开关功率放大器（精选8篇）
开关功率放大器 篇1
0 引言
随着无线通信协议的不断增加,频率资源日益紧张,目前常见通信协议的工作频率范围为0.7~3GHz。如何设计一个多频段宽带的单片收发器并可同时兼容以上所有协议极为重要,这样将大大降低应用难度,节省设计成本。宽带收发器的设计难点在于射频前端,尤其是发射链路中的PA (功率放大器)。宽带PA的常见设计方案有分布式[1]、传输线变压器[2]、带通滤波匹配网络[3]和开关电容调谐网络[4]等。本文设计的宽带PA采用开关电容调谐网络,通过开关的状态变化调整PA的工作频率范围。该PA基于TSMC 0.18μm 1P6M CMOS(互补式金属氧化物半导体)工艺模型进行设计,版图仿真结果表明,PA的工作频率范围为0.7~3GHz,全频段内PA的发射功率大于1 5dBm,增益大于20dB,适用于宽带多频段CMOS收发器的设计。
1 开关电容调谐电路
开关电容调谐电路广泛应用于射频集成电路的设计,如PA[4]和VCO(压控振荡器)[5]等,将开关电容阵列和片上变压器并联,等效为可变电感,常用来扩展VCO的频率调谐范围[5],如图1 所示。其中L1、L2分别为片上变压器的主、次级线圈等效电感,C1、C2为可变电容阵列,组成一个频率可调的谐振。
假设变压器主线圈的电压、电流分别为V1、I1,次线圈的电压、电流分别为V2、I2,推导片上变压器的二端口阻抗矩阵如下:
式中,k为片上变压器的耦合系数;ω 为开关电容调谐网络的谐振频率。
加入C1、C2后,进一步推导谐振网络的二端口阻抗矩阵如下:
当Zresonator=0时,可以计算出ω值,如式(3)~ (6)所示,改变C1、C2的大小时,ω也相应发生变化。
当L1=L2=1nH、k=0.8,C1、C2由0.1~20pF时,ω 的变化趋势如图2所示。由图2可知,改变C1、C2可以实现1.714 2~234.508GHz范围的谐振频率。在实际设计过程中,需要根据频率范围设计片上变压器的尺寸和电容阵列的大小。
将基于开关电容的谐振网络应用于PA的输入、输出端,结合片上变压器的设计,可以实现宽带匹配网络,扩展PA的工作频率范围。
2 宽带功率放大器的设计
图3所示为本文提出的宽带PA电路,PA的主放大电路采用全差分的Cascode结构,其原因是:避免MOS(金属氧化物半导体)管被击穿,增加PA的增益,降低偶次谐波的干扰。输入端采用主次线圈比为3∶4的片上变压器,尺寸为150μm×260μm,可变电容加在变压器的主线圈;输出端采用主次线圈比为4∶3 的片上变压器,尺寸为170μm×260μm,可变电容加在变压器的主线圈。输入调谐电容采用3位数字信号控制,输出调谐电容采用5位数字信号控制。电容的大小成等比数列取值。以上两个片上变压器还实现单端、差分信号之间的转换,方便版图设计和测量。
宽带PA的版图基于TSMC 0.18μm 1P6M RFCMOS工艺设计,芯片面积为1.5 mm ×0.5mm。输入、输出信号通过截距为100μm的GSGSG焊盘和探针相接,实现在片测量,避免封装引入的寄生参数对频率范围造成影响。
输入变压器的次级线圈中心作为Cascode共源管的栅端偏置电压接入点,输出变压器的主线圈中心作为Cascode共栅管的漏端电源电压接入点。随着输入信号功率的增大,PA的瞬时电流随之上升,输出变压器的设计需要考虑金属耐流问题,主次线圈均采用顶层超厚金属层,交叉跳线采用多层金属并联走线,降低线圈的等效电阻。
在PA芯片的测量过程中,共源管的源端通过金线接地,金线引入的寄生电感会降低PA的增益和线性度,版图中加入多个接地焊盘,采用多条金线并联的形式降低源端寄生电感值大小。
3 仿真结果与分析
对宽带PA进行仿真。首先进行小信号S参数仿真,输入信号功率为-30dBm,仿真结果如图4所示。在0.7~3 GHz频率范围内,S21均大于20dB,最大值达到27dB;S11均小于-10dB,输入阻抗匹配;在0.7~1.1GHz频率范围内,S22大于-10dB,其余频率点均实现匹配。由于PA的输出等效阻抗随信号功率的变化而变化,S22很难实现完全匹配,而采用有源负载调制技术可以解决这一问题,后期测量过程中在PCB(印刷电路板)上加入可变电容、可变电感实现S22匹配。
然后对宽带PA进行大信号仿真。 从0.7~3GHz频率范围内取6个点进行仿真,输入信号功率范围为-30~0dBm,不同频点处,PA的功率增益变化情况如图5 所示。可以看到,在2.2 GHz处,PA的增益最大,达到26.4dB,同时计算PA的最高输出功率为23.6dBm。由于PA为单级放大结构,增益随输入功率增加而下降,输入1dB压缩点为-18dBm。
本文设计的宽带PA与文献[1]~[4]方案的性能对比如表1所示,可以看到,该PA芯片面积小,可集成于宽带CMOS收发器中。
注:文献[1]~[4]方案为测量结果,本文方案为仿真结果。
4 结束语
通过开关可变电容阵列与片上变压器并联形成谐振网络,数字信号控制电容阵列的容值大小,调节谐振网络的工作频率,在PA的输入、输出端加入以上谐振网络,可实现宽带阻抗匹配。 基于TSMC0.18μm 1P6M RFCMOS工艺设计了一个工作频率范围为0.7~3GHz的宽带PA,该PA的最高输出功率可达23.6dBm,芯片面积仅为0.75mm2,适用于多频段宽带发射机的设计。
摘要：设计了一种工作于0.7~3GHz、最高输出功率为23.6dBm的CMOS(互补式金属氧化物半导体)宽带PA(功率放大器),该PA由单级放大器组成,采用全差分Cascode电路结构。PA的输入、输出端均采用开关电容并联片上变压器的形式实现宽带匹配,通过数字信号控制改变容值大小,进而调谐PA的工作频点,实现宽带工作范围。该PA基于TSMC 0.18μm CMOS工艺模型进行设计,采用Agilent ADS软件进行PA性能仿真和片上变压器的设计。版图仿真结果表明:在0.7~3GHz频段内,PA的输入完全匹配(S11<-10dB),小信号增益S21在1.7GHz达到27dB,芯片面积仅为0.75mm2。
关键词：互补式金属氧化物半导体,功率放大器,开关电容,宽带匹配
参考文献
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开关功率放大器 篇2
引言
电压型单环回路控制简单，在各个领域应用最为广泛。应用于小功率开关电源时，补偿网络可以简单地用分压反馈与基准放大比较来实现。而在大功率电路中校正的难度很大，精度不足。目前仅满足于反复调试，费时费力。本文就这个问题作一探讨。
1、电压型PWM逆变控制系统结构及原理
逆变控制系统的最终输出可以是直流电压、交流电压、直流电流、交流电流、频率或功率，在输出部分需进行滤波。大多数逆变系统输出是直流电压，也就是说，系统输出和调节的是直流电压量，当然逆变变压器副边还有整流电路。脉宽调制（PWM）型开关稳压电源就是只对输出电压进行采样，实行闭环控制，这种控制方式属电压控制型，是一种单环控制系统。对于这些系统，其反馈量就是输出电压的一定比例值，用给定电压与反馈电压的误差信号来调节PWM脉冲的宽度，我们通常把这种逆变控制系统称作电压型PWM控制系统。对于大部分电压型PWM逆变控制系统，不论是直流输出还是交流输出，其控制系统的结构框图都可以统一地画成如图1所示的形式。
图1电压型PWM逆变控制系统结构框图
图2电压型PWM逆变控制系统
该逆变系统的开环传递函数G(S)H(S)由下式给出：
图3电压型PWM逆变控制系统幅频特性曲线
其最大缺点是：控制过程中电源电路内的电流值没有参与进去。众所周知，开关电源的输出电流是要流经电感的，故对于电压信号有90度的相位延迟，然而对于稳压电源来说，应当考虑电流的大小，以适应输出电压的变化和负载的需求，从而达到稳定输出电压的目的，因此仅采用输出电压采样的方法，其响应速度慢，稳定性差，甚至在大信号变化时，会产生
振荡，造成功率管损坏等故障。
2、系统的分析和设计
误差放大器(或调节器)若是比例环节，式(6.12)和(6.13)都是二阶的，即系统是二阶系统。二阶系统是一个有条件的稳定系统。另外，由于输出滤波参数LC一般比较大，频率参数
比较低。所以，系统在中频段是以-40dB／dec的斜率穿过L(ω)=0这条线.在这个系统中，即使采用PI调节器，也只是为了减小稳态误差。所以，零点也很低，中频段仍然以-40dB
／dec的斜率穿越零线，如图3所示。
为了使系统满足稳态性能、动态性能和稳定性的要求，就要使在该系统中就要进行校正。显然，在中频段，加一个串联的超前校正环节(有源或无源)如图4，就能使其开环幅频特性的低、中、高频段都能满足要求，如图4所示。
图4校正网络
3、加入补偿网络
分压反馈处，由于电感电压滞后，所以在反馈处将R1两端并联一条电阻和电容的支路，通过电容电压的超前从而使反馈能瞬时反映出输出电压的变化。由于R1,R2的比值很大，通过在R2的两端并联一个电容来感应输出的微弱变化。
其幅频特性曲线如下：
开关功率放大器 篇3
随着无线通信技术的发展, 信号的传输量、传输速度都有很大的提升, 对于手持设备, 从最初的2G文字时代到3G图片时代, 再到现在的4G视频时代, 每个时代都伴随着新技术的产生。4G系统 (即LTE系统) 是3GPP系统指定的下一代系统, 其两大主要特点是多输入输出 (Multiple Input Multiple Output, MIMO) 和正交频分复用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) , 4G系统可以提供高达100 Mb/s甚至更高的数据传输速率, 不仅支持语音业务, 还能支持视频等业务。随着传输速率的提高, 信号的峰均比 (Peak-to-Average Power Ratio, PAPR) 也会提高。对于2G和3G系统 (如WCDMA、EDGE) , 其PAPR约为3.5d B, 但对于LTE系统, 由于采用了正交频分复用的调制方法, 其PAPR会上升到8~10 d B[1], 如图1所示。高PAPR信号会对手持设备中的功率放大器产生更高的需求, 为了保证信号的线性度, 功率放大器往往要进行功率回退, 这样降低了功率放大器的工作效率。同时一般的手持设备中的功率放大器常使用线性稳压电源 (LDO) 进行供电, 功率放大器只能在达到峰值功率时提供最高效率, 而大部分时间功率放大器都无法有效利用输入的功率, 无用功率会转变为热能, 这会降低功率放大器的工作效率, 使得部分电量白白损失。
为了满足4G信号的需求, 提高功率放大器的工作效率, 多种技术被应用到功率放大器的设计中, 这些技术大体分为两类, 一种是对功率放大器的输入信号进行处理, 一种是根据输入信号采用开关电源代替稳压电源对功率放大器进行供电。文献[2]-[4]采用了数字预失真 (DPD) 的方法来提高功率放大器的效率, 这种方法通过产生一个与失真信号相反的信号并将其输入到功率放大器, 以抵消失真信号产生的影响, 但其控制电路较为复杂, 在手持设备中受面积制约。文献[5]-[7]采用了Doherty的结构来针对高PAPR信号, 这种电路在基站中应用较为广泛, 在手持设备中的匹配较难处理。文献[8]-[10]采用了包络跟踪 (Envelope Tracking, ET) 技术, 通过输入信号的包络变化, 利用控制电路来动态调节功率放大器的漏极电压, 以降低功率放大器的静态功耗, 提高效率, 这种控制电路正尝试应用于手持设备中, 但技术尚不成熟, 且效率的提高不是非常明显。本文基于文献[10]的包络跟踪技术, 从功率放大器的需求出发, 通过采用线性回归曲线方法构建出MRF9742工作效率最大化条件下漏极电压与输入信号功率的曲线, 并根据此曲线设计了一种开关电源以及控制电路, 在工作频率为2.35 GHz时使用开关电源比使用稳压电源的效率有较明显的提升, 提升的最大值为11.7%, 在相同输出功率情况下PAE比文献[10]中提高了4.6%。
1 功率放大器供电电压确定
本设计是针对手持设备, 故功率放大器选取应用于手持设备的功率放大器芯片MRF9742, 将该芯片的模型利用Agilent公司的ADS2011软件进行仿真。先确定静态工作点为偏置电压取2.0 V, 取电源电压为固定值5 V, 直流电流取1 m A, 为了满足LTE信号的要求, 确定其工作频率为2.35 GHz。之后利用负载牵引进行匹配电路设计, 确定MRF9742功率放大器的电路图, 将该电路进行仿真, 通过扫描输入功率的变化得到如图2所示PAE的曲线。此功放的PAE最大值为50.1%, 此时对应的输入功率为23 d Bm, 5 V的电源电压能够满足功放的工作需求, 但是当输入功率增大时, 电源电压不能满足功放的需求, 同时当输入功率降低时, 电源电压又会有剩余, 从而有一部分的功率被白白消耗。为了使得功率放大器总能保持最大效率进行工作, 可以采用开关电源对功率放大器供电, 以保持功率放大器漏极电压随着输入功率的变化而变化。
为了实现此目标, 首先要确定PAE与漏极电压的关系。可以让输入功率Pin保持不变, 动态扫描功率放大器的漏极电压Vdd, 仿真出功率放大器的功率附加效率PAE与漏极电压Vdd的关系曲线, 从曲线中找出功率附加效率最大值时对应的漏极电压值, 这样就得到了一组Pin与Vdd的值。取Pin=20 d Bm, 扫描Vdd, 当PAE取最大值时对应的Vdd=5.785 V, 如图3所示。同理改变Pin, 继续仿真功率放大器的功率附加效率PAE与漏极电压Vdd的关系曲线, 可以得到PAE最大时相对应的Vdd值。将PAE与Vdd的对应值利用线性回归算法进行拟合, 可以得到如图4所示的拟合直线, 即当功率放大器的漏极电压与输入功率满足Vdd=0.325 5 Pin-0.47时, 可以使得功放的效率最大, 同时Vdd的大部分取值小于6 V, 能满足手持设备输入功率的需求和供电电源的要求。
2 包络跟踪开关电源电路设计
为了提高功率放大器的工作效率, 满足拟合出来的功率放大器输入功率Pin与Vdd的关系, 可以采用包络跟踪的方法来进行控制电路的设计。该电路可以采集功率放大器输入信号的包络, 并将其放大作为控制信号, 将这个控制信号作为开关电源中MOS管的驱动, 用来控制开关电源的占空比, 进而控制开关电源的输出电压。由于本设计针对手持设备需要对功率放大器MRF9742进行供电, 故此包络跟踪开关电源电路通过一个脉冲宽度调制 (PWM) 模式的降压电路 (Buck-Convertor) 来实现。其基本电路包括包络检测电路、误差放大电路、比较电路和驱动电路等, 如图5所示。
图5中的误差放大电路 (EA) 将输出的电压Vdd返回值与输入电压Vin进行比较, 经放大产生一个输出电压VEA作为比较电路的输入, 同时误差放电电路可以进行频率补偿以保证系统的稳定性。PWM比较电路用于比较VEA与参考电压Vref, 其输出结果是逻辑高电平和低电平, 将这两个变化电平输入到驱动电路中来驱动MOS管, 通过控制MOS的导通时间来控制开关电源的占空比。MOS管、电感、二极管、电阻和电容构成降压电路的形式, 其中功率放大器PA用并联的电阻与电容来等效。为了保证电感上电流的连续性, 在理想情况下降压电路的输入与输出满足如下关系:
其中D为开关的占空比, Vpower为电源电压。在PWM模式下, 开关的周期保持不变, 只是导通时间发生变化, 故可以通过改变开关的导通时间来控制其占空比。根据上述得到的功率放大器的漏极电压与输入功率的拟合直线, 可以得到:Vdd=DVpower=0.325 5 Pin-0.47。此时的包络跟踪控制电路的输出电压与输入功率成线性关系, 调节电路中各参数值以满足此关系式。在Virtuoso中画出PWM型降压电路图, 如图6、图7所示。
3 功率放大器开关电源仿真
将该功率放大器利用变化的电源对其供电, 其他参数保持不变。利用ADS软件进行仿真, 可以得到该功放的使用开关电源与稳压电压对应的PAE, 如图8所示。根据图8可得, 在工作频率为2.35 GHz时, 使用开关电源的功率放大器比使用稳压电源的功率放大器PAE提高10%左右, 提升的最大值为11.7%。表1总结了使用开关电源与稳压电源功率放大器的参数。
4 结论
本文通过对手机功率放大器芯片MRF9742利用负载牵引进行匹配电路设计, 使其工作频率在2.35 GHz满足TD-LTE信号的需求。之后为了保证该功率放大器工作效率的最大化, 在保持输入功率不变的条件下, 确定了此时PAE最大时漏极电压的取值, 同时利用线性回归算法, 拟合出漏极电压与输入功率的关系直线。为了实现此关系直线, 在开关电源控制电路采用包络跟踪控制电路实现。最后利用ADS软件进行仿真, 可以得到该功率放大器使用开关电源供电时比使用稳压电源供电时效率提高10%左右, 提升最大值为11.7%, 这样可以提高电源的使用效率, 从而延长手持设备的使用时间。
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功率开关控制板故障分析 篇4
TBH522型150 k W短波发射机采用PSM技术来获得高末直流阳压和音频调制电压, 使用了50套功率开关模块提供电压, 其中48套功率模块串联输出提供高末阳压, 2套用于提供高末的帘栅压。
每个功率开关模块上都装有一个功率开关控制器板 (简称控制小板) , 控制其控制模块上IGBT的保护管AC和开关管DC, 它与整个PSM调制系统联系是通过2条光缆实现的, 一条光缆用于接收来自PSM控制系统的合或断开关管的指令信号, 一条用于传送反应本功率开关模块工作状态的信号[1]。
控制小板由保护管控制电路、开关管控制电路、短路保护电路、开关管状态检测及故障保护电路、失步保护电路、开关状态及外电检测电路、以及供电回路组成, 实现以下控制功能:1) 接收系统信号并控制模块开关IGBT的AC管和DC管的通、断;2) 向PSM控制系统发出37 k Hz的光信号, 反应模块开关状态;3) 检测模块开关状态和外电变化情况, 出现故障时及时进行保护。
1 开关控制板实际故障分析
1.1 故障实例一
开关控制小板不能正常切换功率模块的开关。
1.1.1 故障查找
测量过供电电源均为正常交流380 V, 无出现跳变情况, 更换控制端A5功率控制板, 无效;对故障模块的光发/光收光缆进行检测, 无异常。更换开关控制小板后, 恢复正常。
1.1.2 原因分析
在功率开关模块正常工作时, AC管是常通的, 把一个700 V电压输出至DC管。该支路如图1所示, 具体工作情况为:
开机后, 本板的供电回路输出+12 V, 一路通过R2和R1, 经过分压后A点电压为6 V, 并加至比较器N7的同相输入端;另一路通过R3和稳压管VR1使B点得到5.1 V电压, 并加至比较器N7的反相输入端。由于UA>UB, 则C点输出高电平“1” (此时由于DC管检测电路正常时输出为高电平, 不影响C点电压) , 经过RS触发器后D点输出低电平“0”, 再经反相器后输出为高电平“1”至AC管栅极, 使AC管导通。
当发生下列情况时, AC管将被切断:
1) 当本小板的供应电压变化较大, 且低至10 V以下时, 此时A点电压下降低于5 V, 即UA<5 V;另一回路由于稳压管VR1的作用, B点仍稳压为5.1 V, 这就造成UA<UB, 则比较器N7输出C点由高电平“1”变为低电平“0”, 经RS触发器后D点输出高电平“1”, 再经反相器输出低电平“0”至AC管栅极, 将AC管断开;
2) 当R1、R2阻值变化较大, 造成A点电压UA<5 V时, 即UA<UB, 此时如上情况所述, 也将AC管断开。
1.1.3 解决方法
更换故障的N7集成块。
1.2 故障实例二
开关控制小板的光纤控制出现故障, 不能正常按工作指令控制功率模块的开关。
1.2.1 故障查找
测量控制端的光发/光收板, 检查光缆上是否因为温度而发生变形, 影响折光度。
1.2.2 原因分析
PSM控制系统根据输入的音频信号变化规律, 负责对48个功率开关模块的开关管DC进行导通或断开的循环控制。该电路中有一个光接收器, 接收光缆传递的由控制系统发出的指令信号, 以控制DC管的导通或断开。见图2:
其工作情况为:
当系统未发出“合”信号时, 此时无光信号输入, 则U8输出A点为高电平“1”, 经与非门后输出B点为“0”, C点为“1”, 则D点为“0”, 即断开DC管;
当系统发出“合”信号时, 此时有光信号输入, 则U8输出A点为“0”, B点为“1”, C点为“0”, 则D点为“1”, 导通DC管。
当光缆出现故障时, 即使系统的其它部分工作正常, 但与该故障光缆对应的开关也将合不上, 将影响总输出电压, 使指标变差。为此, 当经过110 s后检测到某级功率开关一直没有正常工作时, 表示已经超过一个循环通断周期, 则控制系统应该把该级模块断开, 让它处于停用状态。
当电路和光缆正常时, 控制系统发出“合”信号, 即DC管为导通状态A点为“0”, B点为“1”, 此时场效应管Q3导通, 使D点为“0”, 而C点为“0”, 触发定时器D4输出E点为“1”, F点为“0”送至DC保护电路, 对其不产生影响;
当光缆发生故障时, 不论控制系统是否发出合断信号, 则DC合断信号的A点为“1”, B点为“0”, 使场效应管Q3截止, 此时+12 V电源经电阻R34对电容C33充电, 其充电时间T=1.1R C=110 s, 当经过110 s后, 电容C33输出高电平使D点为“1”, 而由于C点为“1”, 触发定时器D4输出E点为“0”, F点为“1”送至DC保护电路, 将AC管断开, 使该级模块处于停用状态。
1.2.3 解决方法
更换功率开关控制板进入的光纤头, 该光纤因为长时间的热能影响发生变形了, 导致光信号无法正常传导。
2 原理总结
日常检修中, 主要根据发射机状态板上的指示灯, 判断对应某号功率模块或控制小板是否正常, 发现问题及时进行更换。由于模块的IGBT被击穿而短路或开路, 也会造成指示灯常亮或常灭。
控制输入电路正常工作时, 发出37 k Hz的光信号;当发生故障时, 其光信号消失, PSM控制系统自动将对应模块断开停用。
工作模块正常时, AC管导通, 输出一个700 V的直流电压, 经过电阻分压, 在R11的压降为:R’=10×1.2/ (10+1.2) =1.07 kΩ, UA=700×1.07/ (200+1.07) =3.7 V, 该电压又与电阻R12、电容C11共同决定压控振荡器N5的输出频率f, 而f=UA/R12·C11·10=37 k Hz, 并通过光缆传给PSM控制系统, 反应该支路工作情况[2]。
综上所述, 以上分析的几种电路状态如下表1所示:
当光缆出现故障时, 即使系统的其它部分工作正常, 但与该故障光缆对应的开关也将合不上, 将影响总输出电压, 使指标变差。为此, 当经过110 s后检测到某级功率开关一直没有正常工作时, 表示已经超过一个循环通断周期, 则控制系统应该把该级模块断开, 让它处于停用状态。
3 常见故障汇总框图
分析完控制小板各支路工作情况后, 将其常见各种故障汇总作如下框图3:
除了以上分析外, 该小板还要检测可能的故障:
小板上的供电回路出现问题, 造成+12 V或+5 V电压输出不稳定, 使元器件无法正常工作, 对电路产生影响。此时应检测供电回路的整流器、稳压管、二极管、电容等, 发现问题及时进行更换。
参考文献
[1]黄晓兵.THB-522型150 k W短波发射机维护手册[M].北京:中国书籍出版社, 2011:148-152.
PSM功率开关模块控制原理分析 篇5
功率开关模块的主要由整流滤波电路、IGBT绝缘门双级晶体管、空转二极管和控制板五个部分组成。
(1)整流滤波电路由压敏电阻和滤波电容组成,压敏电阻的作用是暂态抑制,即当外电压异常增大的情况下,压敏电阻迅速导通,通过压敏电阻可保证稳定的电压输出,其额定电压为820V。
(2)滤波靠调制变压器的漏感和两只串联的1500F的滤波电容。
(3)IGBT绝缘门双级晶体管的导通时间0.45μS,关断时间1μ S,由AC管和DC管两部分组成。AC管也叫交流管或保护管,DC管也叫直流管或开关管。CR9、CR7正向保护,CR10、CR8反向保护。
(4)空转二极管(CR11)是一个硅整流二极管。当Q1导通时,输出端E16、E17之间的电压为700V左右,CR11承受反相偏压而截止,电流正常的流向是E17到本极模块整流二极管等到Q1到E16;当Q1关断时,CR11将形成正偏而导通,它与IGBT交替导通。
2开关模块控制原理
每个功率开关模块上都有一块控制板,控制板接受来自调制器控制器的循环调制器板经光发射板的光缆控制信号,同时控制板经光接收器板为调制器控制器的状态板提供一个本级功率开关是否正常工作的状态信号,由于功率开关模块及控制板悬浮于高电位工作,调制器控制器应进行隔离,所以信号的转移通过光缆进行。
在外电正常的情况下,控制板控制保护管先合上,保护管合上以后,经压控振荡器组成的检测电路输出本级开关的状态信号,表示本级开关可以工作了,如果循环调制器传来控制信号要求开关管合上,开关管正常的情况下,可以合上,经同步电路的判断使保护管一直保持合闸状态,如果开关管有问题,经同步电路的失步保护判断可使保护管拉开;镍阻丝的过流保护,瞬间可以使开关管拉开,如果控制光缆或光电管故障,经失步保护补充电路,可使保护管拉开。
2.1开关管(DC管)控制原理
开关管通断受两个方面的控制,一是由九单元送来的“开”“、关” 光信号,二是由模块上的过载检测镍丝检测来的过流保护电路。
当控制板上光接受管U8受光时,其输出端1脚为低电平“0”,U11与非门的6脚为“0”,5脚固定为高电平,则4脚为“1”,12脚为“1”。
控制板23、24为过载检测输入端,并接在镍阻丝的两端,总阻值为0.025Ω与30A过载电流对应,保护电压为0.75,不过流时相当于短路,光耦合器U14中发光二极管不发光,三极管截止,U14的5脚为高电平“1”,U10不被触发,9脚输出低电平“0”,U11的1、2脚也为“0”, 输出端3脚为“1”,U11的13脚为“1”。
因U11的12、13脚均为“1”,所以11脚为“0”,U12的5、7脚均为 “1”,控制DC开关管导通。
根据上述控制开关管导通的过程,可以分析开关管关断的控制过程,须注意由9单元送来的关断DC管的信号促使DC管关断是几乎无延时的,而过流保护控制DC管关断是有延时的,因为过流时光电耦合器5脚输出低电平使定时器U10触发输出翻转为高电平。
延时时间约为:T=1.1R24C26=517ms。
2.2保护管控制原理
当外电正常时,电压检测电路同相端的电平6V高于反相端电平5.1V,U2的输出端7脚为高电平,正常时光耦合器U7中三极管不导电,处于截止状态,所以由与非门组成RS触发器的置“1”端S得到高电平,由于加电时R端高电平的建立有延时,即起始时为0,所以RS触发器的输出端为0并保持,经U5反相后变为“1”,控制保护管(AC) 导通。
开关管(DC)未合时,CR3反向偏置处于开路状态,异或门U9的12、13脚因通过电阻接+12VB均为高电平,(异或门:输入相同输出为0),故输出端11脚为低电平,这时因没有要求开通DC管的信号,U8输出“1”,U11的4脚输出为“0”即U9的6脚为“0”,所以其4脚为“0”。
当有一光信号要求本级DC管合上时,U8输出为“0”,U11-4输出为“1”(合上DC管),U9的6脚也为“1”。
因DC管已合上,700VDC输出正常,P1-A26通过3×39K电阻接700VDC负端,经700VDC正端与CR3形成回路,这时CR3导通, U9的12脚为低电平,13脚为+12VB的高电平不变,所以输出端11脚 “1”,U9的5脚也为“1”,即U9的5、6脚均为“1”, 4脚为“0”。
由此可见,在DC管的“开”“、关”过程中,U9的5、6脚均保持同时为高或低电平,即同步,在DC管没有发生故障时U9的4脚为总是为 “0”。
U9的1脚在光缆没有故障时保持低电平,U9的2脚在同步时是低电平,从而使3脚为“0”,Q1截止,U7的二极管不发光,三极管不导通,U2输出高电平,唯有这样,R-S闩锁电路的输出为0,经非门U5转变为高电平,才能促使保护管导通并维持它导通。当开关管有故障时,打破了同步条件,将失步保护。
失步保护是在开关管处于开路或击穿短路的故障状态时的保护。
当DC管开路时,P1-26无负电压而使CR3截止,U9的12、13脚均保持为高电平,其输出端11脚保持为低电平不变,而这时的U9的6脚为合闸信号,是高电平,这将引起U9的4脚为高电平,U9的3脚也将输出高电平而使Q1导通。从而拉开保护管,这表示一旦开关管开路,保护管就被拉开,本级PSM开关停用。
同理分析可知,当DC管击穿短路而长时间导通时,AC管也将被拉开,停用本级PSM开关。
从失步到拉开AC保护管须经过U9的4脚输出端的延时电路延时,这是个快充慢放的延时电路,延时时间为:
T=RC=1S,如果不考虑其放电,U9的4脚输出高电平脉冲累计须达1S以上,U9的2脚才能达到高电平,从而控制拉开AC管。
3状态检测电路
AC保护管导通后,将形成700VDC端经R11、R12、R13到700VDC负端的回路,正常情况下,U3的3、4脚端电压为U34=-3.7V, 这个电压与R12和C11共同决定压控振荡器。
U3的输出信号频率:fout=Vin/10R12C11
从而使DS1按37KHZ的矩形波电压的规律发光,这表示对号的PSM开关保护管输出700V电压正常。
可以看出,这里37KHZ频率是随外电的变化而变化的,外电升高,开关模块输出的700V电压升高,Vin升高,则37KHZ频率升高,反之亦然。
4失步保护补充电路(光信号检测电路)
正常情况下,开机时C31刚开始充电应为低电平,则U11-8为“0”, 当控制合闸的光信号传来U11-9为高电平“1”,10脚为“1”,Q2导通, U9异或门输出“0”,低电平触发U10的6脚,U10 556的5脚输出为“1”, 经U6非门为“0”,使U9-1为“0”,又因开机时同步电路控制U9-2为“0”, 所以其输出为“0”,Q1关断,U7中的三极管也不导通,对保护管没有影响,同时Q2饱和导通使U10 556的2脚为低电平使输出状态保持为高电平不变。
开机后,C31充满电应为高电平,则U11-8为“1”,U11-9为“1” U11-10为“0”,一路使U9的10脚为“1”,高电平给U10的6脚,另一路使Q2截止,C33被充电,T=1.1RC=110S后上升到8V以上,触发U10的2脚(高电平触发端),使其输出5脚翻转为“0”,传给U9的1脚为高电平 “1”,正常时无论DC管合上与否均为低电平“0”所以U9的输出就为高电平“1”,R-S触发器的置“1”端S为“0”,使U4的10脚为“1”,经非门,拉开AC保护管(不过这时已延时了110S,所以加高压后110S如果不加激励(末级无栅流)调制器不工作,这时功率模块将依次断开,这时只有重新落高压再加才能加上)。
开机后,若有一光信号要求合闸(这时在加高压后的110S时间内),则U11的9脚为“0”,10脚为”1“,U9的10脚为“0”使U10 556的5脚输出为高电平,Q1关断,AC处于合闸状态不变。
在正常的工作状态下,光接受器U8输出正常的高电平开关信号,U11输出正好与之相反——即低、高电平开关信号,高电平时Q2导通,C33放电,低电平时Q2截止,C33充电,所以C33处于交替的慢速充电和快速放电的循环过程中,只要正常工作,C33上的电压就充不到8V以上的状态,即是不可能使U10反转而拉开AC管,只有当光传系统损坏或接受头故障,使U8输出保持在高电平,U11的10脚长时间处于低电平,Q2截止,100F电容被充电,当历时110秒后,电容两端电压上升到8V以上,U10输出才翻转为低电平,经非门U6后为高电平,导致失步保护电路动作,才使该级的A C管拉开,处于停用状态, 只有关机修理后才能工作。
因保护管输出正常,开关管也没有击穿、开路现象,控制器认为开关模块工作正常,可以参加循环工作,但由于光缆问题,实际开关并没有工作,这时将产生70/48=1.46KHZ的杂音,如果没有失步保护补充电路,杂音将一直产生,有此电路在110秒以后杂音将消失。
5结语
通过以上分析,可以看出PSM功率开关模块原理并不复杂,但在实际使用过程处理故障时,往往需要理论上的分析和元件实际情况及机器运行状态等多种因素相结合,而且要把理论知识灵活应用,才能准确、快速的对故障进行处理,并维护好设备。
摘要：DF100A PSM发射机的调制级采用了50个完全相同的功率开关模块。其中48个功率开关模块为射频末级提供屏压,其余两个功率开关模块为射频末级提供帘栅压。每个功率开关模块上都附有一个功率开关控制器板,用来控制保护管和开关管。PSM功率开关模块是PSM短波发射机的重要组成部分之一,本文对DF100A发射机功率模块的控制原理进行了详细分析,并结合原理对失步保护的过程进行了说明。
开关功率放大器 篇6
1 汽车电气系统的发展
早期的汽车上根本就没有电气装置。大约在1900年, 随着磁电机的发展并应用到汽车技术上, 才出现了电点火, 继而又出现了感应线圈点火装置。1912年, 研制出照明装置和起动机。1930年, 一种能够根据蓄电池充电状况来控制发电机输出的直流发电机调节器研制成功, 改善了对蓄电池的损坏程度。20世纪60年代初期, 汽车交流发电机出现后, 又研制出不论汽车是在何种行驶状态下都能对蓄电池保持适当充电量的装置。20世纪50年代中期, 由于将汽车电气系统的电压改为12V, 而使汽车上的电气装置安全可靠、效率提高。随着电子信息业的飞速发展, 使得现代汽车的电气系统发展越来越快, 而且越来越完善。
2 汽车电气开关的作用与分类
开关是汽车电气系统中不可缺少的重要部件。开关的作用主要是用来控制汽车的各种电气设备。开关的性能必须安全、可靠、耐用且便于操纵。开关的种类及结构形式种类繁多, 分类方法目前不太统一, 若按照操纵方式可分为手动和电动两类;若按开关的功能特点可分为纯机械多功能手动开关或手、脚、电间接混合控制开关。近年来, 汽车采用的电气开关多为多功能手、脚、电混合控制开关。开关的种类虽然很多, 但对开关使用性能的要求一致的, 即开关必须具有如下共同的性能。
(1) 汽车电气开关必须安全可靠开关是否安全可靠对正常工作来说是至关重要的。比如, 在操纵开关过程中, 不应有对人产生任何伤害的可能性;还应保证不发生由误操作或因开关可靠性而导致的对汽车电气设备的破坏。同时开关本身应具有一定的抗过载能力, 以提高开关的使用寿命及可靠性。
(2) 汽车电气开关的操纵性开关必须便于驾乘人员操纵, 且有一定的机械强度。比如, 由驾驶员操纵的开关必须安装在与驾驶员双手或双脚便于操作的地方:必须由乘车人员来操纵的开关, 要求便于乘车人员操纵, 还要有特殊标记, 以提示乘车人员操作方法, 以避免误操作。
3 电力电子功率开关
感应加热电源技术通过晶闸管、功率晶体管、功率场效应管和绝缘栅双极型晶体管等电力电子功率开关器件, 将供电网络50Hz的工频电源变换成400Hz～200kHz的中高频电源。由于它具有灵活的控制方式、输出功率大、机组效率高、变换运行频率方便等优点, 在工业生产中得到了广泛的应用。电力电子功率开关器件是感应加热电源技术的基础, 是感应加热电源装置的心脏。感应加热电源装置的主功率开关器件决定着系统装置的体积、重量、效率、控制方式、工作性能和系统可靠性。每当一种新型功率开关器件的研发成功, 都会促使诞生新一代的感应加热电源装置。
常用的电力电子功率开关器件有单向晶闸管、可关断晶闸管、大功率晶体管、功率场效应管、绝缘栅双极型晶体管等, 每种功率开关器件又根据不同的工作参数和用途, 分成多种系列和不同型号规格的产品;在实际应用中, 应根据产品的极限参数、工作参数、性能特点、控制方式及附加电路的繁简, 经综合考量后确定所选器件的型号规格。新兴的电力半导体模块是把两个或两个以上的电力电子功率开关器件的芯片按一定的电路连接, 与辅助电路共同封装在一个绝缘树脂外壳内制成。由于功率开关器件的模块化, 使各种电力电子装置的效率、体积、重量、性能、可靠性和价格等技术指标和经济指标得到进一步改善和提高, 因此当前晶闸管模块、大功率晶体管模块、功率场效应管模块、绝缘栅双极型晶体管模块得到蓬勃发展和广泛应用。在晶闸管模块的基础上, 将晶闸管移相触发电路与保护取样传感器电路共同封装为一体, 制成了晶闸管集成智能模块 (ITPM) , 从而使电力电子装置的体积进一步缩小, 可靠性进一步提高, 安装维修更加方便, 使用操作更加简单。国内临淄银河公司已研发出大电流全控型整流逆变、交流电动机软启动、双闭环直流电动机调速等专用晶闸管智能模块。在绝缘栅双极型晶体管模块的基础上, 把绝缘栅双极型晶体管芯片、快速二极管芯片、控制和驱动电路、过压、过流、过热和欠压保护电路及自诊断电路等封装为一体, 制成绝缘栅双极型晶体管智能控制模块 (IPM) 。它为电力电子逆变器高频化、小型化、高性能和高可靠性奠定了器件基础。
绝缘栅双极型晶体管智能控制模块采用标准化的逻辑电平栅控接口, 使与控制、显示、操作板的连接更为方便。绝缘栅双极型晶体管智能控制模块的显著优点是故障状态下的自我保护能力强。因而降低了功率开关器件的损坏几率, 大大提高了整机的稳定性和可靠性, 减少了维修工作量, 增加了无故障工作时间。为了适应微机控制和大容量工业电力变流装置和电动机驱动的要求, 在绝缘栅双极型晶体管智能控制模块的基础上把变流装置的全部硬件集成在同一芯片上, 开发出高集成化、智能化、标准化、适合各种不同应用要求的用户专用功率模块 (ASPM) , 如绝缘栅双极型晶体管逆变专用功率模块就是把逆变装置的整流器、逆变器的绝缘栅双极型晶体管和FWD、制动绝缘栅双极型晶体管及快速二极管集成在一个芯片上, 不再用额外的引线连接, 因而体积小、重量轻、系统成本低、寄生电感小、可靠性更高。
4 结语
开关是汽车电气系统中不可缺少的重要部件。开关的作用主要是用来控制汽车的各种电气设备。开关的性能必须安全、可靠, 耐用且便于操纵。当前, 采用混合封装形式的智能电力电子功率模块 (IPEM) , 在技术性和经济性方面都显示出了强大的优势。新型的电力电子功率开关器件将沿着高频化、智能化、大功率化和高集成模块化的方向快速发展, 也必将在汽车电气系统中起到更稳定更高效的作用。
摘要：汽车的电气系统经过近百年的发展历史, 已经成为现代汽车功能性、可靠性和安全性的必要保证。本文简要介绍了汽车电气系统的发展, 分析了汽车电气开关的分类与作用, 深入探讨了电子功率开关及其在汽车电气系统中的应用。
关键词：汽车,电气系统,电子功率开关
参考文献
[1]汽车用基础电子元器件:传感器、控制器、执行器发展趋势[J].实用汽车技术, 2008 (1) .
[2]陈春, 王友龙.电子功率开关在汽车电气系统中的应用[J].汽车电器, 2010 (8) .
开关功率放大器 篇7
关键词：使用流程,操作规程,故障分析故障处理,设备保养,养护措施
1 偏向开关的工作原理
在具有两列以上的水平偶极子天线阵中, 如将天线阵的各列的电流相位逐列改变一个相等的角度, 同时保持电流幅值不变, 天线阵的辐射波束便会发生偏转, 增加这项功能, 一副固定天线就可以在不同时间里用来对不同地区服务, 以提高其使用效率。
在短波天线阵中要取得各列偶极子间电流相位差的方法是利用电磁波在馈线中传输时所产生的相位移。因此要使水平辐射方向图偏转可改变馈给各列偶极子的馈线长度差以获得各列偶极子的电流相位差。
(a) 正向辐射 (b) 偏向辐射
如图1 (a) 由馈点O到两极偶极子的馈线长度相等, 则偶极子A与B电流相位差为0, 这时辐射最大值方向垂直于偶极子平面, 图1 (b) 中馈点O’的位置偏离中心O点的距离为L, 则O’B比O’A长2 L, B列辐射元的电流相位比A列辐射元的电流相位滞后一角度§其值由电流流经长度为2 L的馈线的电流相位差而定, 这时的辐射方向图向右偏转, 在实际中为了改变分馈线的长度差, 需采用一个1*3开关或称偏向开关, 其接法如图2中Sr为偏向开关。
其上有接点a、b及c。a与b与c之间各接一段馈线, 其长度, 是所需的电流相位差决定馈线a.A与c.B的长度相等, 当偏向开关的转动接点在a点时 (即a点为馈电点) 。则分馈线a.A比a.B短, 这两段馈线长度之差为a.b.c.段馈线长度, 这时辐射方向图向右偏转, 相反, 如偏向开关的转动接点接在c点时则辐射方向图向左偏转, 如转动接点在b点时则为主辐射。
偏向开关从实用性, 方向选择等多方面发挥出巨大作用, 因此得到了广范使用。一般的偏向开关为TBP 1×3-500型或TBP 1×5-500型大功率短波天线偏向开关。下面我们和大家共同探讨TBP 1×3-500型大功率短波天线偏向开关。
TBP 1×3-500型偏向开关分为电器控制部分, 偏向开关柜, 及偏向环组成。 (如图3所示)
正常来说电磁波从机房出来后经主馈线分馈线然后上天线。当主馈和分馈之间出现偏向开关时, 情况就有所不同, 当开关不偏向时电磁波经主馈同时是经偏向环一加分馈一和偏向环二加分馈二, 然后经馈线同时到天线振子, 此时分馈线的长度一样, 也就不存在相位差, 而当偏向开关打到右偏或左偏时电磁波就会多流经两个偏向环才上天线, 例如当偏向开关打到右偏电磁波从主馈进入经分馈二流出, 同时通过偏向环二和偏向环一从分馈一流出, 经两条分馈线到达天线振子, 此时两分馈的长度不同, 也就出现了相位差, 电磁波就不会时间到达天线振子, 天线右侧的振子相对比左侧的振子先得电形成天线偏向。
2 偏向开关工作流程及常见故障
2.1 工作流程
一般正常情况偏向开关的偏向环, 微动开关都处在主向位置, 当同一副天线需要对另一个地区服务进行覆盖时, 偏向开关就要进行偏转。首先是机房送出380伏交流电, 使开关马达带动转向器的三转换开关使偏向环向天线需要方向偏转, 同时机房的220伏控制电缆来控制微动开关工作完成偏向开关的偏转。
2.2 常见故障及分析
在偏转过程中偏向环和微动开关到位时机房会收到位置反馈信号, 当没有位置反馈信号时说明偏向环或微动开关没有到位, 形成开路, 这可能是偏向环没有到位, 或者说微动开关的触点出现问题没有形成正常的闭合状态。也有可能接线盒接线端子出现接线错误。这就需要人工手动来操作完成及检查并处理相关问题。
(1) 偏向开关形成开路后, 需手动恢复, 先将偏向开关的手柄下拉并固定, 这样防止突然电机带电转动伤害检修人员, 在旋转手动轮时比较轻松省力, 然后打开手动部分的保护护盖。将手轮安装在电机手动控制器上并固定。用一只手转动手轮根据具体情况, 顺时针或逆时针方向转动手轮。同时用另一只手来控制电机部分与偏向开关之间的联动器使其进入固定轨道槽内。联动器是微动开关接触器与偏向开关内叶片接触器互锁的连接装置, 它们方向一致。继续转动手轮使其按一定的方向旋转使微动开关接触器顺利与微动开关完全接确。可以从上方的透明窗口上观察到, 使微动开关闭合。一般情况要将微动开关接触器打到中间档。也就是所说的主向。偏向开关的叶片同时和主向接触点完全接触。这时上方透明窗口微动开关接触器到位了就不动了, 继续转动手轮因为在控制器内部还有一个微动开关接触器行程比较长还没有到位, 观察这个接触器就要到开关的后上方, 也就是主馈过来方向, 有一个小的透明窗口, 从这个小的透明窗口可以看到接触器, 转动手轮使微动开关接触器与微动开关完全接触。线路导通, 信号传送回机房内。机房信号指示灯亮。
(2) 在恢复后还出现开路那就是各接线端子有问题。检查各接线端子的接线情况, 先从机房查起看看机房和分线柜之间接线的号线, 打开分线柜用万用表去测量380伏交流电, 再检查220伏控制电缆各接线的端及线号是否相对应。之间的电压是否在额定值内, 感应电压的大小是否影响到电缆的正常使用, 如不符合要求马上更换或做好相应处理, 使其达到要求并能正常使用。然后查看分线柜和终端接线盒之间的接线线号是否相同, 之间的电压是否在额定值内。如果是在安装或测试使用后出现问题那就是换频后感应电压影响到电缆的正常使用。
自我台安装偏向开关以来, 在维护过程中我发现偏向开关两边向外延伸上下两根平行的分馈馈管的连接稳定性较差, 受季风影响严重。经过认真分析原因如下:馈管为纯铜材料, 固定分馈跳引线的一端比较重, 馈管用胀塞和顶丝与偏向开关输出端进行固定和连接, 电磁波从主馈通过偏向开关经分馈馈管, 分馈线跳引上分馈线到天线, 但是偏向开关与分馈馈管的连接稳固性较差, 上下两馈管之间很难保持平行, 跳引为铜包钢材料制作而成, 有一定弹性。西北地区属季风性气候, 风多, 风力大, 在风季来临后, 分馈线和跳引在风的作用下来回摆动带动馈管, 长期下去就会使胀塞赛松动, 上下两根平行馈管不平行造成发射机驻波比过大, 严重时可能会使分馈的馈管脱落烧坏偏向开关造成大的停播事故。
为了解决这一问题, 提高两根平行的分馈馈管的稳定度, 在馈管之间加装了支架, 并将支架和基座进行联接。加装支架后, 给馈管一个支撑和限制位置, 使其在外力条件下也能相对地保持位置固定不变, 有效地提高了该部分的抗风能力, 经过一段时间的观察, 收到了良好的效果, 确保我台的设备正常使用和安全播音, 也减少了维护工作中不必要的人力和物力上的浪费。
3 结语
开关功率放大器 篇8
在伺服系统设计中, 更多地采用PWM控制系统。由分立器件构成的保护电路, 使PCB体积增大同时效果不佳。而智能功率开关将各种保护功能和功率开关集成在一起, 有效的解决了这一问题。智能功率开关包含有单个功率开关、缓冲驱动电路、控制电路和保护电路。它接受低电平控制信号来控制末级功率开关。输出功率开关通常采用功率MOSFET, 而控制电路常用低功耗CMOS电路, 使用电压范围较宽, 功率侧和控制侧相互隔离。
2 MC33982特点
MC33982时专为恶劣环境所设计的, 因此它具有智能功率器件的一般特性, 例如:可以控制输出的直接并行输入、过流保护、过热保护、实时差错显示、浮地保护、抛负载瞬变保护、开路检测、过压和欠压保护等等。如果电源反向, 控制侧无需外加任何组件就可以被保护, 并控制着MOSFET的栅极, 保持与正常模式下相近的低导通电阻。此外该芯片还具有唤醒功能。
该器件所有功能都源自内建的8位串行外围接口 (SPI) , 这一接口可以与微处理器直接连接。该器件具有8个寄存器, 他们被定义成用来配置器件和控制输出状态。
该器件还能精确的感应仿真电流, 因此可实时检测负载电流。由两种比率可供选择, 以便更好的改变电流去适应电路需要。该器件还具有内部看门狗电路。使能时, 只要在内部看门狗设定的最小时间内能检测到所导入得SPI信号中有翻转, 表示该芯片工作正常;如果在内部看门狗计时超出时都未能检测到翻转, 芯片将进入差错保护模式, 直到芯片被重新初始化, 而此时无论输入是何状态, 输出都将被置成导通。
该器件的另一个创新功能是可设置过流检测和差错管理功能。它有一个专用寄存器允许主机设置输出电流的高低台监测制, 其中低态有8个, 高态有2个。在负载电流小于50A的低态且输出关断以前, 主机可以选择4个不同的时间区让电流通过。低位检测线同定时器结合之目的是:a.在稳态时, 过滤掉差错电流。b.在电流涌入或启动间隔期间, 对差错电流做消隐减退。一旦超出了最初选择的高位检测线, 输出将在20μS内关断。其内部框图见图1。
串行输入通信:串行输入通信实行8位通讯, 主机每次传送以D7开始, D0结尾。每次输入通讯命令以中断使用, 位分配如下:
D7:看门狗位。在某些场合也作地址寄存器使用。
D6~D4:选择命令寄存器位。
D3~D0:用于设定和控制输出以及保护特性。
只要通信以8位数据传送, 那么数据链是合适的, 通信将被成功传送。如果通信不是8位数据将不被理睬, 并导致锁定。
MC33982芯片有8个寄存器被用于配置芯片和控制输出状态 (更多的寄存器为内部使用) , 寄存器地址是D6~D4。
3 系统控制方案与工作原理
图2示出系统框图。系统主要由DSP (TMS320LF2407) , 存储器扩展模块, 桥式MC33982、BLDC电机、电流传感器、光电码盘组成。
系统上电后, DSP首先自检, 自检正常则初始化桥式MC33982, 配置合适的各寄存器值。DSP通过与上位机通讯接受主机发出的参考输入 (速度给定值或位置给定值) , 与光电码盘反馈电压值构成误差值, 经数字PID调节后, 将其转换为PWM脉冲输出, PWM脉冲直接给定MC33982, 控制MC33982的通断, 控制电机正反向运动。通过电流传感器监测电流的大小, 滤波放大后反馈送给DSP, 构成系统内环 (电流环) ;光电码盘输出的正交编码脉冲, 直接输入引脚QEP1/QEP2。DSP内置正交编码脉冲电路, 可自动识别由外部引脚上输入的正交编码脉冲的方向, 记录脉冲的个数, 通过计算可得出电机的转速、方向。由此可构成系统外环 (速度环) 。这为运动控制、伺服控制的实现提供了极大的方便。MC33982自备各种保护功能:欠压过压保护、过流保护、超温保护、断路保护等, 极大的简化了系统设计, 同时使系统具备了极高的可靠性。
4 结论
系统采用MC33982替换分离的功率管后。不仅提高了系统可靠性, 同时结构紧凑、缩小了体积, 实现了系统结构简单化。并且MC33982与DSP通过软件互通信息, 最大限度的利用了DSP的资源。
摘要：介绍采用智能功率开关MC33982、DSP芯片TMS320LF2407A组成的低压伺服系统。
关键词：智能功率开关,DSP
参考文献
[1]机电一体化实用技术[M].上海:上海科学技术文献出版社.