D(ω)=σ2D(ω)/δ将石墨烯的表面电导率转化为三维电导率[19],其中δ 是石墨烯的厚度。单层石墨烯的厚度仅为约0.3nm,然而,在厚度远小于波长的情况下,其数值可以被适当放大而不影响计算结果[19]。为了提高运算效率,我们在仿真中将δ 设置为1 nm。
吸收器结构如图1 所示,由底层的金属反射层,中层的电介质,上层的均匀单层石墨烯以及表层的金属亚波长结构组成。金属反射层由电导率为4e7 S/m厚度为2 µm的金构成。由于大部分非金属在太赫兹波段损耗极低,因此介质被设置为介电常数为3.5 的无损介质,厚度为15 µm。表层金属选取损耗较大的镍镉合金,其色散模型使用金属Drude模型拟合,等离子体频率ωp和电子碰撞频率 Γ 分别设置为2.9×1015rad/s和1.65×1014Hz[12]。表层金属亚波长结构为十字形,长度l和宽度d分别设置为25 µm和20 µm。仿真基于有限元方法,利用商业计算软件CST Microwave Studio 2013 中的频域求解器完成。电磁波以正入射的方式照射在吸收器的上表面。吸收率以A=1-R-T计算得出,其中R代表反射率,T代表透射率。对于此结构来说,因为金属反射层具有足够的厚度使得透过率为零,吸收率仅与反射率有关。
2 仿真结果和讨论
2.1 仿真结果
首先我们扫描了表层金属厚度为15 nm时吸收器在不同石墨烯化学势下的吸收情况。如图2(a)所示,在石墨烯化学势为0.1 e V时,吸收器达到了最大吸收带宽,其90%吸收带宽约为1.1 THz。随着石墨烯化学势的升高,整体吸收区域产生向高频移动的现象。随着吸收区域的红移,吸收带宽有一定程度的缩减,当石墨烯化学势达到0.7 e V时,90%吸收带宽约为0.7 THz。
进一步,我们通过优化金属层的厚度实现更为理想的吸收曲线。在金属层厚度增加到25 nm时,我们发现吸收曲线顶部变得更加平直。如图2(b)所示,在石墨烯处于较低的化学势时,吸收器具有较大的吸收带宽。在石墨烯化学势为0.1 e V时,吸收器90%吸收带宽达到约1.5 THz,相比之前金属亚波长结构厚度为15 nm的情况有了0.4 THz的提升。随着石墨烯化学势的增大,吸收器吸收区间依然呈现整体红移的现象。到石墨烯化学势为0.4 e V时,整个吸收区间曲线仍然保持较为平直的状态,吸收带宽略有缩减,约为1.3 THz。
随着石墨烯化学势进一步增大,吸收区间的低频部分出现了一定程度的衰减,吸收带宽也进一步缩减。在石墨烯化学势为0.7 e V时,90%吸收带宽约为1.1 THz。与金属厚度为15 nm的情况相比,金属厚度为25 nm时吸收器仍然能够实现宽带动态可调吸收,并且带来了吸收带宽的进一步扩展。
2.2 机理分析
为了探究该吸收的物理机理,我们通过仿真得到的S11参数,利用二维等效介质理论反演了石墨烯亚波长结构的表面等效阻抗并与完美匹配阻抗层进行了对比[32]:
其中:Y0和k分别是自由空间的导纳与波数,n、Y1以及d分别是电介质层的折射率、导纳以及厚度。
首先我们分别反演了在石墨烯化学势为0.4 e V时金属厚度为15 nm和25 nm两种情况下的表面等效阻抗。如图3 所示,图3(a)为表面等效阻抗的实部与自由空间阻抗实部的对比,图3(b)为表面等效阻抗的虚部与自由空间阻抗虚部的对比。二者等效阻抗的实部和虚部均在吸收范围内与自由空间阻抗有着较为相近的值。研究图3(b)我们发现,对于厚度15 nm的表面金属结构,表面等效阻抗与自由空间阻抗仅有一个匹配点,因此吸收曲线呈现出只有一个峰值的弧形。而对于厚度为25 nm的金属结构,金属厚度的增加导致了表面等效阻抗虚部的整体下降,使得曲线与自由空间阻抗有两个交点,因此在两个交点中间的频段,吸收器表现出较高的吸收率,吸收曲线更为平直,吸收带宽也更宽。
紧接着,我们反演了在表面金属结构厚度为25 nm时吸收器在不同石墨烯化学势下的表面等效阻抗来分析动态吸收的机理。图4(a)为表面等效阻抗的实部与自由空间阻抗实部的对比,很明显,随着石墨烯化学势的增加,表面等效阻抗实部与自由空间阻抗的交点逐渐向高频移动,导致吸收区间随着化学势的增加往高频移动的趋势。图4(b)为表面等效阻抗的虚部与自由空间阻抗虚部的对比,表面等效阻抗与自由空间阻抗的交叉区间一方面呈现出往高频移动的趋势,另一方面区间的范围逐渐缩小引起了吸收带宽的缩减。
3 结论