功率合成放大器（通用7篇）
功率合成放大器 篇1
0 引言
Ka频段卫星通信的发展趋势就是终端设备的小型化,因此设备中的功率放大器一般采用固态器件,当前商用器件的最大输出功率为7 W,为实现更高功率输出采用功率合成技术已成为一种必然选择。该技术可通过组合若干个相干工作单元来获取更大的输出功率,实现途径主要有芯片功率合成、电路功率合成和空间功率合成。
在毫米波频段,功率器件的自身功耗较大,所以功率合成就带来了一个散热问题。为了适合现有功率单片的应用,由波导功率分配/合成器实现的波导内空间功率合成使功率单片不必局限于波导空间内,功率单片可通过与波导连接的微带线接地基板散热。波导内空间功率合成技术在封闭空间内对各个辐射的电磁能量进行合成,其特点是能量泄露小、抗干扰能力强、散热比较方便、并且能够容易地应用于毫米波功率放大器的研制中,所以这种空间功率合成技术正被广泛地研究和应用。
1 波导—微带过渡
波导的传输损耗较低,微带线方便模块小型化设计,所以毫米波系统中为了兼顾两者的优点多用到波导-微带过渡[1]。这些过渡结构一般具有传输损耗小、回波损耗高并且有足够的频带宽度;易于加工、便于工程实现、装备容易且一致性好等特点。
微带探针型转换结构是从同轴探针发展而来,通过一段耦合微带探针把波导中的电场耦合到微带中,然后用一段高感抗线抵消其电容效应实现探针与微带线阻抗匹配。矩形波导中距转换结构λ/4的短路活塞保证探针在波导中处于电场最强的位置,介质基片穿过矩形波导安装来提供一个波导窗并保证基片定位,结构如图1所示。
探针的输入阻抗是探针宽度、长度、过渡结构距终端短路面距离以及频率的函数。选择这些合适的参量便可保证这种结构将在较宽的频率范围内有较小的插入损耗。为使微带探针激励起的波导模与矩形波导中主模TE10模耦合最紧,探针应从波导宽边中心插入,置于TE10模电场最大位置。探针附近被激励起的高次模使接头具有电抗性质。短路活塞提供一个可调电抗用于抵消探针电抗。确定微带探针所激励起高次模的幅度和算出储藏在这些非传播模的纯电抗分量,就可以计算出探针的电抗。由于探针末端的电流必须为零,故对于探针来说,假设其电流按正弦驻波分布且假定探针电流为无限细线电流:
式中,d为探针插入的深度。
微带的输入阻抗:
式中,P为辐射到波导中的功率;Wm-We是由高次模激励并存储在探针附近的无功功率。探针的辐射电阻是:
在毫米波频段为了减小传输损耗和降低高频效应,微带线介质多采用Rogers RT/duroid 5880来制作,其介电常数约为2.2。但是这种材质的微带线均是采用丝网印刷技术加工成的,这种加工技术加工出的微带线的精度有限,并且Rogers RT/duroid 5880为软基板,易变性。这种微带探针应用于毫米波频段,其可靠性不够高。为了进一步提高微带线的加工精度和工作的可靠性,同时兼顾其传输损耗较小的特点,又研制了以石英为介质基板、溅射成形工艺制作的微带探针,其介电常数约为3.8。
2 波导功率分配/合成器
分支线波导定向耦合器[2]如图2所示,其2个输出端口的相位差90°耦合结构是2个波导公共宽边上的开孔,可以工作于矩形波导的传输主模。2个公共波导宽边上的开孔数目可以是单孔、双孔和多孔等,一般而言开孔的数目不同可以获得不同的耦合度。该结构具有互易,对称的特点,且2个输出端口有较高的隔离度。3 dB分—支波导定向耦合器多采用开孔数为5的耦合方式,其仿真结果在波导全带宽内可以实现回波损耗小于-15 dB,并且该结构2个输出端口间有15 dB左右的隔离度,这一点要优于普通的3端口无耗网络。因此,3 dB分支波导定向耦合器作为功率合成器进行功率合成的时候在可靠性方面具有明显优势。
波导分支线形式的波导功率分配/合成器的带宽受枝节数目影响,为了进一步拓展带宽,就得采用更多的枝节。随着枝节数的增多,E面波导分支耦合器的某些枝节缝隙会很窄,以至无法加工。波导H面定向耦合器在波导窄边上开孔,由于孔的高度最高也只能达到波导窄边的尺寸,且孔间距受到λ/4波长的限制,难以做得很大,故无法耦合波导主模,要实现3 dB耦合需要将耦合窗厚度,即2个波导之间的壁厚取得很小,这也是机加工无法实现的。因而一些采用高次模单孔耦合的结构在波导H面3 dB定向耦合器[3,4]中得到了广泛使用。这种结构采用了高次模式耦合,为了和标准波导中传输的主模匹配,用H面膜片改变波导耦合窗的宽边尺寸,即改变高次模阻抗,实现阻抗匹配。这种结构简单、工作带宽较宽、耦合窗尺寸也不大,非常适合工程应用。
3 功率合成网络与放大器
H面缝隙耦合功率分配/合成器、波导T型分支[5]和石英介质微带—波导过渡结构三者联合应用可以得到一个4路功率合成网络。波导分支线3 dB耦合器和波导H面缝隙耦合功率分配/合成器两者级联就构成了一分四的功率分配/合成网络,该结构的模型如图3所示。
该4路功率合成网络尚不能直接应用于功率合成放大器,该4路功率合成网络、波导T型分支和石英基板的微带—波导过渡结构三者一起就能构成一个可以直接应用于功率合成放大器的8路功率合成网络,该网络如图4所示。
电磁场通过十字交叉的4个波导端口输出,根据对称性,4个端口输出的幅度一致。由于波导宽边的不连续性要引入一个串联的电抗,通常的匹配方法需要加入一个相反的电抗元件抵消这个波导不连续带来的电抗。常见的方式有端口阶梯变换和电容膜片等。但当工作带宽较大时,网络本身的串联电抗与加入的匹配元件会发生失配,不再在输入端口呈现出匹配状态。另外由于阶梯变换等本来就给加工带来了复杂性,因此,采用一个圆台做宽带匹配,这种匹配加工方便,匹配带宽较宽。由于这种渐变结构具有比较复杂的边界条件,因而很难得到设计该匹配结构的解析公式,通过电磁场仿真软件HFSS的仿真设计可以较容易的实现。波导一分四的功率分配/合成器如图5所示。
该4路功率分配/合成器结合设计的8路功率合成放大器可以进一步实现32路功率合成输出,该32路功率合成放大器的结构图形如图6所示。
Ka频段最大输出功率的固态单片可以输出7 W(38.5 dBm),32路功率合成器的插损仿真值为0.4 dB,因为实际机加工的精度问题和装配误差,该32路功率合成器的损耗约为1 dB,因此经过32路7 W功率单片的功率合成最终获得输出功率为177.8 W(52.5 dBm)。该32路功率合成放大器的尺寸为356 mm×356 mm×285 mm。
同样的结构,用16路功率合成放大器替换上面的8路功率合成放大器便可得到64路的功率合成放大器。该放大器的输出功率约为355 W(55.5 dBm),该64路功率合成放大器的尺寸为424 mm×424 mm×376 mm。
4 结束语
卫星通信固定站对固态功放输出功率的要求越来越高,研制的300 W毫米波固态功率放大器已经足够满足多数情况下的应用。随着输出功率的增大,功率放大器整机的功耗也越来越大,散热问题逐渐成为一个不可逾越的屏障。该结构的固态功率放大器存在一个缺点就是不能直接应用于室外环境,在整机尺寸较小的情况,为了能够研制出满足室外环境应用的输出功率更大的固态功率放大器就必须采用诸如液冷[6]等其他更先进的散热方式。
摘要：基于单片微波集成功率放大器(Monolithic Microwave Integrated Circuits,MMIC PA)的毫米波波导空间功率合成技术是固态毫米波高功率电子领域的热门研究方向。多合成支路情况,保持较高的合成效率和较宽的工作带宽是实现固态毫米波宽带高功率合成的关键技术难题。为提高功率合成效率,研制了石英基板微带探针与波导之间的过渡结构。结合波导T型分支、波导分支线、波导H面缝隙耦合和波导一分四型的4种波导功率分配/合成器,通过精确的电磁仿真研制了64路功率合成放大器。
关键词：Ka频段,波导—微带过渡,功率分配/合成器,功率合成放大器,强制风冷
参考文献
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[6]由金光,姚武生.S波段液冷固态功放组件的设计[J].电子信息对抗技术,2011,26(3):79-82.
功率合成放大器 篇2
关键词：EHF频段,波导电桥,波导微带过渡,空间功率合成,连续波
0 引言
随着卫星通信技术发展, 业务需求量的增加, 无线电频谱资源越来越紧张。目前多数卫星使用C频段和Ku频段, 部分使用Ka频段[1]。EHF频段作为下一代卫星通信系统的应用频段, 具有抗核辐射的重要特点。目前国外的EHF频段卫星通信系统已进入了实用阶段。
大功率放大器是卫星通信系统中的核心部件, 功率输出的大小直接决定了通信距离、抗干扰能力以及通信质量。相对于电真空功放, 固态功放具有可靠性高、尺寸小、使用电压低和无需预热等优点, 得到了广泛的使用[2]。但是在毫米波频段, 单个固态功放元器件的输出功率有限, 需要采用功率合成技术来获得更大的输出功率。传统的电路合成技术采用威尔金森电桥、微带分支线电桥和Lange耦合器等功率分配/合成网路, 虽然结构简单、技术成熟、工程上广泛应用[3], 但是在毫米波频段电路合成损耗大, 这些技术主要用于芯片级的功率合成, 且合成效率随功分/合成网络级数的增多显著下降, 因而限制了固态功放器件的数量, 无法满足高效率与大功率二者兼顾的要求。
空间功率合成技术最大的优点在于功率合成效率高, 特别是越多功放器件合成大功率, 兼顾高效和大功率, 例如准光合成以及波导裂缝阵等[4]。但是准光合成以及波导裂缝阵结构缺陷使它们在散热这个重要性能上有很大不足, 难以应用于大功率连续波输出场合。本文提出的波导内空间功率合成方案, 在EHF频段上实现高效合成效率, 易于散热的特点可应用于连续波场合, 其设计思路亦可应用于其他毫米波频段的功率合成电路设计中。
1 EHF频段功率合成网络的设计
1.1 总体设计
EHF频段10 W功率放大器组成如图1所示。本文提出一种结构紧凑的8路功率合成网络实现EHF频段上大于10 W连续波功率输出, 从图1中可以看出, 采用外部H面波导T型结功分/合成器与2个4路功率合成模块相结合。这种合成方案优点是4路功率合成模块合成效率高、体积小;4路功率合成模块通过测试与电路调试, 确保功放模块的幅度和相位相近, 才能进行最终的功率合成;其整体结构进行模块分解, 可维护性强。本文方案结构简单、易实现, 且符合模块化设计要求。
1.2 4路功率合成模块的设计
4路功率合成模块结构采用了H面波导3 d B分支线电桥、E面波导T型结功率分配/合成器和波导-微带探针变换相结合的方式。如图2所示, 合成模块可分解以下几个部分: (1) H面波导3 d B分支线电桥, 由此实现信号的2路等幅相位正交的输出; (2) 上下2层E面波导T型结2路功率分配/合成网络, 实现了4路信号分离进入功放芯片进行放大, 再进行两两合成; (3) 是H面波导3 d B分支线电桥, 由此实现上下两T型结输出功率的合成。该结构具有以下优点:首先克服双层探针结构在同一空间内功放芯片的互相影响, 降低功放芯片工作的不稳定性;其次, 波导3 d B分支线电桥具备端口隔离度, 使得上下2部分的其一损坏, 不会影响或者损坏另一部分;最后, 这种多层立体型结构缩小了电路的体积, 实现了模块小型化, 减小了电路损耗, 从而增加了整个电路的可靠性。
1.2.1 H面波导3 d B电桥的原理及仿真
文献[5]提出了一种宽带H面电桥的结构, 该结构紧凑并具有良好隔离度和正交等幅功率分配/合成特性。本文在此基础上设计了一个EHF波段H面波导3 d B分支线电桥。该结构运用高次模耦合, 采用H面波导膜片来改变耦合窗位置的宽边尺寸, 以匹配标准波导中传输的主模, 进而改变高次模的特性阻抗, 从而实现二者阻抗匹配。该结构较简单、工作频带较宽、插入损耗低、隔离度高和体积小等特点, 故非常适合工程应用。该结构在HFSS中建模仿真, 在42~46 GHz内各个端口的回波损耗大于20 d B, 输出端口的幅度相差小于0.2 d B, 隔离度大于20 d B, 完全满足功率合成要求。
1.2.2 E面波导T型结结合波导微带探针过渡
波导E面T型结功分/合成器具有体积小、易加工和容差好等特点[6], 被广泛应用于功率分配与合成中。
波导E面T型结是在主波导宽边面上进行分支, 从其等效电路看, 波导宽边的不连续面将引入一个串联电抗[7]。通常的匹配方法是加入一个相反特性的电抗元件来补偿波导不连续性带来的电抗[8]。为了适合工程应用, 最好是可以一体化加工的紧凑结构, 因此在主波导中加入一个电容性的台阶匹配, 其高度和宽度影响中心频率和带宽。
波导-微带探针变换[9]相比波导同轴探针[10]有结构紧凑、容差好等特点, 因而在毫米波电路中广泛应用。和微带天线一样, 只要保证微带与电场平行即可以激励出电流, 其中伸入波导内的微带探针长度与中心频率相关, 宽度则影响工作带宽, 微带探针后的阻抗变换部分可以扩展变换结构的工作带宽, 微带探针中心到波导短路面距离约为1/4波导波长, 这样可以保证在微带探针位置的电场最强, 从而实现探针最强的能量耦合[11]。
基于以上分析, 在HFSS中建立的波导E面T型结功分/合成器与波导微带探针变换结合的网络建模优化, 在42~46 GHz频率范围内, 端口的回波损耗大于20 d B, 插入损耗小于0.4 d B。该结构适用于EHF频段分配/合成网络。
1.2.3 4路功率合成模块的整体结构仿真分析
综合上述内容, 将H面3 d B电桥结合E面T型结、波导探针过渡, 构成4路功率合成无源网络, 在电磁仿真软件HFSS建模如图3所示。仿真优化后, 并且加工制作。其仿真结果与无源实测结果如图4所示。仿真结果显示, 该无源网络的在工作频带范围内, 回波损耗大于20 d B, 插入损耗小于0.4 d B。虽然实测结果比仿真结果恶化, 但是可以满足工程应用的需求。造成恶化的主要原因来于加工精度与毫米波微组装的误差, 以及仿真建模的误差。
1.3 H面波导T型结分配/合成器设计
1.3.1 H面波导T型结分配/合成器原理
H面波导T型结是在主波导窄边面上的进行分支, 其轴线平行于主波导主模TE10的磁场方向, 从其结构与等效电路结合看, 波导H面T型结分支线相当于并联于主波导的分支线。
当信号从主端口进入时, 等功率分给2个输出端口, 两端口输出等幅同相的TE10波;同理, 当在2个分路端口同相激励时, 主端口的合成输出最大, 而当两个分路端口反相激励时, 主端口将无输出。H面波导T型结的散射矩阵为:
可以采用与E面波导T型结功分/合成器类似的匹配方法, 在主波导中加入一个感性膜片即可, 如果工作带宽不够, 同样在主波导与分路波导之间中加入2个对称的感性膜片做辅助匹配, 以拓展带宽。
1.3.2 H面波导T型结分配/合成器仿真
按照上一节的分析, 在HFSS中建立的H面波导T型结功分/合成器模型和优化后的仿真结果如图5和图6所示。
其中, 分支波导中间感性膜片的长度和厚度主要影响中心频率, 主波导的对称电感膜片用于扩展带宽, 起到辅助匹配的作用。从仿真结果图可以看出在42~46 GHz频率范围内, 输入端口的回波损耗大于25 d B, 2个输出端口的幅度不平衡度小于0.2d B, 该结构可以应用于工程实际。
2 EHF频段10 W功率放大器的实现
2.1 有源放大部分设计实现
本文中MMIC功放芯片采用NC11210C-4045, 其增益为17 d B, 1 d B压缩点输出功率大于32 d Bm, 供电电压典型值分别为-0.6 V/6 V, 静态电流2 A, 饱和输出功率电流为3 A。驱动功放采用的是NC11208C-4045和NC11210C-4045, NC11208C-4045提供增益, NC11210C-4045提供功率驱动8片NC11210C-4045, 提供大功率输出。由于采用的MMIC功放芯片为耗尽型, 需要对沟道进行预夹断, 因而设计一种时序保护电路来对功放供电, 加电时, 保证加上栅压, 再加漏压;断电时, 先断漏压, 再断栅压。
单路之间的幅相一致性大大影响功率合成效率, 本方案中虽然采用一个批次MMIC芯片, 其本身的幅度相位一致性高, 但是为了尽可能提高合成效率, 必须保证机械加工的高精度, 同时芯片微组装输入输出金丝的一致性要好, 也要注意微带探针的安装要很高的一致性。根据文献[12]研究, 两合成信号的相位差小于15°, 基本不影响合成的功率;如果相位差超过30°, 那么对合成的功率有大的影响。所以在使用4路功率合成模块与H面波导T型结功分/合成器做最终大功率合成输出时[13], 一定保证2个四路功率合成模块的输出相位差小于30°。
2.2 实测结果
将加工的EHF频段无源合成网络与MMIC功放芯片组装到一起, 得到功放实物如图7所示, 体积为120 mm×80 mm×30 mm。该功放的1 d B压缩点输出功率测试在高中低3个频率上, 实测结果为:在43 GHz上, 得到40.2 d Bm的输出功率;在44 GHz上, 得到40.2 d Bm的输出功率;在45 GHz上, 得到40.1 d Bm输出功率。在中心频率44 GHz, 1 d B压缩点输出功率回退3 d B, 三阶交调实测值为-23 d Bc。从实测结果可以估计该功率放大器的合成效率[14,15], 在45 GHz的最小功率输出时, 其合成效率为81.2%。
3 结束语
Ka波段高功率放大器设计 篇3
关键词：高功率放大器,单片微波集成电路,Ka波段,匹配网络
0 引言
随着人类社会发展,人们对无线通信容量提出了更高的要求,微波通信技术因其频段高、容量大在近几十年得到了飞速发展。诸如相对低频的L、S、C、X波段的利用率已趋于饱和,已经无法满足人们对无线通信发展要求。因而民用通信也逐步转向更高的频段,如Ku、K、Ka波段,甚至V波段都已经开始进入民用领域。
早期无线通信系统中一般都采用分立器件搭建构成或由混合微波集成电路(Hybrid Microwave Integrated Circuit,HMIC))构成。由于混合集成电路可靠性低、一致行差、调试复杂,无法实现大规模生产,难以满足人们的需求。随着微电子工艺技术的发展成熟,砷化镓、In P材料高速晶体管的研制成功以及单晶技术的发展,使得单片微波集成电路的实现成为可能[1]。
1 砷化镓工艺
在Ka波段功率特性表现良好的工艺线是0.13μm D01PH工艺,D01PH工艺1999年投入使用,并通过欧宇航验证达标。该工艺共13层掩摸板,采用620μm厚、电阻率大于1千万欧姆厘米、直径为3 in、晶向为(100)的晶圆。在单片微波功率集成电路方面,该工艺具有许多特性:截止频率典型值为100 GHz,晶体管的饱和输出功率密度达到650 m W/mm,电流密度为700 m A/mm,集成低电感圆锥形接地背孔,栅与栅之间的距离为13.5μm,源漏间距为2.5μm,晶体管采取两端接地的方式以有效地减小源与背板之间的寄生效应。除此之外,D01PH工艺的工艺特征如下:
①采用双沟道不对称栅技术;
②击穿电压大于12 V;
③在30 GHz处最大稳定增益为15 d B;
④在30 GHz处最小噪声系数达到1 d B;
⑤集成外延电阻、高精度Ni Cr电阻、MIM电容和螺旋电感;
⑥提供厚金属互连减小损耗;
⑦提供稳定可靠的空气桥;
⑧背孔接地减小寄生。
2 p HEMT晶体管实现
在HEMT结构中,Ga Al As与Ga As形成异质结。异质结一侧的窄带隙半导体材料(Ga As)不参杂,异质结另一侧的宽带隙半导体材料(Ga Al As)中掺入施主杂质。在异质结处掺入n型杂质的半导体材料费米能级靠近导带,不掺杂的半导体材料费米能级靠近禁带中间[2],这样,由于异质结两侧的费米能级不同使得电子费米能级高的一侧转移到低的一侧,从而使施主杂质电离产生电子在异质结处形成二维电子气(2DEG)[3,4],如图1所示。
虽然HEMT获得了性能良好的高频特性,但是由于Ga Al As/Ga As异质界面存在导带不连续性和2DEG(Two dimensional electron gas)与衬底间势垒相差不大,导致沟道对载流子的控制能力弱,因而器件电流较小。经研究发现通过在异质结中间加入赝配In Ga As层可以增加2DEG和衬底之间的势垒,从而有HEMT发展而成p HEMT,p HEMT结构如图2所示。
D01PH工艺为了得到更高的截止频率和更大饱和输出功率,一方面减小栅长提高器件速率,另一方面采用不对称结构增加漏极与栅之间的距离增大击穿电压。因此,D01PH工艺采用先进电子束刻蚀制作复杂形状的深亚微米栅极,使栅长减小至0.13μm。由于电子束的波长极短,电子束刻蚀的分辨率比光刻高;由于不需要掩摸板,电子束刻蚀对平整度、清洁度的要求不是很高。电子束刻蚀缺点是刻蚀速率慢,设备昂贵。
3 功率合成网络优化设计
本功率放大器主要指标包括:频率范围:36~38 GHz;P1d B:35 d Bm;增益:≥18 d B;
输入回损:<-10 d B;效率:≥16%。
本文提出的功率放大器结构如图3所示。为实现Ka波段高功率输出,最后一级采用功率合成网络(MNo)。因此,如何降低功率合成网络的损耗同时实现最佳阻抗或者最佳效率匹配是本文设计的难点之一。本设计要求较高的增益,采用三级功率放大器级联,每级实现6 d B增益。所以级间阻抗匹配网络(MN23、MN12)和输入网络(MNi)需要实现功率与增益的折中,也是本文设计的难点[5]。
整个功率放大器的合成与分配网络都需要考虑如何降级损耗,尤其在功率放大器的输出级。因为,在输出级需要把多路晶体管(通常是8路、16路)的输出功率合成最终输出功率,工作电流大,版图尺寸大,热损耗大。而且输出网络的功能除了功率合成外还需要满足带宽和阻抗变换的要求,设计复杂。因此,低损耗功率合成技术在砷化镓工艺MMIC设计过程中需要考虑损耗、隔离、负载阻抗和工艺实现的难易程度。威尔金森功分器可以在紧凑的版图上实现多路功率分配与合成,同时兼顾阻抗变换。如图4所示,本文中采用的最后一级功率合成网络。
在每一级功率合成和分配网络的设计过程中,需要综合考虑3个因素:阻抗变换、带宽和损耗。以输出级为例,晶体管的尺寸比前两级大,选择晶体管的尺寸为8×65μm,即每个晶体管采用8个插指,每个65μm。阻抗变换是指需要把晶体管的最佳负载阻抗变换到输出负载阻抗50Ω。带宽为了覆盖36~38 GHz,把匹配网络设计成带通滤波器结构,微带线在史密斯圆图上表现为一个顺时针旋转的员,所以通过使用微带线加并联电容的结构可以设计合适的网络平均Q值,从而拓展带宽。但引入电容会增加网络的损耗。所以并联电容值不能太大,个数也不能太多,使整个网络损耗小于1 d B。
设计输出级网络的设计需要仿真动态负载线和网络的损耗。电路仿真与版图电磁场仿真会存在差别,差别的大小与版图的复杂度、电磁场耦合或干扰的强烈程度来决定。版图复杂、电磁场变化剧烈的地方往往容易发生耦合。
对版图进行电磁仿真,产生电磁场模型,调入电路图中进行联合仿真,以此判断版图的性能。图5和图6是仿真结果,图5是动态负载线的仿真结果,3组曲线分别对应36 GHz、37 GHZ和38 GHz;图6是输出级损耗的仿真。
4 级间阻抗匹配网络
级间阻抗匹配网络需要在第二级的最佳负载阻抗与输出级的输入阻抗之间进行匹配。在设计级间阻抗匹配时需要考虑扩展带宽,优化带内平坦度,减小损耗使足够的功率传输至输出级,还需要使晶体管保持稳定[6]。
输出级晶体管的输入阻抗一般比较小,在36~38 GHz频段内输入阻抗实部约3Ω,虚部从-0.3Ω变化至+0.3Ω。由于匹配网络工作频率高,匹配参数都是很小的数值,导致网络的匹配对版图微小的变化及其敏感。
级间匹配的另外一个难点是需要在有限的空间内实现匹配和漏极电压栅极电压的供电,特别是采用1/4波长馈电的电源线的设计。由于功率放大器的输出级采用16路晶体管合成功率,因此整个功率放大器在Y轴上的尺寸基本确定,既是16个晶体管以及它们的接地通孔并列排成的高度。所以,为缩小版图的面积就必须减小X轴的尺寸,因此级间匹配必须在尽可能小的空间内完成匹配、馈电的任务。一般来说级间匹配、输入输出匹配网络在X轴的尺寸从600~1 000μm不等。图7是设计好的两个级间匹配网络。
级间阻抗匹配网络仿真方式按照输出级匹配网络进行仿真,仿真结果如图8所示,3组曲线对应的分别是36 GHz、37 GHz和38 GHz。
5 版图联合仿真与测试
流片之前对整体版图进行联合电磁场仿真验证是必须的。首先,在Ka波段电磁波的波长小于1 mm,而功率放大器的版图一般是几毫米乘以几毫米,所以整个版图的可能是几个电长度,整个版图的微带线、电容和电阻都是分布模式,所以版图中电流强度是随着坐标不同而不同的。其次,复杂的版图处、版图直角处、微带线的边缘,电磁场分布复杂,会产生辐射和发生耦合。最后,接触孔、接地背孔及衬底的损耗需要考虑。因此需要从电磁波的角度对版图进行验证。
通过电磁仿真可以真实版图所引起的耦合与寄生效应,如复杂的微带线、耦合线滤波器、兰格耦合器和功率合成器等,电路模型不包含端口连接线、走线突变引起的不连续问题等。电磁仿真结果的准确性依赖于对真实版图电磁波行为的把握,以及理解判断能力。衬底划分成几层、接地孔的模型、无源器件网格划分、端口定义及类型等都会影响版图的结果。设计者可以根据设计经验对比电磁仿真与电路仿真的结果来判断电磁仿真的准确性[7]。如果只是频率点、增益及输出功率有所改变,一般认为电磁仿真结果准确。
基于OMMIC D01PH工艺库的Momentum电磁仿真流程如下:
①简化版图,去掉有源器件如晶体管和一些不会影响仿真结果准确性的电路等,因为有源器件由模型保证其仿真准确性;
②考虑是否需要将版图划分成几个模块分别仿真,以及在哪些位置对版图进行划分,如果在电磁场变换强烈的地方划分版图,可能会导致结果出错;
③定义衬底,包括衬底厚度、有几层金属、几层过孔、各种绝缘层厚度、砷化镓材料损耗角正切和金属导体的导电率等参数;
④修复版图中氮化硅通孔的问题;
⑤在版图的源端和负载端增加端口并设置合适的端口阻抗;
⑥选择仿真频率范围、按照最高频率网格划分,网格的划分必须充分;
⑦进行电磁仿真,生成基于电磁仿真结果的S参数模型,以便在电路中于有源器件相结合进行联合仿真。
按照上述对电磁仿真进行配置,首先去掉电路中晶体管、二极管及隔离电阻等,并划分版图模块,设置端口划分网格等,其次还需要完成对微带线、螺旋电感、平行板电容等多种无源器件进行网格划分。仿真结果如图9、图10和图11所示。
由于功率放大器上电以及工作过程中会产生大量的热,在测试机台上没有有效的冷却机制,为了防止晶圆积累热量导致芯片损坏,采用占空比为1/20的脉冲测试,即在在2 ms的时间内,只有100μs进行直流供电测试。由于晶圆的热时间常数非常短,只有5μs左右,即芯片工作5μs后晶圆的热量已经累积到了正常工作时的状态。因此,100μs的测试时间能够反映芯片在有良好散热条件下的连续波工作状态。
目前已经完成流片并初步测试了主要参数,具体内容如下:增益测试结果,在既定工作频段下,增益平均值超过20 d B。在既定工作频段下,输出功率平均值超过35 d Bm,达到预期要求。PAE在既定工作频段下,平均值超过16%,在36 GHz达到20%,如图12所示。
6 结束语
本文设计了ka波段功率放大器,对功率合成网络、级间匹配网络进行了优化和电磁仿真验证,仿真结果表明,功率放大器主要指标满足要求,其中增益大于20 d B、输入回损小于-10 d B、输出功率大于35 d Bm。对流片后进行测试,测试结果与仿真基本一致。
参考文献
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[6]许瑞生,郝伟光.微波功率放大器失配保护电路设计分析[J].无线电工程,2011,41(8):31-34.
功率放大电路功率输出器件的保护 篇4
1 过流保护
1) 作用:功率放大电路的过流保护电路用于防止电路的实际输出电流大幅度超出正常工作的额定输出电流, 因电流过大造成功率输出器件损坏。
2) 电路形式及其原理分析: (1) MOSFET (场效应管) 互补对称功率放大电路的过流保护:
电路形式如图1所示。由三极管T3、T4, 电阻Rs1、Rs2以及二极管D1、D2构成的过流保护电路对功率输出管T1、T2进行保护。Rs1、Rs2是两个阻值很小的电阻, 在正常情况下, T1、T1的源极电流流过Rs1、Rs2时在其上产生的电压降低于0.6V, 故过流保护三极管T3、T4均截止, 不影响电路的正常工作。当功率输出管T1、T2的源极电流出现过流时, Rs1、Rs2上的电压降就会超过0.6V, 于是三极管T3、T4开始导通, 从而使功率MOSFET管T1、T2的栅-源电压下降、漏极电流, 达到过流保护的目的。
T4Rs1T1 T10.6VT3 T4T2 Rs1 Rs2MOSFET TT-二极管D1、D2的作用是防止正常情况下三极管T3、T4的基出现误导通。在输入信号ui为负电压时, T2导通, 使输出电压uo也为负电压。但由于P沟道MOSFET管T3的栅极-源极电压需要-4V～-2V才会开始导通, 形成大电流输出时, 栅极-源极电压将会达到-7V～-4V, 也即B点电位比输出电压低4V～-7V, 这使得电路中A点的电位也可能低于输出电压uo。由于此时N沟道MOSFET管T1截止, 输出电压uo就是三极管T3的基极电位。因此, 如果没有二极管D1, 三极管T3的集电结就会因承受正向电压而导通。同理, 在输入信号ui为正电压时, 二极管D2也可防止三极管T4的集电结导通。
(2) 采用大双极型功率三极管 (GTR) 为输出级功率放大电路的过流保护:
T3 T4PMOSFETT3-电路形式如图2所示。此过流保护电路形式与图1基本相同, 但二极管D1、D2被省去。这是由于GTR管的基极-发射极导通压降比较低, 当输出信号uo为负电时, T1、T2偏置电路保证了三极管T1的基极电位低于uo+0.7V, 使T1处于截止状态。同时, T1的基极电位又高于uo, 使过流保护三极管T3的集电结不会因承受正向电压而导通。输入信号uI为正电压时, 过流保护三极管T4的集电结也不会因承受正向电压而导通。
2 过热保..护2 GTR
1) 作用:功率放大电路的过热保护电路用于防止功率输出器件因自身温度过高而出现损坏。
2) 电路形式:功率放大电路的过热保护通常采用专用的集成开关来完成。温度开关内集成有热敏元件, 可以感知外界的温度, 当外界温度超过其温度设定值时, 即以逻辑信号形式反映出过热信息。
MAX6502就是这样的温度开关系列器件, 其温度设定值为45℃、55℃、65℃、75℃、85℃、95℃、105℃和115℃八种。其引脚及功能为:
(1) Vcc:电源引脚。可使用2.7V~5.5V的电源电压; (2) GND:接地引脚。同时, SOT23-5封装中的热敏电阻通过此引脚感知环境温度; (3) TOVER:输出引脚, 当外界温度超过芯片的温度设定值时, 产生逻辑输出信号。其输出端采用推拉式电路, 当外界温度低于芯片的温度设定值时2, 此引脚输出低电平, 当外界温度超过芯片的温度设定值时, 此引脚输出高电平; (4) HYST:温度滞环输入引脚。当此引脚接地时, 温度滞环为2℃, 而此引脚接Vcc时, 温度滞环为10℃。如使用温度设定值为95℃的MAX6502芯片, 若将HYST引脚接地, 则当外界温度高于95℃时, TOVER引脚输出高电平, 并一直维持, 至外界温度低于93℃后, TOVER引脚输出转变为低电平。而将HYST引脚接Vcc时, 则当外界温度高于95℃时, TOVER引脚输出高电平, 并一直维持, 至外界温度低于85℃后, TOVER引脚输出才转变为低电平。
利用MAX6502的TOVER引脚输出, 可以控制电路在过热时停止工作, 也可以控制电路在过热时启动风扇进行降温。以MAX6502控制风扇启停的电路如图3所示。当外界温度超过MAX6502的温度设定值时, TOVER引脚输出高电平, 使晶体管T1导通, 风扇加电工作。至外界温度降于温度设定值10℃后, TOVER引脚输出低电平, 使晶体管T1截止, 风扇停止工作。
参考文献
[1]林欣编著.功率电子技术[M].清华大学出版社.
[2]杨帮文编著.新型实用功率放大电路锦集[M].人民邮电出版社.
功率合成放大器 篇5
基于上述背景,利用最新的LDMOS器件,成功研制了应用于CDMA基站的高功率线性放大器,其具有增益高、输出功率平坦的特性,且具有较低的三阶交调失真。其高功率合成采用新颖的方式,为更高功率的合成提供了参考。
1电路原理
1. 1功率管的功率合成
选择合适的功率合成方式是高功率放大器的设计核心,最简单的传统两路等功率分配器［7］如图1所示, 两路功分器相位差为0°。
为保障端口匹配,微带线的阻抗Zc和长度l需要满足下列式( 1) 的条件
式( 1) 中,Z0为系统的特性阻抗; λg为工作频带的波长。这种功分器的主要优点是加工工艺简单、易于实现。当把其中一条支路延长 λg/2,两路的相位差为180°,功分器输出的两路之间构成“虚地”,便于调试。 这种平衡结构的功率合成方式也称为推挽式功率合成,在大功率合成中得到广泛应用。利用推挽电路两路之间的“虚地”,可减小功率合成和调试的尺寸。
1. 2宽边耦合线的理论分析
宽边耦合线［8］构成的耦合器具有高方向性,基本结构如图2所示。
图2中,W为微带线的宽度; S为耦合微带线之间的距离; P为耦合微带线的物理长度; B为介质导体厚度,基片和覆盖介质的介电常数均为 εr,上下基片厚度一致。这种结构中奇、偶模的相速Vpe均衡在千分之几以内,近似相等,能实现耦合器的高方向性。
2电路设计
2. 1单管放大器的设计
高功率放大器的单管电路原理图如图3所示。其输入、输出采用平衡结构的推挽功率分配器和合成器, 对单个功率晶体管内部集成的对管进行合成。
高功率晶体管为LDMOS对管器件,在S波段连续波线性输出功率达到180 W,其内部构造是一对完全相同的功率晶体管芯片封装在一个管壳内,因此对管具有良好的对称性,便于实现功率的合成。该器件的阻抗参数如表1所示。
为得到最大的输出功率,匹配电路和功率器件的匹配需要满足
由式( 2) 可看出,当匹配阻抗与被匹配阻抗成共轭关系时,放大器输出功率达到最大。通过计算机CAD可仿真出功率晶体管匹配电路并输出PCB版图［9］,由于LDMOS功率器件增益较高容易自激振荡, 在仿真优化时稳定系数K值要尽量高。最终的功率晶体管仿真匹配电路PCB版图如图4所示,其中WB1和WB4、WB3和WB2之间形成“虚地”。
2. 2功率合成器的设计
高功率合成有多种方式,90°正交耦合线是一种较好的方式,其截面形体为正方形,方便安装,其由一对导线组成,中心导体周围是一层连续介质绝缘体, 具有半钢性同轴电缆物理特性和精确TEM模式平行耦合线耦合器的电性能。这种电性能包括低VSWR、 低插入损耗、高方向性和对内部调制产物的高抑制性。应用时只要按公式截取相应长度的WIREPAC线直接应用即可。这种耦合器功率容量最大为500 W, 符合使用要求,但该方式的缺点是分配( 合成) 两端口的平衡性较差,且无法调节。而宽边耦合线具有体积小、功率容量大、损耗小、分配( 合成) 端口平衡性能优等特点,因此选用宽边耦合线作为最终的功率合成方式。
宽边耦合线合成器的设计主要分为功率容量和电性能两个方面。设计的功率合成器的功率容量要求为300 W,考虑到功率余量,按照500 W的功率容量来设计。在此种设计中,关键考虑馈线中间层耦合微带板的击穿电压,只要中间层耦合微带板能承受最大击穿电压Vmax,则功率容量P就能满足要求,其中R是微带的特性阻抗,为50 Ω。微带板的击穿电压按式( 3) ,可方便得求得
利用式( 4 ) 可求得Vmax= 158 V。 而选用的TFE( Teflon) 特氟龙材料制成的板材击穿电压为300 000 V / inch,换算成击穿电压为11 811 V / mm。 当选用0. 5 mm TFE时,击穿电压5 906 V,远大于所需,因此功率容量是合适的。利用微波辅助设计软件对宽边耦合线合成器进行了建模和仿真,得到的仿真结果如图5所示。
如图5所示,合成器仿真结果为: 差损≤0. 1 d B; 输入输出驻波VSWR ≤1. 07。实际结果为: 差损≤ 0. 2 d B; 反射驻波比≤1. 15 d B,完全满足使用要求。
2. 3功率放大器的结构设计
S波段300 W连续波功率放大器,由于其增益和功率均较高,末端的功率信号易耦合到输入端引起自激和干扰,因此设计时必须注意前后级之间的隔离,特采取以下措施: 射频链路和电源电路进行分腔设计以防止微波信号通过腔体效应耦合到前级从而引起自激; 馈电采用馈通滤波器和穿芯电容以防止微波信号通过电源线串扰; 射频放大链路适当位置放置隔离器以增加反向隔离,可有效地防止由于增益过高引起自激。
3测试结果与讨论
根据上述理论分析和电路仿真结果设计制作了测试电路,最终调试后的末级电路实物如图6所示,由于输出功率较大,腔体四周贴了吸收材料,电源线上套上了磁环, 这些措施有效屏蔽了电磁辐射,使放大器工作更稳定。
放大器最终测试结果如图7所示,f1为S波段内一频率点,放大器带宽90 MHz,图中曲线为放大器在线性输出功率P－ 1为300 W时的功率增益曲线; 由图中可看出,放大器在频带内增益波动≤ ± 0. 3 d B,达到了较好的平坦度; 由于放大器为CDMA应用,因此测试了三阶互调指标≤ -45 d Bc( 输入两间隔5 MHz,总功率在P－ 1回退7 d B时) ; 幅相变换≤3°/d B( 输出P－ 1时) 。
结果表明,具有“虚地”的推挽电路对对管功率合成具有较好的合成效果; 宽边耦合线合成器也能满足S波段高功率合成的应用,且易于结构排布; 但当输出功率较高时,末端功率容易通过宽边耦合线功率合成器的四周缝隙泄露到前级对整个放大器性能造成影响,这可通过对宽边耦合线功率合成器边缘包裹金属胶带接地、盒体分腔设计等措施来解决。
4结束语
本文介绍了一种S波段高功率线性CDMA应用放大器,其采用两只对管结构的LDMOS功率晶体管进行功率合成。单个对管结构的LDMOS晶体管功率合成采用了相差180°相位( 产生“虚地”) 的推挽电路,最后合成采用了宽边耦合线形式,大幅减小了高功率放大器的尺寸,简化了合成器的工艺安装,提高了生产效率。
摘要：利用推挽电路和宽边耦合线合成器设计了一种S波段300 W固态高线性功率放大器。推挽电路利于宽带功率匹配,宽边耦合线合成器提高了功率合成的功率容量,从而实现了高线性输出功率的平坦特征。该功率放大器在S波段90 MHz频率范围内实现了线性300 W的功率输出,带内增益65±0.5 d B,三阶互调≤-45 d Bc。
功率合成放大器 篇6
1 几种集成功率放大器电路的类型
在电力系统中, OTL电路、OCL电路、BTL电路是比较普遍的功率放大电路, 每种电路凭借自身内部结构特点得到了广泛的运用, 其具体情况如下:
1) BTL电路 (桥接式负载功放电路) 。其负载的两端均与放大器的输出端相接, 而放大器的一个输出则是另外一个放大器的镜像输出。该电路优势在于能够把系统电压有效运用起来, 在低电压系统中得到了广泛运用。
2) OCL电路 (无输出电容功放电路) 。其主要是根据OTL电路进行改装调整而来, 见图一, 内部结构原理与OTL电路相似。该电路优势在于:运用双电源供电方式, 输出端的直流电位为“0”;其低频性能十分优越, 在功率放大器中运用较多。
3) OTL电路 (无输出变压器功放电路) 。其功放电路采用的是输出级与扬声器运用电容耦合, 无需输出变压器的形式。该电路的特点为:供电方式是单电源, 输出端直流电位仅有电源电压1/2。
2 OCL功率放大器的安装与调试
在OCL功率放大器调试过程中, 需要结合具体的电路情况进行, 且保证每个电路元件都能够发挥出理想的作用, 这是极为关键的。安装调试可结合以下几点展开:
2.1 线路板的设计
OCL功率放大电路在走线结构设计上需要遵循以下原则:1) 输出级需设置在最靠前的接电源;2) 接线时要降低每个级之间的连接, 避免交叉;3) 保持发热元件良好的散热, 尤其是对于大功率管尽量设置散热器来维护通风, 可将散热器连接于线路板外部。
2.2 安装工艺要求
1) 在安装过程中要保持各元件之间的可焊性, 若需要时应镀一层焊锡。2) 保证焊接点的光滑、圆润、亮泽, 禁止从出现虚焊、连焊等。3) 安装电解电容器的极性时, 见图二, 要防止三极管各脚之间弄错, 且导线的颜色要正确分配, 通常红线为“+极”, 黑线为“-极”。
2.3 调试与测试
1) 调试前要保证电源接通, 且线路连接无误后进行。2) 调整电路, 保证差动放大输入级的集电极静态电流在20-25mA。3) 运用信号器确定有效值为1V, 频率是中频正弦波信号, 采取示波器对放大器输出端的波形进行观察, 并调整电路保证放大器的输出功率为PO, 当前的示波器接受到的波形未出现失真。4) 减小输入信号的电压, 保证放大器的输出功率在0.1PO, 由此自最小的运行, 慢慢增大功放管的静态电流, 至示波器显示的波形恰好消除失真后停止。5) 有效确定低音频信号、高音频信号, 其幅度控制在有效值1V, 对输出功率PO1和PO2进行测量, 若PO1、PO2都超过0.707PO, 则表示频响符合标准。
3 OCL放大器的保护措施
对于OTL、OCL、BTL等三种主要的功率放大电路而言, OCL凭借其自身的优势运用最为广泛, 其不仅在电路中的稳定性优越, 且保真水平理想, 不易发生异常故障。
1) 电源保护。主要是针对电源极性连接而言, 保证正、负极连接的正确是很重要的。若电源的性能过差, 连接、断开电路时会产生电压过冲, 需采取措施控制电路进行保护。
2) 输入保护。当集成运放的输入差模电压超出标准值时, 或者输入共模电压超出标准, 则会导致集成运放受到损坏, 需对相应的电压值严格控制。
3) 输出保护。若集成运放过载及输出端出现短路后, 如果未设置保护电路, 则运放将会受损。这时就要对电路的元件采取短路保护措施, 防止在短路中出现烧坏。
4 结论
对于大功率OCL放大器的调试与保护工作, 必须要对电路的连接情况有所了解, 掌握整个电路的内部连接情况后才能展开正确的调试, 保证电力设备的正常运行, 这是每个技术人员需要及时掌握的。
摘要：大功率OCL放大器的调试与保护时电力工程中十分重要的环节, 而实际工作中由于技术人员的专业水平或电力条件的限制, 常会出现各种异常情况。本文首先分析了放大器电路的集中常见形式, 并重点研究了大功率OCL放大器的设计与制作, 在此基础上对其调试与保护工作进行分析。
关键词：OCL放大器,调试,保护
参考文献
[1]杨勇文.研究大功率OCL放大器的设计与制作[J].三江学院院报, 2008.
[2]钱根幸.探讨OCL放大器的调试与保护动作[J].科技博览, 2008.
功率放大器教学浅探 篇7
电器电路中放大电路的末级在输出大幅度信号电压的同时, 还必须输出大幅度的电流, 即向负载提供足够的功率, 这种放大器就称为功率放大器。一个功率放大器的直流电源提供的功率, 能不能最大限度地转换成交流输出功率, 关键要看放大器的工作状态和如何选择元器件了。
一、功率放大器工作状态
功率放大器按工作状态的不同, 可分为甲类、乙类和甲乙类三种。
(1) 甲类放大器的特点是工作点选在输出特性曲线线性区的中间位置, 信号电流在整个周期内都流通, 失真小但效率低, 输出功率也小。实际效率为30%左右, 常用做功率放大器的推动级。
(2) 乙类放大器工作点选在基极电流等于零的那条输出特性曲线上, 信号电流只在半周期内流通, 效率高, 输出功率大, 但失真严重。常见电路就是乙类双管推挽功率放大器, 它利用两只型号相同、主要参数相同的晶体管, 采用变压器耦合组成工作在乙类状态的推挽功率放大器, 可以获得高效率、低失真的功率放大。效率一般可达50%~70%。常见电路有OTL和OCL。
(3) 第三类放大器的工作点既不像乙类放大选得那样低, 也不像甲类那样高, 电流截止的时间小于半周期, 工作性能介于甲类和乙类之间。推挽放大器如果采用甲乙类放大方式, 就可以大大减小交越失真。所以一般的实用电路, 在静态时都要给晶体管加上一定的正向偏压。保证晶体管在信号电压较低时, 仍处于良好导通状态。
二、功率放大器对元件的要求
功率放大器通常工作在大电压、大电流的情况下, 这就要求放大器的元件要有一定的可靠性和稳定性。
(1) 电阻器的选用。功放器输出电流一般比较大。输出管的发射极电阻要选用功率比较大的电阻。互补对称电路PNP和NPN复合管的偏置电阻, 最好数值相等, 误差不能太大。特别是OCL电路中的电阻器要选用稳定性高的碳膜或金属膜电阻。半可变电阻要质量好, 接触牢靠。OCL、OTL电路中做复合管基极偏置电阻的可调电阻器一旦接触不良, 功率管就很容易因电流剧增而损坏, 最好还是调好后用固定电阻代替。
(2) 电容器的选用。声频功放电路中使用最多的是电解电容, 要选用漏电小, 耐压高的优质电容器。