宽带处理（精选10篇）
宽带处理 篇1
1用户能打电话不能上网
1.1用户终端Modem的Pow工作状态
根据Modem的指示灯Pow状态灯不亮
现象1:电话可以打, 上不了网, Modem没有电。
判断:电源线没有接好
处理结果:重新接好电源线、插排队插头后, 上网正常。
现象2:电话可以打, 上不了网, Modem没有电, 电源线已接好, 仍然没有电。
判断:Modem电源变压器坏
处理结果:更换Modem上网正常。
现象3:电话可以打, 上不了网, Modem没有电, 电源线已接好, 仍然没有电Modem电源变压器没坏。
判断:Modem坏了, 加不上电
处理结果:更换Modem后上网正常。
1.2用户终端Modem的网卡Link灯工作状态不亮
现象1:电话可以打, 上不了网, 拨号后显示错误678超时与服务器连接不上
判断1:Modem死掉
处理结果:重开启Modem电源, 激活后上网正常
现象2:电话可以打, 上不了网, 拨号后显示错误678超时与服务器连接不上
判断1:网卡驱动有问题、网卡坏、pc机插槽不好、拨号网络有问题
处理结果:检查网卡是否正常工作, 具体办法是:在计算机桌面上找到“我的电脑”单击鼠标右键, 选择“属性”如果是win2000系统或xp系统选择“硬件”选择“设备管理器”[如果是win98系统可直接选择“设备管理器”], 并查看“网卡”或“网络适配器”栏目下有没有带“?”或“!”的设备。如果有, 先删除该设备后, 单击“刷新”重新安装网卡驱动程序如计算机找不到网卡将网卡更换个槽位。如果还不行只有更换网卡并安装网卡驱动程序。将被破坏的拨号网络卸载, 再重新安装, 同时建立拨号网络输入正确的帐号与密码后, 上网正常。
判断2:检查从Modem到主机之间网线类型是否正确。
处理结果:网线类型不正确更换网线后, 上网正常。
判断3:检查网线连接是否有效。
处理结果:用户计算机网卡接口与网线插头没有接好, 重新插接牢固后上网正常。
判断4:Modem内部参数值;检查Modem的vpi与vci的参数值设置是否符合网络要求。
处理结果:将pc机网卡ip设置为192.168.1.2子网码设置为255.255.255.0保存后, 进入设置网址192.168.1.1页面上将原初厂vpi和vci的参数值为0, 35 (8, 35) 改成0, 67 (龙井上网值) 保存后重起。上网正常。
判断5:上行接口数据数据pvc没有加。
处理结果:通知网管人员检查并添加后上网正常。
现象2:电话可以打, 上不了网, 拨号后显示错误679, 超时与服务器连接不上。
判断:网卡被禁用
处理结果:如果网卡被关闭, 按上述方法找到“网卡”或网络适配器中是否有带“红X”[网卡关闭]如果有点中网卡“按鼠标右键”选择“启用”后“红X”消失重起动系统, 上网正常。
1.3用户终端Modem线路Adsl/Link灯工作状态不亮
现象1:电话通, 上不了网LINK/ACT灯不亮。
判断1:检查电话线和分离器连接是否正确、分离器是否好
处理结果1:用户将分离器中外线口link与电话口phone线换位, 重接后上网正常。
处理结果2:电话线插头与modem插座错位, 更换电话插头后上网正常。
处理结果3:更换分离器后上网正常。
判断2:使用电话机检查电话线路是否有故障, 是否断线、是否有绝缘、它混。拨该用户电话后在电话中听是否有正常拨号音、能否接通电话、如电话不通, 证明线路断线, 若拨通电话, 在通话中听到有地气声[呜….]证明该线路绝缘不良, 在通话中, 如果有串音现象, 可能线路有它混。
处理结果1:用户线路环阻无穷大[线路环阻应小于1000欧姆为正常]、质量差, 通知机线员更换线路后上网正常。
处理结果2:该用户绝缘不良[对地电阻应大于或等于20兆欧为正常], 通知机线员更换外线后上网正常。
处理结果3:电话通但有杂音, 不能达到上网线路指标, 通知机线员更换线路后上网正常。
判断3:检查link与phone线在局端总配线架交叉[将link端线配到电话端, 将phone端线配到外线侧]此时, 用户端Modem显示不正常, 不能正常上网, 但电话通话正常。
处理结果:通知112机房将link线配到外线端, 将phone端线配到电话端, 后上网正常。
判断4:检查电话线连接是否可靠。
处理结果1:用户端家中电话线接头太多已老化接触不良, 更换用户室内电话线、或插头、插座后上网正常。
判断5:检查用户端modem的link外线侧是否有串接电话机[上网时断时续]
处理结果:将modem端外侧串接电话机改为modem端phone接口侧, 用户上网正常。
1.4电话通, 用户终端Modem的ADSL灯、网卡Link灯均正常, 上不了网。
现象:电话可以打, 上不了网, 拨号连接后不能上网, 计算机显示错误信息为E0037p[请确认正确的用户名与密码]。E0691p[访问被拒绝是因为在本局域网中用户名与密码无效]。
处理结果:1:局端数据没有做, 数据做好后上网正常。
判断2:数据做的是否正确
处理结果:做错, 更改局端数据后上网正常。
判断3、用户帐号与密码格式错误
处理结果:在用户端拨号网络中输入正确的用户帐号、密码后上网正常。
判断4用户帐号及密码被挂死
处理结果:在局端机房内将挂死用户帐号清链接后, 用户上网恢复正常。
2能上网但速度慢
现象:用户能上网但打开网页特别慢、在网上测试下载速率为5k、6k.左右
判断:用户线路质量不好、用户终端软件是否有问题、用户Modem是否有问题、上行端口是否有问题。
处理结果1:用户线路质量差导致用户上网速度慢, 通知线路员更换外线后上网正常。
处理结果2:用户PC机IE浏览器有有问题、其它软件有问题造成, 系统重新安装后上网正常。
处理结果3:宽带Modem有问题, 更换后上网正常。
处理结果4:物理连接速率是正常查上网慢, 用户端口物理连接速率与文件传输速率相差太大, 改变上行节点速率瓶颈问题后上网正常。
3能上网但经常掉线、有瞬断现象。
3.1能上网但经常掉线
判断1:线路质量不好、过长, 线路噪声大
处理结果:通知线路员更换言之外线后正常。
判断2:室内接头多接触不好。
处理结果:重新换室内线或重接接头后上网正常。
判断3:局内端口参数设置不当, 打开网页后频频掉线。
处理结果:重新调整端口参数后用户上网比较稳定。
判断4:用户端没有安装分离器, 数据线与音频线没有分开, 造成上网掉线。
处理结果:装上分离器重新接好Adsl与Phone线后上网正常。
3.2能上网有瞬断现象
判断1:用户能上网但瞬间断, 用户PC机安装了某种特殊软件所造成。
处理结果:先检查用户PC机其它软件是否有影响上网可能, 如果有关闭或删除该程序, 重起计算机后上网正常。
判断2:用户PC机或IE浏览器有病毒造成。
处理结果:杀毒或重做系统。
判断3:用户在Modem设备中设置上网时间段造成
处理结果:将设置在Modem设备中上网时间取消后上网正常。
判断4:用户PC机 (接色网的网口) 没有上网的业务时收到大量不正常网络报文, 可以查看网卡灯闪亮情况进行确定用户被攻击阻塞造成。
处理结果:查出网络攻击源, 采取措施
判断5:用户线路故障导致Adsl瞬间断
处理结果:通知线路员更换外线上网正常。
宽带处理 篇2
宽带提示错误代码“691”，可以按以下步骤进行处理：步骤一：上网用户名与密码填写错误导致。首先检查自己的用户名中的字母是否是小写，再确定密码没有填错或被家庭其他成员修改，密码是区分大小写的，这一点尤其应注意。如果密码遗忘可携带电话户主身份证到电信营业厅进行密码重置，或直接拨打中国电信客服热线10000通过身份验证后进行重置。步骤二：若上网用户名与密码填写无误，则建议重建拨号软件。步骤三：若重装拨号软件后故障依旧，有可能是上网帐号欠费或账号挂死所导致，或者是账号绑定错误，您可以致电中国电信客户服务热线10000号查询或者申告障碍，还可以拨打您所在片区的维护经理的电话 错误代码678的提示是什么意思
宽带错误代码“678”提示为远程计算机没响应。
宽带提示错误代码678如何处理
宽带提示错误代码“678”时，可以按以下步骤依次排除故障：步骤一：查看ADSL MODEM指示灯是否正常。如不正常，请把Modem断电5分钟后重启电脑，同时检查Modem到网卡和Modem到分离器之间的网线是否接好。有条件还可以更换MODEM进行测试。步骤二：建议防火墙或3721上网助手等软件，重新安装网卡驱动程序和拨号软件。步骤三：请拿电话试一试电话线路是不是正常，分离器是不是安装错误。LAN不亮说明MODEM到电脑不通或者是网卡禁用，或者是网卡坏，如果是集成的网卡系统坏的可能比较大。步骤四：若上述步骤仍未解决，请您直接拨打10000号进行反映。
宽带错误代码623如何处理
宽带错误代码623，可以按以下步骤依次排除故障：步骤一：建议关闭防火墙或3721上网助手等软件。步骤二：建议检查网卡状态，拨插网线、重新网卡驱动后重新安装拨号软件。步骤三：建议您重装系统若上述步骤仍无法解决，建议您直接拨打10000号进行故障申告。
出现宽带错误代码623的原因
出现623错误代码一般是由于网卡及拨号软件、拨号连接出错导致。
提示错误代码720的原因
错误代码720是WINDOWS系统的自动更新功能在开启状态下，自动更新后，出现的系统问题。宽带提示错误代码720如何处理
宽带提示错误代码720时，可以按以下步骤依次排除故障：步骤一：建议用户将电脑重新启动后再重新进行拨号连接（若一次不成功可多拨几次）。若仍未解决，建议用户还原系统或找电脑公司将系统格式化重装，重装后及时关闭系统自己更新功能。步骤二：若以上步骤无法解决，请直接拨打10000号进行故障申告。
宽带提示错误代码769时如何处理
宽带提示错误代码“769”时，可以按以下方法进行处理：步骤一：一般只需要重新启动本地连接则可恢复正常。首先请在电脑的桌面上找到一个“网上邻居”图标。接下来直接用鼠标的右键单击网上邻居，再用鼠标左键单击属性然后双击本地连接，系统就会自动启用本地连接。当本地连接启动好后，重新拨号就能上网。步骤二：重启后若未解决，在网上邻居的属性里无法找到本地连接可能是电脑的网卡出现故障。USB MODEM建议重新驱动程序；网卡MODEM建议检查网卡状态，网卡状态正常建议重新安装网卡驱动以及拨号软件，网卡状态不正常可以打开电脑机箱把网卡拨出重新换一个插槽试试，如果是品牌机建议联系提供商处理
宽带提示错误代码720如何处理
宽带提示错误代码720时，可以按以下步骤依次排除故障：步骤一：建议用户将电脑重新启动后再重新进行拨号连接（若一次不成功可多拨几次）。若仍未解决，建议用户还原系统或找电脑公司将系统格式化重装，重装后及时关闭系统自己更新功能。步骤二：若以上步骤无法解决，请直接拨打10000号进行故障申告。
宽带提示错误代码734或735时如何处理
宽带提示错误代码“734”或“735”时，建议将原有的拨号软件卸载并重新安装拨号软件后重启电脑再试。
出现错误代码734或735的原因
错误代码734提示为PPP链接控制协议被终止；错误代码735提示为请求的地址被服务器拒绝。此故障现象常见
宽带提示错误代码645如何处理
宽带提示错误代码“645”时，可以按以下步骤处理：步骤一：建议重新装拨号软件，如重装拨号软件后故障依旧，则建议找电脑公司维修电脑系统。步骤二：若以上步骤无法解决故障，请直接拨打10000进行障碍申告。
出现错误代码645的原因
宽带连接错误645产生原因为拨号软件文件受损造成（常见于ＸＰ系统）。
宽带提示错误代码721如何处理
宽带提示错误代码“721”时，可以按以下步骤依次排除故障：步骤一：检查ADSL MODEM指示灯是否正常。若指示灯同步，可能是用户协议选错（OA或OE）；若信号灯不同步，请检查MODEM后面电话线是否可用，分离器是否接反。步骤二：若以上步骤未解决，请直接拨打10000号进行故障申告。
出现错误代码718的原因
宽带提示错误代码“718”一般出现在服务器故障的时候，表示已经成功发送验证信息，但是无法接收到服务器返回的响应信息
宽带提示错误代码718如何处理
宽带提示错误代码“718”时，应该只是服务器比较繁忙导致，建议首先重启电脑即可，线路连接正常
如何在WIN2003和XP系统上建立拨号连接
可以按以下操作步骤在WINDOWS 2003和XP系统上建立新的拨号连接：
1、选择【开始】→【程序】→
【附件】→【通讯】→【新建连接向导】，点击“新建连接向导”
2、出现“欢迎使用新建连接向导”画面→单击“下一步”→默认选择“连接到Internet（C）”→单击“下一步”
3、在这里选择“手动设置我的连接”→单击“下一步”→选择“用要求用户名和密码的宽带连接来连接”→单击“下一步”
4、出现提示请您输入“ISP名称”（这里只是一个连接的名称，可以随便输入，例如：“ADSL”）→单击“下一步”
5、输入自己的ADSL账号（即用户名）和密码（一定要注意用户名中的字母必须使用小写模式输入）→确认密码→单击“下一步”
6、请注意在勾选“在我的桌面上添加一个到此连接的快捷方式”后→点击“完成”
7、单击“完成”后，你会看到桌面上多了个名为“ADSL”的连接图标。使用时，只需双击此连接图标后，点击“连接”即可
如何在Windows Vista操作系统中创建拨号连接
可以通过以下操作步骤在Windows Vista操作系统中创建拨号连接：
1、控制面板打开“网络和共享中心”→点击左边的“设置连接或网络”→选择“连接到internet”→选择“否，创建新连接”后点击下一步；
2、点击宽带（PPPOE）（R），如需建立窄带拨号则需在“显示此计算机未设置使用的连接选项”前打勾，方能出现拨号连接设置；
3、在对话框中输入上网的帐号密码记拨号名称点击连接上网，建立之后可按“开始→连接到→宽带连接”进行上网。
如何检查电脑网卡的状态
可以按以下步骤检查网卡的状态：
1、在开始菜单里或者桌面上看到“我的电脑”这个图标，单击右键，选择弹出菜单中的„属性‟。
2、在„属性‟中可以看到系统属性窗口界面，点击„硬件标签‟后，可看到„设备管理器‟选项，单击左键，即可打开设备管理器界面，即可查询网卡状态（如果网络适配器下的设备打红叉或黄色叹号，即网卡不正常，需要检查网卡）。
MODEM上的线路灯不亮或闪烁可能是哪些原因引起的发现ADSL MODEM面板上“线路”指示灯不亮或闪烁可能存在以下几种情况：(1)电话线路上有强干扰；(2)电话线路上某个接头没接好，有松动现象；(3)线路故障。
MODEM上的线路灯不亮或闪烁如何处理
1、请重启电脑和ADSL MODEM，并检查ADSL MODEM上接的电话水晶头是否松脱。
2、ADSL线路上不能并分机，电话只能从分离器PHONE端口引出，否则会引起ADSL不同步。如果经过上述处理后，线路灯仍不亮或闪烁，请您在线向中国电信QQ客服（QQ号800010000）或直接拨打10000号反映。宽带测速正常速率是多少
1M---测速为65KB以上、2M---测速为135KB以上、4M---测速为270KB以上、10M---测速为500KB以上均为正常值。
为什么我是1M的宽带，测试只有65KB说是正常值
中国电信承诺速率为通道速率，由于网络传输及应用封装开销，实际测速结果往往低于通道速率 网速慢的原因有哪些
网速慢可能由以下原因造成:
1、组建了局域网，由于多台电脑同时上网造成。建议将单台电脑接上终端（不接路由器），测试一下是否有所改善，若有改善则说明网速慢的原因可能是内部网络的问题，需咨询当时协助组建局域网的工程师。
2、可能是个别WEB服务器繁忙，如果打开其他的网页不慢的话，则网络应该没有问题，是由于个别WEB服务器比较忙而导致的网速很慢。
3、电脑病毒造成。
宽带处理 篇3
对于“宽带不宽”问题，苗圩说，影响用户体验的因素一是用户访问网站的容量；二是骨干网、城域网及接入用户的带宽是否足够；三是用户实际使用带宽一般为接入带宽的70%，这和用户的使用习惯有关。苗圩表示，宽带的问题主要集中在两个方面，即城域网和“a最后一公里”。对于城域网带宽，“光进铜退”是最佳解决方案；对于“最后一公里”问题，政府将根据实际情况进行安排布局，推动问题的有效解决。
宽带建设的落后使中国的信息化水平与国际差距越拉越大，信息化指标的国际排名近年来不断下降。对此，苗圩透露，中国的宽带战略今年已上升至国家层面，目前，发改委、工信部等相关部委正在组织研究具体规划，争取年底正式出台。
一种宽带中频数字化处理平台 篇4
自20 世纪90年代以来,无线通信在全球范围内取得了突飞猛进的发展。软件无线电(Software Radio)是以开放体系结构为基础,在硬件平台上应用软件工程技术来实现各种无线通信方式的系统,受到人们的青睐。有关军事技术于1992年被首次提出,美国国防远景规划局的易通话第一期发起者于1995年对软件无线电的军事应用进行了更全面的介绍[1]。
在欧洲的先进通信技术与业务计划中,有三项计划是将软件无线电技术应用在第三代移动通信系统中的:FIRST(灵活的综合无线电系统和技术)计划将软件无线电技术应用到设计多频/多模可编程手机;FRAMES(未来的无线宽带多址系统)计划中方法之一是采用软件无线电技术; SORT(软件无线电技术)计划是演示灵活的有效的软件可编程电台,并符合UMTS的标准[2] 。国外通信界对软件无线电概念的提出, 引起了国内同行的高度重视,1996年软件无线电技术被列入国家“863”计划通信主题的研究项目,1999年被列为国家自然科学基金的重点资助项目[3]。软件无线电已成为当前新一代无线通信系统的发展潮流。
1 软件无线电的结构
1.1 理想的软件无线电结构
理想的软件无线电是一种纯软件和数字化的模式。它是在一个通用的硬件平台上通过标准的空间接口加载不同的软件来实现多种通信制式,其理想的结构框图如图1所示。它包括宽带、多波段的智能天线;宽带高精度的A/D,D/A转换器,以及高速可编程的硬件平台[4]。
1.2 可实现的软件无线电结构
当前由于微电子等方面的发展限制,理想的软件无线电是无法完全实现的。这样就存在一种可实现的软件无线电结构,它可以通过软件设置为多种无线电系统,能够提供实时的操作和灵活的配置。这种可实现的软件无线电包括四个部分,如图2所示[5]。
这种结构遵循了一个趋势,就是模拟部分和数字部分的接口向天线靠近。这种结构与传统的无线电相比较,优点在于整个系统的可编程性。目前的宽带中频带通采样软件无线电结构就是这样的实现方式,采用了多次混频的超外差体制,其特点是中频带宽更宽,所有的调制解调编解码等功能全部由软件实现。因此,中频数字化处理平台处理速度要求高是实现软件无线电的关键技术[6]。软件无线电的硬件具有开放性,其硬件必将采用总线式的结构[7]。工业控制总线的标准很多,例如ISA,PCI,EISA,VESA,VME,CPCI等。目前,用于软件无线电平台中最多的是VME和CPCI总线[5]。
2 中频数字化平台设计
软件无线电的灵活性和可重构性依赖于一个开放的、可扩展的和强大的硬件平台。传统的无线电台,虽然在逻辑功能上也按不同模块进行独立划分,但实际系统中它们之间用电路前后紧密相连,缺乏独立性,当电台功能改变时往往需要对整个接收机做改动。显然,这样的结构和软件无线电的目标相差甚远。为了保证硬件平台的开放性、灵活性和可扩展性,总线方式的平台构架是一个较好的选择。根据目前的总线技术,CPCI标准总线是一个非常理想的选择。
CompactPCI(简称CPCI),是由Ziatech公司在1994年开发的一种高性能总线标准,在PICMG(PCI Industrial Computer Manufacturer's Group)的大力推动下,这一标准在包括电信在内的整个工业计算机领域都得以普遍应用,并随之产生了一批CPCI系统的网络通信服务器[8]。这一标准的各种版本定义是一种基于背板连接的计算机系统和I/O系统的标准,包括物理规格、电器特性、各种通信总线、可靠性、可管理性等一系列特性。它与VME总线相比,具有更宽数据总线带宽,可以支持64 b/66 MHz的总线速度,并且价格相对VME总线的计算机更便宜,可应用于很多恶劣的环境中。
中频处理平台使用高速ADC 和DAC 直接将中频信号数字化,然后使用专用信道处理芯片将处理后的基带数字信号送入DSP 。这种方法通过对中频信号进行高速采样,使用专用信道处理芯片对数字化信号进行预处理,包括多级滤波、降采样、幅度控制等,相对模拟方式有很大的提高。另外,数字方式实现的模块化和灵活性也相当高。任何模块的改动基本上不需要对其他模块进行相应调整,因此中频数字化是目前软件无线电的核心技术。但是,高速采样会使其后的预处理单元的信号处理量增加,因此整个系统的处理速度要求很高。本文设计的中频数字化处理平台其示意图如图3所示。
为了得到开放、灵活和可扩展的硬件平台,在系统结构上,采用分层的总线互连结构,将高速数据总线与低速控制总线分开,把模拟器件、DSP处理器、FPGA 等按射频信号、数据、控制信号等再进一步细分,在保证灵活性和可控性的条件下,简化总线互连,提高系统传输带宽,降低时延。在实现上,采用所有数字信号处理和控制软件可通过计算机操作系统的CPCI总线进行下载和配置,尽最大可能地实现软件无线电处理的平台通用化和软件的配置灵活化的实现方式。整个中频数字化硬件处理系统的整体结构示意图如图4所示。根据这种架构设计的系统,既可以单路处理,也可以根据需要插入多板卡同时处理多路中频信号,由工控机实现系统管理,有效解决了对宽带中频信号的处理问题。
为了保证硬件平台的开放性、灵活性和可扩展性,把模拟器件、DSP处理器、FPGA等按中频信号、数据信号、控制信号等进一步细分。中频数字化处理平台主要包括CPCI总线及热插拔电路、电源转换电路、DSP及其外围电路、FPGA及其外围电路、时钟管理电路、ADC和DAC转换器及相关电路等,其器件原理框图如图5所示。
软件无线电系统中可能需要宽带多通道波束成形、超高采样率和基带速率间的转换等,目前的DSP还无法满足要求,必须依靠FPGA或ASIC来完成[9] 。FPGA在本设计中处于核心控制和数据预先处理、传输枢纽的作用。它是可编程器件,可灵活配置,在本设计中主要用于完成软件数字上下变频处理以及计算机上层软件与底层处理平台的数据通信。图6给出了本设计中在FPGA内部实现的功能模块框图。
中频部分采用了全数字化处理技术,系统的模拟部分占的比例相对较少。中频数字化处理平台又可以按功能分成几个部分:DSP处理单元、FPGA桥接单元、数字中频处理单元和模拟部分。从图6中可以看到,本设计平台拥有独立的发送接收通道,可以全双工模式工作。所有信号在FPGA中进行转接,然后进入DSP完成处理。除了完成普通的收发通信,平台还可以以数字中继模式工作,将信号接收下来之后再发送出去(录入重放),达到多跳运作,以增加传输距离。无失真的中继是数字中继相对模拟系统非常明显的优点。
3 中频数字化平台实现FM解调
为验证该设计的可用性,使用MOTOROLA的GM950i电台模拟了一个FM调制信号,电台基带送入一个双音(600 Hz和1 800 Hz)的连续波。接收端通过RF模块输出10.7 MHz,带宽4 MHz的信号与中频数字化处理平台接口。软件无线电的解调一般采用数字正交解调法,该方法从理论上说,可以对所有的调制样式进行解调[10],它的通用模型如图7所示。
对FM信号进行正交分解得:
同相分量:
正交分量:
对正交与同相分量之比值反正切运算,然后对相位差分,即可求得调制信号:
根据以上解调原理,要实现FM解调首先要在FPGA中实现数字下变频。本设计中,实现FPGA的数字下变频器主要包括:DDS模块、混频器、CIC滤波器、半带滤波器、数据截取器、FIR滤波器等部分。实现的数字下变频处理流程为板载40 MHz的采样时钟通过ADC器件对10.7 MHz的中频信号实施全采样,将采样后的信息送入FPGA中;FPGA内部的DDS产生10.625 MHz正交I/Q两路混频信号,混频后得到75 kHz的第二中频信号;信号通过25倍抽取的4级CIC滤波器得到1.6 MHz采样率信号;信号通过两个半带滤波器4倍抽取变为400 kHz采样率信号;通过FPGA内部的DDS产生75 kHz信号,再次混频得零中频信号;最后通过5倍抽取的FIR滤波器得到最终的80 kHz采样率信号,通过FIFO送入DSP中进行后续信号的处理。FPGA中实现的数字下变频处理流程如图8所示。
经过数字下变频之后,在DSP中实现FM解调算法。处理过程为:10.7 MHz的中频信号,在FPGA中经过数字下变频后变为80 kHz采样率的信号,然后对I/Q数据流求反正切和差分,计算得到解调后的信号,再对信号做降采样率到9 600 kHz,波形如图9所示。从图中可以确定,这是个周期的调制信号,虽然有噪声叠加,但波形较清晰。
对基带信号做功率谱分析得到图10。可以看到,600 Hz和1 800 Hz上出现明显的谱峰。经过计算,此时接收的信噪比大于20 dB。
从图10上也可以看到,在600 Hz和1 800 Hz附近没有临近频率的干扰信号,信道条件较好,与电台发射端输入的双音调制信号基本一致。至此,在设计的中频数字化平台上实现基于软件无线电通用模型的正交解调FM信号基本成功,从而验证了该平台的实际可用性。
4 结 语
软件无线电处理技术的出现已经有了一段时间,但是目前非常缺少能够真正实现这些技术的应用平台,而国外的高速处理平台价格十分昂贵。这里所提供的设计方法也只是众多方法中的一种,希望可以起到抛砖引玉的作用。软件无线电系统的最佳实现还有待硬件水平的更进一步发展,在军、民方面的全面应用还将有一段路要走。
参考文献
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[6]谈振辉.软件可编程无线电开发系统概述[J].世界电信,2000(5):47-50.
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[9]王世练,张尔扬.数字信号处理器件在软件无线电中的应用[J].现代通信技术,2000(4):36-39.
宽带处理 篇5
访问点名称 (APN) 或访问字符串是移动运营商提供的字母和数字组合，用于标识你所具有的网络访问类型。 移动运营商可能会通过不同的 APN 来提供不同类型的服务。 自动连接指的是可自动与移动宽带网络建立连接的移动宽带连接管理器。 自动选择指的是移动宽带连接管理器，当你不在移动宽带网络范围内时，它会自动选择要连接到的移动运营商。 与移动电话类似，“漫游”是指离开常规的使用地理区域。 漫游时，将通过合作伙伴网络连接到移动运营商，通常要支付更多的数据服务费用。 3G、4G 和 LTE 网络是支持不同连接速度和技术的移动电话网络。 首次建立移动宽带连接 如果具有外部数据卡，请确保将其正确插入便携式计算机，
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宽带处理 篇6
一、高性能雷达信号处理系统
在设计中采用VPX的结构模式主要是考虑环境与散热的需要，其总线是VME技术的自然进化，采用高速串行总线替代了原有的总线模式，以此获得最佳的处理性能。与VITA组织结构以及其他总线模式相比，VPX的特征突出：从结构上看其密度高且灵活。VPX总线是按照IEEE1101的3U和6U标准来设计的，可以在兼容上做到最大范围的兼容，保证系统的相对稳定。其次，带宽被增强，使用高速串行的插件可以增加总线的宽带性能。同时系统与各种高速串行协议都可以进行兼容。第三，电源设计有所增强，VPX规范通过增加背板的电量供应，和更加完善的散热系统可以支持多种处理器的运行需求，保证了系统的功耗适应范围。第四，采用较为先进的硅晶片结构制成的高速差分连接器具有连接紧密，超如损耗小且误码率较低的特征，每个差分都对支持的宽带数据都可达到极限10G，且硅晶片设计带有ESD接地层和接触层，可以有效的防止意外放电的干扰。
二、工程应用
在VPX出现前，雷达系统面临2个最基本的性能方面的艰制为总线信号引脚可支持的最大数据带宽和每个板槽所提共的最大功率。VPX通过高速连接器和支持高级互联结构有效地解决了上述2个问题。
本文以VPX为总线主体结构，解决了以往的DBF处理系统不能适应高速连接的问题，该系统利用光纤以太网接入板，3块FFPGA处理板、1块MPC8641 D处理板、以及5插槽VPX背板构成了处理系统，系统中所有的插板都按照VPX的需要进行定制。该系统在实际应用中构建模式为：系统前端的由32条光纤构成传输线路，其中每个光纤都可携带8个阵元的采样数据，总计可以实现2G的传输效率。改DBF工程应用方案如下：光纤以太网接入板利用8个QSFP模块接收到32路光纤信号并进行转换成为32路64GBPS的电子信号。利用背板的电路传输给FPGA进行高速处理;每块FPGA处理器都分别接受16路32Gb/S信号进行调整，两块板之间实现数据交换;整形后的半波束形成结果并传输至相应的FPGA前置处理板，进行最终的计算;完成波束的权系数计算是利用芯片MPC8641 D完成，其中分别将其结果传递到FPGA上。
三、系统性能测试
完成设计后，利用模拟对其计算能力与通信能力进行了测试，一方面，计算能力是信号处理的关键性指标，系统性能测试必须要求计算性能过关。在测试中利用1024点精度浮点复数基2FFT算法，测试不同处理器的计算性能。完成测试后数据表明，选择的MPC8641D的计算能力为最强，高于DSP TS101计算能力的2.7倍;是DSP TS201计算能力的1.3倍。
通信能力的测定也是信号处理系统优劣的重要指标，其直接影响信号处理系统的基本性能。在本文的设计中，利用两个板内与板外的FPGA进行别的例化测试了协议的内核，在保障链路误码率达到标准的同时测试链路中所能够达到的最大速率，在测试中表明，不同的协议条件下，通信能力也有较大的差异，在与标准的SDP TS201的系统相比较，采用FPGA核心技术的系统可以提高传输速率4-8倍。
四、结语
综合上述的分析，本文所提出的高性能宽带相控阵雷达的信号处理系统，主要是利用VPX为核心技术，实现传输方式的改变，并利用FPGA和高性能CPU作为系统的处理单元，使其具有高速处理数据的性能，具有了宽带相控雷达所需要的处理能力。并且利用系统兼容性特征可以保证多种宽带条件下的顺利工作。测试结果表明，系统支持超大宽带与超大功率的运行工况，处理恶劣环境下的处理能力也维持在较高水平。
参考文献
[1]温丹昊, 马敏, 刘志高.相控阵雷达波束调度中的三维坐标转换方法.黑龙江科技信息.2012 (12)
[2]吴琼之, 阎敬业, 南方, 闫州杰.VHF有源相控阵雷达数字收发单元设计实现.遥感技术与应用.2012 (02)
宽带处理 篇7
自适应滤波算法广泛应用于系统辨识、回波消除、自适应谱线增强、自适应信道均衡、语音线性预测、自适应天线阵等诸多领域中。寻求收敛速度快, 计算复杂性低, 数值稳定性好的自适应滤波算法是研究人员不断努力追求的目标, 其中较典型的几种算法包括:LMS自适应滤波算法、RLS自适应滤波算法、变换域自适应滤波算法、仿射投影算法、共扼梯度算法、基于子带分解的自适应滤波算法、基于QR分解的自适应滤波算法等。
这里将自适应滤波技术应用于电子对抗领域, 解决了电子战多通道宽带接收机之间的幅度、相位不一致性问题, 并实现了基于自适应滤波的宽带波束形成方法。
1 基于自适应滤波的宽带波束形成
波束形成是指在特定的方向上形成主波束用来接收有用的期望信号, 同时形成超低旁瓣对干扰信号进行抑制, 因此非常适应于电子侦察发展的需要。当前, 对于窄带波束形成器的设计, 已有很多较为成熟的方法。然而在很多情况下, 要求基阵能够不失真地接收宽带信号, 如雷达电子战系统就属于宽带系统, 因此要求波束形成器的波束图具有与频率无关的特性。然而窄带波束形成只使用一组固定的权系数, 这使得不同频率下的基阵波束图不同, 若宽带信号位于波束主极大方向以外, 则宽带信号的不同频率成分获得的增益将不同, 这将造成信号波形的畸变, 且信号的带宽越大, 畸变越严重, 所以必须研究宽带波束形成技术, 使基阵可以在很宽的频率范围内保持基本一致的波束图。
基于自适应FIR滤波器的时域宽带波束形成主要是利用FIR滤波器实现各阵元的加权。其中FIR滤波器可以采用模型参考自适应方法进行设计, 如图1所示。图中信号源由M个具有不同频率的正弦信号组成, 它既是自适应FIR滤波器的输入, 也是伪滤波器的输入, 其频率是形成波束的各频点频率。伪滤波器描述了满足束宽要求的设计指标, 即是由波束形成得到的M个频点的幅度权和相位权得到的滤波器频率响应指标。
信号源的组成由下式表示:
伪滤波器的输出, 也就是期望的自适应FIR滤波器的输出为:
这里ai为在频率fi处的幅度响应, θi为相位响应。ci为在频率fi处的正的代价因子 (0<ci≤1) 。ci越大, 在频率fi处就越接近于满足要求。自适应FIR滤波器采用LMS算法。当其收敛后, 就得到一组稳定的加权系数W, 则上图中的Y=XTW, 这里X=[X (n) , X (n-1) , …, X (n-L) ]T, L为滤波器的阶数。
首先确定自适应滤波器的阶数L, 该自适应滤波器具有L个自由度, 而要在M个频率上满足设计指标, 在每个频率上需要2个自由度 (幅度响应和相位响应) 来满足它。因此, 当L≥2M时可以使设计的滤波器在M个频率上满足设计指标, 而在多数情况下, 各频率的设计指标不可能全面完善地满足, 只能得到近似满足各频率指标的最小均方解。
当自适应滤波器收敛于最小均方解时, 也就得到了对设计指标的最小均方拟合, 该滤波器的解是:
在信号通过以这些系数为其冲击响应的N个FIR滤波器后, 在要求的频带范围内即可满足超增益处理的要求。
最后给出特定频率响应FIR滤波器的设计步骤:
步骤1:在所要设计的滤波器的频段内抽取多个频率, 最好使各频率均匀相同。根据这些频率上的设计指标按式 (4) 得出伪滤波器的输出。给出自适应滤波器的阶数及代价函数的初值。
步骤2:由W=R-1P式得出自适应滤波器的解。
步骤3:将设计出的滤波器的频率响应 (包括幅频响应和相频响应) 与设计指标相比较, 如果设计的滤波器的频率特性与设计指标相差较远, 则需要增加滤波器的阶数;如果滤波器频率响应虽然在给定的离散频率上满足设计指标, 但在离散点之间振荡得厉害, 则应减少滤波器的阶数, 然后重复步骤2。
步骤4:如果需要在某些频率上设计出的滤波器响应与设计指标满足得更加严格些, 则增加该频率的代价函数, 重复步骤2。
2基于自适应滤波的宽带多信道校准
随着阵列信号处理技术的发展, 多通道接收机被广泛应用。然而由于元器件离散性和非线性等原因, 多通道接收机总存在一定的幅度相位误差, 严重地影响着信号处理 (如波束形成的性能) 的效果。传统的单频信号校准算法只能在通道的某一频率点上进行补偿, 而不能在通道的整个频带内进行补偿, 因此不适用于宽带信道的校准。这里通过校正信号测量出各接收机信道的传递函数, 利用自适应滤波原理综合出一个数字滤波器, 均衡补偿各信道的误差, 从而达到全通带校正的目的, 得到幅相一致的多信道接收机。
假设有N个通道, 从中任意选择一个通道作为参考通道, 设参考通道的频率响应为Href (jw) , 其余各通道的频率响应为Hi (jw) , i=1, 2, …, N-1, 插入各通道之后的均衡器的频率响应为Ti (jw) , i=1, 2, …, N-1, 均衡器为n阶FIR滤波器, 则均衡器的频率响应为:
下面以二通道情况为例进行分析。用自适应数字滤波方法对通道不平衡进行自校正的原理如图2所示, 在接收机通道2前端加一开关C, 该开关可以在天线A、B之间快速切换。自校信号通过公分器注入2通道, 用通道1的信号作为期望信号, 使滤波器对通道2进行自校正。当自适应滤波器完成学习过程达到稳定状态时, 自适应滤波器的抽头权系数已经确定, 两通道的幅度相位特性已校为一致。然后通道1、通道2分别与天线A、天线B相连接, 当接收空间信号时, 就可以得到无失衡的信号, 可以用于后续的测向、波束形成等信号处理。
3仿真
仿真1:仿真中阵列为1行×72列均匀线阵, 相邻阵元水平方向间距为0.5 m, 工作频率范围225～400 MHz。在10°上形成宽带接收波束, 频率范围240～260 MHz, 下面是利用宽带波束形成算法得到的仿真结果, 可以看出在20 MHz带宽内不同频率分量的波束图基本保持一致, 验证了宽带波束形成算法的波束图具有与频率无关的特性。
图3是宽带波束形成在20 MHz带宽内形成的波束图, 图中将不同频率分量的波束图叠加在了一起, 从该仿真结果看出, 利用宽带波束形成技术, 可以实现各频率分量的波束图基本一致, 可以实现对特定方向的宽带侦收和干扰。
仿真2:仿真在中频进行, 假设接收机中频输出是160 MHz, A/D采样率是132 MHz, 在中频28 MHz, 带宽20 MHz (18 MHz～38 MHz) 范围内进行宽带幅相校准。校准信号由频率为18 MHz、20 MHz、22 MHz、…、38 MHz的正弦波信号的和信号组成, 表1、表2为信噪比5 dB和信噪比15 dB时的校准结果。
从上述仿真结果可以看出, 利用基于自适应滤波的宽带多信道校准方法可以有效解决多通道宽带接收机之间的幅度、相位不一致性问题, 并且通过提高校准信号的信噪比, 可以进一步改善校准效果, 即可以进一步缩小多信道之间的幅度不一致性和相位不一致性。
4 结束语
这里利用自适应滤波的方法设计具有特定群时延τ的FIR滤波器来实现宽带信号的波束形成, 滤波器系数通过软件获得, 滤波器采用FPGA或DSP实现, FPGA或DSP实现带通滤波器是一项成熟的技术, 所以通过自适应滤波的方法设计具有特定群时延τ的FIR滤波器来实现宽带波束形成在工程上是可实现的。此外, 针对传统的单频信号校准算法的不足, 研究了一种基于自适应滤波的宽带多信道校准方法。该方法在N个失衡信道中任意选择一个信道作为期望信道, 在剩下的N-1个信道中插入自适应滤波器, 将这N-1个信道的幅频响应校正为与期望信道的幅频响应相一致, 从而达到对宽带多信道校准的目的。
参考文献
[1]张贤达, 保铮.通信信号处理[M].北京:国防工业出版社, 2000.
宽带处理 篇8
首先明确一下宽带故障处理的流程,流程如下:开始——初步定为故障位置——检查ONU——检查线路状况——检查OLT设备——检查上层设备——完成;有了明确的流程我们就有了处理故障的思路。不至于处理故障时没有头绪,不知从何做起。
1、对常见的宽带业务设备故障进行总结
(1)个别PON端口用户无法上网。这类故障的原因主要为用户终端或者外线故障,如PON端口故障,光路问题,数据配置问题(包括:ONT绑定的模板错误,ONT与业务流的映射关系错误,VLAN通道配置错误)。
(2)整板用户无法上网。PON单板故障,更换相应单板。
(3)整框用户无法上网。故障原因一般为,光路问题主控板或者是上行单板故障,网络攻击。可以根据具体的情况进行更换和相应的网络检查。
(4)BRAS设备下的所有用户无法上网。如果出现此故障则表明上行设备出现问题。
由上面的四种故障可以看出这些故障都是相对EPON OLT设备而言的,如果出现大量用户上网故障可以通过上述的方法进行检查和排除障碍。但是EPON系统其中还有重要一部分就是ONU/ONT设备,对于此类设备也是造成宽带业务故障的组成部分,对于此类故障我们归结为PPPOE故障,对于此类故障的处理步骤如下:1)检查ONT是否正常。2)检查上行口是否在线。3)检查Service-port是否正常。4)检查线路配置。5)检查业务流的MAC地址学习数。6)检查获取用户MAC。7)检查PITP配置。8)检查PPPOE单MAC配置。9)检查安全特性配置。10)检查是否存在环网或者MAC地址漂移。11)检查PITP没有开启,PPPo E为multi-mac,防MAC欺骗没有开启。
一般情况下我们遵循以上这几点就能顺利地排故障,下面我列举在维护工作中遇到的几个典型案例进行分析。
2、案例-ONU下用户宽带语音业务闪断
2.1 故障现象
ONU设备下两个FE口分别接宽带与语音业务,不同的时间段会出现宽带与语音业务闪断的现象,闪断时间一般为几十秒。
故障分析:由于故障发生时间很短,此类问题很难定位,需要对组网及业务流程了解透彻。经确认组网如图所示,宽带与语音业务的网关都终结在BAS上,BAS为单MAC设备。对于闪断类问题是不好定位故障的,一般需要捕捉故障时的报文来定位故障出在哪里。
2.2 操作步骤
(1)通过以上分析,建议通过故障时抓包的手段来定位。在LSW的下行口作镜像抓包,故障时抓包发现,拨号用户的PADI报文可以正常送到LSW上,但是PADR报文不能送到LSW上去。接下来据此分析原因,比较PADI和PADR的区别,PADI是广播报文,PADR是单播报文,广播报文可以正常转发,但是单播报文被丢弃,这种情况怀疑应该是由于下层网络发生了MAC地址漂移。网关的MAC地址在下层设备发生了漂移,此时广播报文可以正常转发,但是目的MAC是网关的单播报文会被全部丢弃。
(2)那么产生MAC漂移一般为用户端环路或者是攻击导致,如何确认是否就是这个原因引起的呢,因为故障发生时间很短,如果故障发生时再处理,肯定来不及。决制定抓包方案,在ONU上把接DSLAM的FE口镜像到另一FE口,之后在PC上设置通过源MAC(BAS的MAC)来抓包。
(3)搭建抓包环境后抓到了故障时的数据包,为某一端口发送源MAC为BAS的MAC的ARP攻击报文,造成业务中断。
2.3 总结
(1)组网不规范。网络层次多出一层,建议采用集成语音业务的MDU设备来替换此种组网;(2)在DSLAM设备上开启MAC过滤及环路检测功能。
3、案例-MA5680T下的用户打开网页有时很慢,有时很正常,语音业务及网管正常
3.1 组网描述:MA5620——5680T——5200G
3.2 原因分析
(1)查看MDU流量模板索引配置没有问题;(2)(PING网站域名时通时不通,具体表现为:当能PING通的时候,如果一直长PING则不会丢包,如果此时中断PING包,然后再PING就很有可能PING不通了,但过一会又能PING通,也没有明显规律;(3)查看OLT配置,发现MAC地址老化时间为10S,怀疑MAC地址老化过快导致,修改为300S后问题依旧;(4)从PC PING MA5200G上的网关地址一直正常,初步判断是MA5200G及以上设备问题;(5)后又发现MA5680T是双上行,但1端口没有配置数据,只是ONLINE,后确认对接的MA5200G上做了链路聚合,MA5680T上没有相应的配置,拔掉1端口的光纤后问题解决
3.3 处理过程
在OLT上配置链路聚合后彻底解决问题。
为什么PING MA5200G上的网关地址一直正常,而PING网站域名时通时不通这与MA5200G上的负荷分担机制有关,由于PING MA5200G上的网关地址时,源MAC与目地MAC都是固定的,所以只会出现通或不通的情况,刚好这里是通的情况。而PING网站域名时,由于网站可以有多台服务器,所以目的MAC不是固定的,所以回来的ICMP报文就有可能从1端口的链路回来,就出现概率性不通的情况。
宽带处理 篇9
微波射频电子学、光纤通信和超快光学等学科的快速发展催生了一个新的融合交叉研究领域———微波光子学[1] (Microwave Photonics) 。微波光子学主要研究微波和光波的相互作用, 其应用领域有宽带无线接入网、传感网络、雷达、卫星通信、仪器仪表和现代电子战等[2]。微波光子学是伴随着光纤通信器件及系统的发展而逐步得以发展的, 光通信相比微波通信的优势在微波光子学中均有体现:载波所具有的巨大带宽优势 (例如在光纤通信常用的1 550 nm波段, 对应的光频率约为193 THz, 即使是1%的载波频率调制范围所能达到的带宽也远远超过微波通信带宽) 、传输介质所具有的重量轻、低损耗 (例如石英光纤在1 550 nm波段的损耗仅为0.2 d B/km, 远小于电缆损耗) 、光载波能够抵抗空间存在的各种电磁干扰等, 而这也正是目前电子技术面临的困境[3]。因此, 探索用光子学技术和方法来进行微波信号的产生、传输和处理等就成为了微波光子学的热门研究方向。
在过去的几十年间, 硅基CMOS技术的发展极大地促进了电子电路技术的进步。随着信息技术日益增长的需求, 受传统电子电路的带宽、功耗和信息处理速度等限制, 电子技术在处理更高速的信号方面举步维艰。而近十多年发展起来的光子集成电路因具有大带宽、低功耗和高处理速度等优势而成为电子电路的理想继任者。把光子集成电路应用在计算、信号处理和网络互联等方面, 能够全面克服基于电子电路系统导致的信号处理速度和带宽等的限制。尤其是在信号处理领域, 传统的电子电路信号处理器由于其内在的瓶颈限制, 有限的采样速度无法满足日益增长的高速信号处理需求[4]。利用光子学方法能够对更高带宽的微波信号进行处理, 且相比于同类电子器件, 它们展现出一些更独特的优势, 如高频信号处理能力、较大的频率调谐能力[5], 这使得微波光子信号处理技术尤其适用于现代雷达和电子战系统。在微波光子信号处理系统中, 微波光子滤波器 (Microwave Photonic Filters, MPF) 和微波光子微积分器 (Photonic Differentiators/Integrators) 、微波光子傅里叶变换与逆变换器 (Fourier Transformer) 等即是这样一类器件, 能够用光子学的方法实现微波信号的滤波、微分和积分、变换等处理过程。文献[6-10]论述了微波光子滤波器的原理及在通信和雷达信号处理中的应用, 并给出了不同的滤波器结构实现方案;文献[11-21]介绍了近年来基于不同器件构建的微波光子微积分器的功能架构图, 并给出了理论和实验测试结果, 为其在宽带信号处理方面的应用奠定了研究基础;文献[22-24]论述了微波光子傅里叶变换与逆变换器, 主要介绍了其在大容量光正交频分复用 (OOFDM) 传输系统中的应用及实现方案。本文以微波光子积分器为例, 结合本实验室的研究基础和实验条件, 介绍它在宽带信号处理方面的理论及应用。
1 微波光子积分器原理
N阶微波光子时域积分器是一个能够对任意输入波形的复包络进行N次时域积分并输出其积分后波形的器件, 它与电子电路中的“电容器”功能类似, 将输入到其中的光子能量累加并输出。目前已经有基于光纤布拉格光栅、硅基微环、半导体光放大器和光子晶体等器件结构的光子时间积分器被设计提出并在实验中得到了验证。
纯粹从数学上来讲, 积分就是求一个导函数的原函数的过程。对于较简单的初等函数, 可以直接写出或推导出其原函数, 但对于较复杂的函数如超越函数, 它们的原函数在求解时异常繁琐, 且通常无法得到解析解。在实际应用时, 大多数情况下需要求解的常常是变化规律无法用解析式表达的信号, 它们通常是初等函数和各种超越函数的组合, 对这类函数常常需要求解从开始时刻到某一特定时刻的累积效果, 如流量随时间变化的水流在一段时间内所流过的总水量, 一个电容器在一定充电时间内所积累的总电量等等;抛开信号函数所表征的具体物理意义, 抽出其模型, 从数学上分析, 这其实就是求该信号函数在这段时间内的积分。当输入信号函数是一个高斯脉冲时, 积分后输出一个类似阶跃函数的信号;当输入是2个同相高斯脉冲, 积分输出后则是一个类似梯状台阶信号;当输入是2个反相高斯脉冲信号, 输出一个类似于矩形的信号。
又如对于传感器采集到的随时间变化的电信号, 要求其从开始到某一时刻的累积结果值, 以电子电路中的积分器为例, 先直观地理解积分器的积分功能。由集成运放和电阻、电容等器件构成的一个简单负反馈积分运算电路如图1所示。
根据集成运放同相输入端与反相输入端的特点, 可以得到输出端的电压信号表达式为:
输出端电压与电容C上的电压反相, 由于电容的端电压是流过其上电流的积分, 加上集成运放输入端虚短虚断的特点, 因此输出端电压信号也正是输入端电压信号的积分。若输入信号是一个随时间变化的信号, 则主要关心的是这个函数在特定时间变化范围内时的定积分值的变化情况。
从时域上理解积分器的积分功能较为直观, 但对积分器件的选取和制作却无多少指导作用;而从频域来理解积分器则更有助于判断选择什么样的器件适合作为积分器使用。在信号与系统理论中[25], 根据卷积和单位阶跃函数的定义, 一个函数f (t) 与单位阶跃函数u (t) 的卷积表达式为:
若函数f (t) 的傅里叶变换为F (ω) , 单位阶跃函数的傅里叶变换为U (ω) , 则该卷积式的傅里叶变换为:
式中, F表示傅里叶变换。根据傅里叶变换的性质, 从时域与频域的对应关系来考虑, 时域上2个函数的卷积的傅里叶变换即为频域上2个函数的傅里叶变换的乘积, 即
从上面这2个时域和频域表达式可以看出, 一个函数与单位阶跃函数作用后便可得到该函数的积分。阶跃函数的傅里叶变换式为:
以单位阶跃函数为例, 如果把U (ω) 看作是一个器件的传输响应, 则任意输入信号通过该器件后, 器件的输出即为输入信号的积分结果;换言之, 这种器件可作为积分器使用。然而在实际应用中, 频率响应如阶跃函数这般在中心频率处达到无穷大的器件是不存在的, 在选取实际可用的器件时只能尽量去靠近这一频率响应, 即选取频率响应H (ω) 与U (ω) 成比例的器件:
例如在上面的由集成运放和电阻、电容构成的积分器中, 电容器C的输出电压与输入电流的比值即阻抗XC=1/ (jωC) , 满足XC∝ (1/ (jω) ) , 故该器件和集成运放的组合能够实现对输入电压信号的积分功能也就在理论预期中。
从上面的推导可以看出, 欲使得一个器件具有积分功能, 其传输响应应当具有式 (6) 所表示的传输特性, 其输出即能实现对输入信号的积分, 积分器功能框图可参阅文献[16]所示。对于微波光子时间积分器, 所要实现的功能是类似的, 即要实现对任意输入光信号的积分功能。要实现这类光子时间积分器, 就需要寻求具有上面公式所描述的频率响应的光电子器件。评价光学时间积分器的主要参数有积分时间窗口、积分带宽等。
2 微波光子积分器的实现方案
在已经有文献报导的实验方案中, 研究人员采用了不同的器件作为光学积分器, 如无源的光纤布拉格光栅、硅基微环以及有源的F-P型半导体光放大器、有源掺杂光纤光栅等。
2.1 无源微波光子积分器
无源微波光子时间积分器最初由N.Q.Ngo提出, 用以进行光暗孤子检测及光脉冲整形。随后他又提出利用相移光纤布拉格光栅的传输谱进行光子积分器的设计, 并仿真得到了不同透射率下的积分效果。M.Ferrera等人在硅基上制作了一个单片集成微环结构用作光学时间积分器, 并在实验上证明了该硅基微环积分器的积分时间窗口达到800 ps, 工作带宽可达200 GHz, 且所用制作工艺与传统CMOS工艺兼容, 这就为将来光电混合集成电路奠定了工艺平台基础。这一结果远超过以往任何电子器件的带宽和工作速度, 也显示了微波光子积分器在信号处理领域的极大应用潜力。利用这个硅基芯片, 又进行了一阶和二阶的光子积分器实验。
2.2 有源微波光子积分器
由于微波光子积分器的功效类似于一个滤波器, 因此积分器输出信号是较弱的;尤其是对于无源器件的微波光子积分器, 微波光子积分器的积分时间窗口因谐振腔的较大损耗而不可避免地降低, 无法满足很多实际应用的需求。为了提高积分时间, 不少研究人员提出采用有源增益介质腔作为积分器, 以期利用增益介质的增益作用补偿谐振腔的损耗, 提高微波光子积分器的积分时间。设计了基于F-P型半导体光放大器 (SOA) 的微波光子积分器, 其功能模型如图2所示[26]。对于无源F-P腔滤波器而言, 输入光在腔内往返运动并在右端面输出, 会经受较大的损耗, 导致该F-P腔的品质因子Q值较低, 对应于上面传输响应表达式中无增益项。当利用此无源F-P腔作全光积分器时, 输出后的积分波形会经历较快地衰减, 对应于一个非常短的积分时间。而对于本模型所提出的有源F-P腔而言, F-P腔内损耗以及端面透射损耗均可由腔内的材料增益予以补偿, 从而使得内部能储存更多的光能量;当适当提高SOA的泵浦增益电流时, 材料所提供的增益基本上能恰好补偿输入光信号在F-P腔内往返运动时的各种损耗, 从而能够极大地提高其积分时间窗口;且通过调谐SOA的注入电流, 还可实现其腔内增益的调谐, 进而实现F-P腔的Q值的调谐。对该模型所示的积分器进行仿真, 当积分器谐振腔的Q值达到1×109时, 积分器积分时间为68 ns, 积分带宽达到66.5 GHz。积分器积分效果如图2所示。
除了使用F-P型有源滤波器作为有源微波光子积分器件外, 也有采用集成工艺将2个SOA环集成在一个芯片上用作积分器模块。实验上也已经验证, 这种基于集成SOA环的全光积分器的积分时间窗口达到了创纪录的6 331 ps, 比硅基无源CMOS工艺的积分器的积分时间提高了一个数量级。
3 微波光子积分器的应用
微波光子积分器的应用首先体现在宽带信号处理方面, 如图3所示, 将任意波形发生器 (AWG) 或可编程脉冲产生器 (PPG) 产生的高速信号通过宽带电光调制器 (商用调制器工作带宽已经达到40 GHz) 加载到光载波上, 光载宽带信号通过微波光子积分器进行积分处理, 最后在光电探测器 (成熟商用探测器带宽已达到70 GHz) 中将积分后的高速宽带电信号恢复出来, 并可以通过示波器或直接加载到应用系统中。如果不借助于微波光子积分器, 对高速宽带信号 (如Ka波段信号) 的积分, 仅仅利用电子电路处理是无法实现的。
微波光子积分器的另一个应用场合是解微分方程。在很多工程应用中, 如天气预报、应用物理、生化等领域常常需要解大量的低阶高阶微分方程。以天气预报为例, 由于大气的运动遵循一些已知的物理定律, 根据这些定律, 可以将大气运动状态写成一组偏微分方程, 只要给出初值 (大气的当前状况) , 就可以求解出方程组随时间变化的变量值, 据此得到大气的未来状况。然而求解大量的偏微分方程的过程是极其复杂的, 还要求在规定的时间里处理大量的气象数据以尽快获取未来短时间或长时间的天气状况信息, 即使采用最简化的大气方程也必须在高速计算机上进行运算。目前这些计算机的运算速度都受限于电子器件的性能, 而如若采用全光积分器来解这些偏微分方程, 由于光信号处理速度相比于电信号处理速度的优越性, 它在解微分方程方面的性能将能极大提高目前天气预报的速度和精度。
在输入2个反相高斯脉冲光情况下:一方面可用于矩形光脉冲信号产生;另一方面还可用于全光逻辑单元或者全光存储单元, 输入的第一个脉冲光信号相当于一个使能指令, 由于被积分到逻辑电平“1”, 在这样一个“高电平”作用下, 系统就可以开始进行存储数据;持续一段时间后 (2个光脉冲的时间间隔) , 如果再输入一个与第一个脉冲有π相位差的高斯脉冲, 积分值变为零, 相当于逻辑低电平“0”, 系统识别到低电平后就停止进行数据存储, 并等待下一个逻辑高电平的到来。事实上, 基于光纤布拉格光栅的积分器用来作为全光存储介质的实验研究也已经有文献进行了报导[27], 这篇文章里面作者采用基于FBG的光子时间积分器用作光存储单元介质, 该积分器的积分时间达到800 ps, 时间-带宽积能达到550, 此时进行1 bit光存储的开关转换时间可低至1.4 ps。
4 结束语
宽带处理 篇10
随着成像雷达对分辨率的要求越来越高, 相应信号带宽以及数字化的带宽也越来越高[1];电子对抗系统为了提高截获概率要求系统的瞬时带宽也要足够高, 相应数字化的带宽也越来越宽[2]。
传统宽带接收系统由于ADC器件以及数字处理器件性能的限制, 一般采用模拟I/Q解调后数字化的方式, 或者针对LFM信号的系统采用去调频体制来实现宽带到窄带的变换后再数字化[3]。传统宽带接收机由于模拟通道的幅相误差以及其特性随温度的变化造成接收机性能指标受到限制, 因此需要通过数字解调的方式提升指标[4]。
随着ADC器件的发展, 目前已有12 b/4 GHz (TI公司的ADC12J4000) 或10 b/5 GHz (E2V公司EV10AS152A) 采样率货架产品出现, 同时FPGA资源也已可以满足高速并行数字信号处理的需求, 使得宽带高速数字直接解调和滤波处理得以实现。
1 宽带DDC和重采样原理
1.1 宽带DDC处理
常规DDC处理流程是采样/混频/滤波/抽取结构[5], 宽带DDC处理一般采样率比较高, 因此该结构数字混频和数字滤波处理要求速度非常高, 目前FPGA无法直接在高数据率进行处理, 不适合宽带高速DDC处理, 同时抽取在滤波之后, 造成大量运算结果浪费, 该结构不适合宽带DDC处理, 需要设计适合宽带DDC处理的高效结构[6]。
设DDC抽取比为M, 数字本振为exp (-jω0t) , FIR滤波器冲击响应为h (t) , t=0, 1, 2, …, K-1, 常规DDC输出为 (采样/混频/滤波/抽取) :
如果采样信号中心频率f0, 采样频率fs, 基带信号采样率fbs和抽取率D满足关系:
此时数字本振序列exp (-jω0t) 可表示为:
设滤波器系数个数K=M*L, 考虑到数字本振序列周期和抽取比相同, DDC输出为:
通过选择合适的中频、采样频率抽取比和滤波器系数, 保证数字本振周期和抽取比相同, 分配到每个多相滤波器支路上的本振信号为常数, 因此混频可以放到多相滤波后面, 整个DDC实现结构变成采样/抽取/多相滤波/数字混频, 功能框图如图1所示。
多相滤波混频后置DDC结构又称为重采样多相下变频结构, 由式 (2) 可知:
因此当下变频的中心频率f0固定为基带信号采样率fbs的整数倍时, 可以保证经过重采样处理后这一中心频率的信号将映射到基带零频上。当该结构用做单信道宽带下变频和减采样处理时, 通过抽取/多相滤波后加复数乘积实现相位旋转来获得;当有几路信道进行下变频时, 在多相滤波器后应用一组并行的复数相位旋转来完成多路信道下变频输出;当通道数为M=log2N时, 滤波后的相位旋转多信道输出可以通过IFFT/IDFT实现, 具体实现结构如图2所示。
1.2 重采样处理
宽带系统中频f0的选择需要根据系统模拟通道的体制、频率窗口的计算、系统瞬时带宽、当前ADC模拟带宽等多个因素来决定;ADC的采样率fs选择需要考虑满足采样定理或者最佳采样定理的要求, 这样可以简化数字混频处理, 同时也可降低抗混叠滤波器的实现难度, 另外采样频率的选择与中频的选择要互相兼顾;DDC处理输出信号采样率fbs一般要求和信号带宽BW相匹配, 过低的采样率对后续信号处理会造成SNR损失, 过高的采样率会增加后续信号处理的运算资源。中频采样设计时, 一般要求fsfbs的比值为一个整数, 但当要求fs与f0匹配而同时要求fbs与BW匹配时, 宽带系统会存在fsfbs比值为分数的情况, 这时需要进行重采样处理来获得最终需要的基带采样率。重采样率为L M的分数采样率变换可以通过图3所示的结构来实现。
从实现结构看重采样处理是通过 (内插器+镜像抑制低通滤波器) + (抗混叠低通滤波器+抽取器) , 其中镜像抑制低通滤波器和抗混叠低通滤波器可以合并为一个低通滤波器来实现, 该滤波器的通带截止频率ωs为:
因此合并的低通滤波器传递函数的幅度相应为:
其中L为补零内插时需要补偿的增益损失。
对于抽取比或内插比为很大的数时, 滤波器的通带截止频率非常小, 因此滤波器阶数将非常高;重采样由于需要内插处理, 因此一般是在基带低数据率复数信号下进行;对于宽带系统, 基带数据率也非常高, 因此内插比不能很大, 否则对资源要求非常高;如果直接利用图3所示结构进行重采样处理, 由于先进行内插处理, 宽度DDC的重采样滤波压力将非常大。综上所述, 宽带DDC的重采样处理在系统设计时分数比的分子和分母都是比较小的互质数, 同时还必须采用高效的实现结构来实现。
对于图3中所示的简化结构利用FIR滤波器的多相分解 (按照内插比来分解) 可以获得如图4所示结构。
利用Nobel恒等式, 多相滤波器和内插可以互换位置, 同时抽取可以移到多相分支内部, 修改后的结构如图5所示。
根据数论理论, 两个互质的整L和M, 存在整数l0和m0满足下式:
利用该等式, 延迟单元可以表示为:
图5中一个多相分支利用式 (8) 对延迟单元进行替代, 同时利用Noble恒等式关系进行变换、利用FIR抽取滤波器的多相分解结构进行变换, 可以获得如图6所示的高效实现结构。
从图6可以看出, 滤波在最低采样率时进行处理, 运算效率最高, 与图4相比大大降低了多余运算处理, 特别是对于宽带高数据率DDC处理, 计算效率大大提高。图4~图6是针对减重采样 (L M<1) 的实现结构进行的推导, 对于增重采样 (L M>1) 的情况, 只需要将图6结构的抽取和内插位置互换, 同时将抽取和内插相对多相分支滤波器的位置也互换即可。
2 宽带DDC和重采样设计
仿真设计参数要求如下:
(1) 信号中频频率:900 MHz;
(2) ADC采样频率:1 200 MHz;
(3) 信号带宽:400 MHz;
(4) 基带输出采样率:500 MHz。
从仿真设计参数要求看采样频率和信号中频满足最佳采样定理, 因此数字混频可以得到简化, 输出基带采样率为500 MHz与ADC采样频率不成整数倍关系, 因此需要进行重采样处理。重采样处理在复数域进行, 因此先进行混频滤波处理, 获得600 MHz采样率的基带I/Q信号, 然后再进行5 6重采样处理, 最终输出500 MHz基带I/Q信号。该宽带DDC实现功能框图如图7所示。
DDC仿真时, 为了满足DDC数字混频镜像信号抑制、重采样内插镜像信号抑制的需求, 设计的第一级FIR滤波器阶数为47阶, 第二级重采样FIR滤波器的阶数为63阶, 级联滤波器的幅频和相频特性如图8所示。
FPGA实现时整个宽带重采样DDC的处理时钟是200 MHz, ADC输入数据6倍降速产生6路200 MHz的中频信号, 经过数字混频 (符号变换) 和抽取后得到两路各600 MHz数据率的I/Q信号 (分三路并行输出) , 第一级FIR滤波器采用3倍资源复用来实现600 MHz的FIR滤波处理, 输出I/Q各三路200 MHz的第一级滤波数据, 送入图5和图6所示结构的5 6重采样滤波器处理, 最终输出500 MS/s的基带I/Q信号。
3 Matlab仿真与FPGA设计结果
宽带重采样DDC处理的仿真结果如图9~图14所示。单个通道整个处理需要的乘法器数量为352个, 对乘法器的需求量比较大, 主要是由于面积和实现速度间权衡的结果。
4 结语
宽带数字下变频 (DDC) 和重采样处理可应用于成像雷达和电子对抗宽带侦查等领域的新型宽带数字接收机设计中。本文讨论了基于多相滤波结构的宽带DDC和重采样滤波处理的高效实现方式, 并通过一个设计实例进行Matlab仿真和FPGA实现, 给出了仿真和实现结果。该实现方法的优势和特点是可以减少FP GA的资源利用, 降低实现成本和系统功耗。该方法和仿真实现目前已成功应用于某宽带侦查接收机宽带数字正交解调处理和重采样处理。
参考文献
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[6]HARRIS F J.通信系统中的多采样率信号处理[M].王霞, 张国梅, 刘树棠, 译.西安:西安交通大学出版社, 2008.
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