功率电子

功率电子（精选9篇）

功率电子 篇1

在电力系统中, 大功率电力电子技术的应用功能十分强大, 是电力系统发展的重要保障。电力电子技术的应用不仅提高了人们的生活质量, 而且有效的促进了我国经济的发展, 给电力系统增添了新活力。首先对大功率电力电子技术的发展进行概括, 然后来分别探讨一下电力电子技术在新能源发电、智能电网等领域的应用。

一、大功率电子电力技术的发展概括

电力电子技术主要由三方面组成, 分别为:器件、电力装置、电力系统。在三者中, 器件作为电子产业的基础, 依靠电力装置来牵动, 为电力产业带来了发展动力。在电气传动技术的基础之上, 电力电子技术有了很大的发展, 它不断向新能源、交通等领域拓展, 并且成为了国防装备的核心技术。在传统的工业领域中, 从最初的直流调速技术发展到了现在的交流调速技术, 而且电子器件也发展到了IGCT、I G B T。除此之外, 电工新型材料不断涌现, 包括超导、绝缘、纳米等新型材料, 大大促进了传统技术的革新。

虽然如此, 我国的电子水平与国际水平之间还有很大的差距。目前, 国际电子产业主要依靠西门子、ABB等几个大企业垄断着, 其电子产业规模十分庞大, 而且这些企业还在不断研究新型的变频调速器。为此, 我们要不断的加强电力电子技术研发, 使大功率电力电子技术得到更加广泛的应用。

二、探讨大功率电力电子技术的应用

1、新能源发电方面的应用。

随着人们生活水平的不断提高, 对电力能源的需求量不断增加, 使得能源危机问题越来越严重。而且, 还造成了大气污染, 破坏了人们赖以生存的地球环境, 不利于生态平衡的维持。为此, 缓解能源紧张, 加强新能源的研发刻不容缓。目前, 在新能源发电过程中, 风力发电、生物发电及光伏发电等受到了高度重视。由于新能源具有不稳定性, 随机性较强, 不利于能源的开发。而将大功率电力电子技术运用到新能源发电领域中, 便可以有效的解决这些问题, 进一步促进我国新能源的开发。

2、智能电网领域的应用。

随着电力行业的不断发展, 电网开始走向智能化、现代化, 为了进一步确保电网系统的安全性, 我们一定要加强智能电网的研究, 从而提高我国电网系统的经济效益和社会效益。目前, 我国智能电网的发展有待提高, 处于发展阶段, 与发达国家差距很大。为此, 我们要将大功率电力电子技术运用到智能电网中, 促进智能电表的广泛应用, 方便供电企业通过智能电表了解用户情况, 并为用户提供人性化服务。

3、电气牵引方面的应用。

电力牵引主要指运用电能为轨道提供运输动力, 依靠电力系统来当作电源, 同时也广泛的应用到生活中。以往运用燃机驱动, 现在将大功率电力电子技术运用到电力驱动系统中, 为轨道运输提供了很大的方便。虽然如此, 由于供电系统是相对独立的, 成本花费较高, 而且在机车运行过程中, 产生的信号波对电力系统有一定的不良影响。为此, 我们在运用过程中, 要注意做好抗干扰措施, 避免系统受到破坏。

4、在电气节能方面的应用。

随着能源的日益紧张, 节能已经成为社会发展的主要趋势。将大功率电力电子技术运用到节能中, 运用同步发电机励磁系统、变频调速装置来达到电气节能效果。变频技术的发展越来越迅速, 变频器的应用越来越广泛, 将变频器运用到电气节能中, 不仅能够降低企业成本, 还能够有效的发挥节能效果。

5、定制电力技术。

定制电力技术是大功率电力电子技术与控制技术的有效结合, 主要是为了确保电能的供电质量, 有效的满足用户的电力需求。在人们的生活工作中, 不仅对电能的需求量不断增加, 而且对供电质量也提出了更高的要求。为了进一步保证供电质量, 预防供电问题的发生, 我们就要将大功率电力电子技术运用到电力系统中, 也就是指定制电力技术, 通过静止无功发生器装置的使用, 来调整电压的稳定性, 确保供电质量。

三、总结

综上所述, 相对于发达国家来说, 我国电力电子技术水平还有待提高。为此, 我们要加强电力电子技术应用的研究, 改变电力电子技术规模小、产业分散的现状。我们要用更多的时间去完善电子产业, 促进大功率电力电子技术在新能源发电、智能电网、电气牵引等多个方面的应用, 努力创造出功能性更强大的电力装置。

参考文献

[1]吴晨滨.电力电子技术在电力系统应用的发展趋势浅析[J].科技创业月刊, 2009 (10)

[2]赵金亮.我国电力电子技术的现状及应用[J].北方经贸, 2010 (07)

[3]吴晨滨.电力电子技术在电力系统应用的发展趋势浅析[J].科技创业月刊, 2009 (10)

功率电子 篇2

近年来，一方面由于经济危机等国际经济环境的影响，国际纺织服装订单骤然减少，另一方面，国内生产成本的持续上升带来的订单成本风险加大，加上提高出口报价遇到阻碍，国内纺织服装出口企业的利润率呈现下降态势。据业内人士透露，事实上，服装行业订单匮乏的情况从2011年服装企业订货会已见端倪——不少企业2011年的订单减少达三成左右，近一半出口企业表示订单严重缺乏。

在生存与发展的重重压力下，快速发展的电子商务为纺织服装企业提供了一条突破困境的重生之路，不少纺织服装企业借助电子商务摆脱了不利局面，但也有不少企业仍对如何通过电子商务开展贸易，提高接单率十分迷茫。

首先，要确定目标客户群体。在找单之前，要根据自己的经营状况、专业及实力，确定目标客户，然后再到电子商务平台中搜索寻找相匹配的订单或客户。这样不仅由于是专业领域和客户谈单的时候心有成竹，而且目标明确，针对性强，能大大提高接单效率和成功率。

其次，做好自我宣传。大部分的电子商务平台都有让企业展示实力的宣传平台，可能是店铺，也可能是网页。企业要利用好这一平台，尽可能晚上与自身相关的一切资料，包括企业图片、产品图片、企业生产状况及一些证书等，不仅可以展示自己的实力水平，还可以获得较好的排名，因为一些网站的排名与资料的完善程度息息相关，更可以带来客户。

第三，要取得客户的信赖，这是提高接单成功率的关键所在，也是最重要的一点。电子商务最难解决的就是信任问题。很多去也不愿意或者不敢通过网络接单的最主要原因就是“诚信”。因为电子商务由于时间和空间的限制，接发单双方很难实现实际的接触与交流，诈骗、跑单、卷款等现象频发。所以，想要通过电子商务取得订单，并且有高的接单成功力，最迫切要解决的是如何让客户相信我们，认为我们的服务是最好的。

针对企业的这一需求，不少B2B电子商务平台都建立了一套信用体系。就拿专业的纺织服装订单交易平台好订单网来说，它已经了实名认证体系，通过第三方认证公司对企业的合法性和真实性进行认证，消除大家对于企业诚信问题的担忧。据相关数据显示，87%的公司会率先考虑通过实名认证的企业进行贸易合作。这就表明，通过实名认证的企业更容易取得新伙伴的信任，从而获得更多的订单，提高接单成功率。

功率电子 篇3

创意电子的设计服务部门在先进65奈米与90奈米制程早已累积超过90件客户量产及试产经验。也因此很早便注意到客户在这些先进制程上，常苦于如何降低芯片功率的挑战。而早期相关的功率降低技术并不完整，实作上常只能满足客户部份的需求。同时也因相关设计及验证技术，需要考虑制程参数与整合系统软件控制，从而增加了芯片整合的困难度。

在本系统设计平台中，关键的低功率测试单芯片即整合了625MHz的高效能ARM1176核心、360MHz低功率DVFS ARM1176核心、智能型功率控制模块、制程与温度量测模块，及温度二极管检测器等关键组件。该芯片区分成6个电压供应区块(Voltage Domains)并支持8个功率模式，藉由内建的制程参数实时检测、温度检测与各相关系统韧体(Firmware)的驱动，成功的在省电模式中降低超过80%ARM核心的动态操作功率(Dynamic Power)、以及在睡眠模式节省超过99%的静态漏电功率(Static Leakage Power)。

功率电子 篇4

1 汽车电气系统的发展

早期的汽车上根本就没有电气装置。大约在1900年, 随着磁电机的发展并应用到汽车技术上, 才出现了电点火, 继而又出现了感应线圈点火装置。1912年, 研制出照明装置和起动机。1930年, 一种能够根据蓄电池充电状况来控制发电机输出的直流发电机调节器研制成功, 改善了对蓄电池的损坏程度。20世纪60年代初期, 汽车交流发电机出现后, 又研制出不论汽车是在何种行驶状态下都能对蓄电池保持适当充电量的装置。20世纪50年代中期, 由于将汽车电气系统的电压改为12V, 而使汽车上的电气装置安全可靠、效率提高。随着电子信息业的飞速发展, 使得现代汽车的电气系统发展越来越快, 而且越来越完善。

2 汽车电气开关的作用与分类

开关是汽车电气系统中不可缺少的重要部件。开关的作用主要是用来控制汽车的各种电气设备。开关的性能必须安全、可靠、耐用且便于操纵。开关的种类及结构形式种类繁多, 分类方法目前不太统一, 若按照操纵方式可分为手动和电动两类;若按开关的功能特点可分为纯机械多功能手动开关或手、脚、电间接混合控制开关。近年来, 汽车采用的电气开关多为多功能手、脚、电混合控制开关。开关的种类虽然很多, 但对开关使用性能的要求一致的, 即开关必须具有如下共同的性能。

(1) 汽车电气开关必须安全可靠开关是否安全可靠对正常工作来说是至关重要的。比如, 在操纵开关过程中, 不应有对人产生任何伤害的可能性;还应保证不发生由误操作或因开关可靠性而导致的对汽车电气设备的破坏。同时开关本身应具有一定的抗过载能力, 以提高开关的使用寿命及可靠性。

(2) 汽车电气开关的操纵性开关必须便于驾乘人员操纵, 且有一定的机械强度。比如, 由驾驶员操纵的开关必须安装在与驾驶员双手或双脚便于操作的地方:必须由乘车人员来操纵的开关, 要求便于乘车人员操纵, 还要有特殊标记, 以提示乘车人员操作方法, 以避免误操作。

3 电力电子功率开关

感应加热电源技术通过晶闸管、功率晶体管、功率场效应管和绝缘栅双极型晶体管等电力电子功率开关器件, 将供电网络50Hz的工频电源变换成400Hz～200kHz的中高频电源。由于它具有灵活的控制方式、输出功率大、机组效率高、变换运行频率方便等优点, 在工业生产中得到了广泛的应用。电力电子功率开关器件是感应加热电源技术的基础, 是感应加热电源装置的心脏。感应加热电源装置的主功率开关器件决定着系统装置的体积、重量、效率、控制方式、工作性能和系统可靠性。每当一种新型功率开关器件的研发成功, 都会促使诞生新一代的感应加热电源装置。

常用的电力电子功率开关器件有单向晶闸管、可关断晶闸管、大功率晶体管、功率场效应管、绝缘栅双极型晶体管等, 每种功率开关器件又根据不同的工作参数和用途, 分成多种系列和不同型号规格的产品;在实际应用中, 应根据产品的极限参数、工作参数、性能特点、控制方式及附加电路的繁简, 经综合考量后确定所选器件的型号规格。新兴的电力半导体模块是把两个或两个以上的电力电子功率开关器件的芯片按一定的电路连接, 与辅助电路共同封装在一个绝缘树脂外壳内制成。由于功率开关器件的模块化, 使各种电力电子装置的效率、体积、重量、性能、可靠性和价格等技术指标和经济指标得到进一步改善和提高, 因此当前晶闸管模块、大功率晶体管模块、功率场效应管模块、绝缘栅双极型晶体管模块得到蓬勃发展和广泛应用。在晶闸管模块的基础上, 将晶闸管移相触发电路与保护取样传感器电路共同封装为一体, 制成了晶闸管集成智能模块 (ITPM) , 从而使电力电子装置的体积进一步缩小, 可靠性进一步提高, 安装维修更加方便, 使用操作更加简单。国内临淄银河公司已研发出大电流全控型整流逆变、交流电动机软启动、双闭环直流电动机调速等专用晶闸管智能模块。在绝缘栅双极型晶体管模块的基础上, 把绝缘栅双极型晶体管芯片、快速二极管芯片、控制和驱动电路、过压、过流、过热和欠压保护电路及自诊断电路等封装为一体, 制成绝缘栅双极型晶体管智能控制模块 (IPM) 。它为电力电子逆变器高频化、小型化、高性能和高可靠性奠定了器件基础。

绝缘栅双极型晶体管智能控制模块采用标准化的逻辑电平栅控接口, 使与控制、显示、操作板的连接更为方便。绝缘栅双极型晶体管智能控制模块的显著优点是故障状态下的自我保护能力强。因而降低了功率开关器件的损坏几率, 大大提高了整机的稳定性和可靠性, 减少了维修工作量, 增加了无故障工作时间。为了适应微机控制和大容量工业电力变流装置和电动机驱动的要求, 在绝缘栅双极型晶体管智能控制模块的基础上把变流装置的全部硬件集成在同一芯片上, 开发出高集成化、智能化、标准化、适合各种不同应用要求的用户专用功率模块 (ASPM) , 如绝缘栅双极型晶体管逆变专用功率模块就是把逆变装置的整流器、逆变器的绝缘栅双极型晶体管和FWD、制动绝缘栅双极型晶体管及快速二极管集成在一个芯片上, 不再用额外的引线连接, 因而体积小、重量轻、系统成本低、寄生电感小、可靠性更高。

4 结语

开关是汽车电气系统中不可缺少的重要部件。开关的作用主要是用来控制汽车的各种电气设备。开关的性能必须安全、可靠, 耐用且便于操纵。当前, 采用混合封装形式的智能电力电子功率模块 (IPEM) , 在技术性和经济性方面都显示出了强大的优势。新型的电力电子功率开关器件将沿着高频化、智能化、大功率化和高集成模块化的方向快速发展, 也必将在汽车电气系统中起到更稳定更高效的作用。

摘要：汽车的电气系统经过近百年的发展历史, 已经成为现代汽车功能性、可靠性和安全性的必要保证。本文简要介绍了汽车电气系统的发展, 分析了汽车电气开关的分类与作用, 深入探讨了电子功率开关及其在汽车电气系统中的应用。

关键词：汽车,电气系统,电子功率开关

参考文献

[1]汽车用基础电子元器件:传感器、控制器、执行器发展趋势[J].实用汽车技术, 2008 (1) .

[2]陈春, 王友龙.电子功率开关在汽车电气系统中的应用[J].汽车电器, 2010 (8) .

大功率电子设备结构热设计研究 篇5

随着现代电子设备对可靠性要求、性能指标和功率密度等的进一步提高,电子设备的热设计也越来越重要。功率器件是多数电子设备中的关键器件,其工作状态的好坏直接影响整机可靠性。功率器件尤其是大功率器件发热量大,仅靠封装外壳散热无法满足散热要求。所以需要选择合理的散热和冷却方法,设计有效的散热系统,把电子元器件的温度控制在规定的数值之下,在热源至外部环境之间提供一条低热阻通道,以确保热量能够顺利地散发出去。

1 实例分析

1.1 问题描述

某工程大功率功放设备,要求在环境温度55 ℃下工作。根据指标要求,将该设备设计成铝合金钣金机箱。由于空间限制,机箱尺寸定为W×D×H=420 mm×425 mm×173 mm。机箱内安装的主要元件如下:① 一个功放模块,耗散热为600 W,可靠工作的基座最高温度不超过87 ℃;② 一个自带散热齿的电源模块,耗散热为100 W,其可靠工作最高温度不超过85 ℃;③ 小电源模块、滤波器、隔离器和衰减器各1个,其工作保护温度均为80 ℃;④ 接插件若干。

1.2 冷却方法选择

电子设备的热设计,首先要从确定设备的冷却方法开始,冷却方法的选择应根据热流密度、温升要求、可靠性要求以及尺寸、重量、经济性和安全性等因素,选择最简单、有效的冷却方法。该设备的总热耗为700 W,拟将其装在420 mm×425 mm×173 mm的机箱里,热流密度为0.107 8 W/cm2,温升控制在25～32 ℃,根据热流密度和温升要求选择强迫风冷散热。强迫风冷散热工作可靠、易于维修保养、成本相对较低,是一种较好的冷却方法,所以在需要散热的电子设备冷却系统中被广泛采用,同时也是高功率器件采取的主要冷却形式。

1.3 热设计步骤

对于具有散热器的强迫风冷散热设计比较复杂,以下就这种相对复杂的情况给出基本方法和步骤:

① 综合考虑设备结构、风压、成本和散热效率等因素,并结合Icepak软件仿真结果,确定散热器结构参数;

② 由发热量并根据热平衡方程,初步确定风机;

③ 利用风机和设计合理的风道对整机进行热设计;

④ 利用Icepak软件进行热设计仿真,若最终确定的元器件温度超过了允许值,则还需调整散热器结构参数、重新选择风机并重复上述步骤。最终的设计使机箱内各器件温度控制在允许值以下,并达到散热系统的最优化。

1.4 建模

该设备的主要发热模块是功放模块和电源模块。如图1所示,在结构设计时出于电磁屏蔽和隔离热量考虑,将元器件在机箱内分上下2层安装,电源模块安装在下层紧挨机箱底壁,功放模块和剩余其他模块以及散热器安装在上层,中间用2 mm隔板隔开,使电源模块不对其他模块产生电磁干扰,同时也使功放模块和电源模块的热量互不影响。将功放模块和滤波器、隔离器等其他一些模块安装在散热器基板上,隔离器、滤波器和衰减器发热量小,耐热性差,故将其安装在冷却气流的入口处,功放模块发热量大,则安装在冷却气流的下游。电源模块自带散热齿,散热齿向上,具有单独的风道系统。该设备的散热设计主要针对功放模块和电源模块进行强迫风冷散热设计。

1.5 散热器设计

散热器的设计要综合考虑电子设备的结构要求、成本、风压、散热效率和加工工艺等条件。散热器的肋片以薄为宜,但过薄则加工困难。在散热器外形尺寸一定时,肋片间距越小则热阻越小,但间距过小会增大风阻,反而影响散热。增大肋片高度可增大散热面积,也就是可增大散热量。但对于等截面直肋,肋片高度增加到一定程度后,传热量就不再增加了,若再继续增加肋高,则会导致肋片效率急剧下降,并且会增大风阻。

综合考虑上述原则,本方案选用铝材散热器,翅片长度为300 mm。由于主要发热模块是功放模块,其他模块发热很少,可以忽略不计,所以将散热器的肋高设计为不等高。利用Icepak软件提供的trials功能,将肋片的厚度、肋间距和肋高等参数分别设为变量,然后通过define trials给该变量赋一系列值,Icepak将同时计算出厚度、肋间距、肋高为不同值时各种模型的求解结果。通过比较不同求解结果可以确定,功放模块对应部分肋高为50 mm、其余模块对应部分肋高为20 mm、肋厚为2 mm、肋间距为6 mm时达到结构最优。另外,为了减小功放模块和散热器之间的接触热阻,则提高2个接触面的加工精度,接触面涂覆薄层高导热率导热脂。

1.6 风机选择

假设散热器设计合理,那么散热器可以将发热量传递到散热空间。所选风机将热量排出设备外,风机的风量应能将全部发热量带走。热平衡方程为:

式中:L为冷却空气流量(m3/s);Q为设备发热量(kW);ρ为空气密度(kg/m3);Cp为空气的比热(kJ/(kg·℃));Δt为冷却空气入口和出口的温升(℃)。

该设备的总发热量为Q=0.7 kW,空气的密度ρ取1.13 kg/m3,空气的比热Cp取1.009 kJ/(kg·℃),冷却空气入口和出口的温升Δt取10 ℃。将上述参数值代入热平衡方程中得:

上述计算出的风量为带走发热量所需风量。由于该设备电源模块和功放模块体积较大,所需风量较大,所以采用3个风机并联对设备进行抽风冷却。初步选用轴流风机AD1212HB-Y51,其特性曲线如图2所示,最大风量为0.052 m3/s,最大静压为61.28 N/m2。应当注意:因为风阻的存在,风机是不可能工作在最大风量处的,所以风机的工作点风量是小于风机最大风量的。根据强迫风冷的设计经验,轴流风机的工作点位于风机特性曲线的右下部时,风机的工作效率较高,散热效果较好。

1.7 整机风道设计

风道设计的基本原则如下:

① 应尽量增大穿过散热器肋片间的空气流量和流速,以提高散热效果;

② 要减少风道风阻,以防止气流的压力损失过大;

③ 出口风道还应保证热气流能顺利排出。

基于上述原则设计风道,整机的风道及气体流动路径如图3所示。为提高肋间空气流速,将机箱内散热齿以外的空余部分多用挡风板挡住,使冷却空气尽量通过散热器肋间,但为了减小风阻,增大进入功放模块对应肋片间风量,散热器中间肋高为20 mm的部分不能挡住。为保证气流顺利排出风机,在靠近风机出口处安装导风板。另外为了保证设备电磁兼容性,在通风孔处应安装屏蔽网。

2 热设计仿真

该设备热设计采用热分析软件Icepak进行了仿真。Icepak软件是目前较流行的、专业的、面向工程师的电子产品热分析软件之一,利用它可比较真实地模拟系统的热状况,在设计过程中就能预测到各元器件的工作温度值,这样就可纠正不合理的布排,取得良好的布局,从而缩短设计的研制周期,降低成本,提高产品一次成功率。其次,经过若干次的改进设计,可以对电子设备进行有效的热控制,使它在规定的温度极限内工作,从而可以提高电子设备的可靠性。

2.1 仿真结果

Icepak仿真结果如下:

风机1工作点:体积流量为0.023 15 m3/s,压降为30.206 N/m2;

风机2工作点:体积流量为0.024 63 m3/s,压降为28.769 N/m2;

风机3工作点:体积流量为0.024 55 m3/s,压降为28.846 N/m2。

Icepak 给出的各器件最高温度报告如下:

电源模块 66.61 ℃;功放模块 78.85 ℃;散热器基板 78.85 ℃;小电源 68.07 ℃;隔板 66.56℃;隔离器 64.74 ℃;滤波器 66.7 ℃;衰减器 65.71 ℃。

通过对仿真结果分析可知:

风机总风量=0.023 15+0.024 63+0.024 55=0.072 33 m3/s>0.061 4 m3/s满足机箱风量需求,各风机工作点均位于风机特性曲线的右下部,工作效率较高,说明风机选择合理;各元器件的最高温度都已在指标要求范围内,满足指标要求,说明散热器结构设计合理,否则需要重新进行选择设计。

2.2 工程验证

按上面的热设计方案进行结构设计,在整机加工调试完成后,按照环境试验要求进行环境试验、高低温存储及高低温工作试验。在高温工作阶段,当温箱内部温度升至+55 ℃时,设备工作正常,并通过预埋的温度传感器探测到功放基座温度为+79.5 ℃,满足功放+87 ℃可靠工作的基座最高温度指标要求,该数值和仿真设计数据接近。设备交付用户后,经多次工作实践证明,设备的实际散热能力与热分析相符,满足使用需求。

3 结束语

大功率电子设备的散热设计比较复杂,按照上面给出的这种设计回溯方法,若仿真计算出某一环节选择或设计不合理,可以根据仿真结果,修改某一环节选择或设计的不合理之处,重复设计、计算和仿真过程,最终确定合理的散热系统设计。经过产品的使用验证,用此方法设计的大功率功放设备散热效果好,设备工作性能稳定,满足了广大用户对设备可靠性要求高的条件。实践证明,这里提出的散热设计方法是一种实用有效的热设计方法。

摘要：大功率电子设备发热量大,其热设计的好坏直接影响系统的可靠性。针对大功率电子设备的热设计问题,介绍了一种实用的强迫风冷散热设计方法。以某工程大功率功放设备结构热设计为例,详细阐述了热设计方法的选择以及设计步骤和设计过程,并采用Icepak热分析软件对整机设计进行热设计仿真,给出合理优化的设计结果。经过高低温环境试验和工程实际应用验证,证明该设计方案有效可行。

关键词：大功率,热设计,强迫风冷,风量,温度

参考文献

[1]谢德仁.电子设备热设计[M].南京:东南大学出版社,1989.120-168.

[2]邱成悌,赵殳,蒋全兴.电子设备结构设计原理[M].南京:东南大学出版社,2001:8-9.

[3]韩宁,王世萍,谢少英.强迫对流散热器优化设计[J].计算机工程与科学,2001,23(4):67-68.

[4]景莘慧.某功放模块的强迫风冷散热设计[J].电子机械工程,2005,21(5):19-20.

功率电子 篇6

在一些弹药仓库、技术阵地等国防地下工程以及各种矿井中,均要求对工作人员的出入及其活动区域进行严格管控。这些地下工程、矿井一般为坑道式结构,具有累计纵深长、分支多的特点,常用的视频监控系统由于监控存在死角、对违规现象须人工识别、不能自动报警、对照明系统依赖程度高等原因,未能实现对人员的实时有效管控。因此,亟需建立一种适用于地下工程建筑、具有自动报警功能的人员管控系统,对工作人员进行定位和管控。

目前常用的建筑内定位技术主要有基于红外线的定位技术、基于超声波的定位技术、基于超宽带的定位技术和射频识别定位技术等。文献[1]～文献[3]认为:射频识别定位技术便于实现、定位精度较高,且造价较低,用在室内定位系统中较为适合,其中又以ZigBee技术尤其适合,但对于ZigBee的室内定位系统的设计改进还有待于研究开发,它将是研究RFID技术的良好案例和应用。

射频表示可以辐射到空间的电磁频率,频率范围在300 kHz～30 GHz之间,射频电磁波在空间特别是在建筑内部空间受各种传播环境的影响显著,一种单一的传播模型无法准确描述在不同环境下发射机与接收机之间的传播特性,必须根据不同的建筑内部环境使用不同的模型[4]。

1 人员管控系统简介

无线传感器网络是由大量散布于待监测地域的传感器节点通过自组织方式形成的网络,网络中的各个传感器节点将所探测到的有用信息通过初步的数据处理和信息融合后,通过相邻节点接力传送的方式传送回汇聚节点,再通过汇聚节点以有线网络连接等方式传送给最终用户。结合了FRID技术的ZigBee无线传感器网络,可以较好地实现地下工程内人员管控系统功能[5]。人员管控系统结构如图1所示。

该系统由中心数据库、无线传感器网络和射频电子标签等组成。中心数据库用于存储工作人员的指纹、脸部特征、允许活动区域以及所配备电子标签的编码等信息;在该地下工程各区域的天花板或墙壁上固定安装传感器节点,其位置已知;有源电子标签定时采集传感器节点所发送的位置信息和RSSI值并写入定位模块,分析计算得到自身位置后再发送给邻近传感器节点,并经由无线传感器网络发往监控中心,经过相关软件处理后,实现以下功能:

① 实时监控:监控中心实时显示工作人员的位置信息;

② 查找人员:输入工作人员姓名,立即显示此人当前所在区域;

③ 禁区报警:如果有人进入权限规定以外区域,系统自动报警,并显示违规人员名单;

④ 考勤统计:统计工作人员到岗时间、离岗时间、出勤率等[6]。

此外,在应用于弹药仓库时也可为重要区域的无线传感器网络节点配置温湿度传感器,实现温湿度环境监测,或为重要武器装备配备有源电子标签,加强对武器装备的管控。

系统中,有源电子标签的发射功率直接决定其待机时间长短;在传感器节点接收灵敏度一定的情况下,发射功率还决定了有源电子标签与传感器节点间的最远可靠传输距离,从而影响到实现有效管控所需的无线传感器网络规模。对有源电子标签所需发射功率进行估算,一个重要问题是分析传播路径损耗,这方面有多种计算模型,不同的模型适用于不同传播环境,得出的损耗值差别很大,这就需要根据地下工程的结构特点,选择合适的传播损耗模型,以下对几种主要的传播损耗模型进行比较分析。

2几种传播损耗模型分析

2.1由空间传播损耗模型

自由空间传播损耗是指天线辐射的电磁波随着传播距离的增大,能量的自然扩散而引起的损耗,不考虑传播介质对电磁能量的吸收影响,反映了球面波的扩散损耗。当探测器与无线发送装置之间距离为d时,自由空间传播损耗为[7]:

$L=L{}_{\text{f}}=20\lg \left(\frac{4\text{π}d}{\lambda }\right)$, (1)

或:

L=-27.55+20lgf(MHz)+20lgd(m), (2)

式中,d为传播距离,λ为工作波长,f为工作频率。

这种传播模型,计算参数易于测得且不依赖于经验值,但仅用于当发射机与接收机之间没有任何阻碍,能进行视距传播时的路径损耗值估算。

2.2分隔损耗模型

在实际情况下,电磁波还要受到诸如地面的吸收、反射和障碍物的阻挡等影响,因此,自由空间传播损耗模型并不适用。地下工程内的障碍物包括钢筋混凝土墙壁、安全门和地板等。各种不同的障碍物电气特性差异很大[8]。文献[9]研究了室内频率为2.4 GHz的电磁波对几种常见障碍物的穿透损耗。该测量使用矢量网络分析仪,中心频率为2.4 GHz,带宽为160 MHz,垂直极化和水平极化。在发射点和接收点之间放置各种不同类型物料的障碍物,测出穿透损耗的值如表1所示。

分隔损耗模型认为电磁波在室内传播时的路径损耗L近似于自由空间直接传播时的路径损耗Lf加上室内墙壁或障碍物的穿透损耗Lw(Lw与工作频率和墙体材料有关):

L=-27.55+20lgf(MHz)+20lgd(m)+Lw。 (3)

分隔损耗模型用于估算无线传播损耗时计算较为简便,适用于单层或内部分隔较少的建筑。当建筑层数或障碍物数目增加时,损耗值并不是简单地呈倍数增长,这就需要具体测量不同障碍物数目时的分隔损耗值或使用其他的传播损耗模型。

2.3衰减因子模型

多楼层间的无线传播损耗包括建筑物的类型影响以及阻挡物引起的变化等,此时的路径损耗可以用衰减因子模型来估算[10]:

$L=L\left(d{}_0\right)+10n{}_{s\text{f}}\lg (\frac{d}{d{}_0})+FAF$, (4)

式中,L(d0)是发射点到参考距离的路径损耗(称为“参考路径损耗”);nsf表示同层测试的指数值、FAF表示楼层衰减因子,均与具体的环境和工作频率有关。文献[11]给出了一栋四层办公楼在2.4 GHz频率下,楼层衰减因子的测量值:穿过楼层数为一、二、三的楼层衰减因子分别为25.73 dB、33.85 dB和45.54 dB。

这一模型灵活性很强,预测路径损耗与测量值的标准偏差较小,适用于多层建筑内的无线传播损耗估算,但针对不同类型建筑情况下不同频段范围的衰减因子的测量工作尚未完成,还需继续深入进行。

3 实例分析

假设某地下工程从上至下共分三层,中间一层包括人员通道和各工房,是工作人员的主要活动区域,传感器节点也都固定安装于这一层;中间层与下层为混凝土地板隔断,与上层为天花板隔断;中间层的人员通道与各工房之间为一堵混凝土墙隔断,墙上有门。电磁波在发射机与接收机之间传播时所穿透的障碍物最多为一扇门或一堵混凝土墙,依据以上分析,并对比分隔损耗模型的适用条件,认为某地下工程可用分隔损耗模型进行模拟。

在自由空间传播模型中,距离发射天线d处的功率密度为:

${\rm P}{}_{\text{d}}=\frac{{\rm P}{}_{\text{t}}G{}_{\text{t}}}{4\pi d{}^2}$, (5)

此处接收天线的接收功率为:

${\rm P}{}_{\text{r}}(d)=\frac{{\rm P}{}_{\text{t}}G{}_{\text{t}}}{4\text{π}d{}^2}A{}_{\text{e}}=\frac{{\rm P}{}_{\text{t}}G{}_{\text{t}}G{}_{\text{r}}\lambda {}^2}{\left(4\text{π}d\right){}^2}$, (6)

式中,Pt为发射功率;Gt为发射天线增益;Gr为接收天线增益;Ae接收天线的有效接收面积,最佳接收状态下$A{}_{\text{e}}=\frac{G{}_{\text{r}}\lambda {}^2}{4\text{π}}$。又由式(1)得:

${\rm P}{}_{\text{r}}(d)=\frac{{\rm P}{}_{\text{t}}G{}_{\text{t}}G{}_{\text{r}}\lambda {}^2}{\left(4\text{π}d\right){}^2}=\frac{{\rm P}{}_{\text{t}}G{}_{\text{t}}G{}_{\text{r}}}{L}$。 (7)

在分隔损耗模型中,由式(3)得:

${\rm P}{}_{\text{r}}(d)=\frac{{\rm P}{}_{\text{t}}G{}_{\text{t}}G{}_{\text{r}}}{L{}_{\text{f}}L{}_{\text{w}}}$, (8)

不妨取极限情况,即距离发射天线d m处的接收天线的接收功率为接收灵敏度Pr,则此时发射天线的发射功率至少为:

${\rm P}{}_{\text{t}}(d)=\frac{{\rm P}{}_{\text{r}}L{}_{\text{f}}L{}_{\text{w}}}{G{}_{\text{t}}G{}_{\text{r}}}$, (9)

或

Pt(dBm) = Pr(dBm)-Gt(dB)-Gr(dB)+

Lf(dB)+ Lw(dB) 。 (10)

在目前已有的ZigBee无线传感器网络方案中,基于CC2430/31的ZigBee解决方案以其快速性、廉价性最具竞争力。CC2430/31芯片具有卓越的射频性能,包括超低功耗、高灵敏度、出众的抗噪声及抗干扰能力,该型芯片工作频率范围:2 400～2 483.5 MHz;接收机模式下电流损耗27 mA;发射机模式下电流损耗25 mA;输出功率高至0 dBm;灵敏度-92 dBm;工作电压范围2.0～3.6 V。下面分析在人员管控系统中将CC2430用于ZigBee网络的传感器节点在发射功率方面的可行性。

根据使用要求,有源电子标签被工作人员携带且位置固定时,无论发射天线朝向如何,它所发送的信息均应能被临近传感器节点的接收天线接收到,且接收功率一致。即要求发射天线能将能量均匀地向各个方向辐射出去,发射天线的方向性系数D=1[7],取天线效率$\eta {}_{\text{A}}=\frac{{\rm P}{}_{\text{t}}}{{\rm P}{}_{\text{i}}}=80\%$时,发射天线增益为:

Gt=DηA=0.8 dB。 (11)

由于传感器节点均安装于天花板上,其接收天线用于接收来自其他传感器节点和下方有源电子标签发射的电磁波,因而不要求具有全方向性,可以取Gr=1 dB。

传感器节点CC2430芯片工作频率f=2 400 MHz,结合系统中发射机与接收机之间最多隔一堵混凝土墙的实际情况,由表1得LW=21.601 dB。

由式(10)得分隔损耗模型中发射功率为:

Pt(dBm) =Pr(dBm)-Gt(dB)-Gr(dB)+

Lf(dB)+ Lw(dB)=

-30.14+20lgd(m)。 (12)

发射功率Pt与发射端到接收端距离d的关系如图2所示。

由图2可知,有源电子标签所需发射功率随路径长短d呈对数关系增长,当路径d从10 m增加到20 m时,Pt从-10 dBm增加到-4 dBm,d从20 m增加到40 m时,Pt从-4 dBm增加到2 dBm,即路径d每增加1倍,Pt增加6 dB;当有源电子标签的发射功率Pt为-10 dBm时,可靠传输距离d仅10 m,Pt为0 dBm时,可靠传输距离d可达30 m。

最远可靠传输距离为20 m、30 m和50 m时有源电子标签所需发射功率Pt与传感器节点接收灵敏度Pr之间的关系曲线如图3所示。

由图3可知,在给定接收灵敏度的情况下,有源电子标签所需发射功率随最远可靠传输距离的增大而增大。Pr为-100 dBm时,距离20 m、30 m和50 m处所需的Pt分别为-14.13 dBm、-10.60 dBm和-6.17 dBm,此时接收灵敏度高,对芯片的要求较高,不够经济;当接收灵敏度Pr降低至-80 dBm时,不同距离处的Pt分别增大为5.88 dBm、9.40 dBm和13.83 dBm,对电子标签的发射功率提出了更高的要求,不利于实现长时间待机。

假设坑道式地下工程宽5 m、高4 m,则无线信号最大可靠传输距离为30 m时能以较小的无线传感器网络规模实现对人员的有效管控。选择接收灵敏度为-92 dBm的CC2430芯片用于传感器节点,选定发射端到接收端最远可靠传输距离d=30 m时,要求有源电子标签的发射功率不小于-2.6 dBm,同时不大于5 dBm,因而可以选择具有定位模块且发射功率高至0 dBm的CC2431芯片用于电子标签。鉴于电子标签须由工作人员随身携带,且发射功率要求不高,可以采用锂离子电池供电。

4结束语

针对各种地下工程和矿井提出为工作人员配备有源电子标签,采用基于ZigBee的射频识别定位技术对有源电子标签进行定位以实现人员定位和实时管控的方法,这种方法可以在较大范围内对目标进行识别和定位。通过分析比较几种典型无线传播损耗模型,得出各模型优缺点和适用范围,选择在分隔损耗模型的基础上,对人员管控系统中有源电子标签所需的最小发射功率进行估算。研究了电子标签发射功率与传播距离、传感器节点接收灵敏度之间的关系,从而为有源电子标签的设计选型提供了依据。这些研究对类似室内定位系统的规划和设计有一定的借鉴意义。

摘要：针对一些坑道式地下工程需要实现对工作人员实时管控的需求,构建了基于智蜂(ZigBee)无线传感器网络和射频识别(Radio Frequency Identification,FRID)技术的人员管控系统。电子标签的发射功率估算是人员管控系统设计的重要方面,在分析几种典型无线传播模型的基础上,得出了各模型的优缺点和适用范围。就适于地下工程的分隔损耗模型,分析了电子标签发射功率与无线传播距离和传感器节点接收灵敏度之间的关系,并对有源电子标签所需的最小发射功率进行了估算,结果表明,选用最大发射功率为0 dBm,接收灵敏度为-92 dBm的无线芯片便可以满足有源电子标签的设计需求。

关键词：无线传感器网络,射频识别,传播模型,功率估算

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功率电子 篇7

在供电线路中,用电设备的低功率因数而引起较大的电网谐波和波形畸变,对电网和其他用电设备危害很大,随着对供电质量要求的提高和集成电路技术的发展,功率因数校正技术(简称PFC技术)得到广泛的应用。在电子镇流器电路中,有源PFC电路能使输入电流得到校正,可以输出与输入电压同相位且不失真的正弦波,使功率因数接近于1,同时具有体积小,质量轻等优点,但由于采用专业芯片,成本较高,在中小功率电子镇流器应用中不具有性价比优势。

无源逐流功率因数校正(PFC)电路由于成本低、性能好,目前在国内外产品中得到了广泛的应用。但是这种电路存在着电流谐波成分相对较高,功率因数改善有限,不能满足更高的电磁兼容标准的要求。本文以T5螺旋48 W节能灯为例,对不同的应用线路进行了逐步对比实验分析,并提出了一种改进的功率因数校正电路:两次高频反馈式无源逐流线路。改进的无源逐流功率因数校正电路增加较少的成本,获得了进一步减少电流谐波成分,提高功率因数的效果,更好地满足了电磁兼容标准,而且线路损耗小、效率高,具有更高的实用价值。

1 无源功率因数校正理论基础

电子镇流器是由二极管组成的桥式整流电路进行整流,然后通过在容量的电解电容器滤波,得到相对平滑的直流电压,并向逆变电路供电的。由于二极管的单向导通特性和电解电容器存储电荷的作用,当输入电压超过电容器上的电压时,二极管才会正偏导通,反之如果在输入电压低于电解电容器上的电压时,二极管是反偏截止的,此时由电解电容向负载放电。因为负载相对不大,这段时间电解电容器的放电而使其两端电压下降不多,到下一个正弦波峰值到来时,电解电容会开始下一周期的充电。在波峰过后,电解电容器的充电也已经完成,整流二极管又恢复截止。因此,电解电容器的充电电流是一个个周期性的尖脉冲。图1所示为输入特性实测情况。

无源功率因数校正理论如下:

(1) 功率因数与电流失真及相位差的关系

功率因数(PF)是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(Ps)的比值,用I1表示输入电流基波有效值,用r表示输入电流失真系数(r=I1/Irms),用φ表示电流与电压的相位差:

$\text{Ρ}\text{F}=\frac{{\rm P}}{{\rm P}{}_{\text{s}}}=\frac{V{}_1{\rm I}{}_1\cos \phi }{V{}_1{\rm I}{}_{\text{r}\text{m}\text{s}}}=\frac{{\rm I}{}_1}{{\rm I}{}_{\text{r}\text{m}\text{s}}}\cos \phi =r\text{c}\text{o}\text{s}\phi (1)$

可见PF由r和cos φ决定。

(2) 功率因数与总电流谐波畸变的关系

总电流谐波畸变(Total Harmonic Distortion, THD)的定义:

$\begin{array}{l}\text{Τ}\text{Η}\text{D}=\frac{\sqrt{{\rm I}{}_{2\text{r}\text{m}\text{s}}^2+{\rm I}{}_{3\text{r}\text{m}\text{s}}^2+{\rm I}{}_{4\text{r}\text{m}\text{s}}^2+\cdots +{\rm I}{}_{n\text{r}\text{m}\text{s}}^2}}{{\rm I}{}_{1\text{r}\text{m}\text{s}}}\times 100\%\\ =\frac{\sqrt{{\displaystyle {\sum }_{n-2}^{\infty }{\rm I}}{}_{n\text{r}\text{m}\text{s}}^2}}{{\rm I}{}_{1\text{r}\text{m}\text{s}}}\times 100\%(2)\end{array}$

式中:Inrms为n次谐波电流有效值。

因此PF的表达式可变换为:

$\begin{array}{l}\text{Ρ}\text{F}=\cos \phi =\frac{{\rm I}{}_{1\text{r}\text{m}\text{s}}\cos \phi }{\sqrt{{\rm I}{}_{1\text{r}\text{m}\text{s}}^2+{\rm I}{}_{2\text{r}\text{m}\text{s}}^2+{\rm I}{}_{3\text{r}\text{m}\text{s}}^2+\cdots +{\rm I}{}_{n\text{r}\text{m}\text{s}}^2}}\\ =\frac{\cos \phi }{\sqrt{1+\frac{{\rm I}{}_{2\text{r}\text{m}\text{s}}^2+{\rm I}{}_{3\text{r}\text{m}\text{s}}^2+{\rm I}{}_{4\text{r}\text{m}\text{s}}^2+\cdots +{\rm I}{}_{n\text{r}\text{m}\text{s}}^2}{{\rm I}{}_{1\text{r}\text{m}\text{s}}^2}}}\\ =\frac{\cos \phi }{\sqrt{1+(\text{Τ}\text{Η}\text{D}{}_1){}^2}}(3)\end{array}$

由以上可以看出,要想提高功率因数:一是最大限度地抑制输入电流的波形畸变,尽量使THD最小;二是尽量使电流基波与电压基波之间的相位差φ趋于零,使cos φ=1。cos φ值越小,则表示用电电器设备的无功功率越大,设备利用率越低,电线、变压器线组损耗大;r值低,则表示输入电流谐波分量大,对电网造成污染严重,对三相四线制供电还会造成中线电位偏移,致使用电电器设备工作异常甚至损坏。由于常规桥式整流滤波装置(桥堆整流加电解电容器滤波)中的二极管导通角远小于180°,从而产生大量谐波电流成分,谐波电流是不做功的,只有基波电流做功,功率因数很低。

2 无源PFC电路

无源PFC电路比较简单,成本较低,应用较为广泛,但大多数电路功率因数不高,电流谐波总含量高达50%左右,不能达到B类水平[2]。本文提出了一种改进的无源功率因数校正电路,可以将功率因数提高到0.96以上,电源电流谐波总含量可以降至15%以下,高次谐波达到B类水平。无源PFC电路可分为无源逐流功率因数校正电路,高频反馈式双泵功率因数校正电路和高频泵式功率因数校正电路三种,通过实验分析一下这些电路的工作原理和特点。

2.1 无源逐流电路[3]

无源逐流滤波电路如图2所示。其工作原理基于降低输出直流电压,在每一个半周期内,将交流输入电压高于直流输出电压(相当于一个电解电容上滤波电压)的时间拉长,整流二极管的导通角就可以增大,电源电压的过零死区时间缩短,其电流波形趋向于连续,包络线趋向于正弦波,这样交流输入电流追逐电源电压瞬时变化轨迹,可将电路的功率因数提高到0.9左右,电流总谐波失真度THD降低到40%～50%,接近标准中A类水平,但还不能达到要求。图3是针对紧凑型节能灯T5螺旋48 W产品采用该电路的输入特性的实测情况, THD=45.8%,导通角⊿φ为28°～150°,相位差φ≈90°-(2°+150°)/2=14°。要做到THD<30%还是很困难的,所以无法满足GB/T17263-2002中对输入谐波含量的要求。

该线路比较简单,采用适当的滤波电路,可以比较容易地满足GB/T17743-1999中关于电磁兼容(EMC)的要求。但是,由于此电路中整流后直流电压起伏较大,可达50%以上,所以灯管电流的波峰系数(CCF)很大,达不到CCF<1.7的要求,而且会导致灯管早期黑头,寿命降低。另外,由于灯管电流起伏很大,光通量起伏也很大,造成亮度的频闪,长时间在这种光源下工作,容易引起人的视觉疲劳。

2.2 高频反馈式双泵功率因数校正电路[4]

这种电路利用电子镇流器中的高频振荡控制电容充电过程,如图4所示。

电路中二极管D11～D14,电容器C7组成无源功率因数校正电路。其中D12,D13串联相当于图2中D12,在工作状态下,高频电流一部分经C7返回电源, 另一部分经D12,D13整流,C1,C2滤波, 产生正负两个辅助电压±⊿V分别与C1,C2上的100 Hz直流脉动电压叠加,形成纹波较小的直流电压作为半桥逆变器的直流供电电压。由于高频电流的加入,滤波电压起伏减小,灯电流的高频包络起伏也变小,减小了灯电流的波峰系数。这种电路输入电流仍有一段死区时间,但电流波形较为平滑,这种电路的各项技术指标可以达到:λ=0.90～0.97, THD=20%～35%,CCF≤1.7。图5是针对紧凑型节能灯T5螺旋48 W产品采用该电路的输入特性的实测情况,THD=25.9%,导通角⊿φ为8°～150°,相位差φ≈90°-(8°+150°)/2=11°,THD和φ明显变小。

这种电路由于高频电流得到了再生利用,镇流效率较高,仅次于低功率因数电子镇流器。但是由于输入电流在过零时有一段死区时间,输入电流的谐波含量仍然偏高,特别是5次以上的电流谐波分量较高,不大容易满足国标GB/T17263-2002中关于谐波限值的要求。

2.3 高频泵功率因数校正电路

高频泵功率因数校正电路的功率因数PF可以做到0.99,THD不大于10%,可以达到L级水平,灯管电流波峰系数为1.5～1.8。但它存在很多的严重的缺点:电磁开扰严重,难以满足EMC电磁兼容的要求。高频信号对电解电容充电,电解电容容易发热,还要能承受较大的纹波并且压耐压要高,因此产品寿命不长。电路的损耗较大,发热严重,产品流明系数较低。因此在实际应用中采用很少。

3 两次高频反馈式双泵功率因数校正电路

综上所述,逐流PPFC技术电路简单,提高了功率因数,但THD仍大于15%,高次谐波很难满足GB/T17263-2002要求的限值。高频泵电路又有上述很多缺点,为了能够达到国标要求,获得高性能,长寿命的产品,对该线路作进一步的综合改善:上面的逐流PPFC电路这所以达不到谐波限值的要求,主要是因为线路的电流存在过零死区,只要能对这一缺限做适当改进,便可以降低电流谐波含量,于是在整流与滤波之间再次引入高频反馈,如图6所示。

D15,D16,C11组成了高频反馈电路,与D12,D13作用相似,D15,D16由C11从半桥逆变电路中反馈回来的电流整流后注入到滤波电路中。由于电容的特性使得两次反馈的高频电流在相位上存在一个小于90°的相位差。在输入电压很小的时间段内,整流电路可直接给高频震荡电流做电源,整流二极管在高频振荡电压与电源电压反相时提供电流。

适当选择C11容量,可调节高频电流的反馈深度。由于整流二极管在电源电压很小时也可以导通,可以很好的补偿输入电流的过零死区,有效的减小了谐波分量,从而提高了功率因数。这种电路的技术指标可以达到:λ=0.96～0.99, THD=10%～15%,CCF≤1.7, 图7是针对紧凑型节能灯T5螺旋48 W产品采用该电路的输入特性的实测情况,THD=11.0%,三次谐波4.7%,五次谐波3.6%,导通角⊿φ:1°～176°,相位差φ≈90°-(1°+176°)/2=1.5°。从测试报告可看出,电路的输入波形得到了明显的改善,这样的结果已经能适应大多数电器设备,达到相应标准的要求。

4 结 语

通过对几种线路的对比实验验证了这种在整流和电解电容滤波电路中加入高频反馈的方法,能够很有效地抑制电流谐波含量,增大二极管的导通角度,提高功率因数。功率因数可以提高到0.96以上,电流波形接近正弦波形,而且线路的工作效率高,稳定性好。也不难看出,虽然功率因数勉强可以做到0.99,但是电路的高次谐波,尤其是7次、11次、13次谐波等仍然是较高的。在电子镇流器设计中,特别是EMC要求比较严格的情况下,这样做能够以低成本实现设计目的,仍不失为一种有效的方法。然而要想达到最理想的工作状态,还需要对高频反馈深度及其与半桥电路线路的匹配情况做进一步分析。在不影响产品的综合性能的情况下,可以达到降低成本的目的。

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功率电子 篇8

1 在电力系统中电子电力技术的应运现状

电力系统中电子电力技术应运广泛, 其应用在电力系统各个不同等级的电压中均有分布, 尤其半导体设备比较多, 可以应用在日常生活中, 比如家用电器的开关电源, 手机电池充电器, 还有在直流输电过程中的换流器以及变压器;也可以应用在工业生产中, 比如调压器、变频器、整流器等。

静止无功补偿器, 在用新型的固态开关, 其显著特点是晶闸管作为基本元件, 代替了机械开关的基础上, 用控制电容器和控制电抗器的方式改善输电系统的导纳功能, 具有周期短、速度快的特点。可控硅控制空芯电抗器型 (SVC) 作为静止无功补偿器主要四种形式其中的一种, 因其具有运行可靠、反应灵敏迅速、使用范围广、价格便宜等优良特性, 而得到工业发达国家的大力生产应用和推广, 成为发展的主流形式, 而且预计SVC不仅在工业生产方面, 更是在输电和配电领域将有更大的应用和发展。

高压直流电 (HVDC) 技术, 所有国家HVDC技术工程已多达50多个, 主要应用在远距离、大容量的输电工程, 因其具有一些交流电所没有的特点, 所以对远距离大容量的输电工程来说, 选择HVDC技术更合理, 更经济适用, 考虑我国地势具有的特点:地域辽阔、纵横地界宽广以及能源分布极不平衡的特点, 发展高压直流电技术就显得尤为重要。

用户电力技术 (CP) , 旨在配电系统中提高供电的质量和加强供电的可靠性, 成功的具有代表性的CP技术产品有:故障电流限制器、动态电压恢复器、电能质量调节器等。CP技术增大电力传输能力、增强交流输电系统可控性的核心与FACTS技术的核心思想一致, CP技术和FACTS技术具有许多想通之处, 比如二者的共同基础技术是电力电子技术, 二者各自的控制器的构造和功能基本一致等, 可见CP技术与FACTS技术融而为一是应对电子电力技术发展的必然趋势。

2 谐波的危害和无功功率的影响

电子电力技术中, 负载、电抗器以及变压器等电子电力装置由于采用相控方式, 在工作环境中, 不仅要消耗大量的无功功率, 还要产生谐波污染, 我们首先分析一下谐波污染带来的危害以及无功功率的影响。

2.1 谐波的危害

谐波危害大致可以分为四类, 产生附加谐波损耗, 谐波通过令电子电力设备产生额外的谐波损耗, 来达到降低供电设备和用电设备的使用效率的目的;影响设备正常工作, 谐波污染可以引起过电流或过电压, 从而使电子电力设备严重受热, 缩短设备的使用寿命;引起谐波放大, 谐波在引起公用的局部电网谐波变大, 甚至会产生串联谐振和并联谐振, 从而引起电子电力设备的损伤甚至发生安全事故;导致自动装置和继电保护的拒动作或误动作。谐波污染不仅会影响电子电力设备的正常运行, 缩短其使用寿命, 而且对电子电力系统附近的精密仪器, 如通讯工具、计算机设备造成影响, 降低仪器的精密度, 由此可见谐波污染影响面广, 影响力大, 我们必须对此采取措施加以控制。

2.2 无功功率的影响

关于无功功率的影响, 我们也可以大致分为四类, 电子电力设备以及电路损耗增大, 无功功率增大, 也就意味着总电流增大, 从而导致线路、设备的损耗;变压器压降增加, 导致电网电压上下波动变大, 可能会导致安全事故的发生;无功波动会引起电压波动, 如果无功负载具有冲击性将会导致电压剧烈性的波动;还有就是无功功率的增加将会导致电子电力设备以及测量仪表的规格变大。

无论是谐波污染还是无功功率, 都很大程度的影响电子电力设备的正常运行, 严重的还会危及人们的安全, 所以下面具有针对性探讨下关于对谐波的抑制方法, 还有对无功功率的补偿。

3 谐波抑制和无功功率补偿技术的现状

3.1 谐波抑制的现状

关于抑制谐波污染的方法主要有两种, 一种是通过增加变流器的相数等方法改善谐波源, 另一种是滤波, 可以用有源电力滤波器或者无源LC滤波器达到滤波的效果。

无源LC滤波器具有结构简单、可行性高、投资以及运行金额比较低的特点, 所以它在工业生产中应用较多, 是我国目前主要的谐波抑制的方案和补偿无功损失的主要手段。单调谐的LC滤波器作为最简易的无源LC滤波器, 主要是被用来抑制具有某种特征的次谐波, 谐振通过与滤波器支路串联形成低阻抗通路, 使谐波电流最小可能的流入电网, 进而达到抑制谐波的效果。

3.2 无功功率补偿的现状

在多数的工程供电系统中, 通常采用并联电容器的方法到达补偿无功功率、提高功率因数的目的, 并联电容器补偿按照安装位置的不同可以分为三种方式:一种是集中补偿, 就是把一组电容器集中安装在母线上, 提高功率因数, 减少无功损耗;一种是分区补偿, 就是将电容器组分别安装在对应的区域母线上, 虽然无功功率补偿效果明显, 但是较集中补偿, 分区补偿的补偿区域变小, 具有局限性;一种是就地补偿, 就是将电容器组安装在负载设备邻近处, 达到就近补偿的效果, 这种补偿方案虽然提高功率因数, 改善电压质量, 但是由于电容器分散安装, 导致维护工作量变大。

综合全文, 本文通过首先对电子电力的应用状况进行简单描述, 引出谐波污染的危害以及无功功率的影响, 进而通过阐述我国谐波抑制和无功功率补偿技术的现状, 表明对谐波抑制技术以及无功功率补偿所做的研究, 在保证电子电力技术带给人们便利的同时, 最大程度的降低谐波污染和无功功率给工业生产以及人类生活带来的不便, 更安全合理的使用电子电力技术。

摘要：随着时代的进步和科技的发展, 电力电子技术是一门新兴的综合性技术, 这门技术不断发展提升已经达到对电力系统进行调整控制的阶段, 而且可以高效率的对电能进行变换, 电子电力技术的应用不仅可以提高输电能力, 而且可以降低损耗。本文对电子电力技术的应运进行详细的阐述, 然后通过简单概括谐波的危害和无功功率的影响, 进而引出我国现如今抑制谐波以及无功功率补偿技术的现况。

关键词：电力电子,谐波抑制,无功功率

参考文献

[1]王明全.带谐波抑制的无功补偿理论分析及设计应用[J].建筑电气, 2013 (04) .

[2]高飞.油田电力系统无功功率补偿[J].油气田地面工程, 2012 (10) .

功率电子 篇9

在实验中,科学家研究了被固定在石墨烯纳米微片层界面和边界上形成共价键的大量分子,他们还通过使用光热反射测量技术,演示功能化改进的热耦合现象,以证明界面热阻。结果发现,采用基于不同功能化氨基和基于叠氮硅烷分子优化膜的热传导,热转换率可比未经处理的系统提高76%以上,这主要是通过引入功能化分子而使接触的电阻急剧减少所致。

分子动力学模拟和计算显示,经过官能化的层,束缚了低频声子在横截面的散射,但反过来通过恢复长弯曲声子寿命,从而增强结合薄膜的竖截面热传导。结果表明,这种电子设备提供了潜在的热管解决方案。